CN111108685B - 无线电传输器中的多相数字信号预失真 - Google Patents

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Abstract

一种方法包括：在传输之前，获得要在功率放大器(361)中被功率放大的传输信号；将传输信号分为传输信号的两个或更多个多相分量；将被包括在两个或更多个多相分量中的传输信号的一个或多个多相分量馈送到两个或更多个并联预失真电路(320，321，322)中的每个预失真电路；针对两个或更多个并联预失真电路(320，321，322)中的每个预失真电路选择专用预失真模型和专用预失真系数；使用一个或多个多相分量，根据所选择的专用预失真模型和系数对传输信号执行基于非线性的基于记忆的建模；以及组合两个或更多个并联预失真电路(320，321，322)的输出信号，以形成要被应用到功率放大器(361)的预失真的传输信号(y[n])。

Description

无线电传输器中的多相数字信号预失真
技术领域
本发明总体上涉及无线电传输器，并且具体地涉及在功率放大之前的传输信号的预失真。
背景技术
在无线电传输器中，传输信号(即，正在传输的信号)在射频功率放大器中被放大，该射频功率放大器将该传输信号放大到适合于通过空中接口传输到无线电接收器的电平。但是，功率放大器不是理想的组件，因此，经功率放大的传输信号不是放大之前的信号的简单的较高幅度副本。取而代之，功率放大器可以通过压缩信号或通过引起功率放大器的输入信号与输出信号之间的非线性来使原始信号的幅度和相位失真，这可能进一步引起杂散的带外发射。如果在无线电传输器中进行传输之前或在无线电接收器中进行接收之前不考虑并且纠正这些影响，则无线电接收器处的信息的解码将受到阻碍。如果要求功率放大器利用宽带信号(诸如通用移动电信系统(UMTS)中的宽带码分多址(WCDMA)中使用的信号)来操作，则这些影响尤其明显。
由功率放大器引起的幅度和相位失真可以通过以下方式来补偿：在将传输信号馈送到功率放大器之前，使用预失真器(预失真器电路系统)对传输信号进行预失真，以使得预失真器-功率放大器级联的总响应是线性的。
无线电模块集成和架构简化是当前并且尤其是未来的基于多传输器(多TX)架构提供高比特率的第五代(5G)无线电产品的关键要求。例如，由于RF模块必须支持高RF带宽，因此支持具有大量TX路径的5G MIMO(多输入和多输出)总共需要大量具有高采样率的DAC(数模转换)接口。这也对预失真器的设计、特别是对其处理采样率提出了很高的要求。因此，需要一种预失真器，该预失真器将提供高处理采样率，并且优选地具有低复杂度。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于对传输信号进行预失真以克服由功率放大器引起的信号失真的改进的解决方案。
根据本发明的一方面，提供了一种根据权利要求1所述的传输信号预失真方法。
根据本发明的另一方面，提供了一种根据权利要求17所述的装置。
根据本发明的另一方面，提供了一种根据权利要求25所述的装置。
根据本发明的另一方面，提供了一种计算机程序分发介质，该计算机程序分发介质由计算机可读取并且编码计算机程序指令，以执行根据权利要求26所述的用于传输信号预失真的计算机过程。
根据本发明的另一方面，提供了一种根据权利要求27所述的装置。
在从属权利要求中定义了本发明的优选实施例。
附图说明
在下文中，将参考实施例和附图更详细地描述本发明，在附图中
图1示出了使用反馈信号的预失真的基本原理；
图2示出了根据本发明实施例的传输器；
图3示出了根据本发明实施例的传输信号预失真单元；
图4示出了根据图3的传输信号预失真单元的示例性幅度响应；
图5示出了针对根据图3的传输信号预失真单元中使用的多相预失真模型的示例性模型复杂度；
图6示出了根据本发明实施例的传输信号预失真单元；
图7是示出了根据本发明实施例的用于在功率放大之前对传输信号进行预失真的过程的流程图；
图8是示出了根据本发明实施例的用于优化滤波系数的过程的流程图；
图9示出了根据本发明实施例的具有多个预失真器输出信号的模拟/混合波束形成系统；
图10示出了根据本发明实施例的具有多个预失真器输出信号和公共接收器/反馈接收器的模拟/混合波束形成系统；
图11是示出了根据本发明实施例的用于对波束形成信号进行预失真的过程的流程图；
图12是示出了根据本发明实施例的用于挑选用于预失真的基本信号的过程的流程图；以及
图13是示出了根据本发明的实施例的用于挑选用于预失真的基本信号的过程的流程图。
具体实施方式
为了提供本发明实施例的背景，图1示出了简单的元件级联，其示出了使用本发明的实施例所基于的反馈(或“直接学习”)的数字预失真的基本原理。所示出的级联元件包括预失真单元109和射频(RF)功率放大器102。预失真单元109还包括数字预失真器(DPD)101和用于数字预失真器101的标识单元103。
如上所述，功率放大器(或在此特别是功率放大器102)可以通过压缩信号或通过引起功率放大器的输入信号与输出信号之间的非线性来使信号的幅度和相位失真。这些影响通常随着输入信号电平的增加或信号带宽(即，功率放大器102所需要的带宽)的增加而增加。由功率放大器102引起的幅度和相位失真可以通过以下方式来补偿：在将传输信号x[n]馈送到功率放大器102之前，使用预失真器101对传输信号x[n]进行预失真，使得级联的总响应是线性的，其中n是表示数字信号的第n个样本的整数。换言之，预失真单元109的输入信号x[n]和功率放大器102的输出信号在频域中具有相同的形状，但是幅度和相位不同，即，尽管功率放大器102是非线性的，也没有变形，因为预失真器对功率放大器102的增益和相位特性进行反向建模。在图1的插图110、120、130中示出了这种关系，其示出了预失真器101和功率放大器102的非线性响应以及由预失真器101和功率放大器102形成的级联的所得到的线性响应。预失真器101通常是可调谐元件，其响应使用复数预失真系数集合来定义。
显然，在预失真器中对功率放大器102的非线性进行补偿需要对预失真器101(或预失真系数)进行非常特定的配置，并且理想情况下，该配置应当随着功率放大器102的属性改变(例如，由于温度漂移或老化)而动态地改变。实现该属性的常用方法(如图1所示)依赖于不断地监测由功率放大器102引起的幅度和相位失真，并且将该反馈信号反馈给预失真器101以确定预失真系数。具体地，功率放大器102的输出信号以及传输信号x[n]和预失真的传输信号y[n]中的至少一个可以被馈送到预失真器101的标识单元103，在此将它们相比较。基于比较，可以由标识单元103计算用于预失真器101的复数系数集合，或者从标识单元103的存储器中的查找表中提取该复数系数集合，以补偿当前的功率放大器响应。
