JP5886430B2 - ブロードキャスト用などの無線周波数トランスミッタ、およびセルラー基地局 - Google Patents

ブロードキャスト用などの無線周波数トランスミッタ、およびセルラー基地局 Download PDF

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Description

関連出願の相互参照
本出願の主題は、その全体が参照により本明細書に組み込まれている、本出願と同じ日付で出願された「RADIO-FREQUENCY CIRCUIT HAVING A TRANSCOUPLING ELEMENT」という名称のIgor Acimovicによる米国特許出願第１３／２２８０６３号、代理人整理番号第８１０３１７−ＵＳ−ＮＰ号の主題に関連する。
本発明は、電気通信システムのための機器に関し、より詳細には、それだけに限らないが、無線周波数（ＲＦ：radio-frequency）トランスミッタおよび電力増幅器と、その中で使用するのに適した受動ＲＦ回路とに関する。
本節は、本発明のよりよい理解を促す助けとなり得る態様について述べるものである。したがって、本節において述べることは、この観点から読まれるべきであり、また何が従来技術にあり、または何が従来技術にないかについて認めるものとして理解されるべきでない。
電気通信産業における最近の傾向は、第３世代（３Ｇ）セルラー方式システム広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）や第４世代（４Ｇ）セルラー方式システム直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）などの広帯域デジタル変調システムの導入を含んでいる。広帯域デジタル変調システムにおいて使用されるＲＦ電力増幅器は、高速に変化するエンベロープと、高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）と、数十メガヘルツとすることができる帯域幅とを有する信号を適切に、また効率的に処理する必要があるので、この傾向は、電力増幅器の仕様に対して計り知れない影響を及ぼしてきている。さらに、コストの理由のために、単一の電力増幅器は、通常、複数の被変調キャリアを増幅するように構成される。
典型的なＲＦ電力増幅器は、本質的に非線形であり、その利得は、出力電力レベルの関数になっている。利得は、通常、出力電力が、増幅器の飽和レベルに近づくときに、減少し、また利得の位相は、能動媒体のタイプに応じて、増大するか、減少するかのいずれかの可能性がある。電力増幅器における振幅および／または位相の歪みは、多くの場合に相互変調歪み（ＩＭＤ：inter-modulation-distortion）積と称されることもあるスプリアスのスペクトル成分の生成を引き起こす傾向がある。ＩＭＤ積は、例えば、それらが隣接するＲＦチャネルの間の干渉のレベルを増大させるので、有害である。
デジタル・プリディストーション（ＤＰＤ：digital predistortion）回路を使用して、ドハティ（Ｄｏｈｅｒｔｙ）電力増幅器やキレイクス（Ｃｈｉｒｅｉｘ）電力増幅器など、マルチ・ステージ式またはマルチ・ブランチ式の電力増幅器の非線形性の影響を軽減するトランスミッタについての様々な実施形態が、本明細書において開示されている。ＤＰＤ回路は、トランスミッタのＲＦ−出力回路から受信される２つ以上のフィードバック信号を利用して（ｒｅｌｙ ｏｎ）、電力増幅器の各ステージ／ブランチについてのプリディストーションされた信号を個別に生成する。これらの個別にプリディストーションされた信号の使用により、トランスミッタは、比較可能な従来技術のトランスミッタを用いて一般的に達成されるものに比べて相互変調歪み積のより効率的な抑制を達成できるようになることが、有利である。
一実施形態によれば、第１のプリディストーションされたデジタル信号、およびその第１のプリディストーションされた信号とは異なる、第２のプリディストーションされたデジタル信号を生成するために、デジタル入力信号をプリディストーションするように構成されたデジタル・プリディストーション回路と、第１のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて、第１の増幅された信号を生成するように構成された第１の増幅器ブランチと、第２のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて、第２の増幅された信号を生成するように構成された第２の増幅器ブランチと、結合された信号を生成するために、第１の増幅された信号と第２の増幅された信号とを結合するように構成された無線周波数（ＲＦ）回路とを有する装置が、提供される。ＲＦ回路は、さらに、第１の増幅された信号と、第２の増幅された信号と、結合された信号とのうちの少なくとも２つに基づいて、第１のフィードバック信号と、第２のフィードバック信号とを生成するように構成される。デジタル・プリディストーション回路は、第１の増幅器ブランチと、第２の増幅器ブランチとにおける非線形性を打ち消すために、前記第１のフィードバック信号と、前記第２のフィードバック信号とに基づいて、第１のプリディストーションされたデジタル信号と、第２のプリディストーションされたデジタル信号とを生成するように構成される。
別の実施形態によれば、第１のプリディストーションされたデジタル信号、およびその第１のプリディストーションされた信号とは異なる、第２のプリディストーションされたデジタル信号を生成するために、デジタル入力信号をプリディストーションするステップと、第１の増幅器ブランチにおいて、第１のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて、第１の増幅された信号を生成するステップと、第２の増幅器ブランチにおいて、第２のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて、第２の増幅された信号を生成するステップと、結合された信号を生成するために、無線周波数（ＲＦ）回路において、第１の増幅された信号と第２の増幅された信号とを結合するステップと、第１の増幅された信号と、第２の増幅された信号と、結合された信号とのうちの少なくとも２つに基づいて、第１のフィードバック信号と、第２のフィードバック信号とを生成するステップとを有する信号増幅方法が、提供される。プリディストーションするステップは、第１の増幅器ブランチと、第２の増幅器ブランチとにおける非線形性を打ち消すために、前記第１のフィードバック信号と、前記第２のフィードバック信号とに基づいて、第１のプリディストーションされたデジタル信号と、第２のプリディストーションされたデジタル信号とを生成するサブステップを含む。
