CN104885369B - 用于并发多频带传送器的低复杂性数字预失真 - Google Patents

用于并发多频带传送器的低复杂性数字预失真 Download PDF

Info

Publication number
CN104885369B
CN104885369B CN201480003809.8A CN201480003809A CN104885369B CN 104885369 B CN104885369 B CN 104885369B CN 201480003809 A CN201480003809 A CN 201480003809A CN 104885369 B CN104885369 B CN 104885369B
Authority
CN
China
Prior art keywords
digital
concurrent
band
signal
predistorter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201480003809.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104885369A (zh
Inventor
P-A.拉波特
H.曹
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB filed Critical Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Publication of CN104885369A publication Critical patent/CN104885369A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104885369B publication Critical patent/CN104885369B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0067—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with one or more circuit blocks in common for different bands
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0483—Transmitters with multiple parallel paths
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/111—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a dual or triple band amplifier, e.g. 900 and 1800 MHz, e.g. switched or not switched, simultaneously or not
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0433—Circuits with power amplifiers with linearisation using feedback

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本文公开了用于并发多频带传送器的数字预失真的系统和方法，并发多频带传送器使用单一适配器和为用于每个频带的单独数字预失真器使用相同的预失真系数集。在一个实施例中，单一适配器配置成基于具有用于每个数字预失真器的相同预失真系数集的数字预失真器的记忆多项式数字基带模型，自适应配置预失真系数集。通过为用于每个频带的单独数字预失真器使用相同预失真系数集，大幅降低了数字预失真器的复杂性。

