CN1510832A - 线性功率放大方法和线性功率放大器 - Google Patents

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Abstract

数字导频信号和数字发送信号的合成信号被施加到数字预矫正器(20)，在其中其基于幂级数模型与奇数阶失真相加，以产生预矫正信号，然后预矫正信号通过DA变换器(31)变换为模拟信号，然后模拟信号通过频率上变换部件(33)被上变换到发送频带，并且上变换信号在被功率放大器(37)放大之后输出。导频信号分量是从功率放大器输出中提取的，然后幂级数模型的奇数阶失真分量被数字预矫正器控制部分(50)从导频信号分量中提取，并且控制数字预矫正器(20)中的奇数阶失真以降低失真分量的电平。

Description

线性功率放大方法和线性功率放大器
技术领域
本发明涉及例如在无线电通信发射机中使用的线性功率放大方法和线性功率放大器。
背景技术
用于微波功率放大器的非线性失真补偿方案之一是使用数字信号处理的预矫正(predistortion)方案(以后称为数字失真方案)(例如，H.Girard和K.Feher，“A new baseband linearizer for more efficient utilization of earth stationamplifiers used for QPSK transmission，”IEEE J.on Selected Areas inCommun.VOL.SAC-1，NO.1，Jan.1983)。数字预矫正方案的特征在于通过由数字信号处理实现预矫正器的工作来避免必须使用复杂的模拟电路系统。传统的线性放大器主要由诸如前馈放大器和负反馈放大器的模拟电路形成。预矫正器也以模拟形式实现(例如，Nojima，Okamoto，和Ohyama，“PredistortionNonlinear Compensator for Microwave SSB-AM System，”Transactions of IEICEof Japan，‘84/1 VOL.J67-B NO.1，pp.78-85’)。
但是，使用这些模拟电路的线性化技术通常要求复杂的调节技术。而且，包括调制电路的发射机的小型化和节约化要求简单构成的模拟电路。在这方面，通过数字信号处理实现线性化的数字预矫正器优越于采用模拟电路的传统预矫正器。而且，使用预矫正器的放大器能够取得高效率的放大，因为其没有用于线性化的诸如在前馈放大器中使用的辅助放大器的模拟电路。
数字预矫正器的公知结构使用了用于放大器非线性特性之预线性化的查询表(例如，L.Sundstrom，IEEE，M.Faulkner，和M，Johansson，“Quantizationanalysis and design of a digital predistortion linearizer for RF poweramplifers，”IEEE Trans，Vech.Tech.，VOL.45，NO.4，PP707-719，Nov.1996)。使用查询表的数字预矫正器通过反馈放大器输出信号更新查询表中的设置值，使得失真分量下降到预设值之下。本领域公知，失真能够因此通过数字信号处理补偿和失真的补偿量近似为15dB或者以下(Y.Oishi，N.Tozawa，和H.Suzuki，“Highly Efficient Power Amplifier for IMT-2000 BTSEquipment，”FUJITSU Sci.Tech.J.，38，2，p.201-208(2002年12月)。
为了最大化功率放大器放大的效率，必须通过增加要被补偿之失真的量来压缩放大器的输出补偿(output backoff)。图1表示在从1dB增益压缩点开始的输出补偿和放大效率之间的关系。用于观察的条件是理想类“B”偏置(ideal class“B”bias)。从图1可看出，通过将要被补偿之失真的量增加到这种程度使得能够压缩输出补偿而能够取得较大的放大效率。
图2表示在失真减少和三阶失真分量的振幅与相位偏差之间的关系。为了取得至少在30dB之上的失真补偿性能，需要数字预矫正器产生±0.2dB之内的振幅偏差和±2度之内的相位偏差。正如从图2可见，也要求数字预矫正器根据环境(secular)变量和温度变化获得预定的振幅和相位偏差。
为了实现超过目前可获得值的失真补偿(失真改善)，传统的查询表类型数字预矫正器需要安装有用于将失真补偿维持在高水平上的高精度查询表，如从图3中可以理解。而且，当功率放大器的非线性特性稍微随温度偏差或者环境变量改变时，必须提供控制路径，其监控放大器输出信号和由此更正查询表。
但是，在使用查询表的数字预矫正器上，失真分量和在查询表中设置的值之间的关系是不清楚的，也没有任何具体的方法用来修正例如由环境或者温度变化引起的放大器非线性特性的轻微变化。
高精度补偿失真分量的一个方法是基于幂级数模型(power series model)的预矫正器。这种预矫正器迄今使用模拟电路已经实现，并且其失真改善性能是在30dB之上(例如，T.Nojima和T.Konno，“Cuber predistortion linearizerfor relay equipment in 800MHz band land mobile telephone system，”IEEETrans.Vech.Tech.，VOL.VT-34，NO.4，pp169-177，Nov.1985)。本领域公知，幂级数模型是用高精度来建立放大器非线性特征的模型(例如，Tri T.Ha，“Solid-State Microwave Amplifier Design，”第六章，Krieger出版公司，1991)。借助使用幂级数模型之数字预矫正器的失真补偿方案，用于校正各阶系数的信号需要从放大器输出信号中提取。在英国专利申请公开GB2335812A中，描述了通过从发送信号中去掉基波和较高阶失真分量的这种矫正信号的提取。用于更容易提取幂级数模型之矫正信号的方案是使用与导频信号相同电平的两个载波。(见前述T.Nojima和T.Konno的文献)。
已经提出了改善功率放大器非线性特征的频率依赖性和补偿其温度依赖性。为了通过传统预矫正器实现宽带信号中失真的优良补偿的目的，日本专利申请公开号11-17462提出降低在主信号路径和失真信号路径之间的路径差，日本专利申请公开号7-7333提出将相位均衡器连接到输入信号线。使用这些方案的原因是使由预矫正器产生的失真随固定增益变化和处于在宽频带上的固定相位中。
但是，加宽用于放大的频带产生了例如增加功率放大器增益和相位特征中的频率偏差，如图3中表示，这对信号放大施加了不可忽视的影响。由于这个原因，仅仅通过固定地改变在整个频带上失真的振幅和相位，通过预矫正器引起的失真在整个频带上要保持在用于消除通过功率放大器引起的失真之电平上和相位上与此相反是不可能的。因此，为了实现高精度失真补偿，必须的是，由预矫正器引起的失真的频率相关振幅和相位特征应当以这种方式被改变以便消除功率放大器之增益和相位特征的频率偏差。日本专利申请公开号10-327209提出使用均衡器以改变通过预矫正器产生的失真的频率-振幅和频率-相位特征。
例如，在日本专利申请公开号2002-64340表示的传统预矫正器中，来自模拟失真器的输出在振幅和相位上相互独立地被调节在基波输出信号的较高和较低频率侧，以将频率特征给予用于补偿的失真。在日本专利申请公开号2002-57533中，由带通滤波器和矢量调节器构成的振幅-频率特征调节电路被连接到模拟失真器的输出侧，使得用于补偿的失真具有频率特征。
在通过窄带滤波器提取放大器输出的交叉调制失真分量和校正模拟预矫正器的每阶系数的情况下，对模拟预矫正器之导频信号反馈路径中的发送信号，系数能够在充分短时间内容易地被校正。与模拟预矫正器相反，查询表类型数字预矫正器包含从放大器输出中监控的导频信号的数字化，其导致在反馈路径中延迟的问题。
在模拟预矫正器中，导频信号是由模拟振荡器产生的，而在数字预矫正器中，导频信号需要通过数字信号处理在基带中产生。对于数字预矫正器中导频信号和发送信号的信号变换以及对于它们的模拟到数字变换迄今没有提出具体的技术或者方案。
换言之，仍然不清楚如何构成使用导频信号的数字预矫正器。有对简单结构之数字预矫正器的需要，该数字预矫正器实现高度的失真补偿和总是根据环境(secular)变量和温度变化执行失真补偿。
在上述日本专利申请公开号10-327209中说明的、通过使用均衡器改变由预矫正器产生的失真之频率特征的方案是使控制预矫正器之反馈路径的频率特征均衡。该方案没有考虑功率放大器中增益和相位特征的频率偏差。因此，对预矫正器产生这种需要，其能够以这种方式调节由该预矫正器产生之失真的频率-振幅和频率-相位特征，即消除功率放大器中增益和相位特征的频率偏差。
当输入信号是在频率轴上具有离散频谱的信号，如同在使用相同振幅的两个载波的情况时，通过在基波信号的较高和较低频率侧调节其振幅和相位，如在前述日本专利申请公开号2002-64340中提出的，将频率特征给予失真分量是有效的。但是，借助该方法，当输入信号类似调制波信号在频率轴上具有连续频谱时，不可能提供这种在频率轴上连续变化之频率特征给失真分量。在上述日本专利申请公开号2002-57533中，也需要准备许多带通滤波器和矢量调节器，用来将频率特征给予用于补偿的高阶失真。此外，仍然不清楚如何实现补偿失真的频率特征，以用来消除由功率放大器产生的失真分量之频率特征。在上述日本专利申请公开号2002-64340和2002-57533中公开的预矫正器是由模拟元件形成的预矫正器。在该例子中，用于补偿失真的频率特征的实现要求考虑包括失真器、矢量调节器等整个传输系统的频率特征，以及考虑功率放大器的频率特征。
