JP2010050640A - ディジタルプリディストータ、信号処理方法、プログラム、および記録媒体 - Google Patents

Abstract

【課題】非線形歪成分を高精度に抑圧する。
【解決手段】本発明のディジタルプリディストータは、通信システムを構成する電力増幅器において発生する信号の非線形歪成分を補償するディジタルプリディストータであって、入力信号を累乗する累乗手段と、前記累乗手段に直列に接続されたディジタルフィルタ手段と、前記ディジタルフィルタ手段のフィルタ係数を、前記電力増幅器の特性を含まない所定の数式に基づく適応信号処理によって制御することによって、参照信号を所望信号に近づくように適応制御するフィルタ係数制御手段とを備えている。
【選択図】図３

Description

本発明は、無線通信装置の送信部の電力増幅器において発生する非線形歪を低減するディジタルプリディストータ、適応信号処理方法、プログラム、および記録媒体に関する。

ディジタル無線通信分野では、通信の高速・大容量化に伴って高い送信信号品質が要求され、送信用の電力増幅器において生じる非線形歪成分を抑圧する必要がある。この目的のため、プリディストーション法がよく利用される。プリディストーション法では、電力増幅器の入力信号に、電力増幅器において生じる非線形歪成分を打ち消すような逆の歪成分を付加することによって、電力増幅器において発生する歪を相殺する。

抑圧効果を高くするためには、入力信号に付加する歪成分の振幅および位相を適切な値に高精度で設定する必要がある。そこで、これを実現する一つの手法として、電力増幅器の非線形特性をべき級数によってモデル化する、べき級数方式のプリディストータが提案されている（たとえば非特許文献１を参照）。

また、近年では無線ＬＡＮ（ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ）や電力線通信システムなどの広帯域伝送システムの実用化が始まっている。伝送帯域が広帯域になると、非線形歪成分の周波数特性が無視できなくなるため、それを考慮した設計が必要である。この設計を実現する一つの手法として、時変フィルタのモデルに基づいて設計された有限インパルス応答フィルタ手段を備えたプリディストータが提案されている（たとえば特許文献１を参照）。
特開２００５−２１７７１４号公報（２００５年８月１１日公開） 野島俊雄 岡本栄晴、"複素べき級数表示による進行波管増幅器入出力非線形特性の解析とひずみ補償法への応用"、信学論、Ｖｏｌ．Ｊ−６４−Ｂ、Ｎｏ．１２、ｐｐ．１４４９−１４５５、１９８１年１２月公開

伝送帯域がさらに広帯域化されると、非線形歪成分の問題はより一層深刻になる。また周囲の温度といった環境の変化に伴い、周波数依存性が時間と共に変化することが充分に有り得る。非線形歪成分を高精度に抑圧するためには、そのような変動に充分追従できることが望ましく、また、適応信号処理を施すことによって、入力信号に付加する非線形歪成分を制御できる構成が望ましい。

ここで、特許文献１の技術について、図７を参照してより詳しく説明する。図７は、特許文献１に開示されている一実施形態に係るプリディストータの構成を示すブロック図である。特許文献１の技術では、増幅器の入出力特性の推定値と実際の出力信号の差分から所定の次数に対応する３次や５次歪といった歪成分ｅ_３およびｅ_５を個別に検出し、前記歪成分を最小化するように各フィルタ４０３および４０５のタップ係数を適応的に調整する。これにより、歪成分の周波数依存性に合わせてタップ係数を適応的に調整することが可能になる。

しかしながら、特許文献１の技術では、増幅器の入出力特性についても高い精度で推定し、かつ、係数乗算器４１３〜４１７の値を決定する必要がある。さらに、たとえば温度といった周囲の環境の変化によって増幅器の入出力特性の時間変動が発生した場合において、係数乗算器を適切に調整する構成になっていない。これらのことから、非線形歪成分を高精度に抑圧することは困難である。

本発明は、上記の問題に点に鑑みてなされたものであり、その目的は、非線形歪成分を高精度に抑圧するディジタルプリディストータ、信号処理方法、プログラム、および記録媒体を提供することにある。

本発明に係るディジタルプリディストータは、上記の課題を解決するために、
通信システムを構成する電力増幅器において発生する信号の非線形歪成分を補償するディジタルプリディストータであって、
入力信号を累乗する累乗手段と、
前記累乗手段に直列に接続されたディジタルフィルタ手段と、
前記ディジタルフィルタ手段のフィルタ係数を、前記電力増幅器の特性を含まない所定の数式に基づく適応信号処理によって制御することによって、参照信号を所望信号に近づけるように適応制御するフィルタ係数制御手段とを備えていることを特徴としている。

