CN103797707A - 例如用于广播及蜂窝式基站的射频发射器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种发射器，其使用数字预失真DPD电路来减轻多级或多分支功率放大器的非线性度效应。所述DPD电路依赖于从所述发射器的RF输出电路接收的两个或两个以上反馈信号来产生所述功率放大器的个别级/分支的经个别预失真信号。这些经个别预失真信号的使用有利地使得所述发射器能够实现比借助相当的现有技术发射器通常所实现的抑制更高效的对调制间失真产物的抑制。

Description

例如用于广播及蜂窝式基站的射频发射器
相关申请案的交叉参考
本申请案的标的物涉及伊戈尔·莫维奇(Igor Acimovic)在与本申请案相同的日期申请且标题为“具有跨耦元件的射频电路(RADIO-FREQUENCY CIRCUIT HAVING ATRANSCOUPLING ELEMENT)”的第13/228063号美国专利申请案(代理人档案引用810317-US-NP)的标的物，所述专利申请案以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明涉及用于电信系统的设备，且更具体来说(但非排他性地)涉及射频(RF)发射器及功率放大器以及供在其中使用的无源RF电路。
背景技术
本章节介绍可帮助促进对本发明的更好理解的方面。因此，本章节的陈述应从这个角度来理解而不应理解为关于什么在现有技术中或什么不在现有技术中的承认。
电信行业中的最近趋势包含宽带数字调制系统的引入，例如第三代(3G)蜂窝式系统宽带码分多址(WCDMA)及第四代(4G)蜂窝式系统正交频分多址(OFDMA)。此趋势已对功率放大器规格具有深刻影响，因为在宽带数字调制系统中使用的RF功率放大器需要恰当且高效地处置具有快速改变的包络、高峰值平均功率比(PAPR)及可为数十兆赫的带宽的信号。另外，出于成本原因，单个功率放大器通常经配置以放大多个经调制载波。
典型的RF功率放大器固有地为非线性的，其中其增益为输出功率电平的函数。所述增益通常在输出功率接近放大器的饱和电平时减小，且增益的相位可取决于有源介质的类型而增加或减小。功率放大器中的振幅及/或相位失真往往导致产生通常称为调制间失真(IMD)产物的寄生频谱分量。IMD产物为不利的，举例来说，因为其增加邻近RF信道之间的干扰水平。
发明内容
本文中揭示一种发射器的各种实施例，所述发射器使用数字预失真(DPD)电路来减轻多级或多分支功率放大器(例如多尔蒂功率放大器或希莱克功率放大器)的非线性度效应。所述DPD电路依赖于从所述发射器的RF输出电路接收的两个或两个以上反馈信号来产生所述功率放大器的每一级/分支的经个别预失真信号。这些经个别预失真信号的使用有利地使得所述发射器能够实现比借助相当的现有技术发射器通常所实现的抑制更高效的对调制间失真产物的抑制。
根据一个实施例，提供一种设备，其具有：数字预失真电路，其经配置以使数字输入信号预失真以产生第一经预失真数字信号及不同于所述第一经预失真信号的第二经预失真数字信号；第一放大器分支，其经配置以基于所述第一经预失真数字信号而产生第一经放大信号；第二放大器分支，其经配置以基于所述第二经预失真数字信号而产生第二经放大信号；及射频(RF)电路，其经配置以组合所述第一与第二经放大信号以产生经组合信号。所述RF电路进一步经配置以基于所述第一经放大信号、所述第二经放大信号及所述经组合信号中的至少两者而产生第一及第二反馈信号。所述数字预失真电路经配置以基于所述第一及第二反馈信号而产生所述第一经预失真数字信号及所述第二经预失真数字信号以抵消所述第一及第二放大器分支中的非线性度。
根据另一实施例，提供一种信号放大方法，其具有以下步骤：使数字输入信号预失真以产生第一经预失真数字信号及不同于所述第一经预失真信号的第二经预失真数字信号；在第一放大器分支中基于所述第一经预失真数字信号而产生第一经放大信号；在第二放大器分支中基于所述第二经预失真数字信号而产生第二经放大信号；在射频(RF)电路中组合所述第一与第二经放大信号以产生经组合信号；及基于所述第一经放大信号、所述第二经放大信号及所述经组合信号中的至少两者而产生第一及第二反馈信号。所述预失真步骤包括基于所述第一及第二反馈信号而产生所述第一经预失真数字信号及所述第二经预失真数字信号以抵消所述第一及第二放大器分支中的非线性度的子步骤。
根据又一实施例，提供一种设备，其具有：用于使数字输入信号预失真以产生第一经预失真数字信号及不同于所述第一经预失真信号的第二经预失真数字信号的构件；第一放大器分支，其经配置以基于所述第一经预失真数字信号而产生第一经放大信号；第二放大器分支，其经配置以基于所述第二经预失真数字信号而产生第二经放大信号；及用于组合所述第一与第二经放大信号以产生经组合信号的构件；及用于基于所述第一经放大信号、所述第二经放大信号及所述经组合信号中的至少两者而产生第一及第二反馈信号的构件。所述用于预失真的构件经配置以基于所述第一及第二反馈信号而产生所述第一经预失真数字信号及所述第二经预失真数字信号以抵消所述第一及第二放大器分支中的非线性度。
附图说明
以实例的方式，依据以下详细描述及附图，本发明的各种实施例的其它方面、特征及益处将变得更加显而易见，附图中：
图1展示根据本发明的一个实施例的射频(RF)发射器的框图；
图2展示根据本发明的一个实施例可用于图1的RF发射器中的收发器的框图；
图3展示根据本发明的一个实施例可用于图1的RF发射器中的RF电路的电路图；
图4展示根据本发明的另一实施例可用于图1的RF发射器中的RF电路的电路图；且
图5展示根据本发明的一个实施例可用于实施图4的RF电路的微带电路的俯视图；且
图6展示根据本发明的一个实施例的两级放大器的电路图。
具体实施方式