发明内容
本发明的主要目的是提供线性功率放大方法和线性功率放大器，其不受环境(secular)和温度变化的太大影响并实现优良失真补偿性能。
根据本发明的线性功率放大器包括：
提供有数字发送信号的数字预矫正器，其用于通过使用幂级数模型预矫正所述数字发送信号，以产生预矫正信号；
数字到模拟变换器，其用于将来自所述数字预矫正器的所述预矫正信号变换为模拟预矫正信号；
频率上变换部件，其用于将所述模拟预矫正信号上变换到传输频带；
功率放大器，用于功率放大所述上变换的信号；
频率下变换部件，用于下变换来自所述功率放大器的一部分输出，以输出该下变换的信号；和
数字预矫正器控制部件，其用于提取与所述幂级数模型相同奇数阶的失真分量，和用于以降低所述奇数阶失真分量的电平的方式来控制所述预矫正器的系数。
由于要在数字预矫正器中产生的幂级数模型的奇数阶失真分量被直接控制成降低所提取失真分量的电平，能够实现具有小的环境和温度变化的失真校正。
根据本发明的线性功率放大方法包括步骤：
(a)将数字导频信号输入到数字预矫正器，以产生附加有由幂级数模型预定的数目的奇数阶失真分量的预矫正信号；
(b)将所述预矫正信号变换为模拟预矫正信号；
(c)通过使用预定载波频率将所述模拟预矫正信号上变换到传输频带；
(d)功率放大所述上变换信号；
(e)下变换一部分所述功率放大的输出信号，以提取奇数阶失真分量；和
(f)控制所述预矫正器的系数，使得所述奇数阶失真分量与发送信号的电平比率变成小于预定值。
附图说明
图1是表示在放大效率和来自1dB增益压缩点的输出补偿之间关系的曲线；
图2是表示对于三阶失真分量在振幅和相位偏差之间关系的曲线；
图3是表示功率放大器的频率相关振幅和相位的例子的曲线；
图4是说明根据本发明的线性功率放大器基本结构的方框图；
图5是描述根据本发明的线性功率放大器第一实施例的方框图；
图6是示意地表示图5的各个部件中信号之频谱的示意图；
图7是表示根据本发明用于实现线性功率放大方法之程序的流程图；
图8是描述根据本发明的线性功率放大器第二实施例的方框图；
图9是示意地表示图8的各个部件中信号之频谱的示意图；
图10是描述根据本发明的线性功率放大器第三实施例的方框图；
图11是描述根据本发明的线性功率放大器第四实施例的方框图；
图12是描述根据本发明线性功率放大器的第三和第四实施例之每一个的改进形式的方框图；
图13是表示图10实施例的改进形式的方框图；
图14是表示图12实施例的改进形式的方框图；
图15是说明数字预矫正器控制部件另一个例子的方框图；
图16A是描述FET等效电路的示意图；
图16B是描述使用FET之放大器的等效电路的示意图；
图17是说明根据本发明线性功率放大器第五实施例基本结构的方框图；
图18是用于解释第五实施例工作的曲线；
图19是表示第五实施例具体例子的方框图；
图20是描述本发明第六实施例结构的方框图；
图21是描述本发明第七实施例结构的方框图；
图22是表示图21实施例的改进形式的方框图，其中导频信号发生器12产生调制信号作为导频信号；
图23是描述本发明第八实施例结构的方框图；
图24是表示用于计算频率特征补偿器之特征的程序的流程图；
图25是用于解释对于三阶失真之补偿失真的产生的频率图表；
图26A是表示通过线性插入计算的频率特征补偿器之增益-频率特征的曲线；
图26B是表示频率特征补偿器之相位-频率特征的曲线；
图27A是表示通过多项式插入计算的频率特征补偿器之增益-频率特征的曲线；
图27B是表示频率特征补偿器之确定相位-频率特征的曲线；
图28A是表示通过线性插入计算的频率特征补偿器和增益调节器之合成增益-频率特征的曲线；
图28B是表示频率特征补偿器和相位调节器之合成相位-频率特征的曲线；
图29A是表示通过多项式插入计算的频率特征补偿器和增益调节器之合成增益-频率特征的曲线；
图29B是表示频率特征补偿器和相位调节器之合成相位-频率特征的曲线；
图30是说明本发明第九实施例结构的方框图；
图31是说明本发明第十实施例结构的方框图；
图32是说明本发明第十一实施例结构的方框图；
图33是表示用于设置图32实施例的频率特征补偿器之特征的程序的流程图；和
图34是表示图32实施例的改进形式的方框图。
具体实施方式
本发明的基本构成
图4表示根据本发明的线性功率放大器的基本构成。发送信号S和导频信号PL是通过不同的数字信号处理分别由发送信号发生器11和导频信号发生器12产生的，并且它们通过加法器15被加在一起，加法器输出被提供给数字预矫正器20。发送信号S可以是基带或者IF信号；但在这里其被假设为基带信号，除非有其它规定。基于幂级数模型的数字预矫正器20执行用于预矫正输入信号的数字信号处理，该输入信号是发送信号S和导频信号PL的合成信号。
数字预矫正器20的输出信号通过数字模拟(DA)变换器31被变换为模拟信号，该数字模拟(DA)变换器31具有至少两倍高于导频信号PL和发送信号S的合成信号的频带的带中工作速度。模拟信号通过频率上变换部件33被频率变换成传输频带的高频信号，并且频率变换信号被送给功率放大器37。来自功率放大器37的输出信号被功率分配部件38分成两块，其一被提供给频率下变换部件40，另一个作为线性放大器输出被提供给例如天线。一个分开部分功率是在频率下变换部件40中下变换的，之后被供给数字预矫正器控制部件50。控制部件50从该下变换信号中提取导频信号的奇数阶失真分量，并且使用该提取的失真分量校正数字预矫正器20的系数。
由于使用导频信号的数字预矫正器20不通过使用从存储器读出的校正数据来校正系数，而是以这种方式通过使用所检测的失真分量来直接校正系数，以如上所述减少失真分量，系数校正就免于受到环境和温度变化的影响。而且，至于导频信号反馈时间，由于导频信号的频带比发送信号的频带窄，本发明中的数字预矫正器的延迟时间能够比传统数字预矫正器的延迟时间扩展得更长。因此，即使在其中导频信号被下变换的反馈路径中，反馈时间也不要紧，如图4中表示。
第一实施例
图5表示体现根据本发明数字预矫正方案之线性功率放大器的第一实施例。本实施例中使用的导频信号是相同电平的两个音调信号PL1和PL2。本实施例的线性功率放大器包括：导频信号发生器12，其由用于通过数字信号处理产生音调信号PL1和PL2的音调信号发生器12A和12B以及数字加法器14构成；数字预矫正器20；DA变换器31；频率上变换部件33，其由局部振荡器33A、混合器33B和带通滤波器33C构成；功率放大器37；方向耦合器38A和构成分配部件38的导频信号提取带通滤波器38B；频率下变换部件40，其由混合器41、带通滤波器42、放大器43和模拟数字(AD)变换器44构成；以及数字预矫正器控制部件50。数字预矫正器27被表示为处理直到七阶的失真，但是，阶的数目可以根据所用的装置构成按希望选择。尽管实际中用于混叠(aliasing)切断用途的低通滤波器被连接到DA变换器31的输出侧，但其不直接涉及本发明且这里没有表示出。
使用幂级数模型的数字预矫正器20被构成为通过使用幂级数相加来自通过发送信号之基波分量的延迟通路和用于产生每个奇数阶失真之通路的输出信号。即，基波分量通过延迟存储器21，该延迟存储器21提供了在延迟通路的延迟时间和失真产生通路的延迟时间之间的一致。各奇数阶的失真分量是由失真发生器22A，22B和22C、用于振幅调节用途的增益调节器24A，24B和24C、以及用于相位调节用途的相位调节器23A，23B和23C产生的。奇数阶失真发生器22A，22B和22C每个都执行将发送信号A和导频信号PL1与PL2的输入合成信号升高到对应奇数阶幂的处理。例如，让X代表发送信号S和导频信号PL1与PL2的和，则三阶失真发生器将X升到第3阶。相位和振幅调节的奇数阶失真分量通过加法器26和27被加在一起，然后相加输出通过加法器25被进一步加到来自延迟存储器21的延迟基波分量，并且相加输出作为预矫正信号Y从数字预矫正器20施加到DA变换器31。
DA变换器31将预矫正信号Y变换成被施加到混合器33B的模拟信号，在混合器33B中，其与从局部振荡器33A送来的频率为fc的局部信号(载波信号)混合。混合输出被提供给带通滤波器33C以提取传输频带的信号，该信号被施加到功率放大器37。来自功率放大器37的输出高频信号通过方向耦合器38A传输。
一部分高频信号的传输输出通过方向耦合器38A取出并施加到带通滤波器38B，以提取导频信号分量(由导频信号和较高阶失真构成)。如此提取的导频信号分量通过混合器41与来自局部振荡器33A的载波信号混合，并且混合器的输出被施加到带通滤波器42，以检测下变换的导频信号分量，其由放大器43放大。放大的导频信号分量通过DA变换器44被变换成数字信号，其被提供给数字预矫正器控制部件50。
数字预矫正器控制部件50包括失真分量检测部件51和奇数阶失真特征控制部件52。失真分量检测部件51由第三、第五和第七阶失真分量提取器51A，51B和51C构成。奇数阶失真特征控制部件52由第三、第五和第七阶失真控制器52A，52B和52C构成。奇数阶失真分量提取器51A，51B和51C能够由例如带通滤波器形成，通过它提取第三、第五和第七阶失真分量。奇数阶失真控制器52A，52B和52C分别控制调节对应于控制器的来自失真分量发生器22A，22B和22C之输出的相位和振幅的相位调节器23A，23B，23C和可变增益调节器24A，24B，24C。