さらに別の実施形態によれば、第１のプリディストーションされたデジタル信号、およびその第１のプリディストーションされた信号とは異なる、第２のプリディストーションされたデジタル信号を生成するために、デジタル入力信号をプリディストーションするための手段と、第１のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて、第１の増幅された信号を生成するように構成された第１の増幅器ブランチと、第２のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて、第２の増幅された信号を生成するように構成された第２の増幅器ブランチと、結合された信号を生成するために、第１の増幅された信号と第２の増幅された信号とを結合するための手段と、第１の増幅された信号と、第２の増幅された信号と、結合された信号とのうちの少なくとも２つに基づいて、第１のフィードバック信号と、第２のフィードバック信号とを生成するための手段とを有する装置が、提供される。プリディストーションするための手段は、第１の増幅器ブランチと、第２の増幅器ブランチとにおける非線形性を打ち消すために、前記第１のフィードバック信号と、前記第２のフィードバック信号とに基づいて、第１のプリディストーションされたデジタル信号と、第２のプリディストーションされたデジタル信号とを生成するように構成される。
本発明の様々な実施形態の他の態様、特徴、および利点は、例として、以下の詳細な説明と、添付の図面とから、より十分に明らかになるであろう。
本発明の一実施形態による無線周波数（ＲＦ）トランスミッタのブロック図である。 本発明の一実施形態による、図１のＲＦトランスミッタにおいて使用され得るトランシーバのブロック図である。 本発明の一実施形態による、図１のＲＦトランスミッタにおいて使用され得るＲＦ回路の回路図である。 本発明の別の実施形態による、図１のＲＦトランスミッタにおいて使用され得るＲＦ回路の回路図である。 本発明の一実施形態による、図４のＲＦ回路を実施するために使用され得るマイクロストリップ回路の平面図である。 本発明の一実施形態による、２−ステージの増幅器の回路図である。
その意図されたダイナミック・レンジの上で無線周波数（ＲＦ）電力増幅器の非線形応答を線形化するために使用され得る一方法は、デジタル・プリディストーション（ＤＰＤ）である。ＤＰＤは、デジタル・ドメインにおいて機能し、またデジタル信号処理技法を使用して、変調と、アップ・コンバージョンと、増幅との前に、ベースバンド信号をプリディストーションする。ＤＰＤを用いて、電力増幅器は、入力信号と、出力信号との間の十分に正確な線形関係を維持しながら、実質的にその飽和ポイントまで利用される可能性がある。ＤＰＤは、例えば、それが、電力増幅器の電力効率をかなり増大させることができ、また標準的な回路コンポーネントおよび／または安価な回路コンポーネントを使用して実施され得るので、魅力的な技法である。高度の柔軟性は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：digital signal processors）および／またはフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ：field-programmable gate arrays）などのプログラマブル・ハードウェアが、使用される場合に、達成される可能性がある。さらに、ＤＰＤは、対応するトランスミッタのコストのかかるアナログ部分（例えば、ＲＦ出力回路）の回路図におけるかなりの変更を必要とはせず、またトランスミッタのアナログ・フロント・エンドが、比較的小さなサイズを有しており、またトランスミッタの構成可能なデジタル部分が、アンテナの非常に近くに配置され得る様々な有利な実装形態に適している。
図１は、本発明の一実施形態によるＲＦトランスミッタ１００のブロック図を示すものである。トランスミッタ１００は、ドハティ増幅スキームを使用して、デジタル入力信号１０２をアナログＲＦ出力信号１５２へと変換する。出力信号１５２は、出力負荷（例えば、アンテナ）１６０に対して加えられる。フィードバック・レシーバ（ＦＢＲ：feedback-receiver）回路１２０と、ＤＰＤ回路１１０とを備えるフィードバック経路により、トランスミッタ１００は、デジタル・プリディストーションを入力信号１０２に対して適用することができるようになり、それによって出力信号１５２におけるＩＭＤ積を抑制する。
トランスミッタ１００のドハティ増幅スキームは、図１に示されるように並列に接続された電力増幅器１４０１および１４０２を使用している。増幅器１４０１および１４０２によって生成される出力信号１４２１および１４２２は、それぞれ図３〜４を参照して以下でさらに説明されるようにＲＦ−出力回路１５０において組み合わされて、出力信号１５２を生成する。増幅器１４０１は、例えば、クラス−Ｂまたはクラス−ＡＢの増幅器として動作するように構成されており、また一次ステージまたはキャリア・ステージとも称される。増幅器１４０２は、例えば、クラス−Ｃ増幅器として、動作するように構成されており、また補助ステージまたはピーク・ステージとも称される。関連のある増幅器クラスに対応する動作構成についての簡単な説明は、例えば、米国特許第７，４９８，８７６号および第７，９２８，７９９号の中で見出される可能性があり、これらの特許の両方は、それらの全体において参照により本明細書に組み込まれている。
増幅器１４０１および１４０２の異なる構成に起因して、増幅器１４０１だけが、入力信号１０２と、それゆえにＲＦ信号１３２１および１３２２とが、小さいときに信号増幅を提供する。増幅器１４０２は、ＲＦ信号１３２２が、ある種のしきい値レベルに到達するまで、オフにされたままである。このしきい値レベルの近くでは、増幅器１４０１は、飽和に近く、また増幅器１４０２は、オンになって、増幅器１４０１の飽和に近い動作レジームによって削り取られる傾向のある出力信号部分を供給する。増幅器１４０１および１４０２のこの相補的なアクションにより、トランスミッタ１００は、広い範囲の入力信号レベルの場合に、比較的高電力効率を有することができるようになることが、有利である。如何に高い電力効率が増幅器１４０１および１４０２について達成され得るかについてのより詳細な説明が、図３を参照して以下で提供される。
信号１４２１と１４２２とを適切に結合することにより出力信号１５２を生成することに加えて、ＲＦ−出力回路１５０は、信号１４２１と、１４２２と、１５２とに基づいてフィードバック信号１４８１〜１４８３を生成し、またこれらのフィードバック信号をＦＢＲ回路１２０に対して供給するように構成される。一実施形態においては、ＲＦ−出力回路１５０によってＦＢＲ回路１２０に対して供給されるフィードバック信号１４８１は、信号１４２１の減衰されたコピーであり、フィードバック信号１４８２は、信号１４２２の減衰されたコピーであり、またフィードバック信号１４８３は、信号１５２の減衰されたコピーである。様々な代替的な実施形態においては、ＲＦ−出力回路１５０は、フィードバック信号１４８１〜１４８３のうちの２つだけをＦＢＲ回路１２０に対して供給し、かつ／または信号１４２１と、１４２２と、１５２とのそれぞれの異なる線形結合に基づいて、フィードバック信号１４８１〜１４８３の各々を生成するように構成される可能性がある。