可用于线性化射频(RF)功率放大器在其既定动态范围内的非线性响应的一个方法为数字预失真(DPD)。DPD在数字域中工作且使用数字信号处理技术来在调制、上变频及放大之前使基带信号预失真。借助DPD，功率放大器可被利用到实质上高达其饱和点，同时维持输入与输出信号之间的足够准确的线性关系。DPD为具有吸引力的技术，例如，因为其可显著地增加功率放大器的功率效率且使用标准及/或廉价电路组件来实施。如果使用可编程硬件，例如数字信号处理器(DSP)及/或现场可编程门阵列(FPGA)，那么可实现高灵活程度。另外，DPD不需要对应发射器的昂贵模拟部分(例如，RF输出电路)的原理图的显著改变且有助于其中发射器的模拟前端具有相对小的大小且发射器的可配置数字部分可极靠近天线放置的各种有利实施方案。
图1展示根据本发明的一个实施例的RF发射器100的框图。发射器100使用多尔蒂(Doherty)放大方案将数字输入信号102转换成模拟RF输出信号152。将输出信号152施加到输出负载(例如，天线)160。包括反馈接收器(FBR)电路120及DPD电路110的反馈路径使得发射器100能够将数字预失真施加到输入信号102，借此抑制输出信号152中的IMD产物。
发射器100的多尔蒂放大方案采用如图1中所指示并联连接的功率放大器1401及1402。如下文参考图3-4进一步所描述在RF输出电路150中组合分别由放大器1401及1402产生的输出信号1421及1422以产生输出信号152。放大器1401经配置以(例如)作为B类或AB类放大器操作且也称为主要或载波级。放大器1402经配置以(例如)作为C类放大器操作且也称为辅助或峰值级。对应于相关放大器类别的操作配置的简要描述可在(例如)第7,498,876号及第7,928,799号美国专利中找到，所述美国专利两者以全文引用的方式并入本文中。
由于放大器1401及1402的不同配置，在输入信号102以及因此RF信号1321及1322为小时，仅放大器1401提供信号放大。放大器1402保持关断直到RF信号1322达到特定阈值电平为止。接近此阈值电平，放大器1401接近于饱和，且放大器1402接通以供应往往由放大器1401的近饱和操作型态限幅的输出信号部分。放大器1401及1402的此互补动作使得发射器100能够有利地针对宽广范围的输入信号电平具有相对高的功率效率。下文参考图3提供对可如何针对放大器1401及1402实现高功率效率的更详细解释。
除通过恰当地组合信号1421与1422产生输出信号152以外，RF输出电路150还经配置以基于信号1421、1422及152而产生反馈信号1481-1483并将这些反馈信号供应到FBR电路120。在一个实施例中，由RF输出电路150提供到FBR电路120的反馈信号1481是信号1421的经衰减副本；反馈信号1482是信号1422的经衰减副本；且反馈信号1483是信号152的经衰减副本。在各种替代实施例中，RF输出电路150可经配置以将反馈信号1481-1483中的仅两者提供到FBR电路120及/或基于信号1421、1422及152的相应不同线性组合而产生反馈信号1481-1483中的每一者。
在一个实施例中，FBR电路120包括三个反馈接收器(图1中未明确展示)，每一反馈接收器经配置以处理反馈信号1481-1483中的对应一者。由反馈接收器执行的典型处理包含将对应反馈信号148下变频到基带并对所得模拟基带信号施加模/数转换以产生对应数字反馈信号118。由FBR电路120产生的数字反馈信号1181-1183分别对应于模拟反馈信号1481-1483。
一般来说，功率放大器(例如功率放大器1401或1402)的增益、效率及AM-PM(振幅/相位调制)特性(例如，随信号振幅而变的插入相位改变)均为输出功率及负载阻抗两者的函数。在典型的现有技术DPD方案中，借助于3-dB功分器产生多尔蒂功率放大器的载波及峰值级的个别刺激(输入信号)，所述3-dB功分器经配置以分离基于由DPD电路产生的单个经预失真数字信号而产生的RF信号。此意味着施加到载波及峰值级的刺激彼此具有固定的相位关系。然而，如上文已指示，多尔蒂功率放大器的载波及峰值级经配置以在不同形态中操作，此致使其输出信号通常在其之间具有相位不匹配。此外，此相位不匹配由于输出功率电平的变化而随时间变化。不利地，此现有技术DPD方案不能够均衡相位不匹配且主要依赖于振幅预失真来抑制IMD产物。
在发射器100中通过配置DPD电路110以基于多个数字反馈信号(例如，信号1181-1183中的两者或三者)而分别针对放大器1401及1402产生经个别预失真数字信号1121及1122来解决现有技术中的此及其它相关问题。这些反馈信号提供充足信息以使得所述DPD电路能够针对放大器1401及1402实施振幅预失真及相位均衡两者。部分地由于输出信号1421与1422之间的相对小的相位不匹配，发射器100能够比相当的现有技术发射器更好地抑制其输出信号(即，信号152)中的IMD产物。
在一种配置中，DPD电路110使用数字反馈信号1181-1183来自适应地使输入信号102预失真以产生经个别预失真数字信号1121及1122。将经预失真数字信号1121施加到发射器1301，在发射器1301中首先将经预失真数字信号1121转换成对应模拟信号(图1中未明确展示)。发射器1301接着将此模拟信号从基带上变频以产生RF信号1321。在发射器1302中类似地处理经预失真数字信号1122以产生RF信号1322。如上文已指示，RF信号1321及1322为分别施加到放大器1401及1402的输入信号(刺激)。
DPD电路110经配置以通过向输入信号102施加第一非线性函数而产生经预失真数字信号1121，其中所述第一非线性函数产生为放大器1401的(例如，压缩振幅失真中)的压缩非线性度的近似逆的扩展非线性度。DPD电路110进一步经配置以通过向输入信号102施加第二非线性函数而产生经预失真数字信号1122，其中所述第二非线性函数产生为放大器1402的非线性度的近似逆的非线性度。如上文已指示，第一及第二非线性函数通常由于放大器1401及1402的不同操作配置而彼此不同。