由于所用导频信号PL1和PL2是相同电平的音调信号(CW信号)，在音调信号附近出现的奇数阶失真分量在功率放大器37的输出上通过奇数阶失真分量提取器51A，51B和51C提取。尽管本实施例中的数字预矫正器控制部件50是通过数字信号处理实现的，类似结构也可以通过模拟电路实现。
图6以信号频谱形式表示在本实施例中如何引入和提取导频信号PL1和PL2。对数字预矫正器20的输入信号X包含基带的发送信号S和为相同电平之音调信号的导频信号PL1和PL2。频率为f1和f2的导频信号PL1和PL2被引入发送信号S的邻近频带中，如图6中表示的A行所示。这两个导频信号PL1和PL2是用频率间隔Δf＝f2-f1设置的，该频率间隔充分地比发送信号S的调制信号带宽更窄。来自数字预矫正器20的输出信号Y包含由发送信号S和导频信号PL1和PL2的预矫正导致的预矫正分量SD，PD3L和PD3H，如图6中的行B所示。这里以三阶失真分量为例；例如，导频信号PL1和PL2的第五阶失真分量是高于PD3H一个Δf的分量和低于PD3L一个Δf的分量，但它们没有被表示出。第七阶失真分量是比第五阶失真分量更靠外一个Δf产生的，但它们也没有被表示出。
对功率放大器37的输入信号是来自预矫正器20的输出信号Y在频率上变换部件33中通过载波频率fc被上变换得信号，如图6的行C中所示。在这种情况下，通过数字预矫正器20产生的预矫正分量被如此设置，使得补偿在整个传输路径上的失真。因此，在功率放大器37的输入信号的预矫正分量和数字预矫正器20的输出信号的预矫正分量之间的失匹配不产生问题。但是差别是非常小的，因为在传输路径上的交叉调制失真大多数发生在路径最后阶段的功率放大器37中。如图6行D中表示，来自功率放大器37的输出信号是具有通过数字预矫正器20抑制的失真的信号，即失真补偿信号。
包含失真分量的导频信号分量是通过方向耦合器38A和带通滤波器38B提取的。所提取导频信号分量通过由混合器41用来自局部振荡器33的局部振荡信号被下变换。如图6的行E中表示，控制部件50的输入信号是通过AD变换器44的下变换信号的数字化版本。例如，当用于第三阶失真分量PD3L和PD3H的失真补偿在功率放大器37的输出上不充分时，它们保持不可除去到不能忽视的程度。在控制部件50中，第三阶失真分量中的一个，在本情况下为PD3H，是通过第三阶失真分量提取器51A提取的。第三失真控制器52A使用所提取的音调信号通过相位调节器23A和可变增益调节器24A来控制来自第三失真信号发生器22A之输出的相位和振幅，直到失真的补偿量达到这种值为止，其使得邻近信道泄露功率比率(即失真分量对发送信号的电平比率)在功率放大器37的输出端下降到预定值之下。为实现这，能够使用各种最佳算法。
图7是表示线性功率放大程序的流程图，其包括通过控制相位调节器23A，23B，23C的相位和可变增益调节器24A，24B，24C的增益来设置数字预矫正器20中系数的步骤。
步骤S1：产生数字导频信号PL1和PL2，并且将它们与数字发送信号S相加以获得合成信号。
步骤S2：产生用于该数字合成信号的奇数阶失真分量。
步骤S3：设置奇数阶失真分量的相位和振幅。
步骤S4：相加失真分量和延迟的基波分量以产生预矫正信号。
步骤S5：将预矫正信号变换成模拟信号。
步骤S6：将模拟预矫正信号上变换到高频信号。
步骤S7：通过功率放大器功率放大高频预矫正信号。
步骤S8：从放大的高频信号提取导频信号分量和下变换它们。
步骤S9：将下变换的导频信号分量变换到数字形式。
步骤S10：从数字导频信号分量提取失真分量。
步骤S11：检查发现失真分量电平对发送信号电平的比率是否低于预定值，如果是，结束处理，如果不是，返回步骤S3和重复步骤S3到S11。
第二实施例
图8以方框形式表示本发明第二实施例，其是第一实施例的改进形式。代替使用两个音调信号，所示实施例采用一个调制波信号作为导频信号，并且除了导频信号发生器12的构成之外，其在结构上与第一实施例相同。并且该实施例在工作上也与第一实施例相同。
图9以信号频谱形式表示了第二实施例中导频信号PL的引入和提取。行A和B示意地表示到数字预矫正器20的输入信号X和来自数字预矫正器20的输出信号Y的频谱，行C和D表示到功率放大器37的输入信号和来自功率放大器37的输出信号的频谱，以及行E表示到控制部件50的输入信号的频谱。除了第二实施例的导频信号PL是调制信号之外，图9表示的频谱与图6中表示的相同。导频信号PL是具有带宽的调制信号，其通过数字预矫正器20被失真和具有按PD表示的在两侧扩展的频谱。与作为音调信号的导频信号PL1和PL2相比，本实施例中导频信号PL的检测灵敏度是通过在接收机中执行错误校正等的解码电路提高的。扩展代码对导频信号的应用允许提取在接收机的最低接收灵敏度之下的导频信号。
第三实施例
图10以方框形式表示本发明的第三实施例，其不同于第一和第二实施例在于：对于导频信号和发送信号分别提供了预矫正器201，202和DA变换器311和312。其数字预矫正器201，202和数字预矫正器控制部件50在结构上与第一和第二实施例中的相同。
本实施例中，新提供有由局部振荡器34A、混合器34B和带通滤波器34C构成的频率上变换部件34，用于将来自第二数字预矫正器202的输出频率变换到与发送信号S不同的频带。本实施例企图加宽发送信号的频带。第一和第二实施例允许降低导频信号的预矫正、产生和引入以及数字信号处理的计算复杂性，但是加宽发送信号的频带有可能引起DA变换器31的能力不足。而且，由于导频信号被引入到与发送信号S不同的频带，要求DA变换器31能够在发送信号的频带之上的频带中执行信号的数字模拟变换。在这方面，第三实施例对于发送信号和导频信号分别使用不同的数字预矫正器201，202和不同的DA变换器311和312。这种独立的数字模拟变换路径的提供在发送信号的加宽或者用于过度采样(over sampling)的信号变换中提供了增加的灵活性。第一和第二数字预矫正器201，202在数字预矫正器控制部件50的控制下同步地校正每个奇数阶的系数。
第四实施例
图11以方框形式表示本发明的第四实施例，其中图10第四实施例的导频信号发生器12具有与图8实施例的用于产生调制信号的导频信号发生器12的相同结构。本实施例在工作上也与第三实施例相同。与作为音调信号的导频信号PL1和PL2相比，本实施例中导频信号PL的检测灵敏度是通过在接收机中进行错误校正等的解码电路提高的。扩展代码对导频信号的应用允许提取在接收机的最低接收灵敏度之下的导频信号。
在图10和11的第三和第四实施例中，第一和第二数字预矫正器201，202也可以用一个数字预矫正器代替。在这种情况下，如图12中表示，提供了频带分离器30，其通过利用在发送信号和导频信号之间频带的差来在数字预矫正器20的输出端执行用于分离发送信号和导频信号的信号处理。如此分离的发送信号S和导频信号PL以与图10和11的相同方式在各个路径中被处理。
在图10，11和12的实施例中，发送信号和导频信号相互分离地被预矫正和从数字变换到模拟形式，并且预矫正的导频信号被上变换和与预矫正的发送信号合成。图13表示图10实施例的改进形式。本实施例中，利用载波频率fc在频率上变换部件33中被上变换的预矫正发送信号和利用不同于上述载波频率fc之载波频率fc’在频率上变换部件34中被上变换的预矫正导频信号通过加法器35合成，合成信号提供给放大器37。而且，来自局部振荡器34A的载波频率fc’的载波信号被施加到导频信号分量检测部件40的混合器41以检测导频信号分量。除了上述之外，所示的改进在结构和在工作上与图10实施例的相同。
显然，图11和12的实施例也能够被改进为图13的情况。例如，图11实施例中，图13用于产生两个音调信号的导频信号发生器12被用于产生比发送信号更窄频带的改进信号的导频信号发生器所代替。在图12实施例的情况下，在频带分离器30之后的电路配置仅仅需要与图14中表示的相同，在这方面将不重复说明。
图15通过例子表示用于提高在第一到第四实施例中和在它们的改进中的数字预矫正器控制部件50之导频信号检测灵敏度的电路结构。但是，在这种情况下，导频信号发生器12是将两个音调信号合成为导频信号的发生器，如先前关于图5涉及的。图15的例子是仅仅针对三阶失真。
数字预矫正器控制部件50包括三阶失真分量提取器50A和三阶失真控制器52A。三阶失真分量提取器50A包括：构成基波发生路径的延迟存储器1A11、相位调节器1A12和增益调节器1A13；构成五阶失真发生路径的五阶失真发生器1A21、相位调节器1A22和增益调节器1A23；构成七阶失真发生路径的七阶失真发生器1A31、相位调节器1A32和增益调节器1A33；以及减法器1A14，1A24和1A34。
从由导频信号发生器12供给的导频信号分量中，分别通过基波路径、五阶失真产生路径和七阶失真产生路径产生了延迟的基波分量、五阶失真分量和七阶失真分量。导频信号的延迟基波分量、五阶失真分量和七阶失真分量通过减法器1A14，1A24和1A34分别与在频率下变换部件40中检测的导频信号分量顺序相减，由此，保留了三阶失真分量，并且三阶失真分量被提供给三阶失真控制器52A。基于在此供给的三阶失真分量，三阶失真控制器52A控制数字预矫正器20的相位调节器23A和增益调节器24A，如同使用图5的三阶失真控制器52A的情况。
为了降低相减之后延迟基波分量、五阶失真分量和七阶失真分量的剩余，图15的控制部件50通过相位调节器1A12，1A22，1A32和增益调节器1A13，1A23，1A33调节各个分量的相位和振幅。这些调节仅仅需要在装置初始化时执行，因为通过数字信号处理实现图15数字预矫正器控制部件50不引起因老化或者温度导致的电学特征的任何变化。借助与图8中数字预矫正器控制部件50的相同结构，有可能提取五阶或者七阶失真分量。在导频信号是调制信号的情况时也如此。