上記の構成によれば、本発明のディジタルプリディストータは、温度変化などの周囲の環境によって生じる電力増幅器の入出力特性の時間変動に依らず、所望信号と電力増幅器の出力信号との誤差を最小化できるので、推定誤差の影響を受けることなく非線形歪成分を高精度に補償することができる。

本発明に係る信号処理方法は、上記の課題を解決するために、
通信システムを構成する電力増幅器において発生する信号の非線形歪成分を補償するディジタルプリディストータが実行する信号処理方法であって、
入力信号を累乗する累乗ステップと、
前記累乗手段に直列に接続されたディジタルフィルタによって、信号をフィルタリングするフィルタリングステップと、
前記ディジタルフィルタ手段のフィルタ係数を、前記電力増幅器の特性を含まない所定の数式に基づく適応信号処理によって制御することによって、参照信号を所望信号に近づけるように適応制御するフィルタ係数制御ステップとを備えていることを特徴としている。

上記の構成によれば、本発明に係るディジタルプリディストータと同様の作用、効果を奏する。

また、本発明に係るディジタルプリディストータでは、さらに、
前記ディジタルフィルタ手段は、非線形成分の次数ごとに設けられた複数の個別フィルタによって構成されており、
前記フィルタ係数制御手段は、前記個別フィルタの個別フィルタ係数を、当該個別フィルタ毎に並列に計算することによって、前記フィルタ係数を制御することが好ましい。

上記の構成によれば、所定の次数ごとに設けられたフィルタ係数を個々に計算するので、所定の次数に対応した非線形歪成分の抑圧効果の精度を向上させることができる。

また、本発明に係るディジタルプリディストータでは、さらに、
前記ディジタルフィルタ手段は、非線形成分の次数ごとに設けられた複数の個別フィルタによって構成されており、
前記フィルタ係数制御手段は、前記個別フィルタの個別フィルタ係数を決定するステップサイズを当該個別フィルタごとに並列に計算することによって、前記フィルタ係数を制御することが好ましい。

上記の構成によればさらに、所定の次数ごとに設けられたフィルタ係数を決定するステップサイズを個々に適切な値になるように計算するので、適応信号処理を高速化できる。

また、本発明に係るディジタルプリディストータでは、さらに、
前記所定の数式は、次の式によって表され、

ただし、ｃは各個別フィルタの係数ベクトル、ｍはベクトル更新式のステップサイズ、ｅ_ｎは前記所望信号と前記電力増幅器の出力信号との誤差信号、ｎは離散時間、ｊは非線形成分の次数、Ｍはフィルタのタップ数、Ｅ[・]は平均を取る演算をそれぞれ表すことが好ましい。

なお、上記ディジタルプリディストータは、コンピュータによって実現してもよい。この場合、コンピュータを上記各手段として動作させることにより上記ディジタルプリディストータをコンピュータにおいて実現するプログラム、およびそのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も、本発明の範疇に入る。

本発明によれば、前記ディジタルフィルタ手段のフィルタ係数を、前記電力増幅器の特性を含まない所定の数式に基づく適応信号処理によって制御することによって、前記入力信号の参照信号を所望信号に近づくように適応制御するフィルタ係数制御手段を備えているため、非線形歪補償の精度を向上できる効果を奏する。

本発明に係る一実施形態について、図１〜図６を参照して以下に説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係るディジタルプリディストータ１０９を備える送信機１００を部分的に示す概略図である。送信機１００は、その送信経路において、非線形補償器１０１、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１０３、フィルタ１０５、電力増幅器１０とを備えている。一方、送信機１０１のフィードバック経路において、非線形補償器制御部１０２、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）１０４、フィルタ１０６、および方向性結合器１０８を備えている。

非線形補償器１０１および非線形補償器制御部１０２は、ディジタルプリディストータ１０９を構成する。非線形補償器１０１は、送信機１００の外部から与えられるディジタル送信信号（入力信号）を受信する。非線形補償器１０１は、受信したディジタル送信信号に所望の非線形歪成分を付加し、当該非線形歪成分が付加されたディジタル信号をＤＡＣ１０３に出力する。非線形補償器制御部１０２は、非線形補償器１０１の動作を制御する。送信機１００の外部から与えられるディジタル送信信号は、所望信号として、非線形補償器制御部１０２にも入力される。

ＤＡＣ１０３は、入力されたディジタル信号をアナログ信号に変換し、フィルタ１０５に出力する。フィルタ１０５は、入力されたアナログ信号をフィルタリングして、電力増幅器１０７に出力する。電力増幅器１０７は、入力されたアナログ信号の電力レベルを、送信するのに適切なレベルに増幅し、送信機の出力信号（送信信号）として方向性結合器１０８に出力する。

