CN104937841B - 用于pa线性化的频带限制自适应的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

公开用于提供频带限制功率放大器线性化的系统和方法。在一个实施例中，系统(42)包括：功率放大器(46)，配置成放大功率放大器输入信号，以提供功率放大器输出信号；以及数字预失真系统(44)，配置成补偿直到功率放大器(46)的非线性的预定义最大阶数。该数字预失真系统（44）包括频带限制自适应子系统（50）。如与常规自适应子系统相比，频带限制自适应子系统（50）具有明显要小的复杂度并且消耗较小功率。

Description

用于PA线性化的频带限制自适应的系统和方法
相关申请
本申请要求2012年11月20日提交的美国专利申请序号13/681976的权益，通过引用将其公开完整地结合到本文中。
技术领域
本公开涉及一种数字预失真系统，其补偿功率放大器的非线性，以及更具体来说，涉及一种数字预失真系统，其补偿功率放大器的非线性，其中数字预失真系统包括频带限制自适应子系统。
背景技术
用于通信应用的射频功率放大器的设计常常涉及线性度与效率之间的折衷。通常，功率放大器(PA)当工作在或者接近饱和时是更有效的。但是，在饱和点处或附近的功率放大器的响应是非线性的。因此，一般来说，功率放大器的输出响应是非线性的，并且当功率放大器工作在功率放大器的高效范围中时呈现记忆效应。
改进功率放大器的效率和总线性度的一种方式是以数字方式预失真对功率放大器的输入，以补偿功率放大器所引入的失真。实际上，在预期失真将要由功率放大器所引入的情况下调整输入信号，使得功率放大器的输出信号基本上没有失真产物。一般来说，数字预失真在基带频率、即在将输入信号上变频到预期射频之前应用于输入信号。
为了进行说明，功率放大器可呈现一阶和三阶效应，其特征在于输入的多项式函数，对三阶非线性可写作：
(1)
其中，x是输入信号，以及系数a3比a1要小许多。函数fNL-IM3是功率放大器对输入x的响应，以及下标NL-IM3表示直到三阶的非线性。为了补偿功率放大器所引入的失真，预失真器可具有作为输入的多项式函数的响应：
(2)
其中，x同样是输入信号，以及函数fPD-IM3是预失真器对输入x的响应。
将等式(2)代入等式(1)产生：
(3)
其中，O(x5)是五阶或以上的项。通过适当选择系数b1和b3，可以以创建明显要小的幅值的高阶项为代价去除三阶项。取得这个结果的解由下式给出：
. (4)
不失一般性，假定a1=b1=1，则补偿三阶非线性的解为：
. (5)
这个简单说明针对三阶非线性。对于高阶非线性(例如五阶非线性)，可采取相同方式，以消除高阶项。
图1示出常规系统10，其实现补偿功率放大器12的非线性的这种数字预失真方式。基带(BB)源14输出基带信号，其由上取样电路16来上取样，以提供在预失真器(PD)18内部发生的带宽扩展。预失真器18预失真经上取样的基带输入信号，以提供预失真基带输入信号。由预失真器18所引入的预失真或者非线性补偿功率放大器12的非线性。预失真基带信号然后上变频到预期载波频率(ωC)，并且然后分别由上变频器20和正交调制器22来正交调制。经上变频和正交调制的预失真输入信号然后由数模转换器(DAC)24从数字转换成模拟，由此提供功率放大器输入信号。功率放大器输入信号然后由功率放大器12来放大。由预失真器18所引入的预失真再次补偿或者有效地消除通过功率放大器12的非线性所引起的失真。
将功率放大器输出信号反馈到观测接收器26中。如所示，观测接收器26包括如所示所设置的宽带滤波器30、衰减器32、下变频和解调电路34以及模数转换器(ADC)36。观测接收器26的输出在本文中称作观测信号(SO)。适配器28则基于观测信号(SO)和参考信号(SR)(其在这种情况下是输入到预失真器18的上取样输入信号)的时间对齐以及增益和相位调整版本的比较，来自适应地配置预失真器18。具体来说，适配器28基于观测信号(SO)和参考信号(SR)的时间对齐以及增益和相位调整版本的比较来配置预失真器18的系数。使得注意，预失真器18、观测接收器26和适配器28在本文中共同称作数字预失真(DPD)系统38，而观测接收器26和适配器28在本文中称作数字预失真系统38的自适应子系统40。
数字预失真系统38的一个问题在于，功率放大器12的非线性引起带宽扩展，其又引起对预失真器18和适配器28的增加取样率要求。更具体来说，如图2所示，参考信号(SR)具有带宽(B)。相比之下，由于功率放大器12的预失真以及非线性，观测信号(SO)遭受带宽扩展。带宽扩展等于NMAX_ORDER×B，其中NMAX_ORDER是数字预失真子系统38设计成对其进行补偿的功率放大器12的非线性的最大阶数。具体来说，如图3所示，五阶非线性例如使观测信号(SO)占用五倍于参考信号(SR)的带宽(B)。因此，当补偿功率放大器12直到五阶非线性时，数字预失真系统38以及具体来说是自适应子系统40设计成支持五倍于参考信号(SR)的带宽(B)(即，5×B)的带宽。换言之，宽带滤波器30设计成使得宽带滤波器30的通带的带宽是参考信号(SR)的带宽(B)的五倍。当补偿直到五阶非线性时，适配器38的取样率因此大于参考信号(SR)的带宽(B)的五倍。
随着对带宽的需要在无线通信系统(例如蜂窝通信网络)中增加，数字预失真系统38以及具体来说是自适应子系统40必须支持大许多的带宽。这些极大带宽对硬件实现是棘手的。此外，即使硬件能够设计成支持这些宽带宽，所产生硬件也要求大量资源和功率。因此，需要一种用于数字预失真系统的自适应子系统，使使资源和/或功率要求为最小或者充分降低。
发明内容
公开用于提供频带限制功率放大器线性化的系统和方法。在一个实施例中，系统包括：功率放大器，配置成放大功率放大器输入信号，以提供功率放大器输出信号；以及数字预失真系统，配置成补偿直到功率放大器的非线性的预定义最大阶数。该数字预失真系统包括频带限制自适应子系统。如与常规自适应子系统相比，频带限制自适应子系统具有明显要小的复杂度并且消耗较小功率。
在一个实施例中，功率放大器输出信号是单频带信号，以及频带限制自适应子系统观测到小于NMAX_ORDER×功率放大器输出信号的预期带宽的带宽，其中NMAX_ORDER是数字预失真系统对其进行补偿的功率放大器的非线性的预定义最大阶数。此外，在一个优选实施例中，由频带限制自适应子系统所观测的带宽处于(并且包括)功率放大器输出信号的预期带宽的1.5至2倍的范围中。数字预失真系统对其进行补偿的功率放大器的非线性的预定义最大阶数优选地大于或等于三阶，使得数字预失真系统补偿功率放大器直到至少三阶非线性。在另一个实施例中，数字预失真系统对其进行补偿的功率放大器的非线性的预定义最大阶数优选地大于或等于五阶，使得数字预失真系统补偿功率放大器直到至少五阶非线性。