在各种替代配置中，DPD电路110可类似地向输入信号102施加其它类型的第一及/或第二非线性函数以产生经预失真数字信号1121及1122。一般来说，所述第一及第二非线性函数是以互相关方式建构的以致使包括DPD电路110、发射器1301及1302、放大器1401及1402以及RF输出电路150的前向信号路径展现实质上线性信号传送特性。实质上线性信号传送特性意指在进行数字预失真的情况下，可通过不取决于发射器100的既定动态范围内的输入(或输出)信号电平的恒定增益(例如，复数或实数增益值)来良好地近似输出信号152与输入信号102之间的关系。对可用于实施DPD电路110的代表性DPD电路及算法的描述可在(例如)第7,957,707号、第7,904,033号、第7,822,146号、第7,782,979号、第7,729,446号、第7,606,324号、第7,583,754号及第7,471,739号美国专利中找到，所述这些专利均以全文引用的方式并入本文中。
图2展示根据本发明的一个实施例可用于发射器100(图1)中的收发器200的框图。注意，图2中所展示的DPD电路110并非收发器200的部分。可使用数/模转换器(DAC)234及I-Q调制器236来实施发射器1301或发射器1302。可使用模/数转换器(ADC)224及I-Q解调器226来实施FBR电路120的一部分。收发器200还具有本机振荡器(LO)源244，其经配置以将本机振荡器(载波频率)信号246供应到I-Q调制器236及I-Q解调器226。在代表性实施例中，发射器100可具有收发器200的一个以上实例。
在操作中，I-Q解调器226通过将反馈信号148与LO信号246混合而以常规方式解调反馈信号148。由I-Q解调器226产生的所得基带信号225具有两个分量：同相分量225I及正交相位分量225Q。信号225I及225Q为通过ADC224转换成数字形式的模拟信号。所得数字信号Ifb及Qfb为数字信号1181-1183(也参见图1)中的对应一者的分量。
DPD电路110使用数字信号Ifb及Qfb来确定发射器100(图1)的前向信号路径中的失真量。举例来说，可将由DPD电路110经由数字信号Ifb及Qfb接收的符号与由所述DPD电路经由其它一个或一个以上数字信号118(参见图1)接收的一个或一个以上对应符号组合(例如，与其求和及/或从其减去)。DPD电路110接着使用经由输入信号102接收的对应原始星座符号来确定为抵消(例如，消除或显著减少)由前向信号路径强加的失真而需要施加到原始I及Q分量的预失真量。可以任何适合方式将所确定的预失真量分割成第一部分及第二部分。将呈第一非线性函数形式的第一部分施加到输入信号102以产生经预失真数字信号1121，同时类似地将呈第二非线性函数形式的第二部分施加到输入信号102以产生经预失真数字信号1122。类似于信号102及118，将信号112展示为具有两个分量：标示为Ipd的同相分量及标示为Qpd的正交相位分量。注意，图2展示经预失真数字信号1121及1122中的仅一者的产生。可类似地产生这些信号中的另一者。
在DAC234中分别将经预失真数字信号112的分量Ipd及Qpd转换成模拟信号235I及235Q。I-Q调制器236接着使用模拟信号235I及235Q来调制LO信号246。所得经调制载波信号为RF信号132(也参见图1)。如上文已指示，由I-Q调制器236产生的信号132可为信号1321及1322(参见图1)中的一者。可类似地产生这些信号中的另一者。
图3展示根据本发明的一个实施例可用作RF输出电路150(图1)的RF电路300的电路图。RF电路300包括跨耦器310、阻抗变换器320、定向耦合器330及标示为A到F的六个端子。图3中所指示的阻抗为示范性的且对应于其中外部端子中的每一者既定连接到50欧姆线、驱动器、负载或端接器的实施方案。所属领域的一般技术人员将理解如何改变图3中所展示的各种阻抗值以使RF电路300与不同于50欧姆的阻抗值匹配。
在代表性配置中，可如下连接端子A-F。端子A经配置以载运反馈信号1481(参见图1及2)。端子B经配置以载运反馈信号1482(参见图1及2)。端子C经配置以接收经放大信号1421(参见图1)。端子D经配置以接收经放大信号1422(参见图1)。端子E经配置以载运反馈信号1483(参见图1及2)。端子F经配置以将输出信号152施加到负载160。
此代表性配置可经修改以产生数个替代配置。举例来说，可通过将端子A、B或E的连接从上文所指示的改变到50欧姆端接器来获得三种不同替代配置。在这三种替代配置中的每一者中，RF电路300将提供反馈信号1481-1483中的仅两者。
跨耦器310为具有两个并联分支312及314的四端子装置，并联分支312及314彼此足够靠近定位以使RF信号传播穿过分支314而电磁耦合到分支312中。分支314包括安置于端子C与D之间的四分之一波阻抗逆变器。分支312与314之间的信号耦合为相对弱的，例如，约-30dB，此确保分支312对分支314中的四分之一波阻抗逆变器的操作的最小影响。
在操作中，可使用分支314的四分之一波阻抗逆变器(举例来说)如下实施对载波级1401(也参见图1)的有源负载调制。
在低输入信号电平下，峰值级1402处于关断状态中，而载波级1401充当受控电流源。峰值级1402(理想地)经历无穷大阻抗，且分支314的阻抗逆变器致使载波级1401经历高于50欧姆阻抗的负载。较高阻抗负载致使载波级1401在其输出电流仅达到其标称最大值的约一半时就达到近饱和。在载波级1401接近于饱和时，其有利地以接近最大功率效率工作。
输入信号电平刚变得足够高以接通峰值级1402，所述峰值级就开始将额外电流施加到端子D。峰值级1402现在充当受控电流源，且载波级1401充当受控电压源。由峰值级1402施加到端子D的额外电流导致由分支314的四分之一波阻抗逆变器经历的输出阻抗的增加。由于四分之一波阻抗逆变器的输入及输出阻抗彼此作为对偶而相关，因此输出阻抗的增加导致输入阻抗的对应减小。注意，分支314的四分之一波阻抗逆变器的输入阻抗为由载波级1401经历的负载。随着载波级1401的负载减小，所述载波级的输出电流增加，其中输出电压保持接近于饱和电平。
随着输入信号电平进一步增加，分支314的四分之一波阻抗逆变器的输出阻抗保持增加且载波级1401的有效负载保持减小。以此方式，分支314的阻抗逆变器使得峰值级1402能够在高输入信号电平期间调制载波级1401的负载。所述负载调制又使载波级1401保持在有利地由高功率效率表征的形态中操作。