Description

用于并发多频带传送器的低复杂性数字预失真
相关申请
本申请要求具有2013年5月22日提交的美国临时专利申请 61/826060和2013年8月19日提交的美国专利申请13/969858的优先 权，申请的公开内容由此通过引用结合于本文中，就好象其全文在此 陈述了一样。
技术领域
本公开内容涉及用于并发多频带传送器的数字预失真。
背景技术
在许多现代应用中，希望有能够传送并发多频带信号的并发多频 带传送器。在本文中使用时，并发多频带信号是占用多个不同频带的 信号。更具体地说，并发多频带信号包含为多个频带的每个频带占用 不同连续带宽的频率分量。并发多频带信号不包含在相邻频带之间的 频率分量。并发多频带信号的一个示例是并发多频带信号。用于特别 关注的并发双频带信号的一个示范应用是多标准蜂窝通信系统。可要 求多标准蜂窝通信系统中的基站同时或并发传送用于多个不同蜂窝 通信协议或标准的多个信号(即，传送多频带信号)。类似地，在一 些情形中，可要求长期演进(LTE)蜂窝通信协议中的基站同时在单独的频带中传送信号。
并发多频带传送器包括用于放大要传送到所需功率电平的并发多 频带信号的多频带功率放大器。像其单频带对应物一样，多频带功率 放大器配置成实现最大效率，这导致差的线性。对于单频带传送器， 单频带传送器的数字输入信号的数字预失真一般用于使用功率放大 器的非线性的逆模型，使数字输入信号预失真以便由此补偿或抵消功 率放大器的非线性。为此，线性化单频带传送器的总体响应。
与并发多频带传送器有关的一个问题是不能使用常规单频带数字 预失真技术。具体而言，作为示例，如图1所示，并发双频带传送器 在并发双频带传送器的输出展示三种类型的互调产物。第一类型的互 调产物由围绕每个载波频率(ω1和ω2)，完全由每个频带内信号元素 之间的互调造成的互调产物组成，每个频带内信号元素之间的互调类 似于在单频带传送器中存在并且称为带内互调的内容。第二类型的互 调产物由在与带内互调的相同频率范围中出现的互调产物组成，但却 是在两个频带(即，居中在ω1的频带和居中在ω2的频带)中信号元 素之间互调产物的结果。第二类型的互调产物称为交叉调制。最后，第三类型的互调产物由在位于远离较低和较高载波频率的Δω的两个 频率中的两个信号之间的互调产物组成。第三类型的互调产物称为带 外互调。
一般情况下，带外互调能够经在功率放大器的输出的过滤而被消 除，并且因此能够被忽略。然而，与并发双频带传送器有关的问题是 常规单频带数字预失真技术实际上不能用于补偿带内互调和交叉调 制。具体而言，将并发双频带传送器的数字输入信号作为单频带数字 输入信号处理并且使用单数字预失真器补偿带内互调和交叉调制要 求观察在并发双频带传送器的输出极宽的带宽。因此，用于模数(A/D) 转换和数字电路的要求的采样率对于可行实现太高。相反，使用两个 单独的信号频带预失真器不足以独立补偿在每个频带中的失真，这是 因为此方案不补偿交叉调制。
为解决这些问题，在Bassam S.等人所著“用于并发双频带传送器 的二维数字预失真(2D-DPD)体系结构”(“2-D Digital Predistortion(2D-DPD)Architecture forConcurrent Dual-Band Transmitter，”IEEE Transactions on Microwave Theory andTechnique， Vol.59，No.10，October 2011，pp.2547-2553)中提议了一种双频带数字 预失真技术(称为2D-DPD)。2D-DPD技术依赖用于每个频带的单 独预失真器和单独适配器。具体而言，2D-DPD技术为单独预失真器 使用以下基带模型：
其中，yi(n)是用于频带i(对于并发双频带传送器，i＝1、2)的数 字预失真器的预失真的输出信号，M表示2D-DPD基带模型的记忆深 度，N是2D-DPD基带模型的非线性阶数(即，由数字预失真器补偿 的非线性的阶数)，是用于频带i的数字预失真器的复值预失真 系数，由用于频带i的对应适配器配置，x1是用于第一频带的数字输 入信号，以及x2是用于第二频带的输入信号。
与2D-DPD技术有关的一个问题是等式和的2D-DPD基带模型要 求由对应适配器自适应配置大量预失真系数具体而言，由于存 在三次相加，因此，2D-DPD基带模型要求的预失真系数的数量为 M(K+1)(K+2)。大量的预失真系数产生高复杂性且因此高成本的DPD 体系结构。
在You-Jiang Liu等人所著“使用二维修改的记忆多项式，用于并 发双频带传送器的数字预失真”(“Digital Predistortion for Concurrent Dual-Band TransmittersUsing 2-D Modified Memory Polynomials，” IEEE Transactions on Microwave Theoryand Techniques，Vol.61，No.1， January 2013，pp.281-290)和You-Jiang Liu等人所著“用于并发双频带 功率放大器的低复杂性2D行为模型”(“Low-complexity 2Dbehavioural model for concurrent dual-band power amplifiers，”ElectronicLetters， Vol.48，No.11，May 2012)中，提议了降低预失真系数的数量的二维修 改的记忆多项式(2D-MMP)基带模型。像2D-DPD基带模型一样， 2D-MMP基带模型依赖用于每个频带的单独预失真器和单独适配器。 具体而言，2D-MMP基带模型被定义为：
其中，是在x1与x2之间预计算的(k+1)阶包络耦合因子。
虽然2D-MMP基带模型导致预失真系数的数量降低，但希望有用 于双频带或更普遍地说多频带的数字预失真，进一步降低了预失真系 数的数量且因此进一步降低了复杂性的基带模型。
发明内容
本公开内容涉及用于并发多频带传送器的数字预失真，并发多频带传送器利用单一适配器和相同的预失真系数集配置用于每个频带的单独数字预失真器。在一个实施例中，单一适配器配置成基于具有用于每个数字预失真器的相同预失真系数集的数字预失真器的记忆多项式数字基带模型，自适应配置预失真系数集。通过为用于每个频带的单独数字预失真器使用相同预失真系数集，大幅降低了数字预失真器的复杂性。按照本公开的一个方面，提供了一种并发多频带传送器，包括：包括多个数字预失真器的数字预失真子系统，所述数字预失真器配置成处理用于并发多频带信号的多个频带的多个数字输入信号以提供多个预失真的数字输入信号，每个预失真的数字输入信号用于所述并发多频带信号的所述多个频带的一个不同频带，其中所述多个数字预失真器的每个数字预失真器配置成基于预失真系数集处理所述多个数字输入信号以提供所述多个预失真的数字输入信号的一个不同信号；电路，配置成处理所述多个预失真的数字输入信号以提供预失真的并发多频带信号；功率放大器电路，配置成放大所述预失真的并发多频带信号以提供所述并发多频带信号；以及单一适配器，配置成基于所述多个数字预失真器的数字基带模型，自适应配置用于所述多个数字预失真器的每个预失真器的所述预失真系数集，所述数字基带模型基于记忆多项式并且具有用于所述多个数字预失真器的每个预失真器的相同预失真系数集。按照本公开的另一方面，提供了一种操作并发多频带传送器的方法，包括：经多个数字预失真器处理用于并发多频带信号的多个频带的多个数字输入信号以提供多个预失真的数字输入信号，每个预失真的数字输入信号用于所述并发多频带信号的所述多个频带的一个不同频带，其中所述多个数字预失真器的每个数字预失真器配置成基于预失真系数集处理所述多个数字输入信号以提供所述多个预失真的数字输入信号的一个不同信号；处理所述多个预失真的数字输入信号以提供预失真的并发多频带信号；放大所述预失真的并发多频带信号以提供所述并发多频带信号；以及基于所述多个数字预失真器的数字基带模型，经单一适配器自适应配置用于所述多个数字预失真器的每个预失真器的所述预失真系数集，所述数字基带模型基于记忆多项式并且具有用于所述多个数字预失真器的每个预失真器的相同预失真系数集。
在一个实施例中，并发多频带传送器包括数字预失真子系统、功 率放大器电路和单一适配器。数字预失真子系统包括配置成处理用于 并发多频带信号的多个频带的多个数字输入信号以提供预失真的数 字输入信号的多个数字预失真器。每个数字预失真器配置成基于预失 真系数集处理数字输入信号，以便为并发多频带信号的频带的一个不 同频带提供预失真的数字输入信号。并发多频带传送器也包括配置成 处理预失真的数字输入信号以提供预失真的并发多频带信号的电路。 功率放大器电路配置成放大预失真的并发多频带信号以提供并发多 频带信号。单一适配器配置成基于具有用于每个数字预失真器的相同 预失真系数集的数字预失真器的记忆多项式数字基带模型，自适应配 置用于多个数字预失真器的每个数字预失真器的预失真系数集。这 样，记忆多项式基带模型要求的预失真系数的数量及因此并发多频带 传送器的复杂性得以大幅降低。
在一个实施例中，并发多频带传送器的数字输入信号是数字基带 输入信号，并且并发多频带传送器包括配置成组合数字基带输入信号 以便为单一适配器提供组合的参考信号的组合器电路，使得在组合的 参考信号中，数字基带输入信号的频带重叠。此外，在一个实施例中， 并发多频带传送器包括配置成处理功率放大器电路输出的并发多频 带信号以提供组合的反馈信号的观察接收器，其中，并发多频带信号 的每个频带被下变频到基带。因此，在组合的反馈信号中，并发多频 带信号的频带重叠。这样，组合的反馈信号的带宽大幅小于功率放大 器电路输出的并发多频带信号的带宽，并且因此，用于模数(A/D)转换 的采样率要求得以大幅降低。单一适配器基于组合的参考信号和组合 的反馈信号，配置预失真系数集。