在另一个实施例中，功率放大器输出信号是具有多个频带的并发多频带信号，以及对于功率放大器输出信号的各频带，频带限制自适应子系统观测到小于NMAX_ORDER×频带的预期带宽的带宽，其中NMAX_ORDER是数字预失真系统对其进行补偿的功率放大器的非线性的预定义最大阶数。此外，在一个优选实施例中，对于功率放大器输出信号的各频带，由频带限制自适应子系统所观测的带宽处于(并且包括)频带的预期带宽的1.5至2倍的范围中。数字预失真系统对其进行补偿的功率放大器的非线性的预定义最大阶数优选地大于或等于三阶，使得数字预失真系统补偿功率放大器直到至少三阶非线性。在另一个实施例中，数字预失真系统对其进行补偿的功率放大器的非线性的预定义最大阶数优选地大于或等于五阶，使得数字预失真系统补偿功率放大器直到至少五阶非线性。
通过阅读以下结合附图对优选实施例的详细描述之后，本领域的技术人员将会理解本公开的范围以及认识其附加方面。
附图说明
结合在本说明书中并构成其组成部分的附图示出本公开的若干方面，并且连同描述一起用于说明本公开的原理。
图1示出包括常规数字预失真系统的单频带发射器；
图2示出输入到图1的常规数字预失真系统的适配器中的参考信号的频域表示；
图3示出输入到图1的常规数字预失真系统的适配器中的观测信号的频域表示，其中功率放大器的非线性引起了观测信号中的带宽扩展；
图4示出按照本公开的一个实施例、包括补偿发射器的功率放大器的非线性的数字预失真系统的发射器，其中数字预失真系统包括频带限制自适应子系统；
图5示出用作来自功率放大器输出信号中的不同非线性项的贡献的示例的模拟结果；
图6示出按照本公开的一个实施例、图5的模拟结果连同图4的频带限制观测接收器的预期频带限制功能；
图7示出按照本公开的一个实施例、与图5相似的用作来自通过图4的频带限制观测接收器的窄带滤波器进行滤波的不同非线性项的贡献的示例的模拟结果；
图8示出对于图4的发射器的一个实施例、相邻信道泄漏比(ACLR1)与观测信号的带宽对参考信号的带宽的比率的模拟结果；
图9示出对于图4的发射器的一个实施例、归一化均方误差(NMSE)与观测信号的带宽对参考信号的带宽的比率的模拟结果；
图10示出按照本公开的一个实施例、包括补偿并发双频带发射器的功率放大器的非线性的数字预失真系统的并发双频带发射器，其中数字预失真系统包括频带限制自适应子系统；
图11示出对于支持直到五阶非线性的图10的并发双频带发射器的一个实施例、ACLR1与观测信号的带宽对多个不同功率放大器模型的参考信号的带宽的比率的模拟结果；
图12示出对于支持直到五阶非线性的图10的并发双频带发射器的一个实施例、NMSE与观测信号的带宽对多个不同功率放大器模型的参考信号的带宽的比率的模拟结果；
图13示出对于在改变预失真器阶数的同时利用功率放大器的无记忆Saleh模型的图10的并发双频带的一个实施例、ACLR1与观测信号的带宽对参考信号的带宽的比率的模拟结果；
图14示出对于在改变预失真器阶数的同时利用功率放大器的无记忆Saleh模型的图10的并发双频带的一个实施例、NMSE与观测信号的带宽对参考信号的带宽的比率的模拟结果；
图15示出按照本公开的另一个实施例、包括补偿并发双频带发射器的功率放大器的非线性的数字预失真系统的并发双频带发射器，其中数字预失真系统包括频带限制自适应子系统；
图16示出对于图15的并发双频带发射器的一个实施例、ACLR1与观测信号的带宽对参考信号的带宽的比率的模拟结果；
图17示出对于图15的并发双频带发射器的一个实施例、NMSE与观测信号的带宽对参考信号的带宽的比率的模拟结果；以及
图18是示出按照本公开的一个实施例、用于选择数字预失真系统的频带限制自适应子系统的频带限制比率的过程的流程图。
具体实施方式
下面提出的实施例代表使本领域的技术人员能够实施这些实施例的必要资料，并且示出实施这些实施例的最佳模式。通过根据附图阅读以下描述，本领域的技术人员将会理解本公开的概念，并且将会知道本文中没有具体针对的这些概念的应用。应该理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求书的范围之内。
公开用于提供频带限制功率放大器线性化的系统和方法。在这点上，图4示出按照本公开的一个实施例的系统42，其包括补偿功率放大器(PA)46的非线性的数字预失真(DPD)系统44。如所示，数字预失真系统44包括预失真器(PD)48和频带限制自适应子系统50，其中频带限制自适应子系统50包括如所示所设置的频带限制观测接收器52和适配器54。如以下详细论述，频带限制观测接收器52包括频带限制功能，使得频带限制观测接收器52所观测并且因而频带限制自适应子系统50所观测的带宽小于NMAX_ORDER×送往预失真器48的输入信号的带宽，其中NMAX_ORDER是数字预失真系统44设计成对其进行补偿的功率放大器46的非线性的最大阶数。由频带限制观测接收器52所观测的带宽在本文中又称作由频带限制自适应子系统50所支持的带宽以及由频带限制观测接收器52所支持的带宽。要注意，送往预失真器48的输入信号的带宽也是功率放大器46所输出的功率放大器输出信号的预期带宽。在一个优选实施例中，由频带限制观测接收器52所观测并且因而由频带限制自适应子系统50所观测的带宽处于(并且包括)送往预失真器48的输入信号的带宽(即，参考信号(SR)的带宽并且因而是功率放大器输出信号的预期带宽)的1.5至2倍的范围中。
在操作中，基带(BB)源56生成基带输入信号，其由上取样电路58上取样到预期取样率。为了适应产生于预失真器48所引入的预失真和功率放大器46的非线性的频率扩展，预期取样率大于NMAX_ORDER×B，其中B是基带输入信号的带宽。带宽B也是参考参考信号(SR)的带宽以及功率放大器46所输出的功率放大器输出信号的预期带宽。
预失真器48预失真经上取样的基带输入信号，以提供预失真基带输入信号。由预失真器48所引入的预失真补偿数字预失真系统44设计成对其进行补偿的功率放大器46的非线性的最大阶数(NMAX_ORDER)。数字预失真系统44设计成对其进行补偿的功率放大器46的非线性的最大阶数至少为三阶。在一个优选实施例中，数字预失真系统44设计成对其进行补偿的功率放大器46的非线性的最大阶数至少为五阶。