图2是示出了根据本发明实施例的无线电传输器的组件的框图。例如，无线电传输器可以是移动通信设备。图2的框图示出了与传输信号的预失真和功率放大相关的组件。显然，图2所示的所有组件对于实施本发明不是必需的，并且无线电传输器可以包括附加组件。
在图2中，调制源202提供包括信息符号的传输信号，该信息符号将从无线电传输器传输到无线电接收器。传输信号可以是数字形式，并且被划分为同相(I)分量和正交(Q)分量。传输信号然后被馈送到预失真单元206。预失真单元206接收从调制源202输出的传输信号的I分量和Q分量。预失真单元206基于来自标识单元220的输入来对传输信号进行预失真，以补偿功率放大器的非线性，该标识单元220可以具有关于类似于图1的级联的功率放大器216的幅度和相位失真属性的知识。预失真单元206将预失真的传输信号输出到I/Q D/A转换器210中。预失真单元206以及标识单元220的组成和详细操作稍后将关于本发明的详细实施例进行讨论。
I/Q D/A转换器210将数字I分量和Q分量转换为模拟信号，并且将其馈送到I/Q调制器212。I/Q调制器212将传输信号的基带模拟I分量和Q分量转换为射频(RF)传输信号。换言之，I/Q调制器212根据包含在传输信号的I分量或Q分量中的信息来调制载波信号。针对每个I分量和Q分量调制分开的载波，并且两个载波之间的相移通常为90度。然后将载波相加在一起以提供RF传输信号。
然后，RF传输信号被馈送到功率放大器216。功率放大器216从电源电压生成器(未示出)接收电源电压，该电源电压生成器例如可以是开关模式电源(SMPS)。例如，功率放大器216然后根据由电源电压生成器提供的电源电压来放大传输信号，并且将经功率放大的传输信号应用到射频(RF)前端组件218以通过天线进行传输。
例如，根据图2的处理数字基带信号的元件可以在由合适的软件、应用专用集成电路(ASIC)、和/或作为分开的逻辑电路配置的一个或多个处理单元中实现。
为了实现满足具有有限的TX-IQ接口带宽的最新5G MIMO系统的标准化要求的线性化结果，需要增加预失真器的处理采样率以超过图1和图2的结构所能达到的处理采样率。一种改进处理采样率的常见方法涉及使用图1或图2所示的级联，但是在将级联的输入信号馈送到预失真器之前将其上采样到较高的时钟频率，并且在功率放大器之前对所得到的信号进行下采样。在这种情况下以及在将其他元件引入图1的级联的其他情况下，DAC的输入信号也可以馈送到标识单元以提供关于预失真器的响应的附加信息。在图3中示出了根据本发明实施例的用于以改进的处理采样率来执行预失真的解决方案。此处和下文中，未明确表示信号到I分量和Q分量的分开，尽管应当理解，本发明的实施例可以应用于I/Q信号并且I/Q解调器可以连接在数模转换器351与功率放大器361之间，类似于图2。应当理解，图3示出了本发明的一个实施例的简单版本。例如，本发明的一些实施例可以包括用于馈送到标识单元371的信号的模数转换器、附加的放大器和/或附加的滤波器。为了清楚起见，也未示出功率放大器361以及可能的预失真单元371和/或标识单元371所需要的任何DC偏置线或电源。在本发明的实施例中，图2的传输器的预失真单元206可以包括元件301至303、321至323、331至333、341。
类似于图1和图2，图3的系统包括预失真单元390、标识单元371、数模转换器351和功率放大器361。虽然数模转换器351和功率放大器361可以如关于图1和/或2所描述的那样操作，但是与先前的示例相比，预失真单元390具有特定的组成和布置，并且因此，标识单元371也以独特的方式操作。
代替利用单个预失真器电路系统(即，使用单个预失真模型和某些预失真模型系数)直接对传输信号x[n]进行预失真，在预失真之前，传输信号x[n]被划分为传输信号的两个或更多个多相分量。多相分量由传输信号x[n]的多相分解给出。多相分解使用以下两个等式根据一个定义来定义：
以及
其中第一等式示出了如何将序列(即，此处的传输信号)的z变换X(z)重写为使用第二等式描述的M个z变换分量Xk(z)的和。分量Xk(z)称为X(z)的多相分量，子序列xk[n]称为x[n]的多相分量，并且M是分解中的多相分量的数目。多相分解的多相分量xk[n]实际上对应于以不同时移(即，x[Mn+k])以M因子下采样的传输信号x[n]的副本，因此原始序列的不同样本集被用于形成不同的多相分量。多相分解的以上定义对应于所谓的1型多相表示，1型多相表示只是一种可能的多相分解表示。应当理解，本发明的实施例不限于该特定定义。
到多相分量的划分可以使用有限脉冲响应(FIR)滤波器301、302、303集合来实现，每个多相分量一个FIR滤波器。传输信号被应用到FIR滤波器301、302、303中的每个。FIR滤波器是其脉冲响应(或对任何有限长度输入的响应)具有有限持续时间、在有限时间内稳定为零的滤波器。与无限脉冲响应(IIR)滤波器相比，FIR滤波器提供了若干有利的属性，但是代价是需要较多的计算能力。即，FIR滤波器不需要反馈，固有地稳定，并且可以容易地配置为具有线性相位响应。对于阶数为N的因果离散时间直接形式FIR滤波器，FIR滤波器的输出序列yFIRout[n]的每个值是最新输入值xFIR的加权和：
其中bi是滤波系数，xFIRin[n-i]通常称为FIR滤波器的抽头。通过将上述等式与多相分解的等式相比较，很容易看出，通过以下方式来将传输信号xFIRin[n]的多相分量xFIRin[Mn+k]与传输信号隔离：将传输信号应用到被配置为使得某些滤波系数被设置为零的FIR滤波器，并且可选地通过以因子M对信号进行下采样。系数M可以由并联预失真器321、322、323的处理采样率来定义，该处理采样率可以与预失真单元390的时钟频率相关。非零的滤波系数bi(在此称为FIR滤波器301、302、303的输入滤波系数)可以被优化以实现最佳的预失真性能。
通过将传输信号馈送到以不同方式配置的FIR滤波器301、302、303集合来执行多相分解，可以产生具有第一采样率的多相信号集合。由于已在不同的时刻对不同的多相分量信号进行了采样，因此它们提供了关于传输信号的不同信息。通过组合信号集合中携带的信息，可以以第二采样率来再现原始传输信号，其中第二采样率可以等于或大于第一采样率。第二采样率也可以称为虚拟采样率，因为通过利用具有较低采样率的多个信号模拟具有高采样率的信号来实现对应的采样。例如，如果传输信号的两个多相分量是由两个FIR滤波器产生的，则通过从第一多相分量信号中每隔一个进行采样并且从第二多相分量信号中每隔一个进行采样，可以组合所述两个多相分量以形成与个体多相分量的采样率相比具有加倍的采样率的传输信号。因此，通过执行多相划分，可以降低系统所需要的采样率，同时对整体性能的影响很小。