一実施形態においては、ＦＢＲ回路１２０は、各々が、フィードバック信号１４８１〜１４８３のうちの対応する１つを処理するように構成された３つのフィードバック・レシーバ（図１には明示的に示されていない）を備える。フィードバック・レシーバによって実行される典型的な処理は、対応するフィードバック信号１４８をベースバンド信号へとダウン・コンバートすること、およびアナログ・デジタル変換を結果として生じるアナログ・ベースバンド信号に対して適用して、対応するデジタル・フィードバック信号１１８を生成することを含む。ＦＢＲ回路１２０によって生成されるデジタル・フィードバック信号１１８１〜１１８３は、それぞれアナログ・フィードバック信号１４８１〜１４８３に対応する。
一般に、電力増幅器１４０１や１４０２などの電力増幅器の利得、効率、およびＡＭ−ＰＭ（振幅変調対位相変調）特性（例えば、信号振幅の関数としての挿入位相変化）は、すべて、出力電力と負荷インピーダンスとの両方の関数である。典型的な従来技術のＤＰＤスキームにおいては、ドハティ電力増幅器のキャリア・ステージとピーク・ステージとについての個別の刺激（入力信号）は、ＤＰＤ回路によって生成される単一のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて生成されるＲＦ信号を分割するように構成された３−ｄＢの電力スプリッタを用いて生成される。これは、キャリア・ステージとピーク・ステージとに加えられる刺激が、互いに固定された位相関係を有することを意味している。しかしながら、既に上記で示されるように、ドハティ電力増幅器のキャリア・ステージとピーク・ステージとは、異なるレジームで動作するように構成されており、これは、それらの出力信号が、それらの間で位相ミスマッチを一般的に有するようにさせる。さらに、この位相ミスマッチは、出力電力レベルにおける変動のおかげで時間とともに変化する。不都合なことに、この従来技術のＤＰＤスキームは、位相ミスマッチを等しくすることができず、また大部分は、ＩＭＤ積の抑制のための振幅のプリディストーションに依存する。
従来技術における、これら、および他の関連のある問題は、複数のデジタル・フィードバック信号に、例えば、信号１１８１〜１１８３のうちの２つまたは３つの信号に基づいて、それぞれ、増幅器１４０１および１４０２についての個々にプリディストーションされたデジタル信号１１２１および１１２２を生成するようにＤＰＤ回路１１０を構成することにより、トランスミッタ１００において対処される。これらのフィードバック信号は、ＤＰＤ回路が、増幅器１４０１および１４０２について、振幅プリディストーションと位相等化との両方を実施することを可能にする十分な情報を提供する。出力信号１４２１と１４２２との間の比較的小さな位相ミスマッチに部分的に起因して、トランスミッタ１００は、比較可能な従来技術のトランスミッタよりも、その出力信号（すなわち、信号１５２）においてＩＭＤ積をよりよく抑制することができる。
一構成においては、ＤＰＤ回路１１０は、デジタル・フィードバック信号１１８１〜１１８３を使用して、入力信号１０２を適応的にプリディストーションして、個別にプリディストーションされたデジタル信号１１２１および１１２２を生成する。プリディストーションされたデジタル信号１１２１は、トランスミッタ１３０１に適用され、ここで、それは先ず対応するアナログ信号（図１には明示的に示されてはいない）へと変換される。次いで、トランスミッタ１３０１は、ベースバンドからこのアナログ信号をアップ・コンバートして、ＲＦ信号１３２１を生成する。プリディストーションされたデジタル信号１１２２は、同様に、トランスミッタ１３０２において処理されて、ＲＦ信号１３２２を生成する。上記で既に示されるように、ＲＦ信号１３２１および１３２２は、それぞれ増幅器１４０１および１４０２に加えられる入力信号（刺激）である。
ＤＰＤ回路１１０は、第１の非線形関数を入力信号１０２に適用することによりプリディストーションされたデジタル信号１１２１を生成するように構成され、そこでは、第１の非線形関数は、増幅器１４０１（例えば、その中の圧縮振幅歪み）の圧縮する非線形性のおおよその逆数である拡大する非線形性を生成する。ＤＰＤ回路１１０は、さらに、第２の非線形関数を入力信号１０２に対して適用することによりプリディストーションされたデジタル信号１１２２を生成するように構成され、そこでは、第２の非線形関数は、増幅器１４０２の非線形性のおおよその逆数である非線形性を生成する。上記で既に示されるように、第１の非線形関数と、第２の非線形関数とは、通常、増幅器１４０１と１４０２との異なる動作構成に起因して互いに異なっている。
様々な代替的な構成においては、ＤＰＤ回路１１０は、同様に他のタイプの第１および／または第２の非線形関数を入力信号１０２に対して適用して、プリディストーションされたデジタル信号１１２１および１１２２を生成することができる。一般に、第１および第２の非線形関数は、ＤＰＤ回路１１０と、トランスミッタ１３０１および１３０２と、増幅器１４０１および１４０２と、ＲＦ−出力回路１５０とを備える順方向信号経路が、実質的に線形の信号転送特性を示すようにさせる相互に関連した方法で構築される。実質的に線形の信号転送特性により、デジタル・プリディストーションを用いて、出力信号１５２と、入力信号１０２との間の関係が、一定の利得によって、例えば、トランスミッタ１００の意図されたダイナミック・レンジの内部の入力（または出力）信号レベルに依存しない複素数または実数の利得値によって、よく近似され得ることが、意味される。代表的なＤＰＤ回路と、ＤＰＤ回路１１０を実施するために使用され得るアルゴリズムとについての説明は、例えば、米国特許第７，９５７，７０７号と、第７，９０４，０３３号と、第７，８２２，１４６号と、第７，７８２，９７９号と、第７，７２９，４４６号と、第７，６０６，３２４号と、第７，５８３，７５４号と、７，４７１，７３９号との中で見出される可能性があり、これらの米国特許のすべては、それらの全体が、参照により本明細書に組み込まれている。