在另一实施例中，并发多频带传送器包括配置成将每个数字输入 信号调谐到不同中间频率的调谐电路和配置成组合调谐的数字输入 信号以提供组合的参考信号的组合器电路。此外，在一个实施例中， 并发多频带传送器包括配置成处理功率放大器电路输出的并发多频 带信号以提供组合的反馈信号的观察接收器，其中，并发多频带信号 的每个频带被调谐到与组合的参考信号中数字输入信号的一个对应 信号相同的中间频率。在一个实施例中，选择中间频率，使得在中间 频率中存在具有充足的分隔，以便对于数字预失真器补偿的至少高达 预定义最大阶的非线性，避免组合的反馈信号中并发多频带信号的频 带的重叠，同时与并发多频带信号的带宽相比，也降低组合的反馈信 号的带宽。单一适配器基于组合的参考信号和组合的反馈信号，配置 预失真系数集。
在一个实施例中，数字预失真子系统包括补偿三阶互调(IM3)频带 的多个另外的数字预失真器。记忆多项式基带模型被进一步定义，使 得每个另外的预失真器也配置有与数字预失真器相同的预失真系数 集。
在与附图相关联阅读以下优选实施例的详细说明后，本领域的技 术人员将领会本公开内容的范围，并认识到其另外的方面。
附图说明
并入并形成此说明书一部分的附图示出本公开内容的几个方面， 并且与描述一起用于解释本公开内容的原理。
图1示出在并发双频带传送器中的互调和交叉调制；
图2示出使用常规二维数字预失真(2D-DPD)基带模型，执行双频 带数字预失真的并发双频带传送器；
图3示出根据本公开内容的一个实施例的并发双频带传送器，并 发双频带传送器具有用于每个频带的单独数字预失真器以及单独适 配器，其基于数字预失真器的双频带记忆多项式基带模型，使用相同 预失真系数集自适应配置每个数字预失真器，对于每个数字预失真 器，模型利用相同预失真系数集；
图4是根据本公开内容的一个实施例，由图3的适配器利用的组 合的观察信号的频带图；
图5是示出根据本公开内容的一个实施例，图3的双频带传送器 的传送链的操作的流程图；
图6是示出根据本公开内容的一个实施例，图5的观察接收器和 适配器的操作的流程图；
图7示出根据本公开内容的另一实施例的并发双频带传送器；
图8和9示出根据本公开内容的一个实施例，也补偿三阶互调 (IM3)的并发双频带传送器；以及
图10是根据本公开内容的一个实施例，由图9的适配器利用的组 合的反馈信号的频带的频带图。
具体实施方式
下述实施例陈述必需的信息以允许本领域的技术人员实践实施 例，并示出实践实施例的最佳模式。在根据附图阅读以下说明时，本 领域的技术人员将理解本公开内容的概念，并且将认识到本文中未专 门提出的这些概念的应用。应理解，这些概念和应用在公开内容和随 附权利要求书的范围内。
本公开内容涉及用于并发多频带传送器的数字预失真，并发多频 带传送器利用单一适配器和相同的预失真系数集配置用于每个频带 的单独数字预失真器。在讨论本公开内容的实施例前，讨论利用如图 2所示常规双频带预失真基带模型的并发双频带传送器10是有益的。 并发双频带传送器10包括如图所示用于并发双频带传送器10的数字 输入信号的基带源12-1和12-2(例如，调制解调器)、上采样电路 14-1和14-2、数字预失真器(PD)16-1和16-2、上变频电路18-1和18-2、 组合电路20、正交交叉调制电路22及连接的功率放大器(PA)电路24。
基带源12-1为要由并发双频带传送器10传送的并发双频带信号 的第一频带提供数字基带输入信号，并且基带源12-2为要由并发双频 带传送器10传送的并发双频带信号的第二频带提供数字基带输入信 号。上采样电路14-1和14-2将数字基带输入信号上采样到所需采样 率。数字预失真器16-1处理上采样的数字基带输入信号以便为并发多 频带信号的第一频带提供第一预失真的输入信号，并且数字预失真器 16-2处理上采样的数字基带输入信号以便为并发多频带信号的第二频 带提供第二预失真的输入信号。
数字预失真器16-1和16-2根据常规基带模型提供预失真的数字 基带输入信号，即，等式和的双频带数字预失真(2D-DPD)基带模型或 等式和的常规二维修改的记忆多项式(2D-MMP)基带模型。根据常规 基带模型，数字预失真器16-1根据复值预失真系数的第一集配置，即 等式的或等式的并且数字预失真器16-2根据复值预失真系 数的第二集配置，即等式的或等式的
上变频电路18-1将数字预失真器16-1输出的预失真的数字基带 输入信号上变频到用于并发双频带信号的第一频带的所需载波频率 ω1。类似地，上变频电路18-2将数字预失真器16-2输出的预失真的 数字基带输入信号上变频到用于并发双频带信号的第二频带的所需 载波频率ω2。上变频的信号随后由组合电路20组合并且由正交交叉 调制电路22调制以便为功率放大器电路24提供预失真的并发双频带 输入信号。功率放大器电路24放大并发双频带输入信号以提供要由 并发双频带传送器10传送的并发双频带信号。虽然未示出，但并发 双频带信号一般被过滤以在传送前消除带外互调失真。
为提供数字预失真器16-1和16-2的自适应配置，并发双频带传 送器10包括反馈路径，反馈路径包括衰减器26、滤波器28-1和28-2、 下变频和调制电路30-1和30-2及适配器32-1和32-2。衰减器26具 有耦合到功率放大器电路24的输出的输入，并且配置成按因子G衰 减功率放大器电路24输出的并发双频带信号，其中，G对应于功率 放大器电路24的增益。滤波器28-1和28-2具有分别居中在载波频率 ω1和ω2的通带。在操作中，滤波器28-1过滤衰减的并发双频带信号以 便为并发双频带信号的第一频带提供反馈信号。类似地，滤波器28-2 过滤衰减的并发双频带信号以便为并发双频带信号的第二频带提供 反馈信号。下变频和调制电路30-1对用于第一频带的反馈信号进行下 变频、解调和数字化，以便为第一频带提供数字基带反馈信号。类似 地，下变频和调制电路30-2对用于第二频带的反馈信号进行下变频、 解调和数字化，以便为第二频带提供数字基带反馈信号。
通过使用适合的自适应技术(例如，最小均方(LMS)算法)，适 配器32-1基于用于第一频带的上采样的数字基带输入信号和用于第 一频带的数字基带反馈信号，自适应配置如常规2D-DPD模型的等式 或常规2D-MMP模型的等式定义的用于数字预失真器16-1的预失真 系数的第一集。类似地，适配器32-2基于用于第二频带的上采样的数 字基带输入信号和用于第二频带的数字基带反馈信号，自适应配置如 常规2D-DPD模型的等式或常规2D-MMP模型的等式定义的用于数字 预失真器16-2的预失真系数的第二集。
如上所述，常规2D-DPD模型要求大量的预失真系数，这又造成 用于数字预失真器16-1和16-2和适配器32-1和32-2的高复杂性和成 本。常规2D-MMP模型降低了预失真系数的数量。然而，人们希望进 一步降低预失真系数的数量并因此降低系统的复杂性和成本。
在此方面，公开了用于为每个数字预失真器利用相同预失真系数 集的并发多频带传送器的单独数字预失真器的新基带模型。具体而 言，对于并发双频带传送器情形，假设了用于五阶失真的以下非线性 函数：
其中，y(n)是失真的并发双频带信号，x(n)是表示如下的并发双 频带输入信号：
其中，x1(n)和x2(n)分别表示位于载波频率ω1和ω2的第一和第二频 带，并且c1、c3、和c5是系数。是变元的实部，并且定义为：
其中，(arg)*是复共轭算子。
通过将等式代入等式并且根据等式展开项，我们能够得到用于位 于载波频率ω1和ω2的项的以下等式：
等式能够被改写成如下两个等式，每个频带一个等式：
从等式-中，发明者发现两个频带共享相同系数集，并且在此示例 中，只需要计算三个系数(c1、c2和c3)。这样做的益处是在基带模 型中需要数量降低的预失真系数，这大大简化了数字预失真系统的复 杂性和并发双频带传送器的复杂性。
基于相同系数集能够用于每个频带的此知识，发明者开发了基于 记忆多项式模型的新数字基带模型，其中，新基带模型为每个频带使 用相同预失真系数集。具体而言，新基带模型被定义为：
其中，yi(n)是用于频带i(对于并发双频带传送器，i＝1、2)的数 字预失真器的预失真的输出信号，M表示新基带模型的记忆深度，N 是新基带模型的非线性阶(即，由数字预失真器补偿的非线性的阶)， ck，m是用于每个频带的数字预失真器的复值预失真系数，x1是用于第一 频带的数字输入信号，x2是用于第二频带的数字输入信号，以及其中， ak+1和bk+1是在x1与x2之间预计算的(k+1)阶包络耦合因子。重要的是， 预失真系数集ck，m对每个频带相同。换而言之，相同的预失真系数集ck，m用于配置每个数字预失真器。因此，等式和的新基带模型要求的预失 真系数的数量是等式和的常规2D-MMP基带要求的预失真系数的数 量的一半。
使用以下算法预计算(即，非自适应配置)了包络耦合因子ak+1和 bk+1。以带有7阶非线性和无记忆项的双频带情形为例，功率放大器的 输出(或数字预失真器的组合输出)能够被定义为：
如果只考虑位于两个载波频率ω1和ω2的项，并且除去所有共同标 量(对于c3、c5和c7分别为3、10和35)，则能够为两个频带将等式改 写为：
y1(n)＝c1x1(n)+c3x1(n)|x1(n)|2+2c3x1(n)|x2(n)|2
+c5x1(n)|x1(n)|4+6c5x1(n)|x1(n)|2|x2(n)|2+3c5x1(n)|x2(n)|4
+c7x1(n)|x1(n)|6+18c7x1(n)|x1(n)|2|X2(n)|4
+12c7x1(n)|x1(n)|4|x2(n)|2+4c7x1(n)|x2(n)|6 (14)
y2(n)＝c1x2(n)+c3x2(n)|x2(n)|2+2c3x2(n)|x1(n)|2
+c5x2(n)|x2(n)|4+6c5x2(n)|x1(n)|2|x2(n)|2+3c5x2(n)|x1(n)|4