预失真基带输入信号然后分别由上变频器60和正交调制器62来上变频和正交调制。所产生的经上变频、调制和预失真的输入信号然后由数模转换器(DAC)64从数字转换成模拟，由此提供功率放大器输入信号。使得注意，虽然DAC 64在这个实施例中示为处于正交调制器62与功率放大器46之间，但是DAC 64的位置可根据具体实现而改变。功率放大器46放大功率放大器输入信号，以提供功率放大器输出信号。
将功率放大器输出信号反馈到频带限制观测接收器52中。如以下所述，频带限制自适应子系统50以及具体来说是频带限制观测接收器52引入频带限制功能，其显著降低频带限制观测接收器52的观测带宽并且因而降低适配器54的取样率要求。具体来说，由频带限制观测接收器52所观测的带宽表示为BLIMITED。由频带限制观测接收器52所观测的带宽(BLIMITED)小于NMAX_ORDER×B，并且在一个优选实施例中，处于(并且包括)B的1.5至2倍的范围中。由于BLIMITED小于NMAX_ORDER×B，所以对适配器54的取样率要求从对于常规数字预失真系统10(图1)大于NMAX_ORDER×B降低到大于BLIMITED。例如，对于五阶预失真以及40兆赫兹(MHz)的带宽(B)，对适配器54的取样率要求从200 MHz降低到小于200 MHz，以及在一个优选实施例中为60 MHz至80 MHz。
如所示，频带限制观测接收器52包括如所示所设置的窄带滤波器66、衰减器68、下变频和解调电路70以及模数转换器(ADC)72。频带限制观测接收器52的输出在本文中称作频带限制观测信号(SO-BL)。在这个实施例中，窄带滤波器66用作频带限制观测接收器52的频带限制功能。窄带滤波器66具有包括功率放大器输出信号的预期频带的通带(例如以功率放大器输出信号的载波频率为中心)，并且窄带滤波器66的通带的带宽小于NMAX_ORDER×功率放大器输出信号的预期带宽(即，小于NMAX_ORDER×B)。在一个优选实施例中，窄带滤波器66的通带的带宽小于功率放大器输出信号的预期带宽的两倍、并且更优选地处于(并且包括)1.5至2倍的范围中，其中NMAX_ORDER大于或等于3或者更优选地大于或等于5。由于窄带滤波器66，由频带限制观测接收器52所观测的带宽(BLIMITED)明显小于由以上针对图1所述的常规观测接收器26所观测的带宽。通过降低所观测带宽，使适配器54和ADC 72能够以明显要低的取样率运行。
在操作中，窄带滤波器66对功率放大器输出信号进行滤波，以提供经滤波的信号。经滤波的信号由衰减器68来衰减因子G，其中G是功率放大器46的增益。经衰减的信号然后由下变频和解调电路70来下变频和解调。经解调和下变频的信号然后由ADC 72来模数转换，由此提供频带限制观测信号(SO-BL)。要注意，虽然ADC 72在这个实施例中示为处于下变频和解调电路70与适配器54之间，但是ADC 72的位置能够根据具体实现而改变。
适配器54基于频带限制观测信号(SO-BL)和参考信号(SR)(其在这种情况下是输入到预失真器48的上取样基带输入信号)的时间对齐以及增益和相位调整版本的比较，来自适应地配置预失真器48。具体来说，适配器54使用任何适当的自适应技术、基于频带限制观测信号(SO-BL)和参考信号(SR)的时间对齐以及增益和相位调整版本的比较，来配置预失真器48的一个或多个参数(例如多项式预失真函数的一个或多个系数)。要注意，虽然窄带滤波器66在图4的实施例中用作频带限制观测接收器52的频带限制功能，但是本公开并不局限于此。例如，频带限制观测接收器52的频带限制功能备选地可在基带来实现(例如，在ADC72之前或之后的基带的窄带滤波器)。
图5至图7是以图形方式示出图4的频带限制观测接收器52的一个示范实现的频带限制功能的模拟结果。更具体来说，图5是示出不同非线性项对功率放大器输出信号的贡献的模拟结果的频域图表。如所示，三阶和五阶项的幅度比一阶项要小若干数量级。另外，三阶和五阶项的幅度随着频率离开中心频率而减小。从图5中，发明人已经发现，带内地(即，在功率放大器输出信号的预期频带中)充分表示非线性项。另外，来自高阶项的贡献在带内以及在功率放大器输出信号的预期载波频率周围更为显著，并且随着频率离开预期载波频率而减小。因此，功率放大器输出信号的预期频带外部的非线性项的贡献能够通过频带限制观测接收器52的频带限制功能被去除，同时仍然取得预期性能。在这点上，图6示出频带限制观测接收器52的频带限制功能，以及图7示出在应用图6的频带限制功能之后(例如在经过窄带滤波器66之后)的不同非线性项的贡献。
图8和图9示出对于按照图4的系统42的一个示范实现、由预失真器48进行的三阶、五阶、七阶和九阶预失真、相邻信道泄漏比(ACLR1)和归一化均方误差(NMSE)与频带限制观测接收器52的观测带宽对参考信号的带宽的比率的模拟结果。注意，观测带宽对参考信号的带宽的比率在本文中称作频带限制比率。对于模拟，使用峰值平均功率比(PAPR)为7.1分贝(dB)的单频带40 MHz宽带码分多址(WCDMA)信号连同功率放大器46的无记忆Saleh模型。图8和图9所示的值对应于对270次迭代的平均数。图8和图9示出1.5的频带限制比率适合于三阶和五阶预失真。但是，图8示出对七阶和九阶预失真在2的频带限制比率的拐点。因此，优选的是，2的频带限制比率用于七阶和九阶预失真，以便避免性能降级。但是要注意，2的频带限制比率是对七阶和九阶预失真(其通常要求观测接收器26支持参考信号的带宽的七至九倍)的显著改进。
至此，论述集中于单频带信号情形。但是，在一些实现中，预期并发多频带信号。如本文所使用的“并发多频带信号”是包含占用多个频带(即，第一连续频带、第二连续频带等)的频率分量的信号，其中在相邻频带之间没有频率分量。具有两个频带的并发多频带信号在本文中称作并发双频带信号。在这点上，图10示出按照本公开的一个实施例、包括数字预失真系统76的系统74，数字预失真系统76在放大并发双频带信号时补偿功率放大器78的非线性，其中数字预失真系统76包括频带限制自适应子系统80。并发双频带信号的两个频带在本文中称作频带A和B。但是要注意，能够易于对具有两个以上频带的并发多频带信号来扩展系统74。