阻抗变换器320包括长度为波长的四分之一且具有约35欧姆的阻抗的一段传输线。(注意，针对具有所要操作频率范围的装置，四分之一波长通常对应于所述操作范围的中心频率。)由于阻抗变换器320通过定向耦合器330端接于50欧姆处，因此其在端子D处呈现25欧姆的输入阻抗。后一阻抗匹配并联连接到端子D的两个50欧姆传输线的输出阻抗。
定向耦合器330包括分支332及334。分支334操作以向阻抗变换器320呈现固定的50欧姆端接。分支332与334之间的信号耦合为相对弱的，例如，约-30dB。端子G连接到50欧姆端接器340。端子E输出由阻抗变换器304在端子H处呈现的RF信号的经衰减副本。
可使用分别在RF电路300的端子A、B及E处收集的反馈信号SA、SB及SE(举例来说)基于方程式(1)-(3)而直接测量级1401及1402的有效传递函数T1及T2：
T 1 = S A ap 1 - - - ( 1 )
T 2 = S B ap 2 - - - ( 2 )
T 1 p 1 + T 2 p 2 = S E c - - - ( 3 )
其中a为表示分支312与314之间的信号耦合强度的常数；c为表示分支332与334之间的信号耦合强度的常数；且p1及p2分别表示经预失真信号1121及1122。可在线或使用适当离线校准程序来进行测量。原则上，方程式(1)-(3)中的任两者足以确定传递函数T1及T2，前提是耦合强度是已知的。所有三个方程式的使用使得能够确定耦合强度的比率(a/c)，且如此可在已知两个耦合强度中的仅一者时使用。在确定级1401及1402的个别传递函数之后，可以相对简单的方式使用其互反函数来进行振幅预失真及相位均衡。
图4展示根据本发明的另一实施例可用作RF输出电路150(图1)的RF电路400的电路图。就其既定功能来说，RF电路400大体类似于RF电路300(图3)。因此，端子A-F的上述连接适用于RF电路400以及RF电路300。然而，RF电路300与400之间的一个差异为后者采用执行类似于阻抗变换器320及定向耦合器330(参见图3)两者的上述功能的功能的跨耦器450。
跨耦器450的使用可提供以下益处/优点中的一者或一者以上：
(1)采用RF电路400的发射器(例如，发射器100，图1)可具有相对高的功率效率，例如，因为跨耦器450具有比由阻抗变换器320及定向耦合器330组成的串联低的插入损耗；
(2)RF电路400可具有相对小的大小，因为跨耦器450在印刷电路板(PCB)上占据相对小的面积；及
(3)可利用跨耦器450的相对小的大小及对应功率放大器的经改进功率效率来减少每单位制作及操作成本。
如从对图3及4中的跨耦器310及450的描述显而易见，跨耦器为具有可分别称为主要分支及辅助分支的两个分支的电路元件。主要分支具有载波波长的约四分之一的长度且经配置以作为在所述分支的第一端处呈现第一阻抗的阻抗逆变器操作，所述第一阻抗与在所述分支的第二端处向所述分支呈现的第二阻抗的倒数成比例。如果所述第二阻抗为固定阻抗，那么第一分支作为四分之一波阻抗变换器操作。分支314及454分别为跨耦器310及450中的主要分支。辅助分支电磁耦合到主要分支且经配置以作为从主要分支接收信号的经衰减副本的信号耦合器操作。分支312及452分别为跨耦器310及450中的辅助分支。
图5展示根据本发明的一个实施例可用于实施RF电路400(图4)的微带电路500的俯视图。电路500包括电介质衬底502及附接到所述电介质衬底的相对(例如，顶部及底部)侧的两个传导层。在图5中所提供的视图中仅可看到经图案化顶部层。此经图案化层的各种微带形状界定电路500的电路元件。在图5中所提供的视图中看不到底部层(通常称为“接地平面”)。在代表性实施例中，所述接地平面未被图案化且包括连续金属层，例如铜。
电路500具有标示为A到G的七个端子。在图4及5中由相同字母标示的端子在功能上类似。因此，电路500的端子可电连接到外部电路，例如，如上文已参考图3及4描述。
微带512及514用于实施类似于跨耦器310(参见图3及4)的跨耦器510。微带514的长度为波长的四分之一。微带512使用两个叉指式梳电磁耦合到微带514。所述梳中的一者电连接到微带512且在图5中说明性地展示为具有两个指状物516。另一梳电连接到微带514且在图5中说明性地展示为具有四个指状物518。两个斜接式弯部508用于将微带512电连接到端子A及B。
微带552及554用于实施类似于跨耦器450(参见图4)的跨耦器550。微带554的长度为波长的四分之一。微带552使用两个叉指式梳电磁耦合到微带554。所述梳中的一者附接到微带552的一侧且在图5中说明性地展示为具有两个指状物556。另一梳附接到微带554的一侧且在图5中说明性地展示为具有四个指状物558。斜接式弯部508用于将微带552电连接到端子E。微带516及562分别用于将微带554的端电连接到端子D及F。
电路500还具有如图5中所指示连接到跨耦器550的任选分流线头560。使用微带566及位于所述微带的远端处的分路564来实施线头560。微带566的长度为波长的四分之一。分路564包括在电介质衬底502中的一个或一个以上导电通孔，其将微带566的远端电连接到接地平面，借此将线头560短路。线头560的一个功能是与跨耦器550在无线头的情况下将具有的阻抗相比更改所述跨耦器的有效阻抗。经更改阻抗有利地具有实质上无效且在标称载波频率周围的相关频谱范围内具有极弱频率相依性的虚部。
注意，微带506、512、514、552及562中的每一者具有第一指定宽度，且微带554及566中的每一者具有大于第一指定宽度的第二指定宽度。在代表性实施例中，第一及第二宽度经选择使得(i)由微带506、512、514、552及562表示的RF传输线中的每一者具有50欧姆的阻抗且(ii)由微带554及566表示的RF传输线中的每一者具有35欧姆的阻抗。所属领域的技术人员将理解如何选择这两组微带的其它相应宽度以获得其它阻抗值。