在一些实施例中，到多相分量的划分可以使用除FIR滤波器之外的部件来实现，例如，使用自回归移动平均模型(AMA)模型。
拆分传输信号的拆分器和FIR滤波器301、302、303(和/或用于执行多相划分的任何其他部件)可以形成多相划分器单元。
在已创建了传输信号的两个或更多个多相分量之后，这些多相分量信号被馈送到两个或更多个并联预失真器321、322、323。传输信号的每个多相分量可以被馈送到两个或更多个并联预失真器321、322、323中的一个或多个并联预失真器321、322、323，其中与个体多相分量相比，这些预失真器可以用于形成具有增加的样本数目的信号。换言之，每个并联预失真器321、322、323的输入信号可以包括传输信号的一个或多个多相分量。在一个实施例中，每个并联预失真器321、322、323的输入信号包括由FIR滤波器301、302、303产生的传输信号的所有多相分量。并联预失真器321、322、323根据预失真模型对多相分量信号执行非线性的基于记忆的建模，该预失真模型具有由标识单元371确定并传送给并联预失真器321、322、323的预失真系数，以补偿功率放大器361的非线性。稍后将详细讨论标识单元371的操作。在一些实施例中，并联预失真器321、322、323可以形成以相同的时钟频率操作的单个设备或组件，可能还包括标识单元371。在一些实施例中，可以使用两个或更多个标识单元，使得每个并联预失真器312、322、323具有其自己的标识单元。
在传输信号的两个或更多个多相分量已经由两个或更多个并联预失真器321、322、323预失真之后，并联预失真器321、322、323的输出信号yDPDout[n]中的每个被馈送到FIR滤波器331、332、333并且使用不同的(输出)滤波系数和/或阶数再次滤波。该FIR滤波器331、332、333的第二集合可以充当重组滤波器，执行滤波使得所得到的信号可以由求和器341来加到一起。由于FIR滤波器301、302、303和并联预失真器321、322、323的处理，可以增加传输信号的带宽，即，可以在频域中加宽传输信号。这种影响可以通过FIR滤波器331、332、333的第二集合来消除。FIR滤波器331、332、333还可以对并联预失真器321、322、323的输出信号yDPDout[n]进行下采样。FIR滤波器331、332、333可以被配置为使得如果并联预失真器332、322、323不为多相分量提供预失真(即，仅对输入信号进行重采样并且将其乘以1)，则求和器341再现原始传输信号x[n]或至少再现原始传输信号x[n]的形状(即，幅度可能会降低，但是形状可以被求解)。
在FIR滤波器331、332、333的第二集合之后，输出信号Bi[n](其也可以被视为预失真单元390的基本信号)可以由求和器341组合以形成预失真的传输信号，该预失真的传输信号可以有效地具有比预失真单元390的时钟频率所允许的高的采样率。例如，如果如上所述将传输信号划分为两个多相分量并且进行预失真，则求和之后的所得到的预失真的传输信号实际上对应于利用基于非多相的预失真单元被预失真的预失真的传输信号，该基于非多相的预失真单元的物理时钟频率是基于多相的预失真单元390的两倍。
FIR滤波器331、332、333和求和器341可以形成多相组合器单元。
标识单元371将传输信号x[n]、预失真单元390的输出信号和功率放大器361的输出信号作为其输入。在一些实施例中，标识单元可以仅将功率放大器361的输出信号、以及传输信号和预失真单元390的输出信号中的一个作为其输入。标识可以被配置为基于前述输入信号来优化预失真模型及其系数，使得针对由预失真单元390、数模转换器351和功率放大器361形成的总级联实现了线性响应。标识单元371可以首先标识功率放大器361的响应(即，功率放大器模型和/或逆功率放大器模型)，并且然后评估并联预失真器321、322、323的最佳配置将是什么以补偿功率放大器响应的非线性。最佳配置的确定可以包括针对并联预失真器321、322、323中的每个预失真器选择预失真模型和用于所述模型的预失真参数值集合。预失真模型可以使用加权多项式、加权泰勒级数、加权Volterra级数、分段线性函数、样条、具有权重的输入变量的时移关系式之和或上述类型的任何组合来描述。
存储器单元(图3中未示出)可以被包括在标识单元371中或连接到标识单元371。存储器单元可以针对具有不同复杂度的不同预失真模型保持多个查找表。不同的预失真模型可以对应于不同的工作条件。标识单元371可以被配置为使用搜索算法基于其输入信号(即，预失真的传输信号、功率放大器的输出和/或在预失真之前的传输信号)从这些查找表中挑选最优的预失真模型和最优的预失真系数。预失真模型和系数可以例如在以下因素中的一个或多个因素方面来优化：功率、温度、传输信号的TDD(测试驱动开发)行为和漏极电压。查找表的条目(所谓的仓(bin))可以例如通过标识单元371的一个或多个输入信号的幅度或功率来组织。此外，搜索算法和另一算法可以使用线性或较高级的插值来计算两个bin之间的中间点。在一个实施例中，作为最小化传输信号与功率放大器的输出信号之间的差异的结果来选择用于传输信号的两个或更多个多相分量中的每个的预失真模型和预失真系数，该差值被归一化以考虑功率放大器361的增益。功率放大器的增益在此应当理解为功率放大器361的线性(非频率相关)增益。因为每个并联预失真器321、322、323的预失真系数和模型必须由标识单元371优化，所以标识单元371可以包括与预失真单元390的预失真结构相似的多相结构。
在本发明的实施例中，由标识单元371针对并联预失真器321、322、323中的每个而选择的预失真模型由以下等式描述：
yDPDout[n]＝∑a，b，pxDPDin[n-ma]Tp(|xDPDin[n-kb]|2)，其中yDPDout[n]是传输信号的非线性的基于记忆的多相分量(即，预失真器321、322、323的输出)，xDPDin是通过组合传输信号的多相分量(即，预失真器321、322、323的输入)而形成的，Tp是预失真模型的预失真基函数，并且ma、kb、a、b和p是预失真模型参数。通常，预失真基函数Tp是基于提供记忆效应的输入信号的不同状态的非线性函数。预失真基函数Tp可以是简单的线性函数，例如，Tp(|xDPDin(n-kb)|2)＝ap|xDPDin[n-kb]|2其中ap是要优化的加权因子。预失真基函数Tp也可以是非线性函数、正弦函数、加权多项式、加权泰勒序列、加权Volterra级数、分段线性函数、样条、具有权重的输入变量的时移关系式之和、任何其他基于记忆的函数或任何上述函数的组合(例如，总和)。预失真基函数Tp也可以是任何上述函数的任何过滤版本。