第五实施例
例如，如图16A中表示，其表示出在功率放大器中使用的公共FET(场效应晶体管)之固有区域的等效电路，其中Cgs代表栅-源端间电容，Rg代表栅电阻，Gm代表跨导，以及Gd代表漏电导。TFT的交叉调制失真从图16A固有区域等效电路中以Cgs、Gm和Gd的幂级数形式构成模型(见，例如，J.A.Higgins和R.L.Kuvas，“Analysis and improvement of intermodulationdistortion in GaAs power TFT’s，”IEEE Transaction on Microwave Theory andTechniques，VOL.MIT-28，NO.1，pp.9-17，Jan.1980)。将瞬间栅极电压表示为Vg，瞬间漏极电压表示为Vd，
Cm(Vg)＝Gm1+Gm2Vg+Gm3Vg2+Gm4Vg3+Gm5Vg4+...(1)
Cd(Vd)＝Gd1+Gd2Vd+Gd3Vd2+Gd4Vd3+Gd5Vd4+...(2)
Cgs(Vg)＝Gg1+Gg2Vg+Gg3Vg2+Gg4Vg3+Gg5Vg4+...(3)
从上述可理解，TET的交叉调制失真在栅极和漏极上发生。
利用图16A的TET等效电路，放大器能够被表达成如图16B表示的这种电路网络形式。电路网络由栅极侧匹配电路37A，FET和漏极侧匹配电路37A构成。匹配电路37A和37B具有不同的频率特征。因为这，放大器的交叉调制失真受到栅极侧和漏极侧匹配电路37A和37B两者之频率特征的影响。但是，这种情况下的频率特征没有FET工作频率的带宽宽，并且它们被局限于通过放大器放大的带宽中。
在通过数字信号处理的传统幂级数类型预矫正器中，不考虑FET中交叉调制失真的频率特征(例如见英国专利申请GB2335812A)。
为了在宽带上实现高度的失真抑制的目的，本实施例补偿交叉调制失真，相互分离地考虑栅极侧匹配电路37A的频率特征和漏极侧匹配电路37B的频率特征。图16B中重要的是：对放大器的输入信号受到栅极侧匹配电路37A的频率特征的影响和然后被施加到FET等效电路，其中产生交叉调制失真。即，使交叉调制失真可归因于此的该输入信号受到栅极侧匹配电路37A的频率特征的影响。类似地，漏极侧匹配电路37B的频率特征影响由FET产生的失真。
因此，为了补偿由FET产生的失真的频率特征，频率特征补偿器在幂级数预矫正器中被提供在每个奇数阶失真发生器的输入侧，通过它，有可能依照放大器的栅极侧频率特征来补偿失真的频率特征。即，在每个奇数阶失真发生器的输入侧提供频率特征补偿器实现了在功率放大器输出端补偿栅极侧匹配电路37A的频率特征的频率特征。
类似地，通过将频率特征补偿器放置在数字预矫正器的每个奇数阶失真发生器的输出侧，有可能提供失真的频率特征的补偿，其符合放大器的漏极侧频率特征。即，在每个奇数阶失真发生器的输出侧提供频率特征补偿器实现了在功率放大器输出端补偿漏极侧匹配电路37B的频率特征的频率特征。即，在每个奇数阶失真发生器的输出侧提供频率特征补偿器实现了在功率放大器输出端补偿漏极侧匹配电路37B的频率特征的频率特征。
例如，由栅极侧匹配电路引起的交叉调制失真的频率特征T(f)由使用方程(3)的下述方程(4)表示：
T(f)Cg(Vg)＝T1(f)Cg1+T2(f)Cg2Vg+T3(f)Cg3Vg2+T4(f)Cg4Vg2+T5(f)Cg5Vg4+...(4)
从方程(4)可见，数字信号处理类型预矫正器需要对每个奇数阶失真发生器的频率特征进行补偿。这也适于漏极侧。而且，交叉调制失真同时发生在FET的栅极侧和漏极侧，并且幂级数类型预矫正器结构不同于由方程(1)到(3)定义的每个交叉调制失真的大小。由上述关于图3所述的放大器引起的交叉调制失真的频率特征能够被考虑为栅极侧和漏极侧频率特征的合成版本。提供频率特征补偿器使得与合成频率特征相反的频率特征被提供到每个奇数阶失真发生器的输出。频率特征补偿器被放置在FET之输入和输出端侧的交叉调制失真占优势的那个上，或者被放置在任何一侧。当其仅仅被布置在奇数阶失真发生器的输出或者输入侧时，用于补偿交叉调制失真之合成频率特征的频率特征补偿器总是不能实现满意的补偿；但是，在一些情况下，通过将补偿器放置在奇数阶失真发生器的输入和输出侧的任何一个上，能够改善补偿性能。
本实施例中，通过数字信号处理类型预矫正器进行的失真抑制的频率依赖性通过使用仅仅补偿栅极侧匹配电路37A之频率特征的频率特征补偿器和/或补偿栅极侧和漏极侧匹配电路37A和37B之频率特征的频率特征补偿器得到改善。
图17以方框形式说明根据本发明第五实施例的基本结构。基本结构包括：用于预矫正来自发送信号发生器11之发送信号S的数字预矫正器20；用于将预矫正输出变换到模拟发送信号的DA变换器31；用于将模拟发送信号上变换到高频发送信号的频率上变换部件33；用于放大上变换发送信号的功率放大器37；以及用于将放大输出分成两个输出的分配部件38；用于下变换这两个分开输出之一个的频率下变换部件40；用于从下变换信号中检测奇数阶失真分量的失真分量检测部件51；以及用于基于所检测奇数阶失真分量控制相位调节器23和增益调节器24的控制器5。失真分量检测部件51和控制器5构成数字预检测器控制部件50。
而且，在数字预矫正器20中，在失真发生器22的输出上放置有频率特征补偿器28，通过它，如图3中表示，与功率放大器37的频率特征相反的特征被提供给由失真发生器22产生的失真，并且用于该失真的频率特征由控制器5控制。
来自发送信号发生器11的输入信号S被分支到预矫正器20的线性传递通路2L和失真产生通路2D。利用被分支到失真产生通路2D的输入信号，幂级数模型失真发生器22产生奇数阶失真信号D。频率特征补偿器28将失真信号D的频率相关振幅和相位特征调节为与放大器37的频率特征相反。来自频率特征补偿器28的输出在相位和在增益上通过相位调节器23和增益调节器24调节，以产生被调节的失真信号D’，其施加到合成器25。分支到线性传递通路2L的信号被提供给延迟存储器21，在其中延迟量相对于失真产生通路2D上的信号被校正。合成器25合成来自线性传递通路2L和失真产生通路2D的信号S和D’。
在本结构中，也为了保持高度失真补偿因温度变化或者老化引起的功率放大器37的特征变化，功率放大器37的输出通过分配部件38被失真补偿检测部件51监控，并且当通过失真分量检测部件51检测到失真压缩效果降低时，控制器5改变相位调节器23、增益调节器24和频率特征补偿器28的参数。这确保了恒定维持高度的失真补偿。顺便提及，如从图16A和16B给出的说明中可理解的，频率特征补偿器28可以被提供在失真发生器22的输入侧或者在其输入侧和输出侧的任何一个上，如图17中的虚线所示。
现在转到图18，将给出有关高精度失真补偿能够通过图17频率特征补偿器实现之原理的说明。假设当提供有行B上表示的输入信号S时，行A上表示的频率特征的功率放大器37产生如行C上表示的这种失真Ds。为了消除这种失真Ds，频率特征补偿器28的频率特征被生成为与功率放大器37的频率特征相反，如行E上的表示，通过这，调节由失真发生器22产生的在行D上表示的失真D的频率相关振幅和相位特征，以获得行F上表示的失真D’。增益调节器28调节由失真发生器产生的失真的增益，使得其具有在此能够消除由功率放大器37产生的失真Ds的电平，并且相位调节器23将频率特征补偿器28的频率特征调节为与功率放大器37的频率特征相反。D’表示调节特征。结果，合成器25的输出S+D’是如行G上表示的频率特征补偿失真D’和信号S的合成版本。合成信号S+D’通过DA变换器31施加到功率放大器37，通过它，能够消除功率放大器37的频率特征；因此，在功率放大器37的输出SA中，消除了如行H上表示的失真。
图19以方框形式示出了基于图17中描述的基本结构的具体实施例。该实施例包括：数字预矫正器20；DA变换器31；频率上变换部件33，其由局部振荡器33A、混合器33B和带通滤波器33C构成；功率放大器37；形成信号提取部件38的方向耦合器38A和信号提取带通滤波器38B；形成频率下变换部件的混合器41和带通滤波器42；以及数字失真器控制部件50。频率下变换部件40包括用于将下变换的所提取信号变换到数字信号的AD变换器44。数字预矫正器20被表示为处理第三、五和七阶的失真分量，但是，阶的数目可以根据所用的装置构成按希望选择。
使用幂级数模型的数字预矫正器20被构成为利用幂级数相加来自通过发送信号之基波分量的延迟通路和用于产生每个奇数阶失真之通路的输出信号。奇数阶失真发生器22A，22B和22C每个都执行将输入的发送信号升高到对应奇数阶幂的处理。例如，让x代表发送信号S，则第三阶失真发生器将x升到第3阶。频率特征补偿器28A，28B和28C是FIR(有限冲激响应)滤波器，并且它们的系数是通过系数控制器53A，53B和53C设置和控制的。失真发生器22A，22B和22C的输出失真信号被输入到FIR滤波器28A，28B和28C，通过它，能够改变失真信号的频率相关振幅和相位特征。
功率放大器37的输出信号是通过方向耦合器38A和带通滤波器38B提取的，并且所提取信号通过频率下变换部件40下变换。数字预矫正器控制部件50的输入信号是通过AD变换器44实现的下变换信号的数字化版本。数字预矫正器控制部件50由每个都由失真分量提取带通滤波器形成的奇数阶失真分量提取器51A，51B和51C、对应于各个奇数阶失真分量的失真控制器52A，52B和52C、以及用于控制各个奇数阶的FIR滤波器28A，28B和28C的系数的系数控制器53A，53B和53C构成。奇数阶失真控制器52A，52B和52C每个都控制在数字预矫正器20中用于失真发生器22A，22B和22C之输出的可变增益调节器24A，24B和24C和相位调节器23A，23B和23C的对应部分。顺便提及，奇数阶失真控制器52A，52B和52C和系数控制器53A，53B和53C构成图17中的失真特征控制器5。