如所示，数字预失真系统76包括用于并发双频带信号的两个频带的独立预失真器82和84以及频带限制自适应子系统80。频带限制自适应子系统80包括：频带限制观测接收器86，其包括用于并发双频带信号的两个频带的独立频带限制功能；以及独立适配器88和90，用于并发双频带信号的两个频带，如所示所设置。如以下详细论述，频带限制观测接收器86包括用于并发双频带信号的频带A的频带限制功能，使得由用于频带A的频带限制观测接收器86所观测的带宽并且因而由用于频带A的频带限制自适应子系统80所支持的带宽小于NMAX_ORDER×送往用于频带A的预失真器82和84的输入信号的带宽，其中NMAX_ORDER是数字预失真系统76设计成对其进行补偿的功率放大器78的非线性的最大阶数。要注意，送往用于频带A的预失真器82和84的输入信号的带宽也是由用于频带A的功率放大器78所输出的功率放大器输出信号的预期带宽。在一个优选实施例中，由用于频带A的频带限制观测接收器86所观测的带宽处于(并且包括)送往用于频带A的预失真器82和84的输入信号的带宽(即，参考信号(SR-BAND_A)的带宽)的1.5至2倍的范围中。
同样，频带限制观测接收器86包括用于并发双频带信号的频带B的频带限制功能，使得由用于频带B的频带限制观测接收器86所观测的带宽并且因而由用于频带B的频带限制自适应子系统80所支持的带宽小于NMAX_ORDER×送往用于频带B的预失真器82和84的输入信号的带宽。要注意，送往用于频带B的预失真器82和84的输入信号的带宽也是由用于频带B的功率放大器78所输出的功率放大器输出信号的预期带宽。在一个优选实施例中，由用于频带B的频带限制观测接收器86所观测的带宽处于(并且包括)送往用于频带B的预失真器82和84的输入信号的带宽(即，参考信号(SR-BAND_B)的带宽)的1.5至2倍的范围中。
在操作中，基带源92生成并发双频带信号的频带A的基带输入信号，以及基带源94生成并发双频带信号的频带B的基带输入信号。来自基带源92和94的基带输入信号分别由上取样电路96和上取样电路98来上取样到预期取样率。为了适应产生于预失真器82所引入的预失真和功率放大器78的非线性的频率扩展，频带A的上取样基带输入信号的预期取样率大于NMAX_ORDER×BA，其中BA是频带A的基带输入信号的带宽，并且因而是参考信号(SR-BAND_A)的带宽以及功率放大器78所输出的功率放大器输出信号中的频带A的预期带宽。同样，为了适应产生于预失真器84所引入的预失真和功率放大器78的非线性的频率扩展，频带B的上取样基带输入信号的预期取样率大于NMAX_ORDER×BB，其中BB是频带B的基带输入信号的带宽，并且因而是参考信号(SR-BAND_B)的带宽以及功率放大器78所输出的功率放大器输出信号中的频带B的预期带宽。
预失真器82和84分别生成频带A和B的预失真基带输入信号。由预失真器82和84所引入的预失真补偿数字预失真系统76设计成对其进行补偿的功率放大器78的非线性的最大阶数(NMAX_ORDER)。数字预失真系统76设计成对其进行补偿的功率放大器78的非线性的最大阶数至少为三阶。在一个优选实施例中，数字预失真系统76设计成对其进行补偿的功率放大器78的非线性的最大阶数至少为五阶。
预失真基带输入信号然后分别由对应上变频器100、102和正交调制器104、106来上变频和正交调制。所产生的经上变频、调制和预失真的输入信号然后由组合器电路108相结合，以提供组合的预失真输入信号，其然后由DAC 110从数字转换成模块，由此提供功率放大器输入信号。要注意，虽然DAC 110在这个实施例中处于组合器电路108与功率放大器78之间，但是DAC 110的位置能够根据具体实现而改变。功率放大器78放大功率放大器输入信号，以提供功率放大器输出信号。功率放大器输出信号是具有频带A和B的并发双频带信号。
将功率放大器输出信号反馈到频带限制观测接收器86中。如以下所述，频带限制自适应子系统80以及具体来说是频带限制观测接收器86引入用于频带A和B的频带限制功能，其显著降低用于频带A和B的频带限制观测接收器86的观测带宽并且因而降低适配器88和90的取样率要求。具体来说，由用于频带A的频带限制观测接收器86所观测的带宽表示为BLIMITED_A。由用于频带A的频带限制观测接收器86所观测的带宽(BLIMITED_A)小于NMAX_ORDER×BA，并且在一个优选实施例中，处于(并且包括)BA的1.5至2倍的范围中。由于BLIMITED_A小于NMAX_ORDER×BA，所以对适配器88的取样率要求从对于常规数字预失真系统10(图1)大于NMAX_ORDER×BA降低到大于BLIMITED_A。例如，对于五阶预失真以及40 MHz的带宽(BA)，对适配器88的取样率要求从200 MHz降低到小于200 MHz，以及在一个优选实施例中为60 MHz至80MHz。
同样，由用于频带B的频带限制观测接收器86所观测的带宽表示为BLIMITED_B。由用于频带B的频带限制观测接收器86所观测的带宽(BLIMITED_B)小于NMAX_ORDER×BB，并且在一个优选实施例中，处于(并且包括)BB的1.5至2倍的范围中。由于BLIMITED_B小于NMAX_ORDER×BB，所以对适配器90的取样率要求从对于常规数字预失真系统10(图1)大于NMAX_ORDER×BB降低到大于BLIMITED_B。例如，对于五阶预失真以及40 MHz的带宽(BB)，对适配器90的取样率要求从200 MHz降低到小于200 MHz，以及在一个优选实施例中为60 MHz至80 MHz。
如所示，频带限制观测接收器86包括功率放大器输出信号的频带A和B的每个的独立观测路径。频带A的观测路径包括如所示所设置的窄带滤波器112、衰减器114、下变频和解调电路116以及ADC 118。用于频带A的频带限制观测接收器86的输出在本文中称作用于频带A的频带限制观测信号(SO-BL_A)。在这个实施例中，窄带滤波器112用作用于频带A的频带限制观测接收器86的频带限制功能。窄带滤波器112具有包括功率放大器输出信号的频带A的通带(例如以频带A的载波频率为中心)，并且窄带滤波器112的通带的带宽小于NMAX_ORDER×功率放大器输出信号的频带A的预期带宽(即，小于NMAX_ORDER×BA)。在一个优选实施例中，窄带滤波器112的通带的带宽处于(并且包括)功率放大器输出信号的频带A的预期带宽的1.5至2倍的范围中，其中NMAX_ORDER大于或等于3或者更优选地大于或等于5。由于窄带滤波器112，频带A的频带限制观测信号(SO-BL_A)的带宽明显小于使用常规自适应方式(图1)时其否则可以是的带宽。这又允许适配器88和ADC 118以明显要低的取样率运行。