電力増幅器１０７の出力信号には、線形に増幅された信号に加えて、電力増幅器１０７が有する非線形性に起因して生じた歪成分が含まれている。この歪成分は、非線形補償器１０１においてディジタル信号に付加された非線形歪成分によって、打ち消される。

フィードバック経路における方向性結合器１０８は、入力された送信信号を、送信機の外部に出力する。このとき、方向性結合器１０８は送信信号の一部を抽出し、フィルタ１０６に出力する。フィルタ１０６は、入力された信号をフィルタリングしてＡＤＣ１０４に出力する。ＡＤＣ１０４は、入力されたアナログ信号をディジタル信号に変換し、非線形補償器制御部１０２に出力する。非線形補償器制御部１０２は、入力されたディジタル信号に基づき、非線形補償器１０１を制御する。

図２は、ディジタルプリディストータ１０９の詳細を示すブロック図である。以下、この図を参照して、ディジタルプリディストータ１０９の詳細を説明する。

送信機１の外部からディジタルプリディストータ１０９に入力されるディジタル信号（入力信号）を、ｘ_ｎと表す。ここでｎは、離散時間を表す整数である。一方、ディジタルプリディストータ１０９からＤＡＣ１０３に出力されるディジタル信号（出力信号）を、ｙ_ｎと表す。また、入力されたアナログ信号から方向性結合器１０８が抽出した一部の信号（参照信号）を、ｚ_ｎと表す。ここで、電力増幅器１０７の入出力特性の関係は、次の式（１）によって与えられる。

ここで、Ｆは電力増幅器１０７の出力信号の帰還量を表す定数である。ａ_ｌ，ｋは、電力増幅器１０７が有する非線形歪の周波数特性を表すフィルタ（ディジタルフィルタ手段）のタップ係数であり、Ｌはそのタップ数である。また、Ｋは非線形項の最大次数を表す。

ディジタルプリディストータ１０９に入力されるディジタル入力信号ｘ_ｎと、ディジタルプリディストータ１０９から出力されるディジタル出力信号ｙ_ｎとの関係は、次の式（２）によって表される。

ここで、ｃ_{ｍ，ｊ，ｎ}は非線型補償器１０１を構成するＦＩＲフィルタのタップ係数を表し、Ｍはそのタップ数を表す。また、Ｊは非線形項の最大次数を表す。したがって、誤差信号ｅ_ｎは、次の式（３）によって表される。

このとき次の式（４）が成立する。

ここで、Δｎは非線形補償器１０１などにおいて生じる遅延である。Δｎの値は主にフィルタのタップ数に依存する。

式（３）で表される誤差の二乗ｅ_ｎ ^２を最小にするための、ＦＩＲフィルタの係数ベクトルＣ_ｎの更新式は、次の式（５）によって表される。

ここで、μはステップサイズである。また、次の式（６）〜式（１０）が成立する。

ここで、入力信号ｘ_ｎの平均電力が１より小さい場合、ｘ_ｎ ^ｊより高次の項を無視、すなわちｋ＝２以上の項を無視できるほど小さいので、次の式（１１）が成立する。

したがって式（１１）は、次の式（１２）によって表される。

また、電力増幅器１０１の線形項のベクトルは、次の式（１３）によって近似できる。

式（１３）を式（１２）に代入すると、式（１４）が成立する。

式（１４）は次の式（１５）〜（１７）のように表される。

ディジタルプリディストータ１０９に入力される所望信号（ディジタル送信信号、入力信号）ｄ_ｎのレベルと、参照信号ｚ_ｎのレベルとは等しいことが望ましいこと、つまりＧ／Ｆ＝１であることが望ましいことを考慮すると、式（１５）は次の式（１８）によって表される。

次に、ステップサイズにおいては、各ＦＩＲフィルタに入力される信号ｘ_ｎ ^ｊのエネルギーの大きさが異なるため、相関行列の固有値が大きく異なる。したがって、式（１９）の更新式をそのまま使用すると収束速度が遅くなる。そこで、式（１９）を各次数の更新式に分解し、ステップサイズを決定することにより、適応信号処理の高速化を測ることが可能である。つまり、式（１９）および（２０）が成立する。

式（２０）により、ＦＩＲフィルタ２０４〜２０７のタップ係数は、誤差信号ｅ_ｎおよび式（１７）で表される入力信号ベクトル、およびステップサイズが算出できれば求められることがわかる。したがって、電力増幅器１０７の入出力特性などの特性を必要としない適応信号処理が可能である。