用于各个奇数阶的FIR系数控制器53A，53B和53C每个都控制FIR滤波器28A，28B和28C之对应一个的系数。奇数阶失真分量提取器51A，51B和51C每个都通过带通滤波器等提取奇数阶失真分量信号的对应一个。奇数阶失真控制器52A，52B和52C使用所提取信号，以基于奇数阶失真发生器22A，22B和22C的输出来控制增益调节器52A，52B和52C和相位调节器23A，23B和23C，直到失真的补偿量达到一个值为止，该值使得邻近信道泄露功率比率(即失真分量对发送信号的电平比率)在功率放大器37的输出上下降到预定值之下。同时，功率放大器37的频率特征被提取，并且因此确定各个FIR滤波器28A，28B和28C的系数。参数控制能够利用各种最佳算法实现。也在图19的实施例中，FIR滤波器28A，28B和28C可以仅仅被连接到第三、五和七阶失真发生器22A，22B和22C的输入上或者被连接到其输入和输出上，如虚线所示。
第六实施例
图20以方框形式说明将FFT用作为数字预矫正器20的频率特征补偿器28A，28B和28C的线性功率放大器的实施例。本实施例是图19实施例的改进形式，作为频率特征补偿器28A，28B和28C的每一个(在本情况下由28A表示的)，其使用一组FFT(快速傅立叶变换)部件28A1，系数乘法器28A2和IFFT(快速傅立叶逆变换)部件28A3，以代替使用FIR滤波器。对频率特征补偿器28B和28C也是这样。除了上述之外，本实施例在结构上与图19实施例相同。因此，频率特征控制部件53具有对应于第三、五和七阶失真的系数控制器53A，53B和53C，如同在图19实施例中的频率特征控制部件53的情况，但它们没有被表示出。对后面说明的图21，30和31的实施例也是这样。
例如，来自第三阶失真发生器22A的失真信号施加到FFT部件28A1，在其中其将多个样本的每一个傅立叶变换到频域样本。在每个频率点的样本的振幅通过系数乘法器28A2与来自系数控制器53A的系数相乘，并且乘法输出通过IFFT部件28A3被快速傅立叶逆变换到时域样本。对其它频率特征补偿器28B和28C也是这样。通过FFT的频率特征控制是通过按上述控制FFT的每个乘法系数实现的。数字预矫正器控制部件50控制增益调节器、相位调节器和用于每个奇数阶的FFT的乘法系数，使得与发送信号相关的由功率放大器37引起的失真分量的电平下降到预定值之下。在本实施例中，频率特征补偿器28A，28B和28C可以仅仅被连接到第三、五和七阶失真发生器22A，22B和22C的输入上或者被连接到其输入和输出两者上，如虚线所示。
第七实施例
图21以方框形式表示本发明的第七实施例。该实施例是图19的改进形式，其被构成为利用图5表示的两个导频信号调节数字预矫正器20。使用幂级数模型的数字预矫正器20的奇数阶失真发生器22A，22B和22C每个都执行将输入到此的发送信号和导频信号提升到对应奇数阶的处理。
数字预矫正器控制部件50在结构上与图19和20的每个实施例中的数字预矫正器控制部件50相同。奇数阶失真控制器52A，52B和52C分别控制对应于控制器52A，52B和52C的数字预矫正器20的失真分量发生器22A，22B和22C的增益调节器24A，24B，24C和相位调节器23A，23B，23C。频率特征控制部件53的系数控制器53A，53B和53C(没有表示出)分别控制频率特征补偿器28A，28B和28C的系数。由于与导频信号相同电平的两个音调信号，在功率放大器37输出上在音调信号附近出现的奇数阶失真分量是通过起各个奇数阶之失真分量提取器51A，51B和51C作用的奇数阶失真分量提取带通滤波器提取的。尽管本实施例的数字预矫正器控制部件50是通过数字信号处理实现的，其也可以由模拟电路形成。频率特征补偿利用了在比先前关于图6说明的导频信号更低和更高频带之频带中出现的失真分量PD3L和PD3H。
频率特征补偿器28A，28B和28C可以由FIR滤波器形成，如在图19实施例中；另外，它们每个都可以使用FFT部件、系数乘法器和IFFT部件形成。频率特征补偿利用图6的上下失真信号PD3L和PD3H校正频率特征。例如，系数控制器53A，53B和53C内插来自奇数阶失真分量提取器51A，51B和51C之对应一个的上下失真分量PD3L和PD3H的检测值，以由此从监控器值中估计频率特征。形成频率特征补偿器28A，28B和28C的FIR滤波器或者FFT将内插值设置在对应的系数乘法器中。之后，每个滤波器或者FFT调节乘法系数，直到获得预定失真抑制频率特征为止。要求的控制能够通过各种最佳算法实现。
即使代替音调信号将调制波用作为导频信号，也能够获得如上述的相同结果。而且，不同的预矫正器也可以被用于每个导频信号和发送信号。在本实施例中，频率特征补偿器28A，28B和28C可以仅仅被连接到第三、五和七阶失真发生器22A，22B和22C的输入上或者被连接到其输入和输出两者上，如虚线所示。
图22以方框形式表示图21实施例的改进形式，其中导频信号发生器12产生调制信号，如在图8实施例中。由于除了上述之外本实施例在结构上与图21实施例的相同，不重复说明之。此外，图12实施例的数字预矫正器和图13与14实施例的数字预矫正器201和202也可以被改进成例如与图21表示的数字预矫正器20具有相同结构，并且图12，13和14中表示的每个实施例中的数字预矫正器控制部件50也可以被构成为类似图21的控制部件50。
第八实施例
图23以方框形式表示图17实施例之改进的基本结构，其适于利用图5中表示的两个导频信号调节数字预矫正器20。本实施例中，附加提供有用于产生两个导频信号PL1和PL2的导频信号发生器12和用于将导频信号和发送信号S加在一起的加法器15，并且控制器5控制导频信号发生器12以改变在相同振幅的导频信号PL1和PL2之间的频率间隔。在数字预矫正器控制部件50中，提供有存储部件55，用于存储从所检测失真分量的频率特征中获得的增益和相位。
如前面所述，发送信号S可以是基带信号或者IF信号。在后者情况下，关于预定中间频率fIF，推荐导频信号PL1和PL2的频率分别设置在fIF-fi/2和fIF+fi/2上。当发送信号S是基带信号时，振幅为A频率为fi/2的信号Acosπfit在频率上变换部件33中利用频率为fc的载波信号进行正交调制(quadrature modulation)。即，通过获得cosπfit与(cos2πfct+jsin2πfct)相乘结果的实部，频率为fIF-fi/2和fIF+fi/2的两个导频信号在传输频带中产生。因此，实际上导频信号发生器12仅仅需要产生频率为fi/2的音调信号。由于由cosπfit表达的信号能够被当作为具有正负频率分量，如下述方程给出的，
cosπfit＝(expjπfit+exp-jπfit)/2       (5)
因此基带中的两个导频信号PL1和PL2的频率以后将分别由-fi/2和+fi/2表达。
在频率上变换部件33中上变换的导频信号被功率放大器37放大时产生的交叉调制失真是通过分配部件38和频率下变换部件40在数字预矫正器控制部件50的失真分量检测部件51中被检测的。控制器5调节增益调节器24、相位调节器23和频率特征补偿器28的参数，使得交叉调制失真下降到邻近信道泄露功率比率的预定值之下。两个导频信号的使用方便了提取由幂级数建模的奇数阶失真分量，使数字预矫正器20中频率特征补偿器28、增益调节器24和相位调节器23的调节更容易。
通过由控制器5改变两个导频信号频率-fi/2和+fi/2，在传输频带的两个上变换导频信号之间的频率间隔fi经受了对应改变，由此引起每个交叉调制失真发生的频率在频率轴上变化。因此，通过在固定间隔上改变导频信号频率-fi/2和+fi/2，有可能确定对每个所得交叉调制失真发生的频率获得预定的邻近信道泄露功率比率的每个补偿失真的增益和相位。
通过用上述方法内插在频率轴上所离散获得的增益和相位，能够获得补偿失真的连续频率特征。如此获得的频率特征通过频率特征补偿器28实现和提供给补偿失真。
图24是表示用于获得频率特征补偿器28之特征的程序的流程图，其将在下面参考图25的频率流程图说明。
步骤S1：初始化变量i的值为1。
步骤S2：产生基带频率为-fi/2和+fi/2(因此相距fi)、并且在振幅上相等的两个数字音调信号作为导频信号PL1和PL2(图25的行A)。这些信号被合成，然后合成信号在频率上变换部件33中用中心频率fc上变换，并且当上变换信号输入到功率放大器37时，在功率放大器37的输出上发生例如由下述方程表达的频率为fc+3fi/2和fc-3fi/2的交叉调制失真PD3H和PD3L(行B)：
B3Hcos2π(fc+fi/2+fi)t＝B3Hcos2π(fc+3fi/2)t    (6)
B3Lcos2π(fc-fi/2-fi)t＝B3Lcos2π(fc-3fi/2)t    (7)
这里，B3H和B3L分别代表在比载波频率fc高和低的频率处失真的振幅。
为了消除交叉调制失真PD3L和PD3H，预矫正器20输出带有被加到导频信号PL1和PL2(行C)之补偿失真DL’和DH’的信号。该信号在频率上变换部件33中被上变换，并且上变换的信号施加到功率放大器37。功率放大器37的输出信号变成被数字预矫正器20补偿的信号(行D)。增益调节器24、相位调节器23和频率特征补偿器28以消除交叉调制失真PD3L和PD3H的方式被调节。顺便提及，增益调节器24给频率提供固定增益G，并且相位调节器24给频率提供固定相位变化P。