同样，频带B的观测路径包括如所示所设置的窄带滤波器120、衰减器122、下变频和解调电路124以及ADC 126。用于频带B的频带限制观测接收器86的输出在本文中称作用于频带B的频带限制观测信号(SO-BL_B)。在这个实施例中，窄带滤波器120用作用于频带B的频带限制观测接收器86的频带限制功能。窄带滤波器120具有包括功率放大器输出信号的频带B的通带(例如以频带B的载波频率为中心)，并且窄带滤波器120的通带的带宽小于NMAX_ORDER×功率放大器输出信号的频带B的预期带宽(即，小于NMAX_ORDER×BB)。在一个优选实施例中，窄带滤波器120的通带的带宽处于(并且包括)功率放大器输出信号的频带B的预期带宽的1.5至2倍的范围中，其中NMAX_ORDER大于或等于3或者更优选地大于或等于5。由于窄带滤波器120，频带B的频带限制观测信号(SO-BL_B)的带宽明显小于使用常规自适应方式(图1)时原本的带宽。这又允许适配器90和ADC 126以明显要低的取样率运行。
适配器88基于频带限制观测信号(SO-BL_A)和参考信号(SR-BAND_A)(其在这种情况下是输入到用于频带A的预失真器82和84的上取样基带输入信号)的时间对齐以及增益和相位调整版本的比较，来自适应地配置预失真器82。具体来说，适配器88使用任何适当的自适应技术、基于用于频带A的频带限制观测信号(SO-BL_A)和参考信号(SR-BAND_A)的时间对齐以及增益和相位调整版本的比较，来配置预失真器82的一个或多个参数(例如多项式预失真函数的一个或多个系数)。同样，适配器90基于频带限制观测信号(SO-BL_B)和参考信号(SR-BAND_B)(其在这种情况下是输入到用于频带B的预失真器82和84的上取样基带输入信号)的时间对齐以及增益和相位调整版本的比较，来自适应地配置预失真器84。具体来说，适配器90使用任何适当的自适应技术、基于用于频带B的频带限制观测信号(SO-BL_B)和参考信号(SR-BAND_B)的时间对齐以及增益和相位调整版本的比较，来配置预失真器84的一个或多个参数(例如多项式预失真函数的一个或多个系数)。
要注意，虽然窄带滤波器112和120在图10的实施例中用作频带限制观测接收器86的频带限制功能，但是本公开并不局限于此。例如，频带限制观测接收器86的频带限制功能备选地可在基带来实现(例如，在ADC 118和126之前或之后的基带的窄带滤波器)。此外，虽然不是了解本文所公开和要求保护的主题必不可少的，但是为了获得与独立预失真器82和84的双频带预失真和自适应的一般操作有关的更多信息，感兴趣的读者可参看Bassam等人的“2-D Digital Predistortion (2-D-DPD) Architecture for Concurrent Dual-BandTransmitters”(IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，Vol. 59，No. 10，第2547-2553页(2011年10月))，通过引用将其关于双频带数字预失真的理论结合到本文中。
图11和图12示出对于在使用按照图10的系统74的一个示范实现的功率放大器78的不同模型时的功率放大器78的五阶非线性、ACLR1和NMSE与频带限制观测信号的带宽对参考信号的带宽的比率的模拟结果。对于这些模拟，使用具有分隔500 MHz的2×40 MHz频带的并发双频带WCDMA信号。功率放大器输入信号的PAPR为9.1 dB。图11和图12所示的值对应于对70次迭代的两个频带的平均值。用于模拟的功率放大器78的四个不同模型是：没有记忆效应的双曲正切(tanh)、没有记忆效应的Saleh模型、包括记忆效应的双曲正切以及包括记忆效应的Saleh模型。
图11和图12中的模拟结果表明ACLR1与NMSE量度之间的相似行为。所有曲线是比较平坦的，直到它们达到1.5的频带限制比率。在那一点，双曲正切模型曲线经过拐点，以及性能开始迅速降级。当频带限制比率为1时，Saleh曲线也遇到拐点。基于这些观测，在一个优选实施例中，频带限制比率选择为1.5。换言之，由频带限制观测接收器86所支持的带宽选择为参考信号的带宽的1.5倍。在这个示例中，两个参考信号的带宽是相同的。
图13和图14示出对于按照图10的系统74的一个示范实现、由预失真器82和84进行的三阶、五阶、七阶和九阶预失真、ACLR1和NMSE与频带限制观测信号的带宽对参考信号的带宽的比率的模拟结果。对于这些模拟，使用具有分隔500 MHz的2×40 MHz频带的并发双频带WCDMA信号。功率放大器输入信号的PAPR为9.1 dB。图13和图14所示的值对应于对270次迭代的两个频带的平均值。无记忆Saleh模型用来对功率放大器78建模，因为线性化比双曲正切模型更为棘手。
图13和图14的模拟结果表明，五阶和七阶非线性的曲线的拐点在1.5的频带限制比率发生。在九阶非线性的情况下，ACLR1曲线示出在2的频带限制比率的拐点。但是，重要的是要注意，在这个曲线上，1.5的频带限制比率的ACLR1实际上比9的频带限制比率要好0.3 dB。因此，1.5的频带限制比率能够被认为是阈值。还感兴趣的是要注意，五阶、七阶和九阶的NMSE值在1.5的频带限制比率附近略微改进。这能够通过如下事实直观说明：观测路径中的非线性的大多数由频带限制功能去除，并且因而适配器88和90能够更易于跟踪参考信号。最后，三阶预失真的曲线在1的频带限制比率具有其拐点。
图15示出按照本公开的另一个实施例、包括数字预失真系统130的系统128，数字预失真系统130在放大并发双频带信号时补偿功率放大器132的非线性，其中数字预失真系统130包括频带限制自适应子系统134。并发双频带信号的两个频带再次在本文中称作频带A和B。但是要注意，能够易于对具有两个以上频带的并发多频带信号来扩展系统128。
如所示，数字预失真系统130包括用于并发双频带信号的两个频带A和B的组合预失真器136(以下称作“预失真器136”)以及频带限制自适应子系统134。频带限制自适应子系统134包括：频带限制观测接收器138，其包括用于并发双频带信号的两个频带的独立频带限制功能；以及组合适配器140(以下称作“适配器140”)，用于并发双频带信号的两个频带A和B，如所示所设置。如以下详细论述，频带限制观测接收器138包括用于并发双频带信号的频带A的频带限制功能，使得用于频带A的频带限制观测接收器138所观测的带宽小于NMAX_ORDER×输入到预失真器136的输入信号的频带A的带宽，其中NMAX_ORDER是数字预失真系统130设计成对其进行补偿的功率放大器132的非线性的最大阶数。在一个优选实施例中，由用于频带A的频带限制观测接收器138所观测的带宽处于(并且包括)输入到预失真器136的输入信号的频带A的带宽的1.5至2倍的范围中。