+c7x2(n)|x2(n)|6+18c7x2(n)|x2(n)|2|x1(n)|4
+12c7x2(n)|x2(n)|4|x1(n)|2+4c7x2(n)|x1(n)|6 (15)
从等式和的2D-DPD基带模型中，如果M＝1，并且N＝7，则等式 和变成：
比较等式和与等式和，能够看到参数(即，预失真系数)的数量 是一半。也能够观察到的是，用于y1(n)的基函数为|x1(n)|2、2|x2(n)|2、 |x1(n)|4、6|x1(n)|2|x2(n)|2、3|x2(n)|4、|x1(n)|6、18|x1(n)|2|x2(n)|4、12|x1(n)|4|x2(n)|2及4|x2(n)|6。类似地，用于y2(n)的基函数为|x2(n)|2、2|x1(n)|2、|x2(n)|4、 6|x1(n)|2|x2(n)|2、3|x1(n)|4、|x2(n)|6、18|x2(n)|2|x1(n)|4、12|x2(n)|4|x1(n)|2及4|x1(n)|6。从此观察中，我们想到在复域中的包络计算。
现在，如果考虑等式和的新基带模型，M＝1，并且N＝7，则新基 带模型能够被改写为：
其中，系数a和b是实数。
通过比较等式和与等式和，以下关系能够被定义为如下面表1中 所示。
表1
从表1中，能够得出系数a2、a4和a6能够设成1，而b2能够设成 b4能够设成或并且b6能够设成2、或要注意的是，由 于b4和b6能够是多个不同值，因此，实现中使用的实际值可以是用于 该特定实现的最佳值。上述用于为包络耦合因子ak+1和bk+1确定值的过 程能够扩展到任何所需记忆阶(memory-order)和任何所需阶的非线性。
图3示出根据本公开内容的一个实施例，利用上述新基带模型的 并发双频带传送器34。如图所示，并发双频带传送器34包括如图所 示的基带(BB)源36-1和36-2(例如，调制解调器)、上采样电路38-1 和38-2、包括数字预失真器(PD)42-1和42-2的数字预失真子系统40、 上变频电路44-1和44-2、组合电路46、正交交叉调制电路48及连接 的功率放大器电路50。
基带源36-1为要由并发双频带传送器34传送的并发双频带信号 的第一频带提供数字输入信号，在此实施例中，数字输入信号是基带 信号。类似地，基带源36-2为要由并发双频带传送器34传送的并发 双频带信号的第下频带提供数字输入信号，在此实施例中，数字输入 信号是基带信号。上采样电路38-1和38-2将数字输入信号上采样到 所需采样率。数字预失真器42-1处理上采样的数字输入信号以便为并 发多频带信号的第一频带提供第一预失真的输入信号，并且数字预失 真器42-2处理上采样的数字输入信号以便为并发多频带信号的第二 频带提供第二预失真的输入信号。数字预失真器42-1和42-2提供根 据等式和的新基带模型的预失真的数字基带输入信号。重要的是，根 据新基带模型，数字预失真器42-1和数字预失真器42-2通过相同预 失真系数集ck，m配置。
上变频电路44-1将数字预失真器42-1输出的预失真的数字基带 输入信号上变频到用于并发双频带信号的第一频带的所需载波频率 ω1。类似地，上变频电路44-2将数字预失真器42-2输出的预失真的 数字基带输入信号上变频到用于并发双频带信号的第二频带的所需 载波频率ω2。上变频的信号随后由组合电路46组合并且由正交交叉 调制电路48调制以便为功率放大器电路50提供预失真的并发双频带 输入信号。应注意的是，数模转换能够在用于模拟上变频实现的上变 频之前进行。备选，数模转换可在用于数字上变频实现的上变频之后 进行。虽然不是理解本文中公开的概念所必需的，但要了解有关数字 上变频的更多信息，有兴趣的读者请参阅2008年10月20日提出， 在2010年4月22日公布的题为“用于可编程数字上变频的方法和系 统”(METHODS AND SYSTEMS FOR PROGRAMMABLEDIGITAL UP-CONVERSION)的美国专利申请2010/0098191A1和2012年6月7 日提出，题为“用于并发多频带信号的可编程数字上变 频”(PROGRAMMABLE DIGITAL UP-CONVERSION FORCONCURRENT MULTI-BAND SIGNALS)的美国专利申请 13/490801，以了解其有关数字上变频的教导，两个申请由此均通过引 用结合于本文中。功率放大器电路50放大并发双频带输入信号以提 供要由并发双频带传送器34传送的并发双频带信号。虽然未示出， 但在放大后，并发双频带信号优选被过滤以在传送前消除带外互调失 真。
为经相同预失真系数集ck，m提供数字预失真器42-1和42-2的自适 应配置，并发双频带传送器34包括反馈路径，反馈路径包括观察接 收器52和单一适配器54(下文称为“适配器54”)。观察接收器52 如图所示包括衰减器56、滤波器58-1和58-2、下变频和解调电路60-1 和60-2及连接的组合电路62。衰减器56具有经耦合器64耦合到功 率放大器电路50的输出的输入。衰减器56配置成按因子G衰减功率 放大器电路50输出的并发双频带信号，其中，G对应于功率放大器 电路50的增益。滤波器58-1和58-2具有分别居中在并发双频带信号 的载波频率ω1和ω2的通带。
在操作中，滤波器58-1过滤衰减的并发双频带信号以便为并发双 频带信号的第一频带提供反馈信号。类似地，滤波器58-2过滤衰减的 并发双频带信号以便为并发双频带信号的第二频带提供反馈信号。下 变频和调制电路60-1对用于第一频带的反馈信号进行下变频、解调和 数字化，以便为第一频带提供数字反馈信号。类似地，下变频和调制 电路60-2对用于第二频带的反馈信号进行下变频、解调和数字化，以 便为第二频带提供数字反馈信号。在此实施例中，用于第一和第二频 带的反馈信号均处在基带。
组合电路62组合用于第一和第二频带的数字反馈信号以提供组 合的数字反馈信号。由于用于第一和第二频带的数字反馈信号均处在 基带，因此，用于两个频带的数字反馈信号的频带或频谱如图4所示 重叠。在补偿例如最多5阶失真时，如果两个数字输入信号具有相同 带宽B，则由于功率放大器电路50的失真或非线性造成的带宽扩展， 组合的数字反馈信号的带宽是5xB。如果两个数字输入信号具有不同 带宽B1和B2，则在补偿高达5阶失真时，组合的数字反馈信号的带 宽是5xB1和5xB2的更大带宽。因此，通过组合用于在基带的两个频 带的数字反馈信号，两个数字反馈信号的频带重叠，与在功率放大器 电路50的输出的并发双频带信号的带宽相比，这又大幅降低组合的 反馈信号的带宽。作为降低带宽的结果，用于反馈路径的采样率要求 得以大幅降低，这又降低了并发双频带传送器34的复杂性和成本。
回到图3，并发双频带传送器34也包括组合两个上采样的数字输 入信号以提供组合参考信号的组合电路66。如上所述，在此实施例中， 上采样的数字输入信号处在基带。因此，在组合两个上采样的数字输 入信号后，两个上采样的数字输入信号的频带以如上相对于组合的反 馈信号中数字反馈信号所述相同的方式(但无带宽扩展)在组合的参 考信号中重叠。
基于组合的参考信号和组合的反馈信号，适配器54自适应配置用 于等式和的新基带模型中数字预失真器42-1和42-2的预失真系数集 ck，m。具体而言，适配器54利用任何适合的技术(例如，LMS)计算 或以其它方式确定用于最小化在组合的参考信号与组合的反馈信号 之间误差的预失真系数集ck，m的值。这样，单一适配器54根据新基带 模型，用于配置每个数字预失真器42-1和42-2的预失真系数的单一 集ck，m。
图5是示出根据本公开内容的一个实施例，图3的并发双频带传 送器34的传送链的操作的流程图。虽然图5的过程的步骤示为以特 定顺序执行，但应注意的是，除非明确指明或要求，否则，步骤可以 任何所需顺序执行。这也适用于本文中所示和所述的任何其它过程的 步骤。如图5所示，数字预失真器42-1和42-2以数字方式预失零点 数字输入信号，以便为每个频带提供预失真的数字输入信号(步骤 100)。更具体地说，在图3的实施例中，数字预失真器42-1处理上 采样的数字输入信号以便为第一频带提供预失真的数字输入信号，并 且数字预失真器42-2处理上采样的数字输入信号以便为第二频带提 供预失真的数字输入信号。接着，提供预失真的数字输入信号由上变 频电路44-1和44-2分别上变频到载波频率ω1和ω2(步骤102)。预 失真的上变频或射频信号随后由组合电路46组合以提供预失真的组 合信号(步骤104)。明显的是，在一个备选实施例中，可在上变频 前组合预失真的信号。随后，对预失真的组合信号进行正交交叉调制， 以便为功率放大器电路50提供预失真的并发双频带输入信号(步骤 106)。最后，预失真的并发双频带输入信号由功率放大器电路50放 大(步骤108)。
图6示出根据本公开内容的一个实施例，图3的并发双频带传送 器34的反馈路径的操作。如图所示，观察接收器52处理经耦合器从 功率放大器电路50的输出接收的并发多频带信号(更具体地说，在 此示例中，并发双频带信号)，以提供组合的反馈信号(步骤200)。 适配器54随后基于组合的反馈信号和组合的参考信号，自适应配置 用于数字预失真器42-1和42-2的预失真系数集(步骤202)。
图7示出根据本公开内容的另一实施例的并发双频带传送器34。 此实施例实质上与图3的实施例相同，但其中组合的反馈信号的分量 信号和组合的参考信号的分量信号按照降低或最小化组合的反馈信 号的带宽及因此降低或最小化用于反馈路径中模数(A/D)转换的采样 率要求的方式被调谐到中间频率。更具体地说，在此实施例中，在下 变频和解调后，用于第一频带的数字反馈信号经调谐电路68-1被调谐 到第一中间频率ωIF1。类似地，用于第二频带的数字反馈信号经调谐 电路68-2被调谐到第二中间频率ωIF2。因此，在组合的反馈信号中， 用于第一频带的信号分量被调谐到第一中间频率ωIF1，并且用于第二频带的信号分量被调谐到第二中间频率ωIF2。