図２は、本発明の一実施形態による、トランスミッタ１００（図１）の中で使用され得るトランシーバ２００のブロック図を示すものである。図２に示されるＤＰＤ回路１１０は、トランシーバ２００の一部分ではないことに注意すべきである。デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ：digital-to-analog converters）２３４と、Ｉ−Ｑ変調器２３６とを使用して、トランスミッタ１３０１またはトランスミッタ１３０２を実施することができる。アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ：analog-to-digital converters）２２４と、Ｉ−Ｑ復調器２２６とを使用して、ＦＢＲ回路１２０の一部分を実施することができる。トランシーバ２００はまた、局部発振器（キャリア−周波数）信号２４６をＩ−Ｑ変調器２３６およびＩ−Ｑ復調器２２６に対して供給するように構成された局部発振器（ＬＯ）ソース２４４を有する。代表的な一実施形態においては、トランスミッタ１００は、トランシーバ２００の複数の例を有することができる。
動作中に、Ｉ−Ｑ復調器２２６は、ＬＯ信号２４６とフィードバック信号１４８を混合することにより、従来の方法でフィードバック信号１４８を復調する。Ｉ−Ｑ復調器２２６によって生成される、結果として生じるベースバンド信号２２５は、２つの成分、すなわち、同相成分２２５Ｉと、直角位相成分２２５Ｑとを有する。信号２２５Ｉおよび２２５Ｑは、ＡＤＣ ２２４によってデジタル形式に変換されるアナログ信号である。結果として生ずるデジタル信号ＩｆｂおよびＱｆｂは、デジタル信号１１８１〜１１８３のうちの対応する１つについての成分である（同様に、図１を参照）。
ＤＰＤ回路１１０は、デジタル信号ＩｆｂおよびＱｆｂを使用して、トランスミッタ１００（図１）の順方向信号経路における歪みの量を決定する。例えば、デジタル信号ＩｆｂおよびＱｆｂを経由してＤＰＤ回路１１０によって受信されるシンボルは、他の１つまたは複数のデジタル信号１１８を経由してＤＰＤ回路によって受信される１つまたは複数の対応するシンボルと結合される（例えば、対応するシンボルと加算され、かつ／または対応するシンボルから差し引かれる）こともある（図１を参照）。次いで、ＤＰＤ回路１１０は、入力信号１０２を経由して受信される対応する元のコンステレーション・シンボルを使用して、順方向信号経路によって与えられる歪みを打ち消す（例えば、キャンセルし、またはかなり低減させる）ために元のＩ成分およびＱ成分に対して適用される必要があるプリディストーションの量を決定する。プリディストーションの決定された量は、任意の適切な方法で、第１の部分と、第２の部分とに分割される可能性がある。第１の非線形関数の形式における第１の部分は、入力信号１０２に対して適用されて、プリディストーションされたデジタル信号１１２１を生成するが、第２の非線形関数の形式における第２の部分は、同様に、入力信号１０２に対して適用されて、プリディストーションされたデジタル信号１１２２を生成する。信号１０２および１１８と同様に、信号１１２は、２つの成分、すなわち、Ｉｐｄとラベル付けされた同相成分と、Ｑｐｄとラベル付けされた直角位相成分とを有するように示される。図２は、プリディストーションされたデジタル信号１１２１および１１２２のうちの一方だけの生成を示すことに注意すべきである。これらの信号のうちの他方の信号は、同様にして生成される可能性がある。
プリディストーションされたデジタル信号１１２の成分ＩｐｄおよびＱｐｄは、ＤＡＣ ２３４において、それぞれアナログ信号２３５Ｉおよび２３５Ｑへと変換される。次いで、Ｉ−Ｑ変調器２３６は、アナログ信号２３５Ｉおよび２３５Ｑを使用して、ＬＯ信号２４６を変調する。結果として生ずる変調されたキャリア信号は、ＲＦ信号１３２である（同様に、図１を参照）。上記で既に示されているように、Ｉ−Ｑ変調器２３６によって生成される信号１３２は、信号１３２１および１３２２のうちの一方とすることができる（図１を参照）。これらの信号のうちの他方の信号も、同様に生成される可能性がある。
図３は、本発明の一実施形態による、ＲＦ−出力回路１５０（図１）として使用され得るＲＦ回路３００の回路図を示すものである。ＲＦ回路３００は、トランスカプラ３１０と、インピーダンス変換器３２０と、方向性カプラ３３０と、ＡからＦとラベル付けされた６つの端子とを備える。図３に示されるインピーダンスは、例示的なものであり、また外部端子の各々が、５０−オーム配線、ドライバ、負荷、またはターミネータに接続されるように意図された一実装形態に対応する。当業者なら、図３に示される様々なインピーダンス値をどのように変更して、ＲＦ回路３００を５０オームとは異なるインピーダンス値にマッチさせるべきかを理解するであろう。
代表的な構成においては、端子Ａ〜Ｆは、以下のように接続されることもある。端子Ａは、フィードバック信号１４８１を搬送するように構成される（図１および２を参照）。端子Ｂは、フィードバック信号１４８２を搬送するように構成される（図１および２を参照）。端子Ｃは、増幅された信号１４２１を受信するように構成される（図１を参照）。端子Ｄは、増幅された信号１４２２を受信するように構成される（図１を参照）。端子Ｅは、フィードバック信号１４８３を搬送するように構成される（図１および２を参照）。端末Ｆは、出力信号１５２を負荷１６０に加えるように構成される。
この代表的な構成は、いくつかの代替的な構成を生成するように修正されることもある。例えば、３つの異なる代替的な構成が、端子Ａ、Ｂ、またはＥの接続を上記に示されるものから５０−オームのターミネータに変更することにより、得られることもある。これらの３つの代替的な構成の各々においては、ＲＦ回路３００は、フィードバック信号１４８１〜１４８３のうちの２つだけを提供することになる。
トランスカプラ３１０は、ブランチ３１４を通して伝搬するＲＦ信号が、ブランチ３１２へと電磁気的に結合するために、互いに十分に近く位置している２つの並列なブランチ３１２および３１４を有する４端子のデバイスである。ブランチ３１４は、端子ＣとＤとの間に配置された４分の１波長インピーダンス・インバータを備える。ブランチ３１２と３１４との間の信号カップリングは、比較的に弱く、例えば、約−３０ｄＢであり、これは、ブランチ３１４における４分の１波長インピーダンス・インバータのオペレーションに対するブランチ３１２の最小限の影響を保証する。
動作中に、ブランチ３１４の４分の１波長インピーダンス・インバータを使用して、例えば、以下のような、キャリア・ステージ１４０１についての能動負荷変調を実施することができる（同様に、図１を参照）。
低い入力信号レベルにおいて、ピーク・ステージ１４０２は、オフ状態にあるが、キャリア・ステージ１４０１は、制御された電流源としての機能を果たす。ピーク・ステージ１４０２は、（理想的には）無限大のインピーダンスを見ており、またブランチ３１４のインピーダンス・インバータは、キャリア・ステージ１４０１が、５０−オームのインピーダンス負荷よりも高いものを見るようにさせる。より高いインピーダンス負荷は、キャリア・ステージ１４０１が、その出力電流がその公称最大値の約２分の１に到達するにすぎないときに、飽和の近くに到達するようにさせる。キャリア・ステージ１４０１が、飽和に近づくときに、それは、ほとんど最大電力効率で動作することが、有利である。