同样，频带限制观测接收器138包括用于并发双频带信号的频带B的频带限制功能，使得用于频带B的频带限制观测接收器138所观测的带宽小于NMAX_ORDER×输入到预失真器136的输入信号的频带B的带宽，其中NMAX_ORDER是数字预失真系统130设计成对其进行补偿的功率放大器132的非线性的最大阶数。在一个优选实施例中，由用于频带B的频带限制观测接收器138所观测的带宽处于(并且包括)输入到预失真器136的输入信号的频带B的带宽的1.5至2倍的范围中。
在操作中，基带源142生成并发双频带信号的频带A的基带输入信号，以及基带源144生成并发双频带信号的频带B的基带输入信号。来自基带源142和144的基带输入信号分别由上取样电路146和上取样电路148来上取样到预期取样率。上取样基带输入信号然后分别由调谐电路150和调谐电路152来调谐到不同的预定义中间频率(IF1和IF2)。在一个具体实施例中，IF1 = -IF2。经调谐的输入信号然后由组合器电路154相结合，以提供组合输入信号。组合输入信号由预失真器136来预失真。由预失真器136所引入的预失真补偿直到功率放大器132的非线性的预定义最大阶数。
预失真输入信号然后由调谐电路156、滤波器158和上变频器160来调谐、滤波和上变频到频带A的预期载波频率。同样，预失真信号由调谐电路162、滤波器164和上变频器166来调谐、滤波和上变频到频带B的预期载波频率。所产生的经上变频的信号然后由组合器电路168相结合，以提供组合射频信号。组合射频信号由DAC 170进行数模转换，以提供功率放大器输入信号，其然后由功率放大器132来放大，以提供功率放大器输出信号。功率放大器输出信号是并发双频带信号。要注意，虽然DAC 170在这个实施例中位于组合器电路168与功率放大器132之间，但是DAC 170的位置能够根据具体实现而改变。
将功率放大器输出信号反馈到频带限制观测接收器138中。在频带限制观测接收器138中，功率放大器输出信号由宽带滤波器172来滤波以去除非预期频率分量，并且然后由衰减器174来衰减。经滤波和衰减的功率放大器输出信号然后经过功率放大器输出信号的频带A和B的每个的独立观测路径。更具体来说，对于频带A，经滤波和衰减的功率放大器输出信号由下变频器176来下变频到基带。下变频信号然后由窄带滤波器178来滤波，由此应用频带A的频带限制功能。窄带滤波器178具有小于NMAX_ORDER×送往预失真器136的输入信号(即，输入到适配器140的组合参考信号)的频带A的频带带宽的带宽，以及在一个优选实施例中具有处于送往预失真器136的输入信号的频带A的带宽的1.5至2倍的范围中的带宽。经滤波的信号然后由调谐电路180来调谐到IF1。同样，对于频带B，经滤波和衰减的功率放大器输出信号由下变频器182来下变频到基带。下变频信号然后由窄带滤波器184来滤波，由此应用频带B的频带限制功能。窄带滤波器184具有小于NMAX_ORDER×送往预失真器136的输入信号(即，输入到适配器140的组合参考信号)的频带B的频带带宽的带宽，以及在一个优选实施例中具有处于送往预失真器136的输入信号的频带B的带宽的1.5至2倍的范围中的带宽。经滤波的信号然后由调谐电路186来调谐到IF2。
来自调谐电路180和186的经调谐的信号由组合器电路188相结合，并且所产生信号由ADC 190从模拟转换成数字，由此提供频带限制的组合观测信号(SO_COMB)。适配器140基于频带限制组合观测信号(SO-COMB)和参考信号(SR)(其在这种情况下是输入到预失真器136的组合IF信号)的时间对齐以及增益和相位调整版本的比较，来自适应地配置预失真器136。具体来说，适配器140使用任何适当的自适应技术、基于频带限制组合观测信号(SO-COMB)和参考信号(SR)的时间对齐以及增益和相位调整版本的比较，来配置预失真器136的一个或多个参数(例如多项式预失真函数的一个或多个系数)。
最后，应当注意，适配器140的预期取样率按常规选择成足够高，以适应产生功率放大器132的非线性的频率扩展。因此，按常规，预期取样率会大于NMAX_ORDER×BIF-COMBINED，其中BIF-COMBINED是输入到适配器140中的组合信号的带宽。但是，如上所述，频带限制自适应子系统134引入用于频带A和B的频带限制功能，其显著降低适配器140和ADC 190的取样率要求。具体来说，在这个实施例中，适配器140的预期取样率大于BLIMITED_COMBINED，其中BLIMITED_COMBINED是频带限制观测接收器138所观测的组合带宽。由频带限制观测接收器138所观测的组合带宽是频带限制观测接收器138所输出的频带限制组合观测信号的带宽。由于用于频带A和B的频带限制观测接收器138的频带限制功能，由频带限制观测接收器138所观测的组合带宽小于NMAX_ORDER×BIF-COMBINED。因此，降低适配器140的取样率要求。
虽然不是必不可少的，但是为了获得与图15的一般数字预失真架构有关的更多信息，感兴趣的读者可参看共同持有和转让的美国专利申请序号13/249319(标题为“A NewApproach for Concurrent Dual-Band IF Digital PreDistortion: System Design andAnalysis”，Integrated Nonlinear Microwave and Millimetre-Wave Circuits，第127-130页(2008年11月))，通过引用将两者与图15的数字预失真架构相关的理论结合到本文中。
图16和图17示出对于按照图15的系统128的一个示范实现、由预失真器136进行的三阶、五阶、七阶和九阶预失真、ACLR1和NMSE与频带限制观测信号的带宽对参考信号的带宽的比率的模拟结果。对于这些模拟，使用具有分隔500 MHz的2×40 MHz频带的并发双频带WCDMA信号。功率放大器输入信号的PAPR为9.1 dB。图16和图17所示的值对应于对270次迭代的两个频带的平均值。无记忆Saleh模型用来对功率放大器132建模，因为线性化比双曲正切模型更为棘手。图16和图17中的曲线全部在1.5的频带限制比率具有拐点，除了三阶预失真之外。注意，对于图15的合计数字预失真方式，频带限制比率是组合观测信号中的频带A的所观测带宽对参考信号中的频带A的带宽的比率，或者相反地是组合观测信号中的频带B的所观测带宽对参考信号中的频带B的带宽的比率。