图6展示根据本发明的一个实施例的两级/分支放大器电路600的电路图。例如，可使用电路600来实施希莱克(Chireix)放大方案。可(例如)通过用电路600替换发射器100(图1)中的放大器1401及1402以及RF输出电路150来获得对应发射器的电路图。更具体来说，电路600中的信号/线6321、6322、6481、6482及652分别对应于发射器100中的信号/线1321、1322、1481、1482及152。
电路600的希莱克放大方案采用如图6中所指示并联连接的功率放大器6401及6402。在包括输出匹配电路6441及6442以及跨耦器6501及6502的RF输出电路660中组合分别由放大器6401及6402产生的输出信号6421及6422。放大器6401及6402经配置以将信号6421及6422产生为彼此的复共轭且具有恒定包络。在RF输出电路660组合经相位调制信号6421及6422之后，所述电路的输出端子D具有对应经振幅调制信号652。
类似于RF输出电路300及400(图3及4)，RF输出电路660使用负载阻抗调制来实现放大器级的相对高的功率效率。跨耦器6501经配置以对负载阻抗进行逆变，所述负载阻抗接着由输出匹配电路6441变换且呈现给放大器6401。跨耦器6502类似地经配置以对负载阻抗进行逆变，所述负载阻抗接着由输出匹配电路6442变换且呈现给放大器6402。
为了恰当地将经相位调制信号6421及6422转换成经振幅调制信号652，与电路600中的两个放大器分支之间的所规定复共轭-相位关系的偏差需要尽可能小。电路600通过提供供与可类似于发射器100的DPD电路110的适当DPD电路一起使用的反馈信号6481及6482而有助于实现此结果。跨耦器6501经配置以产生反馈信号6481。跨耦器6502类似地经配置以产生反馈信号6482。基于这些反馈信号，对应DPD电路可使信号6321及6322预失真以在端子D处实现相对准确的相位共轭。
一般来说，可在任何多级或多分支功率放大器电路中使用类似于跨耦器450、550及650的跨耦元件，所述多级或多分支功率放大器电路经配置以组合来自放大元件的两个或两个以上分支的RF输出信号并使用基于反馈的数字预失真来线性化功率放大器的总体传送特性，例如，以抑制其输出信号中的IMD产物。上述多尔蒂及希莱克放大方案仅为此类多级功率放大器电路的两个代表性实例。依据本文中所提供的描述，所属领域的一般技术人员将能够在各种其它电路中使用跨耦元件来代替常规RF电路元件。上文已参考图4指示了此使用的可能益处/优点。
如本说明书中所使用，术语“射频”(RF)指代在约3kHz到300GHz的范围中的振荡率。此频率可为电路中的电磁波或交变电流的频率。此术语应理解为包含在无线通信系统中所使用的频率。
尽管已参考说明性实施例描述了本发明，但此描述并不打算以限制意义来理解。
虽然已将RF电路400(图4)描述为使用微带技术来实施，但其还可使用任何其它适合技术来实施，例如，同轴技术或平面(例如带线、槽线或平面波导)技术。可类似地使用这些技术实施在本说明书中所揭示的其它RF电路。
如权利要求书中所使用，术语“带”应理解为涵盖对应平面电路或印刷电路板的经图案化层中的任何传导带，例如微带或带线。
在一个实施例中，跨耦器550(图5)可结合不同于定向耦合器510的一个或一个以上电路元件使用。举例来说，代替连接到微带506及514，跨耦器550的微带554可在其左端(如在图5中所观看)处连接到具有不同于微带554的宽度及微带562的宽度的宽度的微带。
本发明所属领域的技术人员明了的所描述实施例的各种修改以及本发明的其它实施例被认为是在所附权利要求书中所表达的本发明原理及范围内。
本发明可实施为基于电路的过程，包含在单个集成电路上的可能实施方案。
除非另有明确陈述，否则每一数值及范围应解释为近似值，好像词“约”或“近似”在所述值或范围的值之前一样。
权利要求书中的图号及/或图参考标示的使用打算识别所主张标的物的一个或一个以上可能实施例以便促进对权利要求书的解释。不应将此使用理解为必定将所述权利要求书的范围限制于对应图中所展示的实施例。
虽然所附方法权利要求(如果有的话)中的元素是以具有对应标示的特定序列加以叙述，但除非权利要求书叙述另外暗示用于实施那些元素中的一些或全部的特定序列，否则那些元素未必打算限制于以所述特定序列来实施。
本文中提及的“一个实施例”或“一实施例”意指结合所述实施例所描述的特定特征、结构或特性可包含于本发明的至少一个实施例中。在本说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”未必全部指代同一实施例，单独或替代实施例也未必与其它实施例相互排斥。相同情形适用于术语“实施方案”。
在整个详细描述中，未按比例绘制的图式仅为说明性且加以使用旨在解释而非限制本发明。例如高度、长度、宽度、顶部、底部等术语的使用完全用以促进对本发明的描述且不打算将本发明限制于特定定向。举例来说，高度并不暗示仅垂直上升限制，而是用于识别如各图中所展示的三维结构的三个维度中的一者。此“高度”在微带为水平的情况下将为垂直的，但在微带为垂直的情况下将为水平的，等等。
此外，出于本发明的目的，术语“耦合(couple、coupling、coupled)”、“连接(connect、connecting或connected)”是指此项技术中已知或稍后开发的允许能量在两个或两个以上元件之间传送的任何方式，且涵盖一个或一个以上额外元件的插置，但并非所需的。相反，术语“直接耦合”、“直接连接”等暗示不存在此些额外元件。
本发明可以其它特定设备及/或方法来体现。所描述的实施例在所有方面上均应视为仅为说明性而非限制性。特定来说，本发明的范围由所附权利要求书而非由本文中的描述及各图指示。归属于权利要求书的等效内容的意义及范围内的所有改变均将涵盖在其范围内。

Claims (10)

1.一种设备，其包括：
数字预失真电路，其经配置以使数字输入信号预失真以产生第一经预失真数字信号及不同于所述第一经预失真信号的第二经预失真数字信号；
第一放大器分支，其经配置以基于所述第一经预失真数字信号而产生第一经放大信号；
第二放大器分支，其经配置以基于所述第二经预失真数字信号而产生第二经放大信号；及
射频RF电路，其经配置以组合所述第一与第二经放大信号以产生经组合信号，其中：