例如，信号xDPDin可以使用以下等式来定义
其中M是多相分量的数目，其等于预失真器321、322、323的数目，xDPDin，m是传输信号的第m个多相分量，m具有从0到M-1的值，并且sgn是符号函数。该等式起作用，使得xDPDin[n]的每个第M样本都从传输信号的特定多相分量中获取。换言之，第一样本(n＝0)是从第一多相分量xDPDin，0[0]中获取的，第二样本(n＝1)是从第二多相分量xDPDin，1[0]中获取的，依此类推，直到多相分量的所有第一样本都被重新采样，之后，该过程针对与值n=M，M+1，M+2，…，M+M-1相对应的每个多相分量的第二样本(xDPDin，0[1]，xDPDin，1[1]，…，xDPDin，M-1[1])进行重复。因此，可以以传输信号的多相分量的采样率的M倍的采样率(或“虚拟”采样率)来构造信号。
为了给出如何构造信号xDPDin的简单示例，在此讨论仅存在两个预失真器和传输信号的多相分量的情况。在这种情况下，上面给出的xDPDin的一般等式简化为
xDPDin[n]＝(1-|sgn(mod(n，2))|)xDPDin，0[n/2]+(1-|sgn(mod(n-1，2))|)xDPDin，1[(n-1)/2]。
在此，对于xDPDin的每个偶数样本(neven＝0，2，4，6，...)，(1-|sgn(mod(neven-1，2))|)＝0并且(1-|sgn(mod(neven，2))|)＝1并且因此xDPDin[neven]＝xDPDin，0[neven/2]为真。另一方面，如果n为奇数(nodd＝1，3，5，7，...)，则(1-|sgn(mod(nodd-1，2))|)＝1并且(1-|sgn(mod(nodd，2))|)＝0并且因此xDPDin[nodd]＝xDPDin，1[(nodd-1)/2]为真。换言之，xDPDin的每隔一个样本是从第一多相分量中获取的，而每隔一个样本是从第二多相分量中获取的。
尽管在最后两个等式中假设每个预失真器321、322、323被提供有传输信号的每个多相分量，但在一些实施例中，仅一些多相分量可以被馈送到特定的预失真器321、322、323。显然，在这种情况下，采样率也可以提高，但是仅与该预失真器的输入多相信号的数目有关。
类似于FIR滤波器，与输入信号xDPDin的时移副本相对应的术语(即，传输信号的多相分量xDPDin[n-ma]和xDPDin[n-kb])可以称为预失真模型的抽头。准确地说，ma和kb的不同组合定义了预失真模型的不同的抽头。对于某些所述组合，基函数Tp可以被定义为相同的零函数。例如，从可能抽头的3×3阵列中仅选择3个抽头。这些组合中的每一个形成传输信号的预失真分量，对所有这些预失真分量求和以形成预失真器321、322、323的输出信号。可以为不同的预失真器321、322、323定义不同的抽头(即，不同的组合)。特定多相分量的最佳预失真所需要的抽头数目也可以不同。
在一些实施例中，可以将相同的预失真模型定义为用于所有预失真器321、322、323。在这种情况下，仅与单个预失真模型相对应的预失真系数需要被优化。在其他实施例中，针对所有预失真器321、322、323，可以将预失真模型的复杂度设置为相等。例如，抽头的数目可以被定义为具有某个值，但是针对每个预失真器321、322、323挑选的抽头可以不同。在其他实施例中，可以定义模型复杂度的最大限制(例如，抽头的最大数目)。
与传统的基于非多相的预失真解决方案相比，本发明的实施例(诸如图3所示的实施例)提供了多个优点。例如，与常规解决方案相比，本发明的实施例可以提供降低的复杂度、减少的功耗和/或减少的所需要的存储器，并且实现自动平衡。通过本发明的实施例，复杂度甚至可以降低至多50％，或者相反，尺寸和功耗可以降低至多50％。
图4示出了使用3种不同的预失真设置的如下LTE信号的线性化结果(功率放大后的传输信号幅度作为频率的函数)，该LTE信号具有2600MHz的中心频率并且包括五个20MHz子带。在每种情况下，所使用的预失真模型使用以下等式来定义
其在前面结合图3进行了详细讨论。除了预失真单元(或具体地是其中的并联预失真器)的操作外，在这三种情况下设置是相同的。为了获得最佳的预失真性能(即，为了尽可能有效地补偿功率放大器的非线性)，优化了在这三种情况下使用的预失真模型的预失真系数。第一设置(黑线)对应于参考案例，其中使用类似于图1和2的简单预失真设置。在这种情况下，传输信号不被划分为多相分量，并且预失真单元的时钟频率为983.04MHz。第二设置(深灰线)对应于图3，其中传输信号被划分为两个多相分量，这两个多相分量都被馈送到两个并联预失真器，并且预失真单元的时钟频率为491.52MHz。在预失真模型中，针对两个多相分量都使用五个抽头。最后，第三设置(浅灰线)与第二设置相同，但是在两个预失真模型中用于两个多相分量的抽头数目也单独地进行了优化(除了预失真模型的预失真系数外)。第一并联预失真器和第二并联预失真器的抽头数目分别为三个和五个。
图4的结果表明，即使与第一设置相比，预失真单元的时钟频率被二分隔，两种基于多相的解决方案仍然可以改善线性度。2500MHz和2700MHz附近的改善最为明显，其中第一设置的杂散信号电平显然最高。而且，通过分开地优化每个预失真模型的复杂度，与第二设置和第三设置的结果所证明的较为复杂的第二设置相比，结果被进一步改善。
图5示出了如关于图4所讨论的在第三设置中使用的预失真模型抽头。通过完全优化哪些抽头要与哪个预失真器一起使用，可以减少抽头的数目而不会影响性能(如图4所示)，从而降低了所需要的实现的复杂度。在该示例中，抽头是从3×3抽头矩阵中挑选的，其中每个元素代表(ma，kb)对。ma值和kb值的范围是-1至1，并且具有统一的间距。在本发明的其他实施例中，可以使用其他数目和/或值的范围。图5中的每个符号表示单个抽头，其中x轴表示对应的ma值，并且y轴表示对应的kb值。叉号表示用于具有三个抽头的零阶预失真器的预失真模型，这三个抽头对应于(ma，kb)对(-1，-1)、(-1，0)和(0，0)。另一方面，圆圈表示用于具有五个抽头的一阶预失真器的预失真模型，这五个抽头对应于(ma，kb)对(-1，-1)、(-1，0)、(0，0)、(1，-1)和(1，1)。
图6示出了本发明的备选实施例。所示出的备选方案为FIR滤波器631、632、633的第二集合提供了降低的复杂度。图3中的FIR滤波器331、332、333的公共滤波器组件可以被实现为用于预失真的传输信号的分开的后FIR滤波器634。所述后FIR滤波器634使用后滤波系数和后滤波阶数对预失真的传输信号进行滤波。元件601、602、603、621、622、623、641、651、661可以如关于图3所描述的那样操作，尽管在标识单元671的配置中应当考虑与图3相比在FIR滤波器设置方面的前述差异。