图18是示出按照本公开的一个实施例、用于选择频带限制数字预失真子系统的频带限制比率的过程的流程图。首先，选择将要由频带限制数字预失真子系统来线性化的功率放大器的预期模型(步骤1000)。优选地，预期模型是最准确反映功率放大器的操作的模型。随后，不同频带限制比率的功率放大器的至少一阶的非线性的ACLR和/或NMSE值使用功率放大器的预期模型来确定(步骤1002)。例如，如果对其预期预失真的非线性的预期最大阶数为五阶，则ACLR和/或NMSE值使用功率放大器的预期模型对五阶以及在一些实施例中对三阶来确定。对应于ACLR和/或NMSE值中的(一个或多个)拐点的频带限制比率选择作为预期频带限制比率(步骤1004)。ACLR值的拐点对应于频带限制比率，高于其，ACLR值保持为相同或者至少基本上相同。同样，NMSE值的拐点对应于以上频带限制比率，而NMSE值保持为相同或者至少基本上相同。
在本公开中通篇使用下列首字母缩写词：
●ACLR1 相邻信道泄漏比
●ADC 模数转换器
●B 带宽
●BB 基带
●DAC 模数转换器
●dB 分贝
●DPD 数字预失真器
●MHz 兆赫兹
●NMSE 归一化均方误差
●PA 功率放大器
●PAPR 峰值平均功率比
●PD 预失真器
●WCDMA 宽带码分多址。
本领域的技术人员将会知道对本公开的优选实施例的改进和修改。所有这类改进和修改均被认为属于本文所公开的概念和以下权利要求书的范围之内。

Claims (35)

1.一种用于提供频带限制功率放大器线性化的系统(42，74，128)，包括：
功率放大器(46，78，132)，配置成放大功率放大器输入信号，以提供功率放大器输出信号；以及
数字预失真系统(44，76，130)，配置成补偿直到所述功率放大器(46，78，132)的非线性的预定义最大阶数，并且包括频带限制自适应子系统(50，80，134)，配置成接收和处理所述功率放大器输出信号，其中所述频带限制自适应子系统(50，80，134)所支持的带宽大于或等于所述频带限制自适应子系统(50，80，134)的参考信号的带宽而小于NMAX_ORDER×所述频带限制自适应子系统(50，80，134)的所述参考信号的带宽，其中NMAX_ORDER是等于所述数字预失真系统(44，76，130)对其进行补偿的所述功率放大器(46，78，132)的非线性的预定义最大阶数的正整数。
2.如权利要求1所述的系统(42)，其中，所述功率放大器输出信号是具有等于所述参考信号的带宽的预期带宽的单频带信号。
3.如权利要求2所述的系统(42)，其中，由所述频带限制自适应子系统(50)所支持的所述带宽处于所述功率放大器输出信号的所述预期带宽的1.5至2倍的范围中并且包括1.5和2倍。
4.如权利要求3所述的系统(42)，其中，所述数字预失真系统(44)对其进行补偿的所述功率放大器(46)的非线性的预定义最大阶数大于或等于三阶。
5.如权利要求3所述的系统(42)，其中，所述数字预失真系统(44)对其进行补偿的所述功率放大器(46)的非线性的预定义最大阶数大于或等于五阶。
6.如权利要求2所述的系统(42)，其中：
所述数字预失真系统(44)还包括预失真器(48)，其配置成预失真输入信号，以提供预失真的输入信号，其中处理所述预失真的输入信号，以提供预期载波频率的所述功率放大器输入信号；以及
所述频带限制自适应子系统(50)包括：
频带限制观测接收器(52)，配置成接收和处理所述功率放大器输出信号，以提供具有小于NMAX_ORDER×所述功率放大器输出信号的所述预期带宽的带宽的频带限制观测信号；以及
适配器(54)，配置成基于所述参考信号和所述频带限制观测信号自适应地控制所述预失真器(48)，以补偿直到所述功率放大器(46)的非线性的预定义最大阶数。
7.如权利要求6所述的系统(42)，其中，所述参考信号是由所述预失真器(48)进行预失真的所述输入信号。
8.如权利要求6所述的系统(42)，其中，所述频带限制观测接收器(52)包括频带限制功能。
9.如权利要求6所述的系统(42)，其中，所述频带限制观测接收器(52)包括：
窄带滤波器(66)，对所述功率放大器输出信号进行滤波以提供经滤波的功率放大器输出信号，其中所述窄带滤波器(66)的通带的带宽小于NMAX_ORDER×所述功率放大器输出信号的所述预期带宽；以及
配置成处理所述经滤波的功率放大器输出信号以提供所述频带限制观测信号的电路。
10.如权利要求9所述的系统(42)，其中，所述窄带滤波器(66)的通带的带宽处于所述功率放大器输出信号的所述预期带宽的1.5至2倍的范围中并且包括1.5和2倍。
11.如权利要求10所述的系统(42)，其中，所述数字预失真系统(44)对其进行补偿的所述功率放大器(46)的非线性的预定义最大阶数大于或等于三阶。
12.如权利要求10所述的系统(42)，其中，所述数字预失真系统(44)对其进行补偿的所述功率放大器(46)的非线性的预定义最大阶数大于或等于五阶。
13.如权利要求6所述的系统(42)，还包括配置成处理所述预失真的输入信号以提供所述预期载波频率的所述功率放大器输入信号的电路。
14.如权利要求1所述的系统(74，128)，其中，所述功率放大器输出信号是具有多个频带的并发多频带信号，并且对于所述功率放大器输出信号的所述多个频带的各频带，所述频带限制自适应子系统(80，134)支持小于NMAX_ORDER×所述频带的预期带宽的带宽，其中NMAX_ORDER是等于所述数字预失真系统(76，130)对其进行补偿的所述功率放大器(78，132)的非线性的预定义最大阶数的正整数。
15.如权利要求14所述的系统(74，128)，其中，对于所述功率放大器输出信号的所述多个频带的各频带，所述频带限制自适应子系统(80，134)支持处于所述频带的所述预期带宽的1.5至2倍的范围中并且包括1.5和2倍的带宽。
16.如权利要求15所述的系统(74，128)，其中，所述数字预失真系统(76，130)对其进行补偿的所述功率放大器(78，132)的非线性的预定义最大阶数大于或等于三阶。
17.如权利要求15所述的系统(74，128)，其中，所述数字预失真系统(76，130)对其进行补偿的所述功率放大器(78，132)的非线性的预定义最大阶数大于或等于五阶。
18.如权利要求14所述的系统(74)，其中：
所述数字预失真系统(76)还包括其中包括多个输入信号的每个的独立预失真器的多个预失真器(82，84)，其中所述多个输入信号的每个是所述功率放大器输出信号的所述多个频带的不同频带的输入信号；以及