所述RF电路进一步经配置以基于所述第一经放大信号、所述第二经放大信号及所述经组合信号中的至少两者而产生第一及第二反馈信号；且
所述数字预失真电路经配置以基于所述第一及第二反馈信号而产生所述第一经预失真数字信号及所述第二经预失真数字信号以抵消所述第一及第二放大器分支中的非线性度。
2.根据权利要求1所述的设备，其中：
所述第一放大器分支包括：
第一发射器，其经配置以将所述第一经预失真数字信号转换成第一RF信号；及
第一功率放大器，其经配置以放大所述第一RF信号以产生所述第一经放大信号；
所述第二放大器分支包括：
第二发射器，其经配置以将所述第二经预失真数字信号转换成第二RF信号；
第二功率放大器，其经配置以放大所述第二RF信号以产生所述第二经放大信号。
3.根据权利要求2所述的设备，其中所述第一功率放大器及所述第二功率放大器经配置以分别作为多尔蒂功率放大器的载波级及峰值级操作。
4.根据权利要求2所述的设备，其中所述第一功率放大器及所述第二功率放大器经配置以作为希莱克功率放大器的相应相位调制级操作。
5.根据权利要求1所述的设备，其中：
所述RF电路进一步经配置以产生第三反馈信号；且
所述第一、第二及第三反馈信号中的每一者为所述第一经放大信号、所述第二经放大信号及所述经组合信号中的相应一者的经衰减副本。
6.根据权利要求1所述的设备，其进一步包括：
反馈接收器电路，其经配置以：
对所述第一反馈信号进行下变频以产生第一数字基带信号；
对所述第二反馈信号进行下变频以产生第二数字基带信号；及
将所述第一及第二数字基带信号施加到所述数字预失真电路，其中所述数字预失真电路经配置以基于所述第一及第二数字基带信号而产生所述第一经预失真数字信号及所述第二经预失真数字信号；及
天线，其经配置以发射对应于所述经组合信号的电磁波。
7.根据权利要求1所述的设备，其中所述数字预失真电路经配置以通过抵消以下各项来抵消所述非线性度：
所述第一及第二放大器分支中的至少一者中的压缩振幅失真；及
所述第一与第二放大器分支之间的相位不匹配。
8.根据权利要求1所述的设备，其中所述RF电路包括第一定向耦合器，所述第一定向耦合器包括：
第一分支，其连接于所述第一放大器分支的输出端口与所述第二放大器分支的输出端口之间；及
第二分支，其电磁耦合到所述第一分支且具有第一及第二端子，其中所述第一反馈信号显现于所述第一端子上。
9.根据权利要求8所述的设备，其中所述RF电路进一步包括跨耦器，所述跨耦器包括：
相应第一分支，其与所述第一定向耦合器的所述第一分支串联连接；及
相应第二分支，其电磁耦合到所述相应第一分支且具有第三及第四端子，其中所述第二反馈信号显现于所述第三端子上。
10.一种信号放大方法，其包括：
使数字输入信号预失真以产生第一经预失真数字信号及不同于所述第一经预失真信号的第二经预失真数字信号；
在第一放大器分支中基于所述第一经预失真数字信号而产生第一经放大信号；
在第二放大器分支中基于所述第二经预失真数字信号而产生第二经放大信号；
在射频RF电路中组合所述第一与第二经放大信号以产生经组合信号；及
基于所述第一经放大信号、所述第二经放大信号及所述经组合信号中的至少两者而产生第一及第二反馈信号，其中所述预失真步骤包括基于所述第一及第二反馈信号而产生所述第一经预失真数字信号及所述第二经预失真数字信号以抵消所述第一及第二放大器分支中的非线性度。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107210713A (zh) * 2015-02-04 2017-09-26 安普林荷兰有限公司 多尔蒂放大器
CN110350874A (zh) * 2019-07-09 2019-10-18 电子科技大学 一种具有谐波抑制能力的微带功率放大器
CN115347913A (zh) * 2020-06-12 2022-11-15 苹果公司 具有阻抗逆变器的双工器

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8649744B2 (en) 2011-09-08 2014-02-11 Alcatel Lucent Radio-frequency transmitter, such as for broadcasting and cellular base stations
US8798561B2 (en) * 2011-09-08 2014-08-05 Alcatel Lucent Radio-frequency circuit having a transcoupling element
CN202818232U (zh) * 2012-09-18 2013-03-20 中兴通讯股份有限公司 一种Doherty功放电路
US9035699B2 (en) * 2012-12-19 2015-05-19 Qualcomm Incorporated Multi-stage amplifier
WO2017032696A1 (en) 2015-08-21 2017-03-02 Koninklijke Philips N.V. Generation of rf signals for excitation of nuclei in magnetic resonance systems
KR101712752B1 (ko) 2015-12-30 2017-03-06 한밭대학교 산학협력단 전치왜곡 아날로그 빔 포밍 시스템 및 전치왜곡 방법
US10027292B1 (en) 2016-05-13 2018-07-17 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Compact dual diode RF power detector for integrated power amplifiers
WO2018109930A1 (ja) * 2016-12-16 2018-06-21 株式会社Ｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ドハティ増幅器