在下文中，将参考图7的流程图来描述根据本发明的实施例的用于至少对传输信号进行预失真的过程。该过程可以在根据本发明的实施例的无线电传输器中执行。该过程可以使用图3的预失真单元390和标识单元371或图6的预失真单元690、标识单元671和预失真后FIR滤波器634来执行。在本发明的实施例中，框701可以由获得部件执行，框702可以由分开部件执行，框703可以由馈送部件执行，框704可以由选择部件执行，框705可以由两个或更多个建模部件执行，并且框706可以由组合部件执行。两个或更多个建模部件中的每个可以等同于、可以包括或可以连接到两个或更多个并联预失真器(预失真电路)中的一个。首先，在框701中，获得传输信号，即，要被功率放大和传输的信号。可以从调制源获得传输信号，该调制源输出要通过空中接口从无线电传输器传输到无线电接收器的数据符号。传输信号可以包括同相和正交分量。然后，在框702中，将传输信号分开为两个或更多个多相分量。分开可以包括：拆分传输信号，以及使用不同的(输入)滤波系数和/或阶数对每个所得到的子信号进行有限脉冲响应滤波。滤波之前的子信号可以彼此相同。在框703中，将传输信号的两个或更多个多相分量馈送到两个或更多个并联预失真电路(并联预失真器)。每个并联预失真电路可以被提供有被包括在传输信号的两个或更多个多相分量中的一个或多个多相分量。
在框704中，针对两个或更多个并联预失真电路，预失真模型和所述模型的预失真系数被选择。该选择可以基于传输信号、预失真的传输信号和/或经功率放大的传输信号。在选择之前，可以将功率放大器模型或功率放大器的逆功率放大器确定为中间结果，并且从而将其用于选择。预失真系数可以从一个或多个查找表中获取。预失真模型和预失真系数可以作为最小化传输信号与功率放大器的输出信号之间的差异的结果而被选择，该差异被归一化以考虑功率放大器的增益。所选择的一些或所有预失真模型可以具有与彼此相比不同的复杂度。预失真模型可以使用加权多项式、加权泰勒级数、加权Volterra级数、分段线性函数、样条、具有权重的输入变量的时移关系式之和或上述类型的任何组合来描述。
在框705中，并联预失真电路中的每个使用传输信号的一个或多个多相分量，根据所选择的专用预失真模型和系数，对传输信号执行非线性的基于记忆的建模。最后，在框706中，预失真电路的输出信号被组合以形成要应用到功率放大器的预失真的传输信号。组合可以包括使用不同的(输出)滤波系数和/或阶数对预失真器的每个输出信号进行有限脉冲响应滤波，并且对所得到的信号求和。
除了找到用于并联预失真器的最佳预失真模型和系数之外，还可以优化预预失真FIR滤波器和后预失真FIR滤波器的滤波系数，以提高预失真性能。该优化可以基于将由预预失真FIR滤波器、预失真器和后预失真FIR滤波器形成的每个级联标识为预失真方法的新的基函数Bi。对于图3的实施例，可以将预失真的传输信号y[n]写为：
对于图6的实施例，对应的等式为
其中是备选预失真方法的基函数，其可以与上述Bi类似地定义。不仅针对预失真模型和系数，同时还针对滤波系数，可以使用基函数Bi或/>进行优化。该优化可以在预失真单元的部署之前或在预失真单元的操作期间进行。在一些实施例中，可以基于优化来预先挑选预预失真FIR滤波器和/或后预失真FIR滤波器的预失真模型、预失真系数和滤波系数，使得特定的多相分量和/或预失真器的特定输出信号不需要后预失真后FIR滤波器和/或预预失真FIR滤波器，从而降低解决方案的复杂度。
图8示出了根据本发明的实施例的用于在相同的过程中优化FIR滤波系数和预失真系数的过程。所示出的过程可以由图3的标识单元371或图7的标识单元671执行。利用所示出的过程优化的滤波系数可以包括输入和/或输出滤波系数，和/或在图7所示的实施例的情况下包括后滤波系数。在一些实施例中，还可以优化滤波阶数。在一些实施例中，可以布置分开的单元以优化FIR滤波系数。所示出的过程可以在预失真系统的操作期间周期性地重复，和/或可以在预失真系统的部署或初始化期间执行。
参考图8，首先，在框801中，标识单元至少接收传输信号x[n]和/或预失真的传输信号y[n]和功率放大器的输出信号。在框802中，标识单元基于所接收的信号来计算用于以下的FIR滤波参数：FIR滤波器的第一集合和FIR滤波器的第二集合(位于预失真器之前和之后)以及可能的(如果这样的滤波器被包括在系统中)如图7所示的后FIR滤波器。FIR滤波参数可以包括例如插入损耗、阻带/通带的范围、带宽和截止频率。在框803中，标识单元基于所计算的FIR滤波参数针对每个滤波器计算新的FIR滤波系数，即，用于对拆分的传输信号和并联预失真器的输出信号以及可选地预失真的传输信号进行滤波。在框804中，标识单元基于所接收的信号和新的滤波系数来选择要由并联预失真器使用的新的预失真系数。在一些实施例中，标识单元还可以选择新的预失真模型和/或新的滤波阶数。在框805中，标识单元评估与新的预失真系数和新的FIR滤波系数相对应的预失真中的误差(或描述误差的误差度量)。当预失真单元以所选择的新的预失真和FIR滤波系数操作时，误差度量可以量化由预失真单元和功率放大器的组合引起的非线性。误差度量可以基于所选择的新的预失真和FIR滤波系数、先前的预失真和FIR滤波系数和/或以下信号中的一个或多个来评估：传输信号、预失真的传输信号和功率放大器的输出。如果在框806中误差度量高于所述误差度量的预定阈值，则在框807中，标识单元基于由误差度量提供的信息以及可能的与误差评估有关的其他信息来重新计算新的FIR参数。此后，重复框803至806。一旦在框806中误差度量低于所述误差度量的预定义阈值，则在框808，标识单元在硬件中更新预失真系数以匹配新的预失真系数并且更新FIR滤波系数以匹配新的FIR滤波系数。
波束形成是一种用于利用期望的辐射模式或波束来实现定向信号传输或接收的信号处理技术。这通常是通过组合天线阵列中的元件以使得特定角度的信号经历相长干扰而其他信号经历相消干扰来实现的。这种干扰行为通常是通过以特定方式改变应用到天线阵列的天线元件的信号的幅度和/或相位来实现的。天线元件通常彼此相同，尽管在某些情况下它们也可能具有不同的几何形状和/或尺寸。波束形成可以在传输端和接收端两者使用，以实现空间选择性(也就是说，仅提供去往/来自某些方向的传输/接收)。模拟/混合波束形成系统可以用于使天线的传输波束适应多天线系统中的无线电传输。多天线系统中的传输的示例包括多输入多输出(MIMO)传输和多输入单输出(MISO)传输。