入力信号レベルが、ピーク・ステージ１４０２をオンにするのに十分に高くなるとすぐに、ピーク・ステージは、追加の電流を端子Ｄに対して加え始める。ピーク・ステージ１４０２は、今や制御された電流源としての機能を果たし、またキャリア・ステージ１４０１は、制御された電圧源としての機能を果たす。ピーク・ステージ１４０２によって端子Ｄに対して加えられた追加の電流は、ブランチ３１４の４分の１波長インピーダンス・インバータによって見られる出力インピーダンスにおける増大を引き起こす。４分の１波長インピーダンス・インバータの入力インピーダンスと、出力インピーダンスとは、双対物として互いに関係づけられるので、出力インピーダンスにおける増大は、入力インピーダンスにおける対応する減少を引き起こす。ブランチ３１４の４分の１波長インピーダンス・インバータの入力インピーダンスは、キャリア・ステージ１４０１によって見られる負荷であることに注意すべきである。キャリア・ステージ１４０１の負荷が、減少するにつれて、キャリア・ステージの出力電流は、増大し、出力電圧は、飽和レベルの近くにあるままである。
入力信号レベルが、さらに増大するにつれて、ブランチ３１４の４分の１波長インピーダンス・インバータの出力インピーダンスは、増大し続け、またキャリア・ステージ１４０１の有効負荷は、減少し続ける。このようにして、ブランチ３１４のインピーダンス・インバータにより、ピーク・ステージ１４０２は、高い入力信号レベルの間に、キャリア・ステージ１４０１の負荷を変調することができるようになる。負荷変調は、次には、有利な高電力効率によって特徴づけられるレジームにおいて動作するキャリア・ステージ１４０１を保持する。
インピーダンス変成器３２０は、４分の１波長の長さであり、また約３５オームのインピーダンスを有する、ある長さの伝送線路を備える。（望ましい動作周波数範囲を有するデバイスでは、４分の１波長の長さは、一般的にその動作範囲の中心周波数に対応することに注意すべきである。）インピーダンス変成器３２０は、方向性カプラ３３０によって５０オームで終端されるので、それは、２５オームの入力インピーダンスを端子Ｄに提示する。後者のインピーダンスは、端子Ｄと並列に接続される２本の５０−オームの伝送線路の出力インピーダンスにマッチする。
方向性カプラ３３０は、ブランチ３３２および３３４を備える。ブランチ３３４は、固定された５０−オームの終端をインピーダンス変成器３２０に対して提示するように動作する。ブランチ３３２と３３４との間の信号カップリングは、比較的に弱く、例えば、約−３０ｄＢである。端子Ｇは、５０−オームのターミネータ３４０に接続される。端子Ｅは、インピーダンス変成器３０４により、端子Ｈにおいて提示されるＲＦ信号の減衰されたコピーを出力する。
ＲＦ回路３００の、それぞれ端子Ａ、Ｂ、およびＥにおいて収集されるフィードバック信号ＳＡ、ＳＢ、およびＳＥを使用して、例えば、式（１）〜（３）に基づいて、ステージ１４０１および１４０２の有効な転送関数Ｔ１およびＴ２を直接に測定することができる。
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 式中で、ａは、ブランチ３１２と３１４との間の信号カップリング強度を表す定数であり、ｃは、ブランチ３３２と３３４との間の信号カップリング強度を表す定数であり、またｐ１およびｐ２は、それぞれプリディストーションされた信号１１２１および１１２２を表す。測定は、オンラインで、または適切なオフラインの較正プロシージャを使用して、行われることもある。原理的に、式（１）〜（３）のうちの任意の２つは、カップリング強度が、知られていることを仮定すると、転送関数Ｔ１およびＴ２の決定のために十分である。すべての３つの式の使用は、カップリング強度の比率（ａ／ｃ）の決定を可能にし、またしたがって、２つのカップリング強度のうちの一方だけが知られているときに、使用される可能性がある。ステージ１４０１および１４０２の個別の転送関数が、決定された後に、それらの逆数は、振幅のプリディストーションと、位相の等化とのために、比較的直接的な方法で使用される可能性がある。
図４は、本発明の別の実施形態による、ＲＦ−出力回路１５０（図１）として使用され得るＲＦ回路４００の回路図を示すものである。その意図された関数の観点から、ＲＦ回路４００は、一般的に、ＲＦ回路３００（図３）に類似している。それゆえに、端子Ａ〜Ｆの、上記で説明された接続は、ＲＦ回路３００に対するのと同様に、ＲＦ回路４００に対しても適用される。しかしながら、ＲＦ回路３００と４００との間の１つの違いは、後者が、インピーダンス変成器３２０と、方向性カプラ３３０との両方（図３を参照）の上記で説明された関数に類似している関数を実行するトランスカプラ４５０を使用していることである。
トランスカプラ４５０の使用は、１つまたは複数の以下の利益／利点を提供することができる。すなわち、
（１）ＲＦ回路４００を使用したトランスミッタ（例えば、トランスミッタ１００、図１）は、例えば、トランスカプラ４５０が、インピーダンス変成器３２０と、方向性カプラ３３０とから成るシリーズよりも低い挿入損失を有するので、比較的高い電力効率を有することができ、
（２）ＲＦ回路４００は、トランスカプラ４５０が、プリント回路基板（ＰＣＢ：ｐｒｉｎｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ ｂｏａｒｄ）の上の比較的小さな面積を占めるので、比較的小さなサイズを有することができ、また
（３）トランスカプラ４５０の比較的小さなサイズと、対応する電力増幅器の改善された電力効率とを活用して、ユニット当たりの製造コストおよび動作コストを低減させることができる。
図３および４の中のトランスカプラ３１０および４５０の説明から明らかなように、トランスカプラは、それぞれ主要ブランチと補助ブランチと称される可能性がある２つのブランチを有する回路要素である。主要ブランチは、キャリア波長の約４分の１の長さを有しており、またブランチの第１の端部において第１のインピーダンスを提示するインピーダンス・インバータとして動作するように構成されており、前記第１のインピーダンスは、ブランチの第２の端部においてブランチに対して提示される第２のインピーダンスの逆数に比例している。第２のインピーダンスが、固定されたインピーダンスである場合、そのときには第１のブランチは、４分の１波長インピーダンス変成器として動作する。ブランチ３１４および４５４は、それぞれ、トランスカプラ３１０および４５０における主要ブランチである。補助ブランチは、主要ブランチに電磁気的に結合されており、また主要ブランチからの信号の減衰されたコピーを受信する信号カプラとして動作するように構成される。ブランチ３１２および４５２は、それぞれトランスカプラ３１０および４５０における補助ブランチである。