JP6635358B2 (ja) 2017-02-17 2020-01-22 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 高周波増幅器
WO2019051709A1 (en) * 2017-09-14 2019-03-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) DIRECTIVE COUPLER AND MANUFACTURING METHOD THEREFOR, AND RADIO TRANSMITTER AND RADIO DEVICE
US10361733B2 (en) 2017-12-13 2019-07-23 At&T Intellectual Property I, L.P. Low complexity transmitter structure for active antenna systems
US11088720B2 (en) * 2017-12-20 2021-08-10 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency module

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2001099439A2 (en) * 2000-06-22 2001-12-27 Fujant, Inc. Adaptive equalisation, in particular for linc processing
JP2005117599A (ja) * 2003-10-08 2005-04-28 Hiroshi Suzuki 高周波増幅器
CN1938940A (zh) * 2004-06-18 2007-03-28 三菱电机株式会社 高效率放大器
CN1326321C (zh) * 2001-08-28 2007-07-11 艾利森电话股份有限公司 自适应信号调节系统的校准

Family Cites Families (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2060297B (en) 1979-08-14 1983-09-01 Marconi Co Ltd Modulating amplifiers
FR2746564B1 (fr) * 1996-03-22 1998-06-05 Matra Communication Procede pour corriger des non-linearites d'un amplificateur, et emetteur radio mettant en oeuvre un tel procede
US6311046B1 (en) 1998-04-02 2001-10-30 Ericsson Inc. Linear amplification systems and methods using more than two constant length vectors
US6600792B2 (en) * 1998-06-26 2003-07-29 Qualcomm Incorporated Predistortion technique for high power amplifiers
US6587514B1 (en) * 1999-07-13 2003-07-01 Pmc-Sierra, Inc. Digital predistortion methods for wideband amplifiers
US6973138B1 (en) 2000-01-26 2005-12-06 Pmc-Sierra, Inc. Advanced adaptive pre-distortion in a radio frequency transmitter
US6472934B1 (en) 2000-12-29 2002-10-29 Ericsson Inc. Triple class E Doherty amplifier topology for high efficiency signal transmitters
US7058369B1 (en) 2001-11-21 2006-06-06 Pmc-Sierra Inc. Constant gain digital predistortion controller for linearization of non-linear amplifiers
CN1177449C (zh) 2002-04-23 2004-11-24 华为技术有限公司 基于基带数字预失真技术的提高射频功率放大器效率的方法
JP4091047B2 (ja) 2002-10-31 2008-05-28 深▲川▼市中▲興▼通▲訊▼股▲分▼有限公司 広帯域プリディストーション線形化の方法およびシステム
US7149257B2 (en) * 2003-07-03 2006-12-12 Powerwave Technologies, Inc. Digital predistortion system and method for correcting memory effects within an RF power amplifier
JP4715994B2 (ja) 2004-08-26 2011-07-06 日本電気株式会社 ドハティ増幅器並列運転回路
US7606322B2 (en) 2004-10-07 2009-10-20 Microelectronics Technology Inc. Digital pre-distortion technique using nonlinear filters
DE102004049499B4 (de) 2004-10-11 2017-12-21 Snaptrack, Inc. Mit akustischen Volumenwellen arbeitende Schaltung und Bauelement mit der Schaltung