图9示出了根据本发明的实施例的模拟/混合波束形成系统的示例。该系统包括连接到两个数字信号处理单元902至904、912至914的波束形成单元901，两个数字信号处理单元902至904、912至914又连接到两个模拟信号处理单元906至910、916至920，每个模拟信号处理单元均连接到天线阵列911、921。在其他实施例中，数字和模拟信号处理单元以及天线阵列902至904、912至914、906至910、916至920、911、921的数目可以不同。
类似于图1至3和6，图9的模拟/混合波束形成系统利用由功率放大器(或在这种情况下为多个功率放大器909、919)产生的反馈信号930、940，以使用预失真单元904、914对传输信号应用预失真。在这种情况下，每个反馈信号930、940可以包括功率放大器909、919的多个单独的反馈信号和/或通过对所述多个反馈信号求和而形成的单个反馈信号。
波束形成单元901可以被配置为计算用于天线阵列911、921的天线元件的波束形成系数。例如，波束形成单元901可以计算天线阵列911、921中的每个天线元件为实现某些波束而需要的加权因子和相移。此外，波束形成单元901可以被配置为将所计算的波束形成系数提供给预失真单元904、914，以用于确定预失真模型和系数。波束形成单元901还可以被配置为将波束形成系数提供给相位和幅度移位器906、907、916、917，和/或预失真单元904、914可以为相位和幅度移位器906、907、916、917提供波束形成系数。
数字信号处理单元902至904、912至914可以包括插值单元902、912和功率放大器控制单元902、912。插值单元902、912可以被配置为插值(上采样)由波束形成单元901提供的信号。功率放大器控制单元902、912可以被配置为根据功率放大器909、919的峰值功率能力来控制插值信号的功率。为了实现这一点，功率放大器控制单元902、912可以限幅插值信号。为了评估对所述控制的需要，可以将反馈信号930、940馈送到对应的功率放大器控制单元903、913。功率放大器控制单元902、912可以控制功率放大器的操作参数，诸如电源电压、电源电流、偏置电压和/或偏置电流。该控制可以通过将DC信号950、960馈送到功率放大器909、919来实现。所述DC信号也可以馈送到对应的预失真器904、914以供参考。
预失真器904、914可以使用任何现有或将来的预失真电路技术来实现。在图9的示例性图示中，每个预失真单元904、914仅输出两个信号，尽管在其他实施例中，每个预失真单元904、914可以输出两个以上的信号。所述两个或更多个输出信号可以彼此线性独立。在一些实施例中，预失真器904、914可以基于将信号分开为多相分量。在这样的实施例中，数字信号处理单元902至904、912至914可以包括图3或图6所示的一些或全部元件。
数模转换器905、915可以类似于关于图3的数模转换器351或图6的数模转换器651所描述的。在一些实施例中，功率放大器909、919的输出信号可以由数模转换器905、915使用以校正DC偏移和/或IQ失衡。
模拟信号处理单元906至910、916至920可以包括可调谐相位和幅度移位器906、907、916、917、求和器908、918、功率放大器909、919和TX滤波器910、920。在由数模转换器905、915进行数模转换之后，可以将所产生的每个模拟信号(无线电信号)拆分成多个模拟信号。可调谐相位和幅度移位器906、907、916、917可以被布置为调节所述多个模拟信号的相位和幅度。一些或全部可调谐相位和幅度移位器906、907、916、917可以被配置为提供不同的相位和幅度移位。可调谐相位和幅度移位器906、907、916、917可以由预失真单元904、914控制。相位和增益的调节可以基于波束形成系数和/或预失真模型和系数，以使得被馈送到天线阵列911、921的天线元件的信号具有期望的相位和幅度，并且实现线性响应。每个求和器908、918可以被配置为对由功率放大器909、919产生的信号求和成两个或更多个信号的集合。在此，所述两个或更多个信号的数目可以等于对应的预失真单元904、914的输出信号的数目。功率放大器909、919可以类似于图3的功率放大器361或图6的功率放大器661。滤波器910、920可以布置在功率放大器909、919的输出处，以对从功率放大器909、919输出的信号进行滤波。
每个天线阵列911、921包括多个天线元件。每个天线元件可以被馈以不同的经功率放大和滤波的信号。天线元件可以是例如平面元件，诸如微带天线或偶极天线。
对于模拟或混合波束形成系统，如果该系统能够进行互操作，则通常是有利的。为此，图10示出了根据本发明的实施例的混合波束形成系统，其具有多个DPD输出信号和公共RX/RBRX(接收器/反馈接收器)，以确保相互的TX/RX行为。传输器元件1001至1010可以对应于图9的对应元件。所示出的系统基于开关1020、1030、1040的使用。具体地，因为对RX和FBRX使用相同的组合器结构并且可以基于FBRX信号来配置预失真单元1001、1002、1003，所以实现了互惠性。所示出的概念可以实现功率放大器的校准。
图11示出了根据本发明的实施例的用于对多个天线的波束形成信号进行预失真的过程。所示出的过程可以由图9的模拟/混合波束形成系统中连接到模拟信号处理单元906至910、916至920的数字信号处理单元902至904、912至914执行。
首先，在框1101中，数字处理单元从波束形成单元获得波束形成系数集合。在框1102中，数字信号处理单元使用波束形成系数以及功率放大器的输出信号来确定用于功率放大器的功率放大器模型。基于该确定，在框1103中，数字信号处理单元调节功率放大器的操作参数。例如，操作参数可以包括电源电压、电源电流、偏置电压、或偏置电流。可以朝向所确定的功率放大器模型调节操作参数，以使得所有功率放大器具有基本相似的非线性动态行为。在框1104中，数字信号处理单元基于功率放大器的输出信号、操作参数和波束形成系数来确定预失真模型和预失真系数，从而减小功率放大器的输出中的误差。在框1105中，数字信号处理单元根据预失真模型和预失真系数来修改传输信号，以产生两个或更多个线性独立信号。在产生两个或更多个线性独立信号之后，可以如图9的实施例那样将它们从数字信号转换成模拟信号。然后，在框1106中，模拟信号处理单元将每个线性独立信号拆分两次或更多次以产生线性独立信号的多个集合。在框1107中，由模拟信号处理单元单独地调节多个集合中的每个所述信号的相位和幅度(即，针对所有所述信号，可能具有不同的相位和幅度移位)。最后，在框1108中，模拟信号处理单元组合被包括在经调节的线性独立信号的多个集合中的两个或更多个经调节的线性独立信号的集合，以产生要馈送到功率放大器的多个预失真的波束形成信号。