步骤S3：设置增益调节器24中的增益G和相位调节器23中的相位P。这些值可以按希望设置，但是可以优选设置成使得邻近信道泄露功率比率变成相对的小。
步骤S4：通过失真分量检测部件51在功率放大器37的输出中提取第三阶交叉调制失真，和检查上部(upper)和较低(lower)交叉调制失真PD3L和PD3H是否满足邻近信道泄露功率比率小于预定值的要求。如果上部或者较高和较低失真两者都不满足要求，前进到步骤S5。当仅仅较低失真不满足高求，则前进到步骤S7，以及当任何失真到满足要求时，前进到步骤S9。
步骤S5：如果上部或者上部和较低失真PD3L和PD3H两者不满足上述要求，则对应于频率特征补偿器28之频率fc+3fi/2的增益Gi和相位Pi都按预定改变。
步骤S6：检查上部失真PD3H是否满足要求，如果不，返回步骤S5和重复相同处理。当上部失真满足要求时，返回步骤S4和再次检查。
步骤S7：如果仅仅较低失真PD3L不满足上述要求，则对应于频率特征补偿器28之频率fc-3fi/2的增益Gi’和相位Pi’都按预定改变。
这里，假设频率特征补偿器28的增益Gi和相位Gi’代表增益调节器24增益G的差别，相位Pi和Pi’是相位调节器23的相位变化P的差别。
步骤S8：检查较低失真PD3L是否满足要求，如果不，返回和重复步骤S7。如果失真满足要求，确认在步骤S4中上部和较低失真两者都满足要求，和前进到步骤S9。另外，跳过步骤S4和直接处理到步骤S9。
步骤S9：当上部和较低失真PD3L和PD3H都满足邻近信道泄露功率比率小于预定值的要求时，在存储部件55中存储此时的增益G1，G1’和相位P1，P1’，并且确定是否i＝N。
步骤S10：如果不是i＝N，则i加1和返回步骤S2。并且设置在f2设置的导频信号之间的频率间隔(在后述图26A，26B，27A和27B的例子中，频率间距fi随变量i的增加而减少)，并且如同在频率间距f1的情况，执行步骤S3到S9以获得频率特征补偿器28的增益G2，G2’和相位P2，P2’，其每一个都满足邻近信道泄露功率比率小于预定值的要求，以及在存储部件55中存储它们。在这种情况下，增益调节器24和相位调节器23的值分别固定在G和P。
通过从i＝1到i＝N重复N圈处理，同时改变在两个导频信号PL1和PL2之间的频率间隔，在存储部件55中存储G1到GN，G1’到GN’，P1到PN和P1’到PN’。
步骤S11：利用上述获得的值G1到GN，G1’到GN’，P1到PN和P1’到PN’，获得用于补偿失真的频率特征。通过在图26A，26B，或者27A，27B表示的点之间内插增益G1到GN，G1’到GN’以及相位P1到PN和P1’到PN’，能够获得频率特征。图26A和26B表示线性内插，图27A和27B表示多项式内插。但是也能够使用诸如样条和Lagrangean(拉格朗日)内插方案。
通过按上述内插离散获得的增益和相位，失真分量的频率特征通过频率特征补偿器28实现。用于失真分量的最终频率特征是增益调节器24、相位调节器23和频率特征补偿器28之频率特征的合成版本。为了更高精度的失真补偿，导频信号的频率间距还要减小。尽管上述说明是仅仅给出了第三阶失真，上述方法也能够用作为用于第五阶或者更高阶失真的补偿。
第九实施例
图30表示图23实施例的更特殊结构，其使用数字预矫正器20，其中频率特征补偿器28A，28B和28C是由FIR滤波器形成的，如图19实施例中。让我们假设导频信号发生器12产生由-fi/2和+fi/2表达之可变频率的数字音调信号PL1和PL2。数字预矫正器控制部件50还包括用于控制导频信号发生器12之振荡频率fi的频率控制器54，其对应于由频率特征控制部件53的控制。除了上述，这个实施例在结构上与图19实施例的相同。
相距fi和振幅上相等的两个音调信号作为导频信号PL1和PL2输入到数字预矫正器20，其输出具有被加到导频信号之补偿失真的信号。输出信号通过DA变换器31被变换为模拟信号，其被施加到频率上变换部件33和在其中被上变换到中心频率fc的高频载波信号。高频信号通过功率放大器37放大。由数字预矫正器20产生的补偿失真被设置成在整个传输路径上提供失真补偿。因此，功率放大器37的输入信号和数字预矫正器20的输出信号中的补偿失真相互不同。即，用于改变信号的相位和振幅的理想装置可以被插入在数字预矫正器20的输出和功率放大器37的输入之间。
如同图19实施例的情况，交叉调制失真分量通过方向耦合器38A和带通滤波器38B提取，并在频率下变换部件40中下变换。数字预矫正器控制部件50的输入信号是下变换信号的数字化信号。下面通过例子说明用于第三阶失真的补偿。第三阶失真分量提取器51A通过上部带通滤波器和较低带通滤波器提取为第三阶失真分量的上部和较低交叉调制失真信号。增益调节器24A、相位调节器23A和频率特征补偿器28A使用所提取信号，以改变来自第三阶失真信号发生器之输出的振幅和相位，直到失真补偿达到一个值为止，该值使得在功率放大器38的输出上的邻近信道泄露功率比率下降到预定值之下。
获得这些补偿参数的程序开始于设置增益调节器24A的增益G和相位调节器23A的相位P，如先前关于图23涉及的。这些值可以按希望设置，但优选设置使得邻近信道泄露功率比率变成相对小。
接着，频率特征补偿器28A在上部频率(fc+3f1/2)的增益G1和相位P1以及在较低频率(fc-3f1/2)的增益G1’和相位P1’被调节成使得邻近信道泄露功率比率变成低于预定值。这能够利用诸如最小乘方估计法和最速下降法的各种优化算法实现。下面，在相同振幅的两个导频信号之间的频率间隔被改变到f2并计算G2，G2’和P2，P2’。该程序被重复N次以获得满足邻近信道泄露功率比率小于预定值之要求的对于频率为f1到fN的频率特征补偿器28的那些增益和相位G1到GN，G1’到GN’，P1到PN和P1’到PN’。如此获得的增益和相位值能够使用线性、多项式、Lagrangean、或者样条内插法被内插。FIR滤波器的抽头系数(tap coefficient)通过控制器设置，使得实现由内插获得的增益和频率特征。
尽管已经给出了第三阶失真的上述说明，通过上述方法也能实现用于第五阶或更高阶失真的补偿。在这种情况下，提取对应于要补偿之奇数阶失真的交叉调制失真。FIR滤波器28A，28B和28C也可以被布置在奇数阶失真发生器22A，22B和22C的输入侧。
在功率放大器37的输出上的失真分量的振幅和相位因温度或者老化而改变。因此，为了总是提供失真的高精度补偿，必须适当地控制增益调节器24A，24B和24C、相位调节器23A，23B和23C和频率特征补偿器28A，28B和28C的设置。本实施例中，两个导频信号的使用能够进行它们的适当控制。
第十实施例
图31以方框形式表示图30的改进形式，其中频率特征补偿器28A，28B和28C是使用三组FFT部件、系数乘法器和IFFT部件28A1，28A2，28A3，-28B1，28B2，28B3，-28C1，28C2，28C3形成的，如在图20实施例中，以代替使用FIR滤波器。如先前关于图20说明的，失真发生器22A，22B和22C的输出信号通过FFT部件28A1，28B1，28C1中的傅立叶变换处理被变换成频域信号，然后该频域信号通过系数乘法器28A2，28B2和28C21与频率补偿特征相乘，并且乘法输出信号在IFFT部件28A3，28B3和28C3中被逆变换为时域信号。数字预矫正器控制部件50控制增益调节器24A，24B和24C、相位调节器23A，23B和23C以及频率特征补偿器28A，28B和28C的乘法系数，使得在功率放大器37输出上的每个失真分量获得预定的邻近信道泄露功率比率。利用导频信号设置频率特征补偿器28A，28B和28C的系数的方法与先前关于图30实施例说明的方法相同。
图10和20(或者图30和31)中表示的数字预矫正器20和数字预矫正器控制部件50的结构也可以应用于图10，22和13的实施例中的两个数字预矫正器201，202和数字预矫正器控制部件50的结构。类似地，图19和20(或者图30和31)中表示的数字预矫正器20的结构和数字预矫正器控制部件50的结构也可以应用于图12和14中的数字预矫正器20和数字预矫正器控制部件50。
尽管已经说明上述FIR滤波器用作为频率特征补偿器，它们也可以用IIR(无限冲激响应)滤波器替换。
第十一实施例
图23实施例和图30与31实施例被构成为确定频率特征补偿器28(28A，28B和28C)的频率特征，同时顺序改变在相同振幅的两个导频信号PL1和PL2之间的频率间隔Δf。但是，在下述实施例中，导频信号的频率是固定的，而高频导频信号的频率通过顺序改变上变换频率、由在放大器工作频带中的Δf步长被顺序地改变，然后在各个频率上的交叉调制失真被检测，以及频率特征补偿器28的特征被由此确定。
下面参考图32说明本实施例。
如同在图30实施例的情况，本实施例包括：导频信号发生器12；加法器15；数字预矫正器20；DA变换器31；频率上变换部件33；功率放大器37；分配器38；频率下变换部件40；和数字预矫正器控制部件50。
本实施例与图30实施例的不同在于替代了改变导频信号的频率，频率控制器54控制改变上变换部件的局部振荡频率，使得导频信号的频率在功率放大器37的工作频带上经受顺序变化，同时在此时，控制器54对应地改变频率下变换部件40中局部振荡器45的振荡频率，以将导频信号的失真分量变换到基带。本实施例中，上变换部件33被构成为执行两级的上变换。即，可变频率为fIF的局部振荡器33A1、混合器33B1和带通滤波器33C1执行第一级上变换，以将DA变换器31的输出变换为IF信号。固定频率为fc’的局部振荡器33A2、混合器33B2和带通滤波器33C2执行第二级上变换，以将IF信号变换为高频信号。