同样地，并发双频带传送器34包括将用于第一频带的上采样的数 字输入信号调谐到第一中间频率ωIF1的调谐电路70-1和将用于第二频 带的上采样的数字输入信号调谐到第二中间频率ωIF2的调谐电路 70-2。因此，在组合的参考信号中，用于第一频带的信号分量被调谐 到第一中间频率ωIF1，并且用于第二频带的信号分量被调谐到第二中 间频率ωIF2。适配器随后按照最小化在组合的参考信号与组合的反馈 信号之间误差的方式自适应配置预失真系数集并且因此配置数字预 失真器42-1和42-2。
在一个实施例中，在第一和第二中间频率ωIF1与ωIF2之间的频率分 隔大于或等于最小频率分隔，对于数字预失真器42-1和42-2要补偿 的失真的最大阶，低于最小频率分隔，组合的反馈信号中的两个频带 开始重叠。因此，对于五阶情况，在第一和第二中间频率ωIF1与ωIF2之 间的频率分隔大于或等于其中，B1是用于第一频带的数字 输入信号的带宽，并且B2是用于第二频带的数字输入信号的带宽。因 此，在一个特定实施例中，选择两个中间频率，使得：
并且 (20)
通过以此方式选择两个中间频率，与并发多频带信号的带宽(或 换而言之，观察接收器52的观察的带宽)相比，大幅降低了组合的 反馈信号的带宽。因此，大幅降低了用于反馈路径中A/D转换的采样 率要求。要注意的是，虽然能够选择第一和第二中间频率ωIF1与ωIF2以 避免组合的参考信号和组合的反馈信号中分量信号的频带的重叠，但 第一和第二中间频率ωIF1与ωIF2不限于此。备选，可选择第一和第二中 间频率ωIF1与ωIF2以允许在组合的反馈信号或甚至组合的参考信号的 频带之间一定量的重叠。
到目前为止，实施例一直集中在补偿带内互调和交叉调制失真的 预失真。然而，新基带模型可扩展以补偿三阶互调(IM3)失真。以双频 带情形为例，通过将等式代入等式并且根据等式展开项，我们能够得 到用于位于频率ω1、ω2、2ω1-ω2和2ω2-ω1的项的以下等式：
等式能够被改写为四个等式，每个频带(包括两个IM3频带)一 个等式，如下所示：
我们能够注意到在等式-中，用于并发双频带信号(即，居中在ω1与ω2的频带)的两个频带和两个IM3频带(即，居中在2ω1-ω2与2ω2-ω1的频带)共享相同的系数集，并且只需要计算三个系数(c1、c3、c5)。 因此，新基带模型要求降低数量的系数，这大大简化了DPD系统的 复杂性和并发双频带传送器的复杂性。
基于相同系数集能够用于并发双频带信号的每个频带及每个IM3 频带的此知识，发明者开发了为并发双频带信号的每个频带及每个 IM3频带使用相同预失真系数集的新基带模型。具体而言，也包括IM3 的新基带模型被定义为：
其中，y1(n)是用于并发双频带信号的第一频带的数字预失真器的 预失真的输出信号，y2(n)是用于并发双频带信号的第二频带的数字预 失真器的预失真的输出信号，y3(n)是用于第一IM3频带的数字预失真 器的预失真的输出信号，y4(n)是用于第二IM3频带的数字预失真器 的预失真的输出信号，M表示新基带模型的记忆深度，N是新基带模 型的非线性阶(即，由数字预失真器补偿的非线性的阶)，ck，m是用于 并发双频带信号的每个频带和每个IM3频带的数字预失真器的复值 预失真系数，x1是用于第一频带的数字输入信号，x2是用于第二频带 的数字输入信号，和是在用于并发双频带信号的频带的x1与x2之间预计算的(k+1)阶包络耦合因子，并且和是在用于IM3频带的x1与x2之间预计算的(k+1)阶包络耦合因子。重要的是， 预失真系数集ck，m对每个频带和每个IM3频带相同。换而言之，相同 的预失真系数集ck，m用于配置每个数字预失真器。能够使用上面相对于 包络耦合因子ak+1和bk+1描述的过程，计算包络耦合因子和及 包络耦合因子和
图8示出根据本公开内容的一个实施例，利用进一步补偿IM3的 新基带模型的并发双频带传送器34的一个实施例。在此实施例中， 数字预失真子系统40还包括数字预失真器72-1和72-2，数字预失真 器处理上采样的数字输入信号以提供补偿分别居中在2ω1-ω2和 2ω2-ω1的频带中的IM3的预失真的数字输入信号。如下所述，能够进 一步定义新基带模型，使得数字预失真器42-1和42-2和数字预失真 器72-1和72-2均利用相同预失真系数集。并发双频带传送器34也包 括配置成将数字预失真器72-1和72-2输出的预失真的数字输入信号 分别上变频到2ω1-ω2和2ω2-ω1的上变频电路74-1和74-2。随后组合 来自上变频电路74-1和74-2的上变频的信号及来自用于并发多频带 信号的两个频带的上变频电路44-1和44-2的上变频的信号，以在组 合电路46的输出提供预失真的组合信号。随后，对预失真的组合信 号进行正交交叉调制，以提供并发双频带输入信号，该信号随后由功 率放大器电路50放大以提供并发双频带信号。
并发双频带传送器34的自适应系统76基于进一步补偿IM3的新 基带模型，自适应配置数字预失真器42-1、42-2、72-1和72-2。具 体而言，如图9所示，自适应系统76包括观察接收器52和适配器54。 观察接收器52如上所述包括衰减器56、滤波器58-1和58-2、下变频和解调电路60-1和60-2及组合电路62。然而，在此实施例中，观察 接收器52也包括滤波器78-1和78-2、下变频和解调电路80-1和80-2、 组合电路82-1和82-2及调整电路84-1和84-2。在操作中，衰减器56 的输入耦合到功率放大器电路50的输出。衰减器56衰减并发双频带信号。如上所述，滤波器58-1和58-2过滤衰减的并发双频带信号以 便为居中在ω1和ω2的并发双频带信号的两个频带提供反馈信号。滤波 器78-1过滤衰减的并发双频带信号以便为居中在2ω1-ω2的IM3频带 提供反馈信号。类似地，滤波器78-2过滤衰减的并发双频带信号以便 为居中在2ω2-ω1的IM3频带提供反馈信号。
下变频和解调电路60-1对用于并发双频带信号的第一频带(即， 居中在ω1的频带)的反馈信号进行下变频和解调，以便为第一频带提 供数字基带反馈信号。类似地，下变频和解调电路60-2对用于并发双 频带信号的第二频带(即，居中在ω2的频带)的反馈信号进行下变频 和解调，以便为第二频带提供数字基带反馈信号。相反，下变频和解 调电路80-1对用于第一IM3频带(即，居中在2ω1-ω2的IM3频带) 的反馈信号进行下变频和解调，以便为在第一中间频率(-IF1)的第一 IM3频带提供数字反馈信号。类似地，下变频和解调电路80-2对用于 第二IM3频带(即，居中在2ω2-ω1的IM3频带)的反馈信号进行下 变频和解调，以便为在第二中间频率(+IF1)的第二IM3频带提供数字 反馈信号。
接着，组合电路82-1组合用于第一IM3频带的数字反馈信号和 用于并发双频带信号的第一频带的数字基带反馈信号，以提供第一组 合的信号。类似地，组合电路82-2组合用于第二IM3频带的数字反 馈信号和用于并发双频带信号的第二频带的数字基带反馈信号，以提 供第二组合的信号。相对于第一参考信号，调整电路84-1为第一组合 的信号执行时间、相位和/或增益调整，第一参考信号如图8所示是用 于第一频带的上采样的数字输入信号。类似地，相对于第二参考信号， 调整电路84-2为第二组合的信号执行时间、相位和/或增益调整，第 二参考信号如图8所示是用于第二频带的上采样的数字输入信号。组 合电路62随后组合调整的第一和第二组合的信号，以便为并发双频 带信号提供组合的数字反馈信号。
重要的是，如相对于在图9中组合电路62的输出的组合的数字反 馈信号如所示，选择第一和第二中间频率(-IF1和+IF2)，使得组合 的数字反馈信号中的IM3频带(C和D)与用于组合的数字反馈信号 中第一频带(A)和第二频带(B)的组合的频带(A+B)不重叠。IF1和IF2 的值由信号带宽及DPD系统的非线性阶确定。更具体地说，如图10 所示，组合的基带信号A+B的带宽为：
N×max(BW1，BW2) (31)
其中，N是非线性的阶，BW1是用于第一频带的数字输入信号的 带宽，并且BW2是用于第一频带的数字输入信号的带宽，C频带的带 宽为：
2×BW1+BW2+(N-3)×max(BW1，BW2)，并且 (32)
D频带的带宽为：
BW1+2×BW2+(N-3)×max(BW1，BW2)。 (33)
因此，用于中间频率IF1和IF2的最小值表示为：
然而，要注意的是，中间频率IF1和IF2能够大于由等式和定义的 值，但优选实质上小于组合的反馈信号的带宽等于包括IM3频带的并 发双频带信号的总带宽所处的值。
返回图9，在此实施例中为上采样的数字输入信号的两个参考信 号(REF1和REF2)由组合电路86组合，以提供组合的参考信号。 组合电路88接收组合的参考信号和组合的反馈信号，并且输出误差 信号(e)，误差信号是在组合的参考信号与组合的反馈信号之间的差。 随后，适配器54使用任何适合的自适应算法(例如，LMS)配置预 失真系数集ck，m，以最小化误差信号，或者换而言之，最小化在组合的 参考信号与组合的反馈信号之间的差。同样地，适配器54配置根据 新基带模型，由每个数字预失真器42-1、42-2、72-1和72-2利用的预 失真系数的单一集ck，m。
应注意的是，本文中的讨论集中在用于双频带情形的新基带模型。 然而，应领会的是，本文中公开的新基带模型能够扩展到不止两个频 带，并且如果需要，则扩展到更高阶互调频带。此外，本文中公开的 DPD体系结构利用直接学习自适应技术。然而，如本领域技术人员将 领会的是，在阅读本公开内容中，备选可使用间接学习自适应技术。
本公开内容通道使用了以下首字母缩略词。
本领域的技术人员将认识到本公开内容的优选实施例的改进和修 改。所有此类改进和修改被视为在本文中公开的概念范围和下面的权 利要求内。