図５は、本発明の一実施形態による、ＲＦ回路４００（図４）を実施するために使用され得るマイクロストリップ回路５００の平面図を示すものである。回路５００は、誘電体基板の反対（例えば、上部および底部）側に取り付けられた誘電体基板５０２と、２つの導電層とを備える。パターン化された上部層だけが、図５において提供される図面の中では目に見える。このパターン化された層の様々なマイクロストリップ形状は、回路５００の回路要素を規定している。底部層（一般的には、「グラウンド・プレーン（ground plane）」と称される）は、図５において提供される図面の中では目に見えない。代表的な一実施形態においては、グラウンド・プレーンは、パターン化されず、また銅などの金属の連続層を備える。
回路５００は、ＡからＧとラベル付けされた７つの端子を有する。図４および５において同じ文字によってラベル付けされた端子は、機能的に類似している。それゆえに、回路５００の端子は、例えば、既に図３および４を参照して上記で説明されているように、外部回路に電気的に接続される可能性がある。
マイクロストリップ５１２および５１４は、トランスカプラ３１０（図３および４を参照）に類似しているトランスカプラ５１０を実施するために使用される。マイクロストリップ５１４は、４分の１波長の長さである。マイクロストリップ５１２は、２つの互いにかみ合わされたくし状部を使用して、マイクロストリップ５１４に電磁気的に結合される。くし状部のうちの一方は、マイクロストリップ５１２に電気的に接続され、また２本のフィンガ５１６を有するように図５の中に例証的に示されている。他方のくし状部は、マイクロストリップ５１４に電気的に接続され、また４本のフィンガ５１８を有するように図５の中に例証的に示されている。２つの、角を斜め形状に継いだ屈曲部（mitred bends）５０８は、マイクロストリップ５１２を端子ＡおよびＢに電気的に接続するために使用される。
マイクロストリップ５５２および５５４は、トランスカプラ４５０（図４を参照）に類似しているトランスカプラ５５０を実施するために使用される。マイクロストリップ５５４は、４分の１波長の長さである。マイクロストリップ５５２は、２つの互いにかみ合わされたくし状部を使用してマイクロストリップ５５４に電磁気的に結合される。くし状部のうちの一方は、マイクロストリップ５５２のある側に取り付けられ、また２本のフィンガ５５６を有するように図５の中に例証的に示されている。他方のくし状部は、マイクロストリップ５５４のある側に取り付けられ、また４本のフィンガ５５８を有するように図５の中に例証的に示されている。角を斜め形状に継いだ屈曲部５０８は、マイクロストリップ５５２を端子Ｅに電気的に接続するために使用される。マイクロストリップ５１６および５６２は、マイクロストリップ５５４の両端をそれぞれ端子ＤおよびＦに電気的に接続するために使用される。
回路５００はまた、図５に示されるように、トランスカプラ５５０に接続されているオプションの分路されたスタブ５６０を有する。スタブ５６０は、マイクロストリップ５６６と、そのマイクロストリップの遠位端部に位置している分路５６４とを使用して実施される。マイクロストリップ５６６は、４分の１波長の長さである。分路５６４は、マイクロストリップ５６６の遠位端部をグラウンド・プレーンに電気的に接続する誘電体基板５０２の中の１つまたは複数の電気的な導電バイアを備えており、それによってスタブ５６０を短絡している。スタブ５６０の１つの機能は、トランスカプラがスタブなしに有することになるインピーダンスに比べてトランスカプラ５５０の有効なインピーダンスを変更することである。変更されたインピーダンスは、実質的にゼロにされ、また公称のキャリア周波数の周りの関連のあるスペクトル範囲内で非常に弱い周波数依存性を有する虚数部を有することが、有利である。
マイクロストリップ５０６、５１２、５１４、５５２、および５６２の各々は、第１の指定された幅を有しており、またマイクロストリップ５５４および５６６の各々は、第１のものよりも大きい第２の指定された幅を有することに注意すべきである。代表的な一実施形態においては、第１の幅と、第２の幅とは、選択され、その結果、（ｉ）マイクロストリップ５０６、５１２、５１４、５５２、および５６２によって代表されるＲＦ−伝送線路の各々は、５０オームのインピーダンスを有しており、また（ｉｉ）マイクロストリップ５５４および５６６によって代表されるＲＦ−伝送線路の各々は、３５オームのインピーダンスを有する。当業者なら、どのようにしてマイクロストリップのこれら２つの組についての他のそれぞれの幅を選択して、他のインピーダンス値を得るべきかを理解するであろう。
図６は、本発明の一実施形態による２−ステージ／ブランチの増幅器回路６００の回路図を示すものである。回路６００を使用して、例えば、キレイクス増幅スキームを実施することができる。対応するトランスミッタの回路図は、例えば、トランスミッタ１００（図１）における増幅器１４０１および１４０２と、ＲＦ−出力回路１５０とを回路６００によって置き換えることにより、得ることができる。より詳細には、回路６００の中の信号／線６３２１、６３２２、６４８１、６４８２、および６５２は、トランスミッタ１００の中のそれぞれ信号／線１３２１、１３２２、１４８１、１４８２、および１５２に対応する。
回路６００のキレイクス増幅スキームは、図６に示されるように、並列に接続された電力増幅器６４０１および６４０２を使用する。増幅器６４０１および６４０２によってそれぞれ生成される出力信号６４２１および６４２２は、出力マッチング回路６４４１および６４４２と、トランスカプラ６５０１および６５０２とを備えるＲＦ−出力回路６６０の中で結合される。増幅器６４０１および６４０２は、お互いの複素共役であり、一定のエンベロープを有する信号６４２１および６４２２を生成するように構成される。ＲＦ−出力回路６６０が、位相変調された信号６４２１および６４２２を結合した後に、その回路の出力端子Ｄは、対応する振幅変調された信号６５２を有する。
ＲＦ−出力回路３００および４００（図３および４）と同様に、ＲＦ−出力回路６６０は、負荷インピーダンス変調を使用して、増幅器ステージについて比較的高い電力効率を達成する。トランスカプラ６５０１は、負荷インピーダンスを反転させるように構成されており、この負荷インピーダンスは、次いで出力マッチング回路６４４１によって変換され、また増幅器６４０１に対して提示される。トランスカプラ６５０２は、同様に負荷インピーダンスを反転させるように構成されており、この負荷インピーダンスは、次いで出力マッチング回路６４４２によって変換され、また増幅器６４０２に対して提示される。
位相変調された信号６４２１および６４２２を振幅変調された信号６５２へと適切に変換するためには、回路６００の中の２つの増幅器ブランチの間の規定の複素共役−位相関係からの逸脱は、可能な限り小さくする必要がある。回路６００は、トランスミッタ１００のＤＰＤ回路１１０に類似している可能性がある適切なＤＰＤ回路とともに使用するためにフィードバック信号６４８１および６４８２を提供することにより、この結果を達成することを助ける。トランスカプラ６５０１は、フィードバック信号６４８１を生成するように構成される。トランスカプラ６５０２は、同様に、フィードバック信号６４８２を生成するように構成される。これらのフィードバック信号に基づいて、対応するＤＰＤ回路は、信号６３２１および６３２２をプリディストーションして、端子Ｄにおいて比較的正確な位相共役を達成することができる。