図３は、本発明の一実施形態に係るディジタルプリディストータ１０９の詳細を示すブロック図である。この図に示すように、非線形補償器１０１は、累乗器２０１〜２０３、およびＦＩＲ_１２０４〜ＦＩＲ_Ｊ２０７を備えている。一方、非線形補償器制御部１０２は、二乗平均演算器３０１および逆数演算器３０２とを備えたステップサイズ計算部３０３を備えている。

図３に示すように、非線形補償器１０１に入力されたディジタル信号は、累乗器２０１〜２０３にそれぞれ入力される。累乗器２０１〜２０３は、所定の非線形歪成分を生成し、ステップサイズ計算部３０３に出力する。二乗平均演算器３０１は、入力された非線形歪成分に基づき各々の二乗平均値を計算して、逆数演算器３０２に出力する。逆数演算器３０２は、入力された二乗平均値の逆数を算出する。ステップサイズ計算部３０３は、逆数の値、２／Ｍ、および誤差ｅ_ｎが乗算された値を、非線形補償器１０１に出力する。

本実施形態のディジタルプリディストータ１０９では、ステップサイズ計算部３０３の出力値をＦＩＲフィルタ２０４〜２０７から出力可能な信号ベクトル（Ｘ_ｎ，１ Ｘ_ｎ，２ Ｘ_ｎ，３ ∧ Ｘ_ｎ，Ｊ）の各成分に乗算する構成により、式（１９）および（２０）のベクトル係数更新式に基づく処理を実現できる。

図４は、従来の適応信号処理法を適用し、非線形補償を行わない場合の出力スペクトラム図の計算結果を示す図である。図５は、本発明の適応信号処理法を適用し、非線形補償を行った場合の出力スペクトラム図の計算結果を示す図である。図５によると、本発明の非線形補償を行った場合の信号電力対雑音電力比（ＳＮ比）は５１ｄＢであり、図４の場合に比べて１０ｄＢ改善されることがわかる。

図６は、ディジタル入力信号のスペクトラム計算結果を示す図である。図６によると、ディジタル入力信号のスペクトラムのＳＮ比は５５ｄＢであり、非線形歪が高精度に抑圧されていることがわかる。

（プログラムおよび記録媒体）
最後に、ディジタルプリディストータ１０９に含まれている各ブロックは、ハードウェアロジックによって構成すればよい。または、次のように、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）を用いてソフトウェアによって実現してもよい。

すなわちディジタルプリディストータ１０９は、各機能を実現するプログラムの命令を実行するＣＰＵ、このプログラムを格納したＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、上記プログラムを実行可能な形式に展開するＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、および、上記プログラムおよび各種データを格納するメモリ等の記憶装置（記録媒体）を備えている。この構成により、本発明の目的は、所定の記録媒体によっても、達成できる。

この記録媒体は、上述した機能を実現するソフトウェアであるディジタルプリディストータ１０９のプログラムのプログラムコード（実行形式プログラム、中間コードプログラム、ソースプログラム）をコンピュータで読み取り可能に記録していればよい。ディジタルプリディストータ１０９に、この記録媒体を供給する。これにより、コンピュータとしてのディジタルプリディストータ１０９（またはＣＰＵやＭＰＵ）が、供給された記録媒体に記録されているプログラムコードを読み出し、実行すればよい。

プログラムコードをディジタルプリディストータ１０９に供給する記録媒体は、特定の構造または種類のものに限定されない。すなわちこの記録媒体は、たとえば、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フロッピー（登録商標）ディスク／ハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ−ＲＯＭ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ／ＣＤ−Ｒ等の光ディスクを含むディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）／光カード等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ／ＥＰＲＯＭ／ＥＥＰＲＯＭ／フラッシュＲＯＭ等の半導体メモリ系などとすることができる。

また、ディジタルプリディストータ１０９を通信ネットワークと接続可能に構成しても、本発明の目的を達成できる。この場合、上記のプログラムコードを、通信ネットワークを介してディジタルプリディストータ１０９に供給する。この通信ネットワークはディジタルプリディストータ１０９にプログラムコードを供給できるものであればよく、特定の種類または形態に限定されない。たとえばインターネット、イントラネット、エキストラネット、ＬＡＮ、ＩＳＤＮ、ＶＡＮ、ＣＡＴＶ通信網、仮想専用網（Ｖｉｒｔｕａｌ Ｐｒｉｖａｔｅ Ｎｅｔｗｏｒｋ）、電話回線網、移動体通信網、衛星通信網等であればよい。