在标识所有功率放大器的特性之后，可以计算两个或更多个基本信号的集合，这些基本信号允许针对每个功率放大器生成单独的预失真信号作为基本信号的线性组合。可以使用模拟增益和移相器来实现这种线性组合。
图12示出了用于计算两个基本信号的示例性过程。所示出的过程可以由数字信号处理单元902至905(例如，由预失真器904、914)执行。首先，在框1201中，数字信号处理单元标识具有最高信号输入功率的功率放大器的预失真的波束形成信号。然后，在框1202中，数字信号处理单元标识功率放大器的预失真的波束形成信号，该功率放大器的信号输入功率最接近所有预失真的波束形成信号的平均信号输入功率。最后，在框1203中，数字信号处理单元计算所有功率放大器的缩放因子，以使得基函数的线性组合给出最佳的预失真结果。
尽管在图12所示的过程中仅计算了两个基本信号，但是应当理解，所述过程可以容易地扩展到两个以上的基本信号。图13示出了用于计算两个或更多个基本信号的备选过程。所示出的过程也可以由数字信号处理单元902至905(例如，由预失真器904、914)执行。首先，在框1301中，数字信号处理单元标识所有功率放大器的预失真的波束形成信号。然后，在框1302中，数字信号处理单元计算最接近于预失真的波束形成信号的集合的两个或更多个基本信号。最后，在框1303中，数字信号处理单元计算所有功率放大器的缩放因子，以使得两个或更多个基本信号的线性组合给出最佳的预失真结果。
本发明的实施例可以在包括处理单元的无线电传输器中实现，该处理单元被配置为对要从无线电传输器传输的信号执行基带信号处理操作。处理单元可以由专用集成电路(ASIC)或由合适的软件配置的数字信号处理器来实现。处理单元可以被配置为执行图7和/或图8和/或图11和/或图12和/或图13的流程图中所示或结合图1至6和9至10描述的至少一些步骤。图7和/或图8和/或图11和/或图12和/或图13的流程图中所示或结合图1至6和9至10描述的一些或全部步骤可以由专用硬件组件来执行。实施例可以被实现为计算机程序，该计算机程序包括用于在功率放大之前执行用于对传输信号进行预失真的计算机过程的指令。
该计算机程序可以存储在由计算机或处理器可读的计算机程序分发介质上。该计算机程序介质可以是例如但不限于电、磁、光、红外或半导体系统、设备或传输介质。计算机程序介质可以包括以下介质中的至少一种：计算机可读介质、程序存储介质、记录介质、计算机可读存储器、随机存取存储器、可擦除可编程只读存储器、计算机可读软件分发包、计算机可读信号、计算机可读电信信号、计算机可读印刷品、和计算机可读压缩软件包。
即使以上已经参考根据附图的示例描述了本发明，但是显然本发明不限于此，而是可以在所附权利要求的范围内以若干方式进行修改。因此，所有的词语和表达应当被宽泛地解释，并且它们旨在说明而不是限制实施例。对于本领域技术人员将很清楚的是，随着技术的进步，本发明的概念可以以各种方式来实现。此外，对于本领域技术人员而言清楚的是，所描述的实施例可以但不必须以各种方式与其他实施例组合。

Claims (27)

1.一种用于通信的方法，包括：
在传输之前，获得要在功率放大器中被功率放大的传输信号；
将所述传输信号分为所述传输信号的两个或更多个多相分量；
将被包括在所述传输信号的所述两个或更多个多相分量中的所述传输信号的一个或多个多相分量馈送到两个或更多个并联预失真电路中的每个预失真电路；
分开地针对所述两个或更多个并联预失真电路中的每个预失真电路选择专用预失真模型和专用预失真系数，以补偿所述功率放大器的非线性；
由所述两个或更多个并联预失真电路，使用所述传输信号的所述一个或多个多相分量，根据所选择的所述专用预失真模型和系数对所述传输信号执行非线性的基于记忆的建模；
组合所述两个或更多个并联预失真电路的输出信号，以形成要被应用到所述功率放大器的预失真的传输信号；以及
将所述预失真的传输信号应用到所述功率放大器。
2.根据权利要求1所述的方法，其中被馈送到所述两个或更多个并联预失真电路中的每个预失真电路馈送的所述传输信号的所述一个或多个多相分量的数目等于所述传输信号的所述两个或更多个多相分量的数目。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中所述传输信号的所述两个或更多个多相分量对应于第一采样率，并且所述并联预失真电路的所述输出信号对应于第二采样率，所述第二采样率大于所述第一采样率。
4.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中针对所述两个或更多个预失真电路而被选择的专用预失真模型包括具有不同复杂度的两个或更多个不同的预失真模型。
5.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中所述专用预失真模型和所述专用预失真系数基于所述功率放大器的输出信号和以下中的一项或多项被选择：所述传输信号和所述预失真的传输信号。
6.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中所述专用预失真模型和所述预失真系数作为最小化所述传输信号与所述功率放大器的所述输出信号之间的差异的结果而被选择，所述差异被归一化以考虑所述功率放大器的增益。
7.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，还包括：
存储针对预失真系数的多个信号预失真查找表，所述预失真系数对应于不同复杂度的预失真模型，
其中所述专用预失真模型和所述专用预失真系数是使用搜索算法从所述多个信号预失真查找表中被选择的。
8.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中所述专用预失真模型是使用以下中的一项或多项被描述的：加权多项式、加权泰勒级数、加权Volterra级数、分段线性函数、样条、以及具有权重的输入变量的时移关系式之和。
9.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中所述专用预失真模型由以下等式描述：
yDPDout[n]＝∑a，b，pxDPDin[n-ma]Tp(|xDPDin[n-kb]|2)，
其中yDPDout是基于所述传输信号的非线性的基于记忆的信号，n是表示信号的第n个样本的整数，xDPDin是通过以下被形成的传输信号：组合所述传输信号的所述多相分量以提供比所述传输信号的所述多相分量的采样率高的采样率，Tp是所述专用预失真模型的预失真基函数，并且ma、kb、a、b和p是所述专用预失真模型的参数。
10.根据权利要求9所述的方法，其中针对一个或多个专用预失真模型，所述预失真模型参数ma、kb、a和b具有不同的值和/或不同的范围。