一般に、トランスカプラ４５０、５５０、および６５０に類似しているトランスカップリング要素は、増幅する要素の２つ以上のブランチからのＲＦ−出力信号を結合し、またフィードバック−ベースのデジタル・プリディストーションを使用して、電力増幅器の全般的な転送特性を線形化するように、例えば、その出力信号におけるＩＭＤ積を抑制するように構成された、任意のマルチ・ステージの、またはマルチ・ブランチの電力増幅器回路の中で使用される可能性がある。上記で説明されたドハティ増幅スキームと、キレイクス増幅スキームとは、そのようなマルチ・ステージの電力増幅器回路のまさに２つの代表的な例である。本明細書において提供される説明から、当業者なら、様々な他の回路において、従来のＲＦ−回路要素の代わりにトランスカップリング要素を使用することができるであろう。そのような使用についての可能性のある利益／利点は、既に図４を参照して上記で示されている。
本明細書において使用されるように、用語「無線周波数」（ＲＦ）は、約３ｋＨｚから３００ＧＨｚの範囲内の発振のレートのことを意味している。この周波数は、電磁波または回路の中の交流電流の周波数とすることができる。この用語は、ワイヤレス通信システムの中で使用される周波数を含むように解釈されるべきである。
本発明は、実例となる実施形態を参照して説明されてきているが、この説明は、限定的な意味で解釈されることを意図してはいない。
ＲＦ回路４００（図４）は、マイクロストリップ技術を使用して実施されているように説明されてきているが、それは、任意の他の適切な技術を、例えば、同軸ケーブル技術または（ストリップライン、スロットライン、プレーナ導波路などの）プレーナ技術を使用して実施される可能性もある。本明細書において開示される他のＲＦ回路も、同様に、これらの技術を使用して実施される可能性がある。
特許請求の範囲において使用されるように、用語「ストリップ」は、対応するプレーナ回路またはプリント回路基板のパターン化された層における、マイクロストリップやストリップラインなど、どのような導電ストリップも対象として含むように解釈されるべきである。
一実施形態においては、トランスカプラ５５０（図５）は、方向性カプラ５１０とは異なる１つまたは複数の回路要素と組み合わせて使用されることもある。例えば、マイクロストリップ５０６および５１４に接続される代わりに、トランスカプラ５５０のマイクロストリップ５５４は、マイクロストリップ５５４の幅、およびマイクロストリップ５６２の幅とは異なる幅を有するマイクロストリップに対してその（図５において見られるような）左の端部に接続されることもある。
本発明の関連する当業者にとって明らかである、説明された実施形態の様々な修正形態、ならびに本発明の他の実施形態は、添付の特許請求の範囲において表されるように、本発明の原理と範囲との内部にあるものと見なされる。
本発明は、単一の集積回路の上の可能性のある実装形態を含めて、回路ベースのプロセスとして実施されることもある。
その他の方法で明示的に述べられていない限り、各数値および範囲は、まるで単語「約（about）」または「おおよそ（approximately）」が、値または範囲の値に先行しているかのように、近似的であるように解釈されるべきである。
特許請求の範囲における図面番号および／または図面参照ラベルの使用は、特許請求の範囲の主題の１つまたは複数の可能性のある実施形態を識別して、特許請求の範囲の解釈を容易にすることを意図している。そのような使用は、必ずしもこれらの請求項の範囲を対応する図面の中に示される実施形態だけに限定するように解釈されるべきではない。
以下の方法請求項における要素は、もしあれば、対応するラベリングを有する特定のシーケンスの中で列挙されるが、請求項の列挙が、それ以外の方法で、これらの要素のうちの一部または全部を実施するための特定のシーケンスを暗示していない限り、これらの要素は、必ずしもその特定のシーケンスにおいて実施されることだけに限定されることを意図しているとは限らない。
本明細書における「一実施形態」または「ある実施形態」に対する言及は、その実施形態に関連して説明される特定の機能、構造、または特徴が、本発明の少なくとも１つの実施形態の中に含まれる可能性があることを意味している。明細書の中の様々な場所における熟語「一実施形態において」の出現は、必ずしもすべてが同じ実施形態に対して言及しているとは限らず、また別個のまたは代替的な実施形態が、必ずしも他の実施形態について相互に排他的であるとも限らない。同じことが、用語「実装形態」に対しても当てはまる。
詳細な説明全体を通して、縮尺比に従って拡大縮小されることにならない、図面は、例証的なものにすぎず、また本発明を限定するのでなく、説明するために使用される。高さ、長さ、幅、上部、底部などの用語の使用は、厳密に言えば本発明の説明を容易にするためであり、また本発明を特定の方向だけに限定することを意図してはいない。例えば、高さは、垂直に上る限定だけを意味してはおらず、ただし図面に示されるように３次元構造の３つの次元のうちの１つを識別するために使用される。そのような「高さ」は、マイクロストリップが、水平である場合に垂直になるが、マイクロストリップが、垂直である場合には水平になるなどである。
またこの説明の目的のために、用語「結合する」、「結合している」、「結合される」、「接続する」、「接続している」、または「接続される」は、エネルギーが、２つ以上の要素の間で転送されるように許可され、また必要とはされないが１つまたは複数の追加の要素の介在が企図される、当技術分野において知られており、または後から開発される任意の方法のことを意味している。逆に、用語「直接に結合される」、「直接に接続される」などは、そのような追加の要素がないことを暗示している。
本発明は、他の特定の装置および／または方法の形で実施される可能性がある。説明された実施形態は、すべての点で、例示的なものにすぎず、また限定的でないものとして考えられるべきである。とりわけ、本発明の範囲は、本明細書における説明および図面によるのでなく、添付の特許請求の範囲によって示される。特許請求の範囲の均等物の意味と範囲とに含まれるすべての変更は、それらの範囲内に包含されるべきである。

Claims (9)

  1. 第１のプリディストーションされたデジタル信号、および前記第１のプリディストーションされた信号とは異なる、第２のプリディストーションされたデジタル信号を生成するために、デジタル入力信号をプリディストーションするように構成されたデジタル・プリディストーション回路と、