所述频带限制自适应子系统(80)包括：
频带限制观测接收器(86)，配置成接收和处理所述功率放大器输出信号以提供多个频带限制观测信号，其中所述多个频带限制观测信号的各频带限制观测信号是所述功率放大器输出信号的所述多个频带的对应频带的观测信号，并且具有小于NMAX_ORDER×所述功率放大器输出信号的所述多个频带的对应频带的预期带宽的带宽；以及
多个适配器(88，90)，包括所述多个预失真器(82，84)的每个的独立适配器，所述多个适配器(88，90)的各适配器(88，90)配置成基于所述功率放大器输出信号的所述多个频带的对应频带的参考信号和所述多个频带限制观测信号的对应频带限制观测信号来自适应地控制所述多个预失真器(82，84)的对应预失真器，以补偿直到所述功率放大器(78)的非线性的预定义最大阶数。
19.如权利要求18所述的系统(74)，其中，对于所述多个适配器(88，90)的各适配器(88，90)，所述多个频带的对应频带的所述参考信号是所述多个输入信号的对应输入信号。
20.如权利要求18所述的系统(74)，其中，所述频带限制观测接收器(86)包括用于所述功率放大器输出信号的所述多个频带的每个的独立频带限制功能。
21.如权利要求18所述的系统(74)，其中，所述频带限制观测接收器(86)对于所述功率放大器输出信号的所述多个频带的各频带包括：
窄带滤波器(112，120)，对所述功率放大器输出信号进行滤波，以提供经滤波的功率放大器输出信号，其中所述窄带滤波器(112，120)的通带包括所述频带，并且所述窄带滤波器(112，120)的通带的带宽小于NMAX_ORDER×所述功率放大器输出信号的所述频带的预期带宽；以及
配置成处理所述经滤波的功率放大器输出信号以提供所述频带限制观测信号的电路。
22.如权利要求21所述的系统(74)，其中，所述窄带滤波器(112，120)的通带的带宽处于所述功率放大器输出信号的所述频带的预期带宽的1.5至2倍的范围中并且包括1.5和2倍。
23.如权利要求22所述的系统(74)，其中，所述数字预失真系统(76)对其进行补偿的所述功率放大器(78)的非线性的预定义最大阶数大于或等于三阶。
24.如权利要求22所述的系统(74)，其中，所述数字预失真系统(76)对其进行补偿的所述功率放大器(78)的非线性的预定义最大阶数大于或等于五阶。
25.如权利要求18所述的系统(74)，其中，所述多个预失真器(82，84)提供多个预失真的输入信号，以及所述系统(74)还包括配置成处理所述多个预失真的输入信号以提供所述功率放大器输入信号的电路。
26.如权利要求14所述的系统(128)，其中：
所述数字预失真系统(130)还包括：
调谐电路(150，152)，配置成将多个输入信号调谐到多个不同中间频率，由此提供多个经调谐的输入信号；
组合电路(154)，配置成组合所述多个经调谐的输入信号，以提供组合信号；
预失真器(136)，配置成预失真所述组合信号，以提供预失真的信号；以及
配置成处理所述预失真的信号以提供所述功率放大器输入信号的电路；以及
所述频带限制自适应子系统(134)包括：
频带限制观测接收器(138)，配置成接收和处理所述功率放大器输出信号，以提供具有对应于所述功率放大器输出信号的所述多个频带的多个频带的组合频带限制观测信号，其中对于所述组合频带限制观测信号的所述多个频带的各频带，所述频带具有小于NMAX_ORDER×所述功率放大器输出信号的所述频带的预期带宽的带宽；以及
适配器(140)，配置成基于所述参考信号和所述组合频带限制观测信号自适应地控制所述预失真器(136)，以补偿直到所述功率放大器(132)的非线性的预定义最大阶数。
27.如权利要求26所述的系统(128)，其中，所述参考信号是所述组合信号。
28.如权利要求26所述的系统(128)，其中，所述频带限制观测接收器(138)包括用于所述功率放大器输出信号的所述多个频带的每个的独立频带限制功能。
29.如权利要求26所述的系统(128)，其中，所述频带限制观测接收器(138)对于所述功率放大器输出信号的所述多个频带的各频带包括：
配置成处理所述功率放大器输出信号以提供所述频带的独立观测信号的电路，所述电路包括窄带滤波器(178，184)，其中所述窄带滤波器(178，184)的通带的带宽小于NMAX_ORDER×所述功率放大器输出信号的所述频带的预期带宽；以及
组合电路(188)，配置成组合所述功率放大器输出信号的所述多个频带的所述独立观测信号，以提供所述组合频带限制观测信号。
30.如权利要求29所述的系统(128)，其中，所述窄带滤波器(178，184)的通带的带宽处于所述功率放大器输出信号的所述频带的预期带宽的1.5至2倍的范围中并且包括1.5和2倍。
31.如权利要求30所述的系统(128)，其中，所述数字预失真系统(130)对其进行补偿的所述功率放大器(132)的非线性的预定义最大阶数大于或等于三阶。
32.如权利要求30所述的系统(128)，其中，所述数字预失真系统(130)对其进行补偿的所述功率放大器(132)的非线性的预定义最大阶数大于或等于五阶。
33.如权利要求26所述的系统(128)，还包括配置成处理所述预失真的信号以提供所述功率放大器输入信号的电路。
34.一种选择补偿功率放大器(46，78，132)的非线性的数字预失真系统(44，76，130)的频带限制自适应子系统(50，80，134)的频带限制比率的方法，所述频带限制自适应子系统(50，80，134)配置成接收和处理由所述功率放大器输出的信号，所述方法包括：
确定多个频带限制比率的所述功率放大器(46，78，132)的一个或多个性能参数的值；以及
基于所述一个或多个性能参数的值来选择所述多个频带限制比率其中之一作为所述频带限制自适应子系统(50，80，134)的所述频带限制比率。
35.如权利要求34所述的方法，其中，对于所述一个或多个性能参数的各性能参数，所述性能参数的值定义所述性能参数的值与所述多个频带限制比率的曲线，以及选择所述多个频带限制比率其中之一作为所述频带限制自适应子系统(50，80，134)的所述频带限制比率包括选择所述多个频带限制比率中与所述一个或多个性能参数的每个的所述曲线中的拐点对应的一个频带限制比率，作为所述频带限制自适应子系统(50，80，134)的所述频带限制比率。
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