由于用于变换为IF信号的局部振荡频率fIF足够低于在图30情况下用于上变换的局部振荡频率(载波频率)fc，这种两级上变换在设置用于上变换作为DA变换器31之输出的基带信号的频率中提供了增加的精确性。但是，理论上，上变换部件33可以是单级结构，如图30实施例中。
顺便提及，本实施例中，图30中相位调节器23A和增益调节器24A的串联连接在数字预矫正器20中称为矢量调节器234A，并且矢量调节器234B和234C每个也表示类似的串联连接；这同样适用于其它实施例。
在本实施例中，频率特征补偿器28A，28B和28C可以被布置在第三、五和七阶失真发生器22A，22B和22C的输入侧或者被布置在输入和输出两侧上，如虚线所示。
图33是表示用于设置图32实施例中频率特征补偿器28A，28B和28C的特征的控制程序的流程图。该设置发生在无信号传输期间。
步骤S1：频率特征控制部件53在频率上变换部件33的局部振荡器33A1中设置用于将导频信号变换为IF信号的频率fIF。
步骤S2：导频信号PL1和PL2输入到数字预矫正器20。然后导频信号从数字预矫正器20被提供给DA变换器31，用于变换为模拟形式，此后，它们在上变换部件33中经受两级频率上变换，之后作为RF信号被输入到功率放大器37。
步骤S3：功率放大器37的输出RF信号被分成两部分，一个被提供给频率下变换部件40，以产生导频信号分量，该导频信号分量包含所产生的基带失真分量。
步骤S4：失真提取器52A，52B和52C提取各个奇数阶失真分量。此时，在高于和低于基波的频率上检测每个奇数阶的失真分量。
步骤S5：奇数阶失真控制器52A，52B和52C以最小化所检测奇数阶失真分量的方式，通过数字预矫正器20的矢量调节器234A、234B和234C来控制奇数阶失真的相位和增益。为最小化奇数阶失真分量而在频率特征补偿器28A、28B和28C中的设置值被存储在对应于各个奇数阶失真分量的存储部件55中。奇数阶失真分量可以被调节为小于某个设置值。并且这些设置值可以通过类似键盘的外部设置装置设置。
步骤S6：频率特征控制部件53检查确定在步骤S1到S5一系列处理的重复计数是否已经达到预定值，即，频率扫描(frequency sweep)是否已经完成，如果是，结束频率特征的设置。
步骤S7：如果在步骤S6确定出频率扫描没有完成，将设置频率fIF增加到fIF+Δf，并且返回到步骤S1以重复步骤S1到S5系列。
在图32实施例中，频率特征补偿器28A，28B和28C可以被布置在各个奇数阶失真发生器22A，22B和22C的输入侧或者被布置在输入和输出两侧上，如虚线所示。当频率特征补偿器28A，28B和28C被布置在奇数阶失真发生器22A，22B和22C的输入和输出两侧上时，为了输入和输出侧的频率特征补偿器设置它们的特征而独立地执行图33的处理。
如先前关于图16A和16B涉及的，功率放大器的非线性是由输入侧和输出侧之间的非线性相关的关系确定的。当栅极侧(输入侧)和漏极侧(输出侧)在通过功率放大器引起的交叉调制失真的频率特征上施加了不同影响时，仅仅在每个奇数阶失真发生器的输入或者输出侧上提供频率特征补偿器有时可以使下述变得困难：即提供通过图3程序获得的、与通过功率放大器引起的交叉调制失真的频率特征完全相反的频率特征补偿器的频率特征。通过在每个奇数阶失真发生器的任何一侧上布置频率特征补偿器并独立控制它，有可能获得用于使在功率放大器任何一侧上的频率特征变得扁平的特征，即，与通过功率放大器引起的交叉调制失真的频率特征相反的频率特征。
图34以方框形式表示图32实施例的改进形式。本实施例中，导频信号和发送信号是通过独立的数字预矫正器201和202预矫正的，如图10实施例中的。数字预矫正器201和202在结构上与图3实施例的预矫正器20相同。用于导频信号的数字预矫正器202的输出通过DA变换器312被变换到模拟信号，其在第一频率变换部件34中被频率变换到与发送信号的频带不同的频带上。通过数字预矫正器控制部件50进行的频率上变换部件34之局部振荡器34A的设置频率的扫描控制，功率放大器37的工作频带中的导频信号频率被扫描控制。两个数字预矫正器201和202同时控制数字预矫正器控制部件50中的参数。
这样，数字预矫正器能够被构成为考虑功率放大器的频率特征。
发明效果
如上述，根据本发明，导频信号分量被直接从功率放大器37的输出中提取，数字预矫正器的幂级数模型的奇数阶失真分量被直接反馈控制，这允许实现了具有小环境变化和温度变化的线性功率放大器。
而且，由于通过奇数阶失真发生器产生的奇数阶失真通过与功率放大器频率特征相反的频率特征被补偿，通过功率放大器产生的失真能够在宽的频带上被消除。
本发明产生如下所列的效果：
(1)能够获得高精度失真补偿。
(2)简单结构是可能的。
(3)能够提供小型发射机。
(4)对于温度或者环境变化，能够保持最佳失真补偿。

Claims (36)

1.一种线性功率放大器，包括：
提供有数字发送信号的数字预矫正器，其于通过使用幂级数模型预矫正所述数字发送信号，以产生预矫正信号；
数字模拟(DA)变换器，其用于将来自所述数字预矫正器的所述预矫正信号变换为模拟预矫正信号；
频率上变换部件，其用于将所述模拟预矫正信号上变换到传输频带；
功率放大器，用于功率放大所述上变换的信号；
频率下变换部件，用于下变换来自所述功率放大器的一部分输出，以输出该下变换的信号；和
数字预矫正器控制部件，其用于提取与所述幂级数模型相同奇数阶的失真分量，和用于以降低所述奇数阶失真分量的电平的方式来控制所述预矫正器的系数。
2.如权利要求1所述的线性功率放大器，其中还包括：
导频信号发生器，用于产生输入到所述数字预矫正器的数字导频信号，并且其中，所述数字预矫正器控制部件包括用于提取所述导频信号的奇数阶失真分量和用于基于所述所提取奇数阶失真分量控制所述数字预矫正器的系数的装置。
3.如权利要求1所述的线性功率放大器，让所述数字预矫正器、所述DA变换器和所述频率上变换部件称为第一数字预矫正器、第一DA变换器和第一频率上变换部件，其还包括：
导频信号发生器，用于产生数字导频信号；
提供有所述数字导频信号的第二数字预矫正器，其用于通过使用幂级数模型预矫正所述数字导频信号，以产生预矫正导频信号；
第二数字模拟变换器，其用于将所述预矫正导频信号变换为模拟信号；
第二频率上变换部件，其用于利用预定频率上变换所述模拟预矫正导频信号；和
合成器，用于将所述第二频率上变换部件的输出与所述模拟预矫正发送信号合成，以及用于将所述合成信号输入到所述频率上变换部件。
4.如权利要求1所述的线性功率放大器，让所述数字预矫正器、所述DA变换器和所述频率上变换部件称为第一数字预矫正器、第一DA变换器和用于变换到第一频率的第一频率上变换部件，其还包括：
导频信号发生器，用于产生数字导频信号；
提供有所述数字导频信号的第二数字预矫正器，其用于通过使用幂级数模型预矫正所述数字导频信号，以产生预矫正导频信号；
第二数字模拟变换器，其用于将所述预矫正导频信号变换为模拟信号；
第二频率上变换部件，其用于利用与所述第一频率不同的预定第二频率将所述模拟预矫正导频信号上变换到发送频带；和
合成器，用于将所述第一频率上变换部件的输出与所述第二频率上变换部件的输出合成，以及用于将所合成的输出输入到所述功率放大器。
5.如权利要求2、3和4中任何一个所述的线性功率放大器，其中所述第一频率上变换部件将所述导频信号变换到与所述发送信号的频率不同的频率。
6.如权利要求2、3和4中任何一个所述的线性功率放大器，其中所述数字预矫正器包括：用于延迟所述数字导频信号和所述数字发送信号的延迟装置；用于在所述数字导频信号和所述数字发送信号中产生由幂级数模型表达的失真分量的一个或者多个预定奇数阶失真分量的失真产生装置；以及用于将所述奇数阶失真分量和所述延迟装置的输出合成，以提供所述预矫正信号的加法装置。
7.如权利要求2、3和4中任何一个所述的线性功率放大器，其中所述频率下变换部件包括用于将所述导频信号分量变换为数字信号的DA变换器。
8.如权利要求5所述的线性功率放大器，其中所述导频信号是频率不同但电平相同的两个音调信号的合成版本。
9.如权利要求5所述的线性功率放大器，其中所述导频信号是比所述发送信号的频带更窄的频带的调制信号。
10.如权利要求2、3和4中任何一个所述的线性功率放大器，其中所述数字预矫正器控制部件包括：失真分量提取部件，用于从所述数字导频信号分量中检测由所述导频信号的幂级数模型表达的、失真分量的所述预定的一个或多个失真分量；以及奇数阶失真特征控制部件，用于基于所述所检测失真分量控制将由所述数字预矫正器产生的对应的一个或多个预定奇数阶失真分量的相位和振幅。
11.如权利要求2、3和4中任何一个所述的线性功率放大器，其中所述数字预矫正器控制部件包括：
延迟装置，用于从所述数字导频信号中产生延迟的数字导频信号；
失真产生装置，用于从所述数字导频信号中产生除了所述预定奇数阶之外的其它奇数阶的失真；
减法装置，用于从所述导频信号分量中减去所述延迟数字导频信号和所述其它奇数阶的所述失真，以检测所述希望的奇数阶失真分量；以及
奇数阶失真特征控制部件，用于基于所述所检测奇数阶失真分量控制将由所述数字预矫正器产生的对应的一个或多个预定奇数阶失真分量的相位和振幅。
12.如权利要求2所述的线性功率放大器，还包括：
频带分离器，用于从所述预矫正信号中分离预矫正发送信号分量和预矫正导频信号，以及用于将所述预矫正发送信号分量输入到所述DA变换器；