US7498876B2 (en) 2005-06-20 2009-03-03 Agere Systems Inc. Amplifier having half-wave tracking power rails
WO2007117189A1 (en) * 2006-04-10 2007-10-18 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) A method for compensating signal distortions in composite amplifiers
US7755425B2 (en) * 2006-04-10 2010-07-13 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for reducing frequency memory effects in RF power amplifiers
JP4836253B2 (ja) 2006-09-01 2011-12-14 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 電力増幅装置および携帯電話端末
US7822146B2 (en) 2006-12-01 2010-10-26 Texas Instruments Incorporated System and method for digitally correcting a non-linear element
US7729446B2 (en) 2006-12-01 2010-06-01 Texas Instruments Incorporated System and method for digitally correcting a non-linear element using a multiply partitioned architecture for predistortion
US7957707B2 (en) 2007-03-30 2011-06-07 Freescale Semiconductor, Inc. Systems, apparatus and method for performing digital pre-distortion based on lookup table gain values
EP2132872B1 (en) 2007-03-30 2018-11-28 Apple Inc. Amplifier pre-distortion systems and methods
US8005162B2 (en) * 2007-04-20 2011-08-23 Microelectronics Technology, Inc. Dynamic digital pre-distortion system
US7629844B2 (en) 2008-01-01 2009-12-08 Intel Corporation Device, system, and method of semi-Doherty outphasing amplification
EP2222044B1 (en) * 2009-02-19 2012-08-29 Research In Motion Limited Mobile wireless communications device with separate in-phase (I) and quadrature (Q) phase power amplification and power amplifier pre-distortion and IQ balance compensation
CN102577104B (zh) * 2009-10-23 2015-01-14 日本碍子株式会社 多赫蒂放大器用合成器
JP5648295B2 (ja) 2010-02-19 2015-01-07 富士通株式会社 インピーダンス変換器、集積回路装置、増幅器および通信機モジュール
US8649744B2 (en) 2011-09-08 2014-02-11 Alcatel Lucent Radio-frequency transmitter, such as for broadcasting and cellular base stations
US8798561B2 (en) 2011-09-08 2014-08-05 Alcatel Lucent Radio-frequency circuit having a transcoupling element

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2001099439A2 (en) * 2000-06-22 2001-12-27 Fujant, Inc. Adaptive equalisation, in particular for linc processing
CN1326321C (zh) * 2001-08-28 2007-07-11 艾利森电话股份有限公司 自适应信号调节系统的校准
JP2005117599A (ja) * 2003-10-08 2005-04-28 Hiroshi Suzuki 高周波増幅器
CN1938940A (zh) * 2004-06-18 2007-03-28 三菱电机株式会社 高效率放大器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107210713A (zh) * 2015-02-04 2017-09-26 安普林荷兰有限公司 多尔蒂放大器
CN110350874A (zh) * 2019-07-09 2019-10-18 电子科技大学 一种具有谐波抑制能力的微带功率放大器
CN115347913A (zh) * 2020-06-12 2022-11-15 苹果公司 具有阻抗逆变器的双工器

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