11.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中将所述传输信号分为所述传输信号的所述两个或更多个多相分量包括：将所述传输信号拆分为两个或更多个子信号，并且使用不同的输入滤波系数和/或输入滤波阶数对所述两个或更多个子信号中的每个子信号进行有限脉冲响应滤波。
12.根据权利要求11所述的方法，其中组合所述两个或更多个并联预失真电路的所述输出信号包括：使用不同的输出滤波系数和/或输出滤波阶数对所述并联预失真电路的所述输出信号进行有限脉冲响应滤波，并且对所得到的经滤波的信号求和以形成所述预失真的传输信号。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括：在将所述预失真的传输信号应用到所述功率放大器之前，使用后滤波系数和后滤波阶数对所述预失真的传输信号进行有限脉冲响应滤波。
14.根据权利要求12或权利要求13所述的方法，其中滤波系数通过执行以下步骤被优化：
a)至少接收所述传输信号和/或所述预失真的传输信号以及所述功率放大器的所述输出信号；
b)基于所接收的信号来计算用于对以下进行有限脉冲响应滤波的滤波参数：所述子信号和所述并联预失真电路的所述输出信号以及可选的所述预失真的传输信号，其中所述滤波参数包括与以下中的一项或多项相关的参数：插入损耗、阻带/通带的范围、带宽和截止频率；
c)基于所述滤波参数来计算用于对以下进行有限脉冲响应滤波的新的滤波系数：所述子信号和所述两个或更多个并联预失真电路的所述输出信号以及可选的所述预失真的传输信号；
d)基于所接收的所述信号和所述新的滤波系数来选择新的预失真系数，所述新的预失真系数要由所述两个或更多个并联预失真电路使用；
e)基于所述新的预失真系数和所述新的滤波系数来评估与预失真中的误差相关的误差度量；以及
f)如果所述误差度量的值低于针对所述误差度量的预定义阈值，则更新所述预失真系数以匹配所述新的预失真系数，并且更新所述滤波系数以匹配所述新的滤波系数，否则基于所述误差度量重新计算所述滤波参数，并且重复步骤c)至f)。
15.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中所述传输信号和所述预失真的传输信号包括同相分量和正交分量。
16.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中预失真的传输信号是数字信号，所述方法还包括：
在将所述预失真的传输信号应用到所述功率放大器之前，将所述预失真的传输信号转换为模拟信号。
17.一种用于通信的装置，包括：
输入，被配置为在传输之前获得要在功率放大器中被功率放大的传输信号；
多相分隔器单元，被配置为将所述传输信号分为所述传输信号的两个或更多个多相分量；
标识单元，被配置为分开地针对两个或更多个并联预失真电路中的每个预失真电路选择专用预失真模型和专用预失真系数，以补偿所述功率放大器的非线性；
所述两个或更多个并联预失真电路，被配置为使用被包括在所述传输信号的所述两个或更多个多相分量中的所述传输信号的一个或多个多相分量，根据所选择的所述专用预失真模型和系数对所述传输信号执行非线性的基于记忆的建模；
多相组合器单元，被配置为组合所述两个或更多个并联预失真电路的输出信号以形成预失真的传输信号；以及
输出，被配置为将所述预失真的传输信号应用到所述功率放大器。
18.根据权利要求17所述的装置，其中所述两个或更多个并联预失真电路被配置为：在所述非线性的基于记忆的建模中使用具有第一采样率的所述传输信号的所述一个或多个多相分量，以使得所述两个或更多个并联预失真电路的所述输出信号对应于第二采样率，所述第二采样率大于所述第一采样率。
19.根据权利要求17或18所述的装置，还包括：
存储器单元，被配置为存储针对预失真系数的多个信号预失真查找表，所述预失真系数对应于不同复杂度的预失真模型，其中所述专用预失真模型和所述专用预失真系数是使用搜索算法从所述多个信号预失真查找表中针对所述两个或更多个并联预失真电路中的每个预失真电路被选择的。
20.根据权利要求17或18所述的装置，其中所述多相分隔器单元还被配置为将所述传输信号拆分为两个或更多个子信号，并且还包括两个或更多个输入有限脉冲响应滤波器，所述两个或更多个输入有限脉冲响应滤波器被配置为使用不同的输入滤波系数和/或输入滤波阶数对所述两个或更多个子信号中的每个子信号进行滤波。
21.根据权利要求17或18所述的装置，其中所述多相组合器单元还包括两个或更多个输出有限脉冲响应滤波器和求和器，所述两个或更多个输出有限脉冲响应滤波器被配置为使用不同的输出滤波系数和/或输出滤波阶数对所述两个或更多个并联预失真电路的所述输出信号进行滤波，并且所述求和器被配置为对所得到的经滤波的信号求和以形成所述预失真的传输信号。
22.根据权利要求17或18所述的装置，还包括：
后有限脉冲响应滤波器，被配置为使用后滤波系数和后滤波阶数对所述预失真的传输信号进行滤波。
23.根据权利要求17或18所述的装置，其中所述预失真的传输信号是数字信号，所述装置还包括：
数模转换器，被配置为将所述预失真的传输信号转换为要被应用到所述功率放大器的模拟信号。
24.一种无线电传输器，包括：
根据权利要求17至23中任一项所述的装置；以及
功率放大器，被配置为对所述预失真的传输信号进行功率放大。
25.一种用于通信的装置，包括配置所述装置以执行根据权利要求1至16中任一项所述的方法的部件。
26.一种计算机可读存储介质，其上存储有程序指令，所述程序指令在被加载到装置中时执行根据任一前述权利要求1至16所述的方法。
27.一种用于通信的装置，包括：
获得部件，用于在传输之前获得要在功率放大器中被功率放大的传输信号；
分开部件，用于将所述传输信号分为所述传输信号的两个或更多个多相分量；
馈送部件，用于将被包括在所述传输信号的所述两个或更多个多相分量中的所述传输信号的一个或多个多相分量馈送到两个或更多个建模部件中的每个建模部件；
选择部件，用于分开地针对所述两个或更多个建模部件中的每个建模部件选择专用预失真模型和专用预失真系数，以补偿所述功率放大器的非线性；
所述两个或更多个建模部件，用于使用所述传输信号的所述一个或多个多相分量，根据所选择的所述专用预失真模型和系数对所述传输信号执行非线性的基于记忆的建模；
组合部件，用于组合所述两个或更多个建模部件的输出信号，以形成要被应用到所述功率放大器的预失真的传输信号；以及
应用部件，用于将所述预失真的传输信号应用到所述功率放大器。
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