Claims (18)

1.一种并发多频带传送器(34)，包括：
包括多个数字预失真器(42)的数字预失真子系统(40)，所述数字预失真器配置成处理用于并发多频带信号的多个频带的多个数字输入信号以提供多个预失真的数字输入信号，每个预失真的数字输入信号用于所述并发多频带信号的所述多个频带的一个不同频带，其中所述多个数字预失真器(42)的每个数字预失真器(42)配置成共享相同预失真系数集来处理所述多个数字输入信号以提供所述多个预失真的数字输入信号的一个不同信号；
电路（44，46，48），配置成处理所述多个预失真的数字输入信号以提供预失真的并发多频带信号；
功率放大器电路(50)，配置成放大所述预失真的并发多频带信号以提供所述并发多频带信号；以及
单一适配器(54)，配置成基于所述多个数字预失真器(42)的数字基带模型，自适应配置用于所述多个数字预失真器(42)的每个预失真器的所述相同预失真系数集，所述数字基带模型基于记忆多项式并且具有用于所述多个数字预失真器(42)的每个预失真器的相同预失真系数集。
2.如权利要求1所述的并发多频带传送器(34)，其中：
所述并发多频带信号是具有两个频带的并发双频带信号，使得所述多个数字输入信号是用于所述并发双频带信号的所述两个频带的两个数字输入信号，所述多个数字预失真器(42)是用于所述并发双频带信号的所述两个频带的两个数字预失真器(42)，并且所述多个预失真的数字输入信号是用于所述并发双频带信号的所述两个频带的两个预失真的数字输入信号；以及
用于N阶非线性和M阶记忆深度的所述两个数字预失真器(42)的所述数字基带模型表示为：
其中表示由用于所述并发双频带信号的所述两个频带的第一频带的所述两个数字预失真器(42)的第一预失真器生成的所述预失真的数字输入信号，表示由用于所述并发双频带信号的所述两个频带的第二频带的所述两个数字预失真器(42)的第二预失真器生成的所述预失真的数字输入信号，表示用于所述并发双频带信号的所述两个频带的所述两个数字输入信号的第一数字输入信号，表示用于所述并发双频带信号的所述两个频带的所述两个数字输入信号的第二数字输入信号，，和是用于所述两个数字预失真器(42)两者的所述预失真系数集，并且和，是在与之间预确定的包络耦合因子。
3.如权利要求1所述的并发多频带传送器(34)，其中所述多个数字输入信号是多个数字基带输入信号，并且所述并发多频带传送器(34)还包括：
组合器电路(66)，配置成组合所述多个数字基带输入信号以提供组合的参考信号；以及
其中所述单一适配器(54)配置成基于所述组合的参考信号，自适应配置所述预失真系数集。
4.如权利要求3所述的并发多频带传送器(34)，还包括：
观察接收器(52)，耦合到所述功率放大器电路(50)的输出并且配置成输出组合的反馈信号，其中，由所述功率放大器电路(50)输出的所述并发多频带信号的每个频带被下变频到基带；
其中所述单一适配器(54)配置成基于所述组合的参考信号和所述组合的反馈信号，自适应配置所述预失真系数集。
5.如权利要求1所述的并发多频带传送器(34)，还包括：
调谐电路(70)，配置成将所述多个数字输入信号的每个数字输入信号调谐到不同中间频率，由此提供多个调谐的数字输入信号；以及
组合器电路(66)，配置成组合所述多个调谐的数字输入信号以提供组合的参考信号；
其中所述单一适配器(54)配置成基于所述组合的参考信号，自适应配置所述预失真系数集。
6.如权利要求5所述的并发多频带传送器(34)，还包括：
观察接收器(52)，耦合到所述功率放大器电路(50)的输出并且配置成输出组合的反馈信号，其中，由所述功率放大器电路(50)输出的所述并发多频带信号的每个频带被调谐到与所述组合的参考信号中所述多个数字输入信号的一个对应信号相同的中间频率；
其中所述单一适配器(54)配置成基于所述组合的参考信号和所述组合的反馈信号，自适应配置所述预失真系数集。
7.如权利要求6所述的并发多频带传送器(34)，其中所述不同中间频率具有充足的分隔，以便对于所述多个数字预失真器(42)补偿的至少高达预定义最大阶的非线性，避免所述组合的反馈信号中所述并发多频带信号的所述频带的重叠。
8.如权利要求1所述的并发多频带传送器(34)，其中：
所述数字预失真子系统(40)包括配置成补偿三阶互调频带的第二多个数字预失真器(72)，所述第二多个数字预失真器(72)的每个预失真器基于与所述多个数字预失真器(42)的每个预失真器相同的所述预失真系数集进行配置。
9.如权利要求8所述的并发多频带传送器(34)，其中所述单一适配器(54)配置成基于所述多个数字预失真器(42)和所述第二多个数字预失真器(72)的数字基带模型，自适应配置用于所述多个数字预失真器(42)的每个预失真器和所述第二多个数字预失真器(72)的每个预失真器的所述预失真系数集，所述数字基带模型基于记忆多项式，并且对于所述多个数字预失真器(42)的每个预失真器和所述第二多个数字预失真器(72)的每个预失真器，具有相同预失真系数集。
10.如权利要求9所述的并发多频带传送器(34)，其中：
所述并发多频带信号是具有两个频带的并发双频带信号，使得所述多个数字输入信号是用于所述并发双频带信号的所述两个频带的两个数字输入信号，所述多个数字预失真器(42)是用于所述并发双频带信号的所述两个频带的两个数字预失真器(42)，所述多个预失真的数字输入信号是用于所述并发双频带信号的所述两个频带的两个预失真的数字输入信号，并且所述第二多个数字预失真器(72)是用于两个三阶互调失真频带的两个另外的数字预失真器(72)；以及
用于所述并发双频带信号的所述两个频带的所述两个数字预失真器(42)和用于N阶非线性和M阶记忆深度的所述两个三阶互调失真频带的所述两个另外的数字预失真器(72)的所述数字基带模型表示为：
其中，表示由用于所述并发双频带信号的所述两个频带的第一频带的所述两个数字预失真器(42)的第一预失真器生成的所述预失真的数字输入信号，表示由用于所述并发双频带信号的所述两个频带的第二频带的所述两个数字预失真器(42)的第二预失真器生成的所述预失真的数字输入信号，表示用于所述两个三阶互调失真频带的第一三阶互调失真频带的所述两个另外的数字预失真器(72)的第一预失真器生成的预失真的数字输入信号，表示用于所述两个三阶互调失真频带的第二三阶互调失真频带的所述两个另外的数字预失真器(72)的第二预失真器生成的预失真的数字输入信号，表示用于所述并发双频带信号的所述两个频带的所述两个数字输入信号的第一数字输入信号，表示用于所述并发双频带信号的所述两个频带的所述两个数字输入信号的第二数字输入信号，是用于所述两个数字预失真器(42)和所述两个另外的数字预失真器(72)的所述预失真系数集，，并且，和是在用于所述并发双频带信号的所述两个频带的所述数字预失真器(42)的与之间预确定的包络耦合因子，，并且和是在用于所述两个三阶互调失真频带的所述两个另外的数字预失真器(72)的与之间预确定的包络耦合因子，。
11.如权利要求9所述的并发多频带传送器(34)，其中所述多个数字输入信号是多个数字基带输入信号，并且所述并发多频带传送器(34)还包括：
组合器电路(86)，配置成将所述多个数字基带输入信号相加以提供组合的参考信号；以及
其中所述单一适配器(54)配置成基于所述组合的参考信号，自适应配置所述预失真系数集。
12.如权利要求11所述的并发多频带传送器(34)，还包括：
观察接收器(52)，耦合到所述功率放大器电路(50)的输出并且配置成输出组合的反馈信号，其中，由所述功率放大器电路(50)输出的所述并发多频带信号的每个频带被下变频到基带，并且每个三阶互调失真频带被调谐到不同中间频率；
其中所述单一适配器(54)配置成基于所述组合的参考信号和所述组合的反馈信号，自适应配置所述预失真系数集。
13.如权利要求12所述的并发多频带传送器(34)，其中选择所述不同中间频率，使得在所述并发多频带信号的所述多个频带到基带的下变频和多个三阶互调失真频带到所述不同中间频率的调谐后，在所述组合的反馈信号中，所述多个三阶互调失真频带与所述并发多频带信号的所述多个频带不重叠。
14.一种操作并发多频带传送器(34)的方法，包括：
经多个数字预失真器(42)处理用于并发多频带信号的多个频带的多个数字输入信号以提供多个预失真的数字输入信号，每个预失真的数字输入信号用于所述并发多频带信号的所述多个频带的一个不同频带，其中所述多个数字预失真器(42)的每个数字预失真器(42)配置成共享相同预失真系数集来处理所述多个数字输入信号以提供所述多个预失真的数字输入信号的一个不同信号；
处理所述多个预失真的数字输入信号以提供预失真的并发多频带信号；
放大所述预失真的并发多频带信号以提供所述并发多频带信号；以及
基于所述多个数字预失真器(54)的数字基带模型，经单一适配器(54)自适应配置用于所述多个数字预失真器(42)的每个预失真器的所述相同预失真系数集，所述数字基带模型基于记忆多项式并且具有用于所述多个数字预失真器(42)的每个预失真器的相同预失真系数集。
15.如权利要求14所述的方法，其中
所述并发多频带信号是具有两个频带的并发双频带信号，使得所述多个数字输入信号是用于所述并发双频带信号的所述两个频带的两个数字输入信号，所述多个数字预失真器(42)是用于所述并发双频带信号的所述两个频带的两个数字预失真器(42)，并且所述多个预失真的数字输入信号是用于所述并发双频带信号的所述两个频带的两个预失真的数字输入信号；以及
用于N阶非线性和M阶记忆深度的所述两个数字预失真器(42)的所述数字基带模型表示为：
其中表示由用于所述并发双频带信号的所述两个频带的第一频带的所述两个数字预失真器(42)的第一预失真器生成的所述预失真的数字输入信号，表示由用于所述并发双频带信号的所述两个频带的第二频带的所述两个数字预失真器(42)的第二预失真器生成的所述预失真的数字输入信号，表示用于所述并发双频带信号的所述两个频带的所述两个数字输入信号的第一数字输入信号，表示用于所述并发双频带信号的所述两个频带的所述两个数字输入信号的第二数字输入信号，，和是用于所述两个数字预失真器(42)两者的所述预失真系数集，并且和，是在与之间预确定的包络耦合因子。
16.如权利要求14所述的方法，其中所述多个数字输入信号是多个数字基带输入信号，并且所述方法还包括：
组合所述多个数字基带输入信号以提供组合的参考信号；
其中自适应配置用于所述多个数字预失真器(42)的每个预失真器的所述预失真系数集包括基于所述组合的参考信号，自适应配置所述数字基带模型的所述预失真系数集。
17.如权利要求16所述的方法，还包括：
处理所述并发多频带信号以提供组合的反馈信号，其中由功率放大器电路(50)输出的所述并发多频带信号的每个频带被下变频到基带；
其中自适应配置用于所述多个数字预失真器(42)的每个预失真器的所述预失真系数集包括基于所述组合的参考信号和所述组合的反馈信号，自适应配置所述数字基带模型的所述预失真系数集。
18.如权利要求14所述的方法，还包括经第二多个数字预失真器(72)处理所述多个数字输入信号以提供补偿三阶互调失真的多个另外的预失真的数字输入信号，其中所述第二多个数字预失真器(72)的每个预失真器基于与所述多个数字预失真器(42)的每个预失真器相同的所述预失真系数集进行配置。
CN201480003809.8A 2013-05-22 2014-05-02 用于并发多频带传送器的低复杂性数字预失真 Expired - Fee Related CN104885369B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201361826060P 2013-05-22 2013-05-22
US61/826060 2013-05-22
US13/969,858 US9252718B2 (en) 2013-05-22 2013-08-19 Low complexity digital predistortion for concurrent multi-band transmitters
US13/969858 2013-08-19
PCT/IB2014/061160 WO2014188293A2 (en) 2013-05-22 2014-05-02 Low complexity digital predistortion for concurrent multi-band transmitters