第二DA变换器，用于将所述预矫正导频信号分量变换为模拟预矫正导频信号分量；
第二频率上变换部件，用于利用与由所述频率上变换部件使用的频率不同的第二频率将所述模拟预矫正导频信号分量上变换到所述发送频带；以及
加法器，用于将所述DA变换器的输出和所述第二频率上变换部件的输出合成，以及用于将所述合成输出作为所述预矫正信号输入到所述频率上变换部件。
13.如权利要求2所述的线性功率放大器，还包括：
频带分离器，用于从所述预矫正信号中分离预矫正发送信号分量和预矫正导频信号，以及用于将所述预矫正发送信号分量输入到所述DA变换器；
第二DA变换器，用于将所述预矫正导频信号分量变换为模拟预矫正导频信号分量；
第二频率上变换部件，用于利用与由所述频率上变换部件使用的频率不同的第二频率将所述模拟预矫正导频信号分量上变换到所述发送频带；以及
加法器，用于将所述DA变换器的输出和所述第二频率上变换部件的输出合成，以及用于将所述合成输出作为所述预矫正信号输入到所述功率放大器；和
其中，所述频率下变换部件利用所述第二频率下变换所述所提取的导频信号。
14.如权利要求1所述的线性功率放大器，其中：所述数字预矫正器包括：失真产生通路，每个都包含串联连接的失真发生器，用于基于所述幂级数模型和频率特征补偿器产生一个失真；以及加法器，用于将所述失真产生通路的奇数阶失真加到所述数字发送信号，并用于输出所述合成输出作为所述预矫正信号；所述数字预矫正器控制部件包括用于基于所述所提取奇数阶失真分量控制所述频率特征补偿器的频率特征的装置。
15.如权利要求14所述的线性功率放大器，其中：所述数字预矫正器包括：
线性传递通路和所述失真产生通路，所述数字发送信号被分配给它们；
增益调节器和相位调节器，在所述失真产生通路上它们被布置在所述失真发生器的输出侧，用于调节所述奇数阶失真的振幅和相位；
布置在所述线性传递通路中的延迟装置；和
合成器，用于合成所述线性传递通路的输出和所述失真产生通路的输出，以及用于输出该合成输出作为所述预矫正信号；和
其中所述数字预矫正器控制部件包括奇数阶失真特征控制部件，其用于控制所述增益调节器和所述相位调节器，以调节所述奇数阶失真的振幅和相位。
16.如权利要求14所述的线性功率放大器，其中：所述频率特征补偿器是由FIR滤波器形成，其频率特征是通过所述所提取的奇数阶分量控制的。
17.如权利要求14所述的线性功率放大器，其中：所述频率特征补偿器每个都包括：傅立叶变换器，用于将时域数字信号变换为频域数字信号；系数乘法器，用于将所述频域数字信号乘以基于一个所述奇数阶失真分量的系数；以及傅立叶逆变换器，用于将所述系数乘法器的输出变换为时域数字信号。
18.如权利要求14所述的线性功率放大器，还包括：导频信号发生器，用于产生与所述发送信号的频带不同的频带的导频信号，和用于将所述导频信号提供给所述数字预矫正器，其中所述数字预矫正器控制部件提取所述导频信号的奇数阶失真，作为所述奇数阶失真分量。
19.如权利要求14所述的线性功率放大器，还包括：
导频信号发生器，用于产生导频信号；
另一个数字预矫正器，其具有与所述数字预矫正器相同的结构并提供有所述导频信号；
另一个DA变换器，其用于将所述另一个数字预矫正器的输出变换为模拟信号；
另一个频率上变换部件，其用于将所述另一个DA变换器的输出上变换到与所述发送信号的频带不同的频带上；和
合成器，用于将所述DA变换器的输出与所述另一个DA变换器的输出合成，以及用于将所述合成输出提供给所述频率上变换部件；并且其中，所述数字预矫正器控制部件提取所述导频信号的奇数阶失真分量，作为所述奇数阶失真分量。
20.如权利要求18或19所述的线性功率放大器，其中所述导频信号是频率不同但电平相同的两个音调信号的合成版本。
21.如权利要求18或19所述的线性功率放大器，其中所述导频信号是比所述发送信号的频带更窄的频带的调制信号。
22.如权利要求14、16和17中任何一个所述的线性功率放大器，还包括：用于产生相同振幅的两个数字导频信号的导频信号发生器，所述两个数字导频信号通过所述DA变换器和所述频率上变换部件被输入到所述数字预矫正器和由此输入到功率放大器，并且其中所述数字预矫正器控制部件包括：失真分量检测部件，用于作为所述奇数阶失真分量检测由通过所述功率放大器放大所述两个数字导频信号导致的交叉调制失真分量；以及频率特征控制部件，用于估计来自通过所述失真分量检测部件检测的所述交叉调制失真分量之传输路径的频率特征，和用于控制所述频率特征补偿器的频率特征。
23.如权利要求22所述的线性功率放大器，其中：所述数字预矫正器控制部件包括频率控制器，用于控制所述导频信号发生器，以改变在所述两个数字导频信号之间的频率间隔。
24.如权利要求22所述的线性功率放大器，其中：所述频率上变换部件包括：局部振荡器，用于产生用来通过可变频率上变换所述模拟预矫正信号的可变频率局部信号，以及所述数字预矫正器控制部件包括频率控制器，用于通过所述局部振荡器的振荡频率的非连续频率扫描，来使所述导频信号执行在所述功率放大器的工作频带中的非连续频率扫描。
25.如权利要求14所述的线性功率放大器，其中所述频率特征补偿器每个被布置在相应的失真发生器的输入和/或输出侧上。
26.一种用于权利要求2、3和4任何一个的所述线性功率放大器的数字预矫正设置方法，所述方法包括步骤：
(a)产生数字导频信号；
(b)合成所述数字导频信号和所述数字发送信号，基于幂级数模型产生预定数目的奇数阶的失真分量，以及相加所述奇数阶失真分量，以产生预矫正信号；
(c)将所述预矫正信号变换为模拟预矫正信号；
(d)通过预定载波频率将所述模拟预矫正信号上变换到发送频带；
(e)功率放大所述上变换的信号；
(f)下变换一部分所述功率放大的输出信号并输出导频信号分量；和
(g)基于所述导频信号分量控制所述数字预矫正器的系数，使得通过所述幂级数模型的所述奇数阶失真分量的电平变得较低。
27.如权利要求26所述的方法，其中所述步骤(g)包括重复调节所述数字预矫正器的系数的步骤，使得所述奇数阶失真分量与所述发送信号的电平比率变得较小，低于预定值。
28.如权利要求26所述的方法，其中所述步骤(a)包括产生频率不同但电平相同的两个音调信号作为所述导频信号的步骤。
29.一种用于权利要求14的所述线性功率放大器的预矫正器设置方法，所述方法包括步骤：
(a)设置在所述两个导频信号之间的频率间隔；
(b)测量来自所述功率放大器输出的所述导频信号的上部和较低侧失真分量；
(c)将所述上部和较低侧失真分量与预设基准值比较，确定所述频率特征补偿器的对应频率的增益和相位，使得所述上部和较低侧失真分量变成小于所述基准值，以及将所述确定的增益和相位的值存储在存储装置中；
(d)多次重复所述步骤(a)、(b)和(c)，同时对步骤的每个循环改变在所述两个导频信号之间的所述频率间隔；
(e)从在所述存储装置中存储的各个频率之增益和相位的所述值中通过内插获得增益和相位的频率特征；和
(f)在所述频率特征补偿器中设置所述增益和相位的所述频率特征。
30.一种用于权利要求14的所述线性功率放大器的数字预矫正器设置方法，所述方法包括步骤：
(a)设置所述频率上变换部件的局部振荡频率；
(b)测量来自所述功率放大器输出的导频信号的失真分量；
(c)将所述所测量失真分量与预设基准值比较，确定频率特征补偿器的相应频率的增益和相位，使得所述失真分量变成小于所述基准值，以及将确定的增益和相位的所述值存储在存储装置中；
(d)多次重复所述步骤(a)、(b)和(c)，同时对步骤的每个循环改变在所述两个导频信号之间的所述频率间隔；
(e)从在所述存储装置中存储的各个频率之增益和相位的所述值中通过内插获得增益和相位的频率特征；和
(f)在所述频率特征补偿器中设置所述增益和相位的所述频率特征。
31.如权利要求29或30所述的数字预矫正器设置方法，还包括步骤：在所述失真产生通路上设置相位调节器和增益调节器，使得所述所测量失真分量变成小于预定的固定值。
32.一种线性功率放大方法，包括步骤：
(a)将数字信号输入到数字预矫正器，并将所述数字信号与基于幂级数模型的预定数目的奇数阶失真分量相加，以产生预矫正信号；
(b)将所述预矫正信号变换为模拟预矫正信号；
(c)通过使用预定载波频率将所述模拟预矫正信号上变换到发送频带；
(d)功率放大所述上变换信号；
(e)下变换一部分所述功率放大的输出信号，以提取奇数阶失真分量；和
(f)控制所述预矫正器的系数，使得所述奇数阶失真分量对每个发送信号的电平比率变成小于预定值。
33.如权利要求32所述的线性功率放大方法，其中所述步骤(a)包括步骤：产生数字导频信号；和合成所述数字导频信号和数字发送信号，以及输出所合成的输出，作为所述数字信号。
34.如权利要求33所述的线性功率放大方法，其中所述步骤(a)是合成频率不同但电平相同的两个数字音调信号以产生所述数字导频信号的步骤，并且所述步骤(e)是提取所述数字导频信号的奇数阶失真分量的步骤。
35.如权利要求32所述的线性功率放大方法，其中所述步骤(a)包括步骤：通过频率特征补偿器控制所述奇数阶失真分量的频率特征，以及所述步骤(f)包括步骤：重复调节所述频率特征补偿器的系数，使得所述所提取奇数阶失真分量与所述发送信号电平的电平比率变成小于预定值。
36.如权利要求32所述的线性功率放大方法，其中所述步骤(f)还包括步骤：以降低所述所提取奇数阶失真分量之电平的方式，通过所述数字预矫正器重复控制所述奇数阶失真分量的增益和相位。
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