    前記第１のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて、第１の増幅された信号を生成するように構成された第１の増幅器ブランチと、
    前記第２のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて、第２の増幅された信号を生成するように構成された第２の増幅器ブランチと、
    結合された信号を生成するために、前記第１の増幅された信号と前記第２の増幅された信号とを結合するように構成された無線周波数（ＲＦ）回路と
    を備え、
    前記ＲＦ回路は、さらに、前記第１の増幅された信号と、前記第２の増幅された信号と、前記結合された信号とのうちの少なくとも２つに基づいて、第１のフィードバック信号と、第２のフィードバック信号とを生成するように構成され、
    前記デジタル・プリディストーション回路は、前記第１の増幅器ブランチと前記第２の増幅器ブランチとにおける非線形性を打ち消すために、前記第１のフィードバック信号と前記第２のフィードバック信号とに基づいて、前記第１のプリディストーションされたデジタル信号と、前記第２のプリディストーションされたデジタル信号とを生成するように構成され、
    前記ＲＦ回路は、第１のトランスカプラを備え、前記第１のトランスカプラは、
    前記第１の増幅器ブランチの出力ポートと、前記第２の増幅器ブランチの出力ポートとの間に接続された第１のブランチと、
    前記第１のブランチに電磁気的に結合され、第１の端子と第２の端子とを有する第２のブランチとを備え、
    前記第１の端子は、前記第１のフィードバック信号を搬送する、装置。
  2. 前記第１の増幅器ブランチは、
    前記第１のプリディストーションされたデジタル信号を第１のＲＦ信号へと変換するように構成された第１のトランスミッタと、
    前記第１の増幅された信号を生成するために前記第１のＲＦ信号を増幅するように構成された第１の電力増幅器とを備え、
    前記第２の増幅器ブランチは、
    前記第２のプリディストーションされたデジタル信号を第２のＲＦ信号へと変換するように構成された第２のトランスミッタと、
    前記第２の増幅された信号を生成するために前記第２のＲＦ信号を増幅するように構成された第２の電力増幅器と
    を備える、請求項１に記載の装置。
  3. 前記第１の電力増幅器と、前記第２の電力増幅器とは、ドハティ電力増幅器の、それぞれキャリア・ステージと、ピーク・ステージとして動作するように構成される、請求項２に記載の装置。
  4. 前記第１の電力増幅器と、前記第２の電力増幅器とは、キレイクス電力増幅器のそれぞれの位相変調ステージとして動作するように構成される、請求項２に記載の装置。
  5. 前記ＲＦ回路は、さらに、第３のフィードバック信号を生成するように構成され、前記第１のフィードバック信号と、前記第２のフィードバック信号と、前記第３のフィードバック信号の各々は、前記第１の増幅された信号と、前記第２の増幅された信号と、前記結合された信号とのうちのそれぞれ１つの減衰されたコピーである、請求項１に記載の装置。
  6. 第１のデジタル・ベースバンド信号を生成するために前記第１のフィードバック信号をダウン・コンバートし、
    第２のデジタル・ベースバンド信号を生成するために前記第２のフィードバック信号をダウン・コンバートし、
    前記デジタル・プリディストーション回路に対して前記第１のデジタル・ベースバンド信号と前記第２のデジタル・ベースバンド信号とを加えるように構成されたフィードバック・レシーバ回路であって、前記デジタル・プリディストーション回路は、前記第１のデジタル・ベースバンド信号と前記第２のデジタル・ベースバンド信号とに基づいて前記第１のプリディストーションされたデジタル信号と、前記第２のプリディストーションされたデジタル信号とを生成するように構成される、フィードバック・レシーバ回路と、
    前記結合された信号に対応する電磁波を放射するように構成されたアンテナとをさらに備える、請求項１に記載の装置。
  7. 前記デジタル・プリディストーション回路は、
    前記第１の増幅器ブランチと前記第２の増幅器ブランチとのうちの少なくとも一方における圧縮振幅歪みと、
    前記第１の増幅器ブランチと前記第２の増幅器ブランチとの間の位相ミスマッチと
    を打ち消すことにより、前記非線形性を打ち消すように構成される、請求項１に記載の装置。
  8. 前記ＲＦ回路は、第２のトランスカプラをさらに備え、前記第２のトランスカプラは、
    前記第１のトランスカプラの前記第１のブランチと直列に接続されたそれぞれの第１のブランチと、
    前記それぞれの第１のブランチに電磁気的に結合され、第３の端子と第４の端子とを有するそれぞれの第２のブランチと
    を備え、前記第３の端子が前記第２のフィードバック信号を搬送する、請求項１に記載の装置。
  9. 第１のプリディストーションされたデジタル信号、および前記第１のプリディストーションされた信号とは異なる、第２のプリディストーションされたデジタル信号を生成するために、デジタル入力信号をプリディストーションするステップと、
    第１の増幅器ブランチにおいて、前記第１のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて、第１の増幅された信号を生成するステップと、
    第２の増幅器ブランチにおいて、前記第２のプリディストーションされたデジタル信号に基づいて、第２の増幅された信号を生成するステップと、
    結合された信号を生成するために、無線周波数（ＲＦ）回路において、前記第１の増幅された信号と前記第２の増幅された信号とを結合するステップであって、前記ＲＦ回路は、第１のトランスカプラを備え、前記第１のトランスカプラは、
    前記第１の増幅器ブランチの出力ポートと、前記第２の増幅器ブランチの出力ポートとの間に接続された第１のブランチと、
    前記第１のブランチに電磁気的に結合され、第１の端子と第２の端子とを有する第２のブランチとを備えており、
    前記第１の増幅された信号と、前記第２の増幅された信号と、前記結合された信号とのうちの少なくとも２つに基づいて、第１のフィードバック信号と、第２のフィードバック信号とを生成するステップと
    を含み、プリディストーションする前記ステップは、前記第１の増幅器ブランチと前記第２の増幅器ブランチとにおける非線形性を打ち消すために、前記第１のフィードバック信号と前記第２のフィードバック信号とに基づいて、前記第１のプリディストーションされたデジタル信号と、前記第２のプリディストーションされたデジタル信号とを生成するステップを含み、
    前記第１の端子は、前記第１のフィードバック信号を搬送する、信号増幅方法。
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