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104885369A CN104885369A (zh) 2015-09-02
CN104885369B true CN104885369B (zh) 2019-02-22

Family

ID=51059499

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201480003809.8A Expired - Fee Related CN104885369B (zh) 2013-05-22 2014-05-02 用于并发多频带传送器的低复杂性数字预失真

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9252718B2 (zh)
EP (1) EP2923444B1 (zh)
CN (1) CN104885369B (zh)
WO (1) WO2014188293A2 (zh)

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2704522C (en) * 2009-05-14 2017-02-14 Seyed Aidin Bassam Multi-cell processing architectures for modeling and impairment compensation in multi-input multi-output systems
KR102075402B1 (ko) * 2013-10-11 2020-02-11 주식회사 쏠리드 광대역 고선형 증폭기
US9172409B2 (en) * 2013-11-22 2015-10-27 Xilinx, Inc. Multi-path digital pre-distortion
CN107210775B (zh) * 2015-01-21 2019-09-03 株式会社村田制作所 高频功率放大模块以及通信装置
TWI554060B (zh) * 2015-03-13 2016-10-11 瑞昱半導體股份有限公司 傳送器以及用來降低輸入訊號失真的方法
CN106034096A (zh) * 2015-03-20 2016-10-19 瑞昱半导体股份有限公司 传送器以及用来降低输入信号失真的方法
WO2016151518A1 (en) * 2015-03-26 2016-09-29 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for multiband predistortion using time-shared adaptation loop
US10128874B2 (en) * 2015-08-28 2018-11-13 Qorvo Us, Inc. Radio frequency coupler circuitry
US9590668B1 (en) 2015-11-30 2017-03-07 NanoSemi Technologies Digital compensator
US11025203B2 (en) * 2016-02-15 2021-06-01 Solid, Inc. Communication device and operating method thereof
WO2018067969A1 (en) 2016-10-07 2018-04-12 Nanosemi, Inc. Beam steering digital predistortion
CN106685588B (zh) * 2016-11-17 2020-02-14 华为技术有限公司 一种适配器、数据传输系统及方法
KR20190121825A (ko) 2017-02-25 2019-10-28 나노세미, 인크. 멀티밴드 디지털 전치왜곡기
US9985667B1 (en) 2017-04-24 2018-05-29 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Inter-band CA digital transmitter with multi-stage out-of-band noise canceller
US10141961B1 (en) 2017-05-18 2018-11-27 Nanosemi, Inc. Passive intermodulation cancellation
US11115067B2 (en) 2017-06-09 2021-09-07 Nanosemi, Inc. Multi-band linearization system
US10931318B2 (en) * 2017-06-09 2021-02-23 Nanosemi, Inc. Subsampled linearization system
US10581470B2 (en) 2017-06-09 2020-03-03 Nanosemi, Inc. Linearization system
WO2019014422A1 (en) 2017-07-12 2019-01-17 Nanosemi, Inc. SYSTEMS AND METHODS FOR CONTROLLING RADIOS MADE WITH DIGITAL PREDISTORSION
CN107565914B (zh) * 2017-07-26 2021-01-26 东南大学 共发双带包络跟踪功率放大器的数字预失真系统及其方法
EP3676959A1 (en) 2017-08-30 2020-07-08 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ.) Correction of specific intermodulation products in a concurrent multi-band system
US11303251B2 (en) 2017-10-02 2022-04-12 Nanosemi, Inc. Digital predistortion adjustment based on determination of load condition characteristics
CN107835140B (zh) * 2017-10-24 2019-11-12 东南大学 共发双带功率放大器的数字预失真系统及其方法
WO2019111296A1 (en) * 2017-12-04 2019-06-13 Nec Corporation Amplifier, configuration method of amplifier, and communication apparatus
CN112385142B (zh) 2018-05-11 2024-04-05 纳诺塞米有限公司 用于非线性系统的数字补偿器
US10644657B1 (en) 2018-05-11 2020-05-05 Nanosemi, Inc. Multi-band digital compensator for a non-linear system
EP3804127A1 (en) 2018-05-25 2021-04-14 NanoSemi, Inc. Digital predistortion in varying operating conditions
US10931238B2 (en) 2018-05-25 2021-02-23 Nanosemi, Inc. Linearization with envelope tracking or average power tracking
US11863210B2 (en) 2018-05-25 2024-01-02 Nanosemi, Inc. Linearization with level tracking
CN109088646B (zh) * 2018-09-06 2019-11-12 东南大学 针对多输入多输出发射机的共享数字预失真系统及方法
CN109347452B (zh) * 2018-10-17 2022-04-26 东南大学 基于分段线性函数的双频功放数字预失真装置及方法
CN112543156B (zh) * 2019-09-20 2024-04-12 中兴通讯股份有限公司 多频段信号的数字预失真方法、电子设备和可读存储介质
CN111147031B (zh) * 2019-12-27 2024-01-30 京信网络系统股份有限公司 功率放大器的建模方法、装置、电子设备和存储介质
CN111245377B (zh) * 2020-03-20 2021-11-05 厦门大学 一种基于直接学习结构的数字预失真系统及方法
US10992326B1 (en) 2020-05-19 2021-04-27 Nanosemi, Inc. Buffer management for adaptive digital predistortion
WO2022177482A1 (en) 2021-02-22 2022-08-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and device(s) for supporting machine learning based crest factor reduction and digital predistortion
US11456760B1 (en) * 2021-03-05 2022-09-27 Motorola Solutions, Inc. Linearizing narrowband carriers with low resolution predistorters
EP4327456A1 (en) * 2021-04-22 2024-02-28 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Multiband digital pre-distorter with reduced dimension requirements
US11489599B1 (en) * 2021-07-01 2022-11-01 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Wideband frequency response characterization with a narrowband source or receiver
CN114244380B (zh) * 2021-12-31 2023-12-01 北京航天测控技术有限公司 一种模块化微波信号源系统