この通信ネットワークを構成する伝送媒体も、プログラムコードを伝送可能な任意の媒体であればよく、特定の構成または種類のものに限定されない。たとえばＩＥＥＥ１３９４、ＵＳＢ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｓｅｒｉａｌ Ｂｕｓ）、電力線搬送、ケーブルＴＶ回線、電話線、ＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）回線等の有線でも、ＩｒＤＡやリモコンのような赤外線、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、８０２．１１無線、ＨＤＲ、携帯電話網、衛星回線、地上波ディジタル網等の無線でも利用可能である。なお本発明は、上記プログラムコードが電子的な伝送で具現化された、搬送波に埋め込まれたコンピュータデータ信号の形態でも実現され得る。

本発明は、無線通信装置の送信部の電力増幅器において発生する非線形歪を低減するディジタルプリディストータとして、幅広く利用できる。

本発明の一実施形態に係るディジタルプリディストータを備える送信機を部分的に示す概略図である。 ディジタルプリディストータの詳細を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るディジタルプリディストータの詳細を示すブロック図である。 従来の適応信号処理法を適用し、非線形補償を行わない場合の出力スペクトラム図の計算結果を示す図である。 本発明の適応信号処理法を適用し、非線形補償を行った場合の出力スペクトラム図の計算結果を示す図である。 ディジタル入力信号のスペクトラム計算結果を示す図である。 特許文献１に開示されている一実施形態に係るプリディストータの構成を示すブロック図である

符号の説明

１０１ 送信機
１０２ 非線形補償器制御部（フィルタ係数制御手段）
１０３ ＤＡＣ
１０４ ＡＤＣ
１０５ フィルタ
１０６ フィルタ
１０７ 電力増幅器
１０８ 方向性結合器
１０９ ディジタルプリディストータ
２０１〜２０３ 累乗器（累乗手段）
２０４〜２０７ ＦＩＲ（ディジタルフィルタ手段、個別フィルタ）
３０１ 二乗平均演算器
３０２ 逆数演算器
３０３ ステップサイズ計算部（フィルタ係数制御手段）

Claims (7)

1. 通信システムを構成する電力増幅器において発生する信号の非線形歪成分を補償するディジタルプリディストータであって、
   入力信号を累乗する累乗手段と、
   前記累乗手段に直列に接続されたディジタルフィルタ手段と、
   前記ディジタルフィルタ手段のフィルタ係数を、前記電力増幅器の特性を含まない所定の数式に基づく適応信号処理によって制御することによって、参照信号を所望信号に近づけるように適応制御するフィルタ係数制御手段とを備えていることを特徴とするディジタルプリディストータ。
2. 前記ディジタルフィルタ手段は、非線形成分の次数ごとに設けられた複数の個別フィルタによって構成されており、
   前記フィルタ係数制御手段は、前記個別フィルタの個別フィルタ係数を、当該個別フィルタ毎に並列に計算することによって、前記フィルタ係数を制御することを特徴とする請求項１に記載のディジタルプリディストータ。
3. 前記ディジタルフィルタ手段は、非線形成分の次数ごとに設けられた複数の個別フィルタによって構成されており、
   前記フィルタ係数制御手段は、前記個別フィルタの個別フィルタ係数を決定するステップサイズを当該個別フィルタごとに並列に計算することによって、前記フィルタ係数を制御することを特徴とする請求項１に記載のディジタルプリディストータ。
4. 前記所定の数式は、次の式によって表され、
   

   

   ただし、ｃは各個別フィルタの係数ベクトル、ｍはベクトル更新式のステップサイズ、ｅ_ｎは前記所望信号と前記電力増幅器の出力信号との誤差信号、ｎは離散時間、ｊは非線形成分の次数、Ｍはフィルタのタップ数、Ｅ[・]は平均を取る演算をそれぞれ表すことを特徴とする請求項２または３に記載のディジタルプリディストータ。
5. 通信システムを構成する電力増幅器において発生する信号の非線形歪成分を補償するディジタルプリディストータが実行する信号処理方法であって、
   入力信号を累乗する累乗ステップと、
   前記累乗手段に直列に接続されたディジタルフィルタによって、信号をフィルタリングするフィルタリングステップと、
   前記ディジタルフィルタ手段のフィルタ係数を、前記電力増幅器の特性を含まない所定の数式に基づく適応信号処理によって制御することによって、参照信号を所望信号に近づけるように適応制御するフィルタ係数制御ステップとを備えていることを特徴とする信号処理方法。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載のディジタルプリディストータを動作させるプログラムであって、コンピュータを上記の各手段として機能させるためのプログラム。
7. 請求項６に記載の記録媒体を記録しているコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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