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1409497A (zh) * 2001-09-18 2003-04-09 株式会社日立国际电气 失真补偿装置
CN1510832A (zh) * 2002-12-10 2004-07-07 ��ʽ����Ntt����Ħ 线性功率放大方法和线性功率放大器
CN102299878A (zh) * 2011-09-06 2011-12-28 电信科学技术研究院 一种多频段dpd的实现方法及装置
US8391809B1 (en) * 2011-10-13 2013-03-05 Futurewei Technologies, Inc. System and method for multi-band predistortion
US20130094610A1 (en) * 2011-10-14 2013-04-18 Fadhel Ghannouchi Digital Multi-band Predistortion Linearizer with Nonlinear Subsampling Algorithm in the Feedback Loop

Family Cites Families (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6125266A (en) 1997-12-31 2000-09-26 Nokia Mobile Phones Limited Dual band architectures for mobile stations having transmitter linearization feedback
US6057793A (en) 1998-06-12 2000-05-02 Oak Technology, Inc. Digital decimation filter and method for achieving fractional data rate reduction with minimal hardware or software overhead
WO2000039920A1 (en) 1998-12-24 2000-07-06 Nokia Networks Oy Multi-frequency transmitter using predistortion and a method of transmitting
GB2348755B (en) 1999-04-01 2001-03-07 Wireless Systems Int Ltd Signal processing
US6452982B1 (en) 1999-09-10 2002-09-17 Raytheon Company Method and system for-down-converting a signal
US20030053558A1 (en) 2001-08-22 2003-03-20 David Unger Digital down converter
KR20040071556A (ko) 2003-02-06 2004-08-12 삼성전자주식회사 복소 벡터 곱셈을 이용하는 다항식형 전치보상기 및 방법
US7136430B2 (en) 2003-03-31 2006-11-14 Nortel Networks Limited Digital receiver and method
EP1513254A1 (en) 2003-08-26 2005-03-09 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. Filter enabling decimation of digital signals by a rational factor
DE602005000014T2 (de) 2004-01-28 2006-11-23 Ntt Docomo, Inc. Mehrbandvorverzerrer mit Korrekturwertetabellen
US7170344B2 (en) 2004-02-03 2007-01-30 Ntt Docomo, Inc. Multi-band predistorter using power series representation
EP1810403B1 (en) 2004-11-12 2013-06-19 MediaTek Inc. Sample rate converter for reducing the sampling frequency of a signal by a fractional number
US7848717B2 (en) 2004-12-21 2010-12-07 Zte Corporation Method and system for out of band predistortion linearization
EP1732207B1 (en) 2005-06-03 2008-02-13 NTT DoCoMo INC. Multi-Band lookup table type predistorter
EP1732208B1 (en) 2005-06-06 2008-03-05 NTT DoCoMo INC. Power series type predistorter for multi-frequency bands operation
EP3416340B1 (en) 2006-12-26 2020-10-21 Dali Systems Co., Ltd. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems
US7466247B1 (en) 2007-10-04 2008-12-16 Lecroy Corporation Fractional-decimation signal processing
US8553807B2 (en) 2008-10-20 2013-10-08 Apple Inc. Methods and systems for programmable digital up-conversion
CA2704522C (en) 2009-05-14 2017-02-14 Seyed Aidin Bassam Multi-cell processing architectures for modeling and impairment compensation in multi-input multi-output systems
WO2010136114A1 (en) 2009-05-29 2010-12-02 University College Dublin - National University Of Ireland, Dublin Digital predistorter for rf power amplifiers
US8416111B2 (en) 2010-01-05 2013-04-09 Sytropy Systems, LLC Multimode sampling/quantization converters
US8351877B2 (en) 2010-12-21 2013-01-08 Dali Systems Co. Ltfd. Multi-band wideband power amplifier digital predistorition system and method
EP2369362A1 (en) 2010-03-18 2011-09-28 Siemens Milltronics Process Instruments Inc. A receiver for a pulse-echo ranging system with digital polyphase decimation filter
US20110235749A1 (en) 2010-03-26 2011-09-29 Peter Kenington Active antenna array having analogue transmitter linearisation and a method for predistortion of radio signals
US8750410B2 (en) 2010-09-22 2014-06-10 Texas Instruments Incorporated Multi-band power amplifier digital predistortion system and method
US8289195B1 (en) 2011-03-25 2012-10-16 Altera Corporation Fractional rate resampling filter on FPGA
US20120328050A1 (en) 2011-06-21 2012-12-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Centralized adaptor architecture for power amplifier linearizations in advanced wireless communication systems
US8380144B1 (en) 2011-09-30 2013-02-19 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Systems and methods for digital predistortion in a dual band transmitter
US8842769B2 (en) 2012-03-16 2014-09-23 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Programmable digital up-conversion for concurrent multi-band signals
US8923787B2 (en) 2012-07-05 2014-12-30 Pierre-André LAPORTE Low sampling rate adaptation scheme for dual-band linearization

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1409497A (zh) * 2001-09-18 2003-04-09 株式会社日立国际电气 失真补偿装置
CN1510832A (zh) * 2002-12-10 2004-07-07 ��ʽ����Ntt����Ħ 线性功率放大方法和线性功率放大器
CN102299878A (zh) * 2011-09-06 2011-12-28 电信科学技术研究院 一种多频段dpd的实现方法及装置
US8391809B1 (en) * 2011-10-13 2013-03-05 Futurewei Technologies, Inc. System and method for multi-band predistortion
US20130094610A1 (en) * 2011-10-14 2013-04-18 Fadhel Ghannouchi Digital Multi-band Predistortion Linearizer with Nonlinear Subsampling Algorithm in the Feedback Loop

Also Published As

Publication number Publication date
WO2014188293A3 (en) 2015-01-22
CN104885369A (zh) 2015-09-02
WO2014188293A2 (en) 2014-11-27
US20140347126A1 (en) 2014-11-27
US9252718B2 (en) 2016-02-02
EP2923444A2 (en) 2015-09-30
EP2923444B1 (en) 2018-09-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104885369B (zh) 用于并发多频带传送器的低复杂性数字预失真
CN105229927B (zh) 用于并发双频带功率放大器的互调频带的线性化
US8855175B2 (en) Low complexity all-digital PIM compensator
CA2821892C (en) Systems and methods for digital predistortion in a dual band transmitter
CN104937841B (zh) 用于pa线性化的频带限制自适应的系统和方法
US8824980B2 (en) System and method to implement a radio transmitter with digital predistortion having reduced noise
CN105391459A (zh) 用于数字预矫正的接收机
US11296657B2 (en) System and method for RF amplifiers
CN103797707A (zh) 例如用于广播及蜂窝式基站的射频发射器
EP2795792A1 (en) Adaptive predistortion for a non-linear subsystem based on a model as a concatenation of a non-linear model followed by a linear model
US11265201B2 (en) Correction of specific intermodulation products in a concurrent multi-band system
CN111064439A (zh) 一种改善短波数字预失真性能的系统及方法
EP2752995B1 (en) Modeling transmitter and/or transmit observation receiver frequency response and utilization thereof
EP2795802B1 (en) Architecture of a low bandwidth predistortion system for non-linear rf components
EP2136469B1 (en) Method of high power amplifiers transfer function linearization by adaptively calculating main intermodulation products of radiofrequency harmonic cancellation
Fan et al. Joint IQ imbalance and PA nonlinearity pre-distortion for highly integrated millimeter-wave transmitters
JP4638724B2 (ja) 多周波帯用ルックアップテーブル型プリディストータ
Ren et al. Influence of some imperfect system performances on linearizers
Rashidzadeh I/Q Imbalance Identification and Compensation for Millimeter-wave MIMO Systems
CN117254996A (zh) 信号预失真补偿装置及收发机
CN117639807A (zh) 一种数字辅助谐波消除方法及多倍频无滤波器发射机
Chang et al. Evaluation of oversampling rate limited dual-channel digital predistortion with 3-Box nonlinear model of power amplifier

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20190222

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee