KR20140053291A - 방송국 및 셀룰러 기지국용 등의 무선 주파수 송신기 - Google Patents

방송국 및 셀룰러 기지국용 등의 무선 주파수 송신기 Download PDF

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이고르 아시모빅
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알까뗄 루슨트
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Abstract

디지털 전치왜곡(digital pre-distortion; DPD) 회로를 사용하여 멀티스테이지 또는 멀티-브랜치 전력 증폭기의 비선형성의 영향을 완화시키는 송신기가 제공된다. 상기 DPD 회로는 상기 송신기의 RF-출력 회로로부터 수신되는 2개 이상의 피드백 신호들에 따라 상기 전력 증폭기의 개개의 스테이지들/브랜치들에 대한 전치왜곡 신호들을 개별적으로 생성한다. 이러한 개별적으로 전치왜곡된 신호들을 사용하는 것은, 유리하게도, 송신기로 하여금 비교대상이 되는 종래 송신기가 통상적으로 달성하는 것보다 더 효율적인 상호변조왜곡 프로덕트들의 억제를 달성할 수 있게 한다.

Description

방송국 및 셀룰러 기지국용 등의 무선 주파수 송신기{RADIO-FREQUENCY TRANSMITTER, SUCH AS FOR BROADCASTING AND CELLULAR BASE STATIONS}
관련 출원들에 대한 교차 참조
본 발명의 내용은 Igor Acimovic에 의해 본원과 동일한 날짜에 제출된, 대리인 도켓 번호 810317-US-NP, 발명의 명칭 "RADIO-FREQUENCY CIRCUIT HAVING A TRANSCOUPLING ELEMENT"인 미국 특허출원번호 제13/228063호와 관련된 것이며, 이것은 참조에 의하여 그 전체 내용이 본 명세서에 포함된다.
본 발명의 분야
본 발명은 통신 시스템들을 위한 장비에 관한 것이며, 보다 구체적으로는 그러나 이에 한정되지 않는, RF(radio-frequency) 송신기들과 전력 증폭기들 및 그들에 사용하기 적합한 수동 RF 회로들에 관한 것이다.
본 섹션은 본 발명(들)의 더욱 양호한 이해를 용이하게 할 수 있는 양태들을 소개한다. 따라서, 본 섹션의 서술들은 이런 관점에서 해석될 것이며, 종래의 기술에 존재하는 것 또는 종래의 기술에 존재하지 않는 것에 대한 인정으로서 이해되지 않을 것이다.
통신 업계에 있어서 최신 동향은 광대역 디지털 변조 시스템들, 예를 들어 3세대(3G) 셀룰러 시스템 WCDMA(wideband code-division-multiple-access) 및 4세대(4G) 셀룰러 시스템 OFDMA(orthogonal frequency-division multiple-access)의 도입을 포함한다. 이러한 동향은 전력-증폭기 사양들에 지대한 영향을 끼쳤는데, 이는, 사양들에서 사용되는 RF 전력 증폭기가 빠르게-변하는 엔벨로프(first-changing envelope), PAPR(high peak-to-average power ratio), 및 수십 메가헤르츠일 수 있는 대역폭을 가진 신호를 적절히 효율적으로 처리할 필요가 있기 때문이다. 또한, 비용상 이유로, 단일의 전력 증폭기가 복수의 변조된 반송파들을 증폭하도록 일반적으로 구성된다.
통상의 RF 전력 증폭기는 본질적으로 비선형이며, RF 전력 증폭기의 이득은 출력-전력 레벨의 함수가 된다. 일반적으로, 출력 전력이 RF 전력 증폭기의 포화 레벨에 근접하는 경우, RF 전력 증폭기의 이득은 감소하며, 이득의 위상은 활성 매체(active medium)의 타입에 따라, 증가하거나 감소할 수 있다. RF 전력 증폭기의 진폭 및/또는 위상 왜곡은 흔히 IMD(inter-modulation-distortion) 프로덕트들로 지칭되는 스퓨리어스 스펙트럼 성분들의 생성을 야기하는 경향이 있다. 예를 들어, IMD 프로덕트들은 인접 RF 채널들 사이의 간섭 레벨을 증가시키기 때문에, IMD 프로덕트들은 유해하다.
여기에서는, 디지털 전치왜곡(digital pre-distortion; DPD) 회로를 사용하여 멀티스테이지 또는 멀티-브랜치 전력 증폭기, 예컨대 도허티(Doherty) 전력 증폭기나 카이릭스(Chireix) 전력 증폭기의 비선형성의 영향을 완화시키는 송신기의 여러 실시예들이 개시된다. 상기 DPD 회로는 상기 송신기의 RF-출력 회로로부터 수신되는 2개 이상의 피드백 신호들에 따라 상기 전력 증폭기의 개개의 스테이지들/브랜치들에 대한 전치왜곡 신호들을 개별적으로 생성한다. 이러한 개별적으로 전치왜곡된 신호들을 사용하는 것은, 유리하게도, 송신기로 하여금 비교대상이 되는 종래 송신기가 통상적으로 달성하는 것보다 더 효율적인 상호변조왜곡 프로덕트들의 억제를 달성할 수 있게 한다.
일 실시예에 따르면, 디지털 입력 신호를 전치왜곡하여 제 1 전치왜곡 디지털 신호 및 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호와 상이한 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성하도록 구성된 디지털 전치왜곡 회로와, 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호에 기초하여 제 1 증폭 신호를 생성하도록 구성된 제 1 증폭기 브랜치와, 상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호에 기초하여 제 2 증폭 신호를 생성하도록 구성된 제 2 증폭기 브랜치와, 상기 제 1 증폭 신호와 상기 제 2 증폭 신호를 결합하여 결합 신호를 생성하도록 구성된 무선-주파수(RF) 회로를 구비하는 장치가 제공된다. 상기 RF 회로는 상기 제 1 증폭 신호, 상기 제 2 증폭 신호, 및 상기 결합 신호 중의 적어도 2개에 기초하여 제 1 피드백 신호와 제 2 피드백 신호를 생성하도록 더 구성된다. 상기 디지털 전치왜곡 회로는 상기 제 1 피드백 신호와 상기 제 2 피드백 신호에 기초하여 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호와 상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성함으로써 상기 제 1 증폭기 브랜치와 상기 제 2 증폭기 브랜치에서의 비선형성을 상쇄하도록 구성된다.
다른 실시예에 따르면, 제 1 전치왜곡 디지털 신호 및 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호와 상이한 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성하도록 디지털 입력 신호를 전치왜곡하는 단계와, 제 1 증폭기 브랜치에서 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호에 기초하여 제 1 증폭 신호를 생성하는 단계와, 제 2 증폭기 브랜치에서 상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호에 기초하여 제 2 증폭 신호를 생성하는 단계와, 무선-주파수(RF) 회로에서 상기 제 1 증폭 신호와 상기 제 2 증폭 신호를 결합하여 결합 신호를 생성하는 단계와, 상기 제 1 증폭 신호, 상기 제 2 증폭 신호, 및 상기 결합 신호 중의 적어도 2개에 기초하여 제 1 피드백 신호와 제 2 피드백 신호를 생성하는 단계를 갖는 신호 증폭 방법이 제공된다. 상기 전치왜곡하는 단계는, 상기 제 1 피드백 신호와 상기 제 2 피드백 신호에 기초하여 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호와 상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성함으로써 상기 제 1 증폭기 브랜치와 상기 제 2 증폭기 브랜치에서의 비선형성을 상쇄하는 단계를 포함한다.
또 다른 실시예에 따르면, 제 1 전치왜곡 디지털 신호 및 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호와 상이한 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성하도록 디지털 입력 신호를 전치왜곡하는 수단과, 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호에 기초하여 제 1 증폭 신호를 생성하도록 구성된 제 1 증폭기 브랜치와, 상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호에 기초하여 제 2 증폭 신호를 생성하도록 구성된 제 2 증폭기 브랜치와, 상기 제 1 증폭 신호와 상기 제 2 증폭 신호를 결합하여 결합 신호를 생성하는 수단과, 상기 제 1 증폭 신호, 상기 제 2 증폭 신호, 및 상기 결합 신호 중의 적어도 2개에 기초하여 제 1 피드백 신호와 제 2 피드백 신호를 생성하는 수단을 구비한 장치가 제공된다. 상기 전치왜곡하는 수단은, 상기 제 1 피드백 신호와 상기 제 2 피드백 신호에 기초하여 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호와 상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성함으로써 상기 제 1 증폭기 브랜치와 상기 제 2 증폭기 브랜치에서의 비선형성을 상쇄하도록 구성된다.
본 발명의 여러 가지 실시예들의 다른 양태들, 특징들, 및 이점들이, 다음의 상세한 설명 및 첨부 도면들로부터, 예로써, 더욱 완전하게 명백해질 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 RF(radio-frequency) 송신기의 블록도를 나타낸다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 1의 RF 송신기에 사용될 수 있는 트랜시버의 블록도를 나타낸다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 도 1의 RF 송신기에 사용될 수 있는 RF 회로의 회로도를 나타낸다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 도 1의 RF 송신기에 사용될 수 있는 RF 회로의 회로도를 나타낸다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 4의 RF 회로를 구현하는데 사용될 수 있는 마이크로스트립(microstrip) 회로의 평면도를 나타낸다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 2-단 증폭기의 회로도를 나타낸다.
예정된 동적 범위 동안의 RF(radio-frequency) 전력 증폭기의 비선형 응답을 선형화하는데 사용될 수 있는 일 방법은, DPD(digital pre-distortion)이다. DPD는 디지털 도메인(digital domain)에 적용되며, 변조, 상향-변환 및 증폭 이전에, 디지털-신호-처리 기법을 사용하여 기저대역 신호를 전치 왜곡한다. DPD를 이용하여, 전력 증폭기는 입출력 신호들 사이에서 충분히 정확한 선형 관계를 유지하면서, 실질적으로 그것의 포화 시점까지 활용될 수 있다. 예를 들어, DPD는 전력 증폭기의 전력 효율을 상당히 증가시키며 표준 및/또는 저가 회로 성분들을 사용하여 구현될 수 있기 때문에, 매력적인 기술이다. 프로그래밍 가능 하드웨어, 예를 들어 DSP(digital signal processor)들 및/또는 FPGA(field-programmable gate array)들이 사용되는 경우에는, 고도의 유연성이 달성될 수 있다. 또한, DPD는 대응 송신기의 고가의 아날로그 부품(예를 들어, RF-출력 회로)의 계통에 유의미한 변화를 요구하지 않고, 송신기의 아날로그 프런트 엔드(front end)가 상대적으로 작은 크기를 갖는 각종 유리한 구현들에 적합하며, 또한 송신기의 구성 가능한 디지털 부품은 안테나와 매우 근접하게 놓일 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 송신기(100)의 블록도를 나타낸다. 송신기(100)는 도허티(Doherty) 증폭 방식을 사용하여 디지털 입력 신호(102)를 아날로그 RF-출력 신호(152)로 변환한다. 출력 신호(152)는 출력 부하(예를 들어, 안테나)(160)에 적용된다. FBR(feedback-receiver) 회로(120) 및 DPD 회로(110)를 포함하는 피드백 경로는 송신기(100)가 입력 신호(102)로 디지털 전치-왜곡을 적용할 수 있게 함으로써, 출력 신호(152)에서의 IMD 프로덕트들을 억제한다.
도 1에 도시된 바와 같이, 송신기(100)의 도허티 증폭 방식은 병렬로 연결된 전력 증폭기들(1401 및 1402)을 사용한다. 도 3 - 4에 관하여 아래에 더 기술되는 바와 같이, 증폭기들(1401 및 1402)에 의해 생성되는 출력 신호들(1421 및 1422)은, 각각, RF-출력 회로(150)에 결합됨으로써 출력 신호(152)를 생성한다. 증폭기(1401)는, 예를 들어 클래스-B 또는 클래스-AB 증폭기로서 작동하도록 구성되며, 프라이머리 스테이지(primary stage) 또는 캐리어 스테이지(carrier stage)로도 지칭된다. 증폭기(1402)는, 예를 들어 클래스-C 증폭기로 작동하도록 구성되며, 보조 스테이지 또는 피크 스테이지로도 지칭된다. 관련 증폭기 클래스들에 대응하는 조작 구성에 대한 간단한 설명은, 예를 들어 미국 특허 제7,498,876호 및 제7,928,799호에서 찾아질 수 있으며, 이들 모두는 참조에 의해 그 전체 내용이 본 명세서에 포함된다.
상이한 구성의 증폭기들(1401 및 1402)로 인하여, 입력 신호(102) 및 RF 신호들(1321 및 1322)이 작을 경우, 증폭기(1401)만이 신호 증폭을 제공한다. 증폭기(1402)는 RF 신호(1322)가 소정 임계 레벨에 도달할 때까지 턴 오프된 상태를 유지한다. 이 임계 레벨 근처에서, 증폭기(1401)는 거의 포화되며, 증폭기(1402)가 턴 온 됨으로써 증폭기(1401)의 근사-포화 작동 형태에 의해 클립 오프(clipped off)되기 쉬운 출력-신호 부분을 공급한다. 증폭기들(1401 및 1402)의 이러한 상보적 동작으로 인하여, 송신기(100)는 광범위한 입력-신호 레벨들에 있어서 상대적으로 큰 전력 효율을 유리하게 가질 수 있다. 증폭기(1401 및 1402)에 대한 고 전력 효율이 달성될 수 있는 방법에 대한 보다 상세한 설명이 도 3에 관하여 아래에서 제공된다.
신호들(1421 및 1422)을 적절히 조합하는 것에 의해 출력 신호(152)를 생성할 뿐만 아니라, RF-출력 회로(150)는 신호들(1421, 1422, 및 152)에 기초하여 피드백 신호들(1481-1483)을 생성하도록 구성되며, 이 피드백 신호들을 FBR 회로(120)에 공급한다. 일 실시예에서, RF-출력 회로(150)에 의해 FBR 회로(120)에 제공되는 피드백 신호(1481)는 신호(1421)의 감쇄된 복제본이고; 피드백 신호(1482)는 신호(1422)의 감쇄된 복제본이며; 또한 피드백 신호(1483)는 신호(152)의 감쇄된 복제본이다. 각종 다른 실시예들에서, RF-출력 회로(150)는 피드백 신호들(1481-1483) 중 2개의 신호만을 FBR 회로(120)에 제공하고/하거나 신호들(1421, 1422, 및 152)의 각각의 상이한 선형 조합에 기초하여 각 피드백 신호들(1481-1483)을 생성하도록 구성될 수 있다.
일 실시예에서, FBR 회로(120)는 3개의 피드백 수신기들(도 1에는 명시적으로 나타나 있지 않음)을 포함하며, 그 각각은 피드백 신호들(1481-1483) 중의 대응하는 것을 처리하도록 구성된다. 피드백 수신기에 의해 수행되는 통상의 처리는, 대응하는 피드백 신호(148)를 기저대역으로 하향-변환하고, 최종 아날로그 기저대역 신호로 아날로그-디지털 변환을 적용함으로써 대응하는 디지털 피드백 신호(118)를 생성하는 것을 포함한다. FBR 회로(120)에 의해 생성되는 디지털 피드백 신호들(1181-1183)은 아날로그 피드백 신호들(1481-1483)에 각각 대응한다.
일반적으로, 전력 증폭기, 예를 들어 전력 증폭기(1401 또는 1402)의 이득, 효율, 및 AM-PM(amplitude-to-phase modulation) 특성들(예를 들어, 신호 진폭의 함수에 따른 삽입-위상 변화) 모두는, 출력 전력과 부하 임피던스 모두의 함수이다. 통상적인 종래 기술인 DPD 방식에서는, 도허티 전력 증폭기의 캐리어 및 피크 스테이지들용의 개별 자극들(입력 신호들)이, DPD 회로에 의해 생성된 단일의 전치-왜곡된 디지털 신호에 기초하여 생성되는 RF 신호를 분할하도록 구성된 3-dB 전력 분할기에 의해 생성된다. 이것은, 캐리어 및 피크 스테이지들에 적용되는 자극들이 서로 고정된 위상 관계를 가진다는 것을 의미한다. 그러나, 이미 위에서 명시한 바와 같이, 도허티 전력 증폭기의 캐리어 및 피크 스테이지들은 상이한 방식들로 작동하도록 구성되며, 이로 인하여 그들의 출력 신호들은 일반적으로 그들 사이에서 위상 편차(phase mismatch)를 갖게 된다. 또한, 이 위상 편차는 출력-전력 레벨의 변화들로 인해 시간에 따라 달라진다. 불이익하게도, 이 종래 기술의 DPD 방식은 위상 편차를 이퀄라이징할 수 없으며, IMD 프로덕트(product)들의 억제를 위하여 주로 진폭 전치-왜곡에 의존한다.
종래 기술의 이러한 문제들 및 다른 관련 문제들은, 송신기(100)에서 다수의 디지털 피드백 신호들, 예를 들어 신호들(1181-1183) 중의 2개 또는 3개에 기초하여, 각각의 증폭기들(1401 및 1402)에 대한 전치 왜곡된 디지털 신호들(1121 및 1122)을 개별적으로 생성하도록 DPD 회로(110)를 구성하는 것에 의해 처리된다. 이 피드백 신호들은, DPD 회로가 증폭기(1401 및 1402)에 대한 진폭 전치-왜곡 및 위상 이퀄라이징 모두를 구현할 수 있게 하기에 충분한 정보를 제공한다. 출력 신호들(1421 및 1422) 사이의 상대적으로 작은 위상 편차로 인한 일부 요인에 의하여, 송신기(100)는 비교대상이 되는 종래 기술의 송신기보다, 그것의 출력 신호(즉, 신호(152))에서 더 양호하게 IMD 프로덕트들을 억제할 수 있다.
일 구성에서, DPD 회로(110)는 디지털 피드백 신호들(1181-1183)을 사용하여 입력 신호(102)를 적응적으로 전치-왜곡함으로써 개별적으로 전치-왜곡된 디지털 신호들(1121 및 1122)을 생성한다. 전치-왜곡된 디지털 신호(1121)는 송신기(1301)에 적용되며, 여기에서 먼저 대응하는 아날로그 신호(도 1에는 명시적으로 나타나 있지 않음)로 변환된다. 이어서, 송신기(1301)는 이 아날로그 신호를 기저대역으로부터 상향 변환함으로써 RF 신호(1321)를 생성한다. 전치-왜곡된 디지털 신호(1122)는 RF 신호(1322)를 생성하도록 송신기(1302)에서 유사하게 처리된다. 이미 위에서 명시한 바와 같이, RF 신호들(1321 및 1322)은, 증폭기들(1401 및 1402)에 각각 인가되는 입력 신호들(자극들)이다.
DPD 회로(110)는 입력 신호(102)에 제 1 비선형 함수를 적용하는 것에 의해 전치-왜곡된 디지털 신호(1121)를 생성하도록 구성되며, 여기서 제 1 비선형 함수는, 증폭기(1401)(에서, 예를 들어, 압축 진폭 왜곡)의 압축 비선형(compressing nonlinearity)의 근사적 역인 확장 비선형성(expanding nonlinearity)을 생성한다. DPD 회로(110)는 입력 신호(102)에 제 2 비선형 함수를 적용하는 것에 의해, 전치-왜곡된 디지털 신호(1122)를 생성하도록 더 구성되며, 여기서 제 2 비선형 함수는, 증폭기(1402)의 비선형성의 근사적 역인 비선형성을 생성한다. 이미 위에서 명시한 바와 같이, 제 1 및 제 2 비선형 함수들은 증폭기들(1401 및 1402)의 상이한 동작 구성들로 인하여 일반적으로 서로 상이하다.
여러 다른 구성들에서, 마찬가지로, DPD 회로(110)는 입력 신호(102)에 대하여 다른 타입의 제 1 및/또는 제 2 비선형 함수들을 적용함으로써 전치-왜곡된 디지털 신호들(1121 및 1122)을 생성할 수 있다. 일반적으로, 제 1 및 제 2 비선형 함수들은 DPD 회로(110), 송신기(1301 및 1302), 증폭기(1401 및 1402), 및 RF-출력 회로(150)를 포함하는 전방 신호 경로가 실질적으로 선형인 신호-전송 특성들을 나타내도록 하는 관련 방식으로 구성된다. 실질적으로 선형인 신호-전송 특성들에 의해, 디지털 전치-왜곡으로, 출력 신호(152)와 입력 신호(102) 사이의 관계는 일정한 이득, 예를 들어 송신기(100)의 예정된 동적 범위(dynamic range) 내의 입력-(또는 출력-)신호 레벨에 의존하지 않는 복합적인 또는 실제의 이득 값에 의해 양호하게 근사화될 수 있음을 의미한다. DPD 회로(110)를 구현하는데 사용될 수 있는 대표 DPD 회로들 및 알고리즘들의 설명은, 예를 들어 미국 특허번호 7,957,707, 7,904,033, 7,822,146, 7,782,979, 7,729,446, 7,606,324, 7,583,754, 및 7,471,739에서 찾아볼 수 있으며, 이들 모두는 참조에 의하여 전체 내용이 본 명세서에 포함된다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기(100)(도 1)에 사용될 수 있는 트랜시버(200)의 블록도를 나타낸다. 도 2에 나타낸 DPD 회로(110)는 트랜시버(200)의 일부분이 아닌 것에 유의한다. DAC(Digital-to-analog converter)들(234) 및 I-Q 변조기(236)는 송신기(1301) 또는 송신기(1302)를 구현하는데 사용될 수 있다. ADC(Analog-to-digital converter)들(224) 및 I-Q 복조기(226)는 FBR 회로(120)의 일 부분을 구현하는데 사용될 수 있다. 또한, 트랜시버(200)는, I-Q 변조기(236) 및 I-Q 복조기(226)에 대하여 로컬-오실레이터(캐리어-주파수) 신호(246)를 공급하도록 구성되는 로컬-오실레이터(local-oscillator; LO) 소스(244)를 구비한다. 대표 실시예에서, 송신기(100)는 트랜시버(200)의 다수의 인스턴스를 가질 수 있다.
작동시에, I-Q 복조기(226)는 그것을 LO 신호(246)와 믹싱(mixing)하는 것에 의한 종래의 방식으로 피드백 신호(148)를 복조한다. I-Q 복조기(226)에 의해 생성되는 최종 기저대역 신호(225)는 두 개의 성분들, 즉 동상(in-phase)의 성분(225I) 및 직각-위상(quadrature-phase)의 성분(225Q)를 가진다. 신호들(225I 및 225Q)은 ADC들(224)에 의해 디지털 형태로 변환되는 아날로그 신호들이다. 최종 디지털 신호들(Ifb 및 Qfb)은 디지털 신호들(1181-1183) 중 대응하는 것의 성분들이다(또한, 도 1 참조).
DPD 회로(110)는 디지털 신호들(Ifb 및 Qfb)을 사용하여 송신기(100)의 전방 신호 경로의 왜곡량을 결정한다(도 1). 예를 들어, 디지털 신호들(Ifb 및 Qfb)을 통해 DPD 회로(110)에 의해 수신되는 심볼(symbol)은, 다른 하나 이상의 디지털 신호들(118)을 통해 DPD 회로에 의해 수신되는 하나 이상의 대응하는 심볼들과 조합될(예를 들어, 그것과 합산되고/되거나 그것으로부터 감산될) 수 있다(도 1 참조). 이어서, DPD 회로(110)는 입력 신호(102)를 통해 수신되는 대응하는 오리지널 성상 심볼(constellation symbol)을 사용하여 오리지널 I 및 Q 성분들에 적용될 필요가 있는 전치-왜곡량을 결정함으로써, 전방 신호 경로에 의해 부과된 왜곡을 상쇄(예를 들어, 제거 또는 상당히 감소)시킨다. 결정된 전치-왜곡량은, 임의의 적합한 방식으로, 제 1 부분 및 제 2부분으로 파티셔닝(partitioning)될 수 있다. 제 1 비선형 함수 형태의 제 1 부분이 입력 신호(102)에 적용됨으로써 전치-왜곡된 디지털 신호(1121)를 생성하며, 마찬가지로, 제 2 비선형 함수 형태의 제 2 부분이 입력 신호(102)에 적용됨으로써 전치-왜곡된 디지털 신호(1122)를 생성한다. 신호들(102 및 118)과 유사하게, 신호(112)는 두 개의 성분들, 즉 성분 IPd 로 라벨링된 동상 성분및 Qpd로 라벨링된 직교-위상 성분을 갖는 것으로 나타나 있다. 도 2는 전치-왜곡된 디지털 신호들(1121 및 1122) 중의 하나만의 생성을 나타낸 것임에 유의한다. 이 신호들 중 다른 하나는 유사하게 생성될 수 있다.
전치-왜곡된 디지털 신호(112)의 성분들(Ipd 및 Qpd)은 DAC들(234)에서, 아날로그 신호들(235I 및 235Q)로 각각 변환된다. 이어서, I-Q 변조기(236)는 아날로그 신호들(235I 및 235Q)을 사용하여 LO 신호(246)를 변조한다. 최종 변조된 캐리어 신호는 RF 신호(132)이다(또한, 도 1 참조). 이미 위에서 명시된 바와 같이, I-Q 변조기(236)에 의해 생성되는 신호(132)는 신호들(1321 및 1322) 중 하나일 수 있다(도 1 참조). 이 신호들 중 다른 하나는 유사하게 생성될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 RF-출력 회로(150)(도 1)로서 사용될 수 있는 RF 회로(300)의 회로도를 나타낸다. RF 회로(300)는 트랜스커플러(transcoupler)(310), 임피던스 트랜스포머(320), 방향성 커플러(330), 및 A에서 F까지로 라벨링된 6개의 단자들을 포함한다. 도 3에 나타낸 임피던스들은 예시적이며, 각각의 외부 단자들이 50-옴 라인, 드라이버, 부하, 또는 종단기에 연결되는 것으로 예정되는 구현에 대응한다. 당업자는 도 3에 나타낸 각종 임피던스 값들을 변경함으로써 RF 회로(300)를 50 옴이 아닌 임피던스 값으로 매칭하는 방법을 이해할 것이다.
대표 구성에서, 단자들(A-F)은 다음과 같이 연결될 수 있다. 단자(A)는 피드백 신호(1481)를 전달하도록 구성된다(도 1 및 2 참조). 단자(B)는 피드백 신호(1482)를 전달하도록 구성된다(도 1 및 2 참조). 단자(C)는 증폭된 신호(1421)를 수신하도록 구성된다(도 1 참조). 단자(D)는 증폭된 신호(1422)를 수신하도록 구성된다(도 1 참조). 단자(E)는 피드백 신호(1483)를 전달하도록 구성된다(도 1 및 2 참조). 단자(F)는 출력 신호(152)를 부하(160)에 대해 적용하도록 구성된다.
이 대표 구성은 몇몇 다른 구성들을 생성하도록 수정될 수 있다. 예를 들어, 3개의 상이한 다른 구성들은, 위에서 제시된 것으로부터 50-옴 종단기까지 단자(A, B, 또는 E)의 연결을 변경하는 것에 의해 이루어질 수 있다. 각각의 이 3개의 다른 구성들에서, RF 회로(300)는 피드백 신호들(1481-1483) 중의 2개만을 제공하게 된다.
트랜스커플러(310)는, 브랜치(314)를 통해 전파되는 RF 신호가 브랜치(312)에 전자기적 커플링되도록 서로 충분히 근접하여 위치한 2개의 병렬 브랜치들(312 및 314)을 구비한 4-단자 디바이스이다. 브랜치(314)는 단자들(C 및 D) 사이에 배치된 1/4-파장 임피던스 인버터를 포함한다. 브랜치들(312 및 314) 사이에서 커플링되는 신호는 상대적으로 약하며(예를 들어 약 -30 dB), 이것은 브랜치(314)에서의 1/4-파장 임피던스 인버터의 동작에 대한 브랜치(312)의 최소 영향성을 보장한다.
작동시에, 브랜치(314)의 1/4-파장 임피던스 인버터는, 예를 들어 다음과 같은 캐리어 스테이지(1401)에 대한 능동 부하 변조를 구현하는데 사용될 수 있다(또한 도 1 참조).
낮은 입력-신호 레벨들에서, 캐리어 스테이지(1401)가 제어된 전류 소스의 역할을 하는 동안, 피크 스테이지(1402)는 오프 상태에 있다. 피크 스테이지(1402)는 (이상적으로) 무한 임피던스를 보이며, 브랜치(314)의 임피던스 인버터로 인하여 캐리어 스테이지(1401)는 50-옴 임피던스 부하보다 더 높게 보이게 된다. 그것의 출력 전류가 공칭 최대값의 대략 1/2에 도달할 시에는, 상기 고 임피던스 부하(higher impedance load)로 인하여 캐리어 스테이지(1401)는 근사-포화에 도달하게 된다. 캐리어 스테이지(1401)가 포화에 근접할 시에, 그것은 거의 최대 전력 효율을 가지고 유리하게 작동한다.
입력-신호 레벨이 피크 스테이지(1402)를 턴 온 하기에 충분히 높아지는 경우, 피크 스테이지는 단자(D)에 대하여 추가 전류를 인가하기 시작한다. 이제, 피크 스테이지(1402)는 제어된 전류 소스의 역할을 하며, 캐리어 스테이지(1401)는 제어된 전압 소스의 역할을 한다. 단자(D)에 대하여 피크 스테이지(1402)에 의해 인가되는 추가 전류는, 브랜치(314)의 1/4-파장 임피던스 인버터에 의해 보여지는 출력 임피던스의 증가를 야기한다. 1/4-파장 임피던스 인버터의 입출력 임피던스들은 듀얼(dual)들로서 서로 관련되어 있기 때문에, 출력 임피던스의 증가는 이에 대응하는 입력 임피던스의 감소를 야기한다. 브랜치(314)의 1/4-파장 임피던스 인버터의 입력 임피던스는 캐리어 스테이지(1401)에 의해 보여지는 부하임에 유의한다. 캐리어 스테이지(1401)의 부하가 감소함에 따라, 캐리어 스테이지의 출력 전류는 증가하며, 출력 전압은 포화 레벨에 근접한 상태를 유지한다.
입력-신호 레벨이 더욱 증가함에 따라, 브랜치(314)의 1/4-파장 임피던스 인버터의 출력 임피던스는 계속 증가하고, 캐리어 스테이지(1401)의 실효 부하는 계속 감소한다. 이 방식으로, 높은 입력-신호 레벨들 동안, 브랜치(314)의 임피던스 인버터는, 피크 스테이지(1402)로 하여금 캐리어 스테이지(1401)의 부하를 조절할 수 있게 한다. 부하 변조는, 결국, 캐리어 스테이지(1401)가 유리하게 높은 전력 효율로 특징지어진 방식으로 계속해서 작동되도록 한다.
임피던스 트랜스포머(320)는, 1/4 파장 길이인 전송선의 길이를 포함하며, 약 35 옴의 임피던스를 갖는다(소망하는 동작-주파수 범위를 가진 디바이스에 있어서, 통상적으로 1/4-파장 길이는 그 동작 범위의 중심 주파수에 대응함에 유의한다). 임피던스 트랜스포머(320)는 방향성 커플러(330)에 의해 50옴에서 종결되기 때문에, 25옴의 입력 임피던스가 단자(D)에 표시된다. 25옴의 입력 임피던스는, 단자(D)에 병렬로 연결되는 2개의 50옴 전송선들의 출력 임피던스를 정합시킨다.
방향성 커플러(330)는 브랜치들(332 및 334)을 포함한다. 브랜치(334)는 고정된 50옴 터미네이션을 임피던스 트랜스포머(320)에게 제공하도록 작동한다. 브랜치들(332 및 334) 사이에 커플링되는 신호는 상대적으로 약하다(예를 들어, 약 -30 dB). 단자(G)는 50옴 종단기(340)에 연결된다. 단자(E)는 임피던스 트랜스포머(304)에 의해 단자(H)에 제공된 RF 감쇄된 신호의 복제본을 출력한다.
RF 회로(300)의 각각의 단자들(A, B, 및 E)에서 수집된 피드백 신호들(SA, SB, 및 SE)는 예를 들어 다음의 등식들 (1)-(3)에 기초하여 스테이지들(1401 및 1402)의 실효 전송 함수들(T1 및 T2)을 직접 측정하는데 사용될 수 있다:
Figure pct00001
여기서 a는 브랜치들(312 및 314) 사이의 신호-커플링 강도를 나타내는 상수이고; c는 브랜치들(332 및 334) 사이의 신호-커플링 강도를 나타내는 상수이고; p1 및 p2는 전치-왜곡된 신호들(1121 및 1122)을 각각 나타낸다. 이 측정은 라인 상에서 행해지거나, 또는 적절한 오프-라인 캘리브레이션 절차를 사용하여 행해질 수 있다. 이론상으로는, 커플링 강도를 알고 있는 경우, 전송 함수들(T1 및 T2)의 결정을 위해 등식들 (l)-(3) 중의 임의의 2개의 등식으로 충분하다. 3개 등식들 모두의 사용은 커플링 강도들의 비율(a/c)의 결정을 가능하게 하며, 따라서, 2개의 커플링 강도 중의 하나만 알고 있는 경우에 사용될 수 있다. 스테이지들(1401 및 1402)의 개개의 전송 함수들이 결정된 이후에, 그들의 역수(reciprocals)는 진폭 전치-왜곡(amplitude pre-distortion) 및 위상 등화(phase equalization)를 위한 상대적으로 간단한 방식으로 사용될 수 있다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF-출력 회로(150)(도 1)로서 사용될 수 있는 RF 회로(400)의 회로도를 나타낸다. 예정된 기능의 관점에서, 일반적으로 RF 회로(400)는 RF 회로(300)(도 3)와 유사하다. 따라서, 전술한 단자들(A-F)의 연결은 RF 회로(300)뿐만 아니라 RF 회로(400)에 대해서도 적용된다. 그러나, RF 회로들(300 및 400) 사이의 일 차이점은, RF 회로(400)가 임피던드 트랜스포머(320) 및 방향성 커플러(330)(도 3 참조) 모두의 전술한 기능들과 유사한 기능을 수행하는 트랜스커플러(450)를 이용한다는 것이다.
트랜스커플러(450)의 사용은 다음의 이점들/장점들 중의 하나 이상을 제공할 수 있다.
(1) 예를 들어, 트랜스커플러(450)가 임피던스 트랜스포머(320) 및 방향성 커플러(330)를 포함한 직렬보다 낮은 삽입 손실을 갖기 때문에, RF 회로(400)를 이용하는 송신기(예를 들어, 도 1의 송신기(100))는 비교적 높은 전력 효율을 가질 수 있다.
(2) 트랜스커플러(450)가 PCB(printed circuit board) 상에 비교적 작은 영역을 점유하기 때문에, RF 회로(400)는 비교적 작은 크기를 가질 수 있다.
(3) 트랜스커플러(450)의 비교적 작은 크기, 및 대응하는 전력 증폭기의 개선된 전력 효율이, 단위 제조 및 운용 비용을 감소시키도록 레버리징(leaerage)될 수 있다.
도 3 및 4의 트랜스커플러들(310 및 450)의 설명으로부터 명백한 바와 같이, 트랜스커플러는 각각 메인 브랜치 및 보조 브랜치로 지칭될 수 있는 2개의 브랜치들을 가진 회로 소자이다. 메인 브랜치는 캐리어 파장의 약 1/4의 길이를 가지며, 또한 제 1 브랜치의 엔드(end)에 제 1 임피던스를 제공하는 임피던스 인버터로서 작동하도록 구성되며, 상기 제 1 임피던스는 브랜치의 제 2 엔드에서 상기 브랜치에 제공된 제 2 임피던스의 역(inverse)에 비례한다. 제 2 임피던스가 고정된 임피던스일 경우, 제 1 브랜치는 1/4-파장 임피던스 트랜스포머로서 작동한다. 브랜치들(314 및 454)은 각각의 트랜스커플러들(310 및 450)에서의 메인 브랜치들이다. 보조 브랜치는 메인 브랜치에 대하여 전자기적으로 커플링되며, 메인 브랜치로부터 감쇄된 신호의 복제본을 수신하는 신호 커플러로서 작동하도록 구성된다. 브랜치들(312 및 452)은 각각의 트랜스커플러들(310 및 450)의 보조 브랜치들이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 회로(400)(도 4)를 구현하는데 사용될 수 있는 마이크로스트립 회로(500)의 평면도를 나타낸다. 회로(500)는 유전체 기판(502) 및 상기 유전체 기판의 대향하는(예를 들어, 상부 및 바닥) 면들에 결합된 2개의 전도층들을 포함한다. 도 5에 제공된 뷰에서는 패터닝된 상부층만이 보인다. 이 패턴닝된 층의 여러 가지 마이크로스트립 형태들은 회로(500)의 회로 소자들을 정의한다. 바닥 층(통상적으로 접지면으로 지칭됨)은 도 5에 제공된 뷰에서 보이지 않는다. 대표 실시예에서는, 접지면이 패터닝되지 않으며, 구리와 같은 연속적인 금속 층을 포함한다.
회로(500)는 A에서 G까지로 라벨링된 7개의 단자들을 가진다. 도 4 및 5에서 동일한 문자로 라벨링된 단자들은 기능적으로 유사하다. 따라서, 예를 들어, 도 3 및 4과 관련하여 이미 전술한 바와 같이, 회로(500)의 단자들은 외부 회로들에 대하여 전기적으로 연결될 수 있다.
마이크로스트립들(512 및 514)은 트랜스커플러(310)(도 3 및 4 참조)와 유사한 트랜스커플러(510)를 구현하는데 사용된다. 마이크로스트립(514)은 1/4 파장길이이다. 마이크로스트립(512)은 2개의 상호 맞물린 콤(comb)들을 사용하여 마이크로스트립(514)에 대하여 전자기적으로 커플링된다. 콤들 중의 하나는 마이크로스트립(512)에 전기적으로 연결되고, 2개의 핑거(finger)들(516)을 구비한 것으로 도 5에 구체적으로 보여진다. 다른 콤은 마이크로스트립(514)에 전기적으로 연결되고, 도 5에는 4개의 핑거들(518)을 구비한 것으로 예시적으로 나타나 있다. 2개의 마이터드 밴드(mitred bend)들(508)이 마이크로스트립(512)을 단자들(A 및 B)에 전기적으로 연결하는데 사용된다.
마이크로스트립들(552 및 554)은 트랜스커플러(450)(도 4참조)와 유사한 트랜스커플러(550)를 구현하는데 사용된다. 마이크로스트립(554)은 1/4파장 길이이다. 마이크로스트립(552)은 2개의 상호 맞물린 콤들을 사용하여 마이크로스트립(554)에 대해 전자기적으로 커플링된다. 콤들 중 하나는 마이크로스트립(552)의 일 면에 결합되며, 도 5에는 2개의 핑거들(556)을 구비한 것으로 예시적으로 나타나있다. 다른 콤은 마이크로스트립(554)의 일 면에 결합되며, 도 5에는 4개의 핑거들(558)을 구비한 것으로 예시적으로 나타나 있다. 마이터드된 밴드(508)는 마이크로스트립(552)을 단자(E)에 전기적으로 연결하는데 사용된다. 마이크로스트립들(516 및 562)은 마이크로스프립(554)의 엔드들을 각각의 단자들(D 및 F)에 전기적으로 연결하는데 사용된다.
또한, 도 5에 나타낸 바와 같이, 회로(500)는 트랜스커플러(550)에 연결되는 선택적 션트된 스터브(shunted stub)(560)를 구비한다. 스터브(560)는 마이크로스트립(566) 및 그 마이크로스트립의 단부(distal end)에 위치해 있는 션트(shunt)(564)를 사용하여 구현된다. 마이크로스트립(566)은 1/4파장 길이이다. 션트(564)는 마이크로스트립(566)의 단부를 접지면에 전기적으로 연결시키는(이에 의해, 스터브(560)를 단락) 유전체 기판(502)에 있는 하나 이상의 전도성 비아(via)들을 포함한다. 스터브(560)의 일 기능은, 트랜스커플러가 스터브를 가지고 있지 않은 임피던스와 비교하여 실효적인 트랜스커플러(550)의 임피던스를 변경시키는 것이다. 변경된 임피던스는 실질적으로 영위화(nulled)되는 가상 부분을 유리하게 구비하며, 공칭 캐리어 주파수 근방의 적절한 스펙트럼 범위 내에서 매우 약한 주파수 의존성을 갖는다.
각각의 마이크로스트립들(506, 512, 514, 552, 및 562)은 제 1 지정폭을 가지며, 각각의 마이크로스트립들(554 및 566)은 제 1 지정폭보다 큰 제 2 지정폭을 갖는다. 대표 실시예에서, 제 1 및 제 2 폭들은 (i) 마이크로스트립들(506, 512, 514, 552, 및 562)에 의해 표현된 각각의 RF-전송선들이 50옴의 임피던스를 갖고, (ii) 마이크로스트립들(554 및 566)에 의해 표현된 각각의 RF-전송선들이 35옴의 임피던스를 갖도록 선택된다. 당업자는 이 2 세트의 마이크로스트립들에 대한 각각의 다른 폭들을 선택하여 다른 임피던스 값들을 획득하는 방법을 이해할 것이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 2-단/브랜치 증폭기 회로(600)의 회로도를 나타낸다. 회로(600)는, 예를 들어 카이릭스(Chireix) 증폭 방식을 구현하는데 사용될 수 있다. 대응하는 송신기의 회로도가, 예를 들어 송신기(100) 내의 증폭기들(1401 및 1402) 및 RF-출력 회로(150)(도 1)를 회로(600)로 교체하는 것에 의해 획득될 수 있다. 보다 구체적으로, 회로(600)의 신호들/라인들(6321, 6322, 6481, 6482, 및 652)은 송신기(100)에서, 각각의 신호들/라인들(1321, 1322, 1481, 1482, 및 152)에 대응한다.
도 6에 나타낸 바와 같이, 회로(600)의 카이릭스 증폭 방식은 병렬로 연결되는 전력 증폭기들(6401 및 6402)를 사용한다. 증폭기들(6401 및 6402)에 의해 생성되는 출력 신호들(6421 및 6422)은 각각 출력-매칭 회로들(6441 및 6442) 및 트랜스커플러들(6501 및 6502)을 포함하는 RF-출력 회로(660)에 결합된다. 증폭기들(6401 및 6402)은 서로에 대한 복소 공액(complex conjugate)이면서 일정한 엔벨로프(constant envelope)를 갖는 신호들(6421 및 6422)을 생성하도록 구성된다. RF-출력 회로(660)가 위상-변조된 신호들(6421 및 6422)을 결합시킨 이후에, 그 회로의 출력 단자(D)는 대응하는 진폭-변조된 신호(652)를 갖는다.
RF-출력 회로들(300 및 400)(도 3 및 4)과 유사하게, RF-출력 회로(660)는 부하-임피던스 변조를 사용하여 증폭기 스테이지들에 대한 상대적으로 높은 전력 효율을 달성한다. 트랜스커플러(6501)는 부하 임피던스를 반전시키도록 구성되며, 이것은 그 후에 출력-매칭 회로(6441)에 의해 변형되어, 증폭기(6401)에게 제공된다. 마찬가지로, 트랜스커플러(6502)는 부하 임피던스를 반전시키도록 구성되며, 이것은 그 후에 출력-매칭 회로(6442)에 의해 변형되어, 증폭기(6402)에게 제공된다.
위상-변조된 신호들(6421 및 6422)을 진폭-변조된 신호(652)로 적절히 변환하기 위해, 회로(600)의 2개의 브랜치 증폭기들 사이에서 정의된 복소 공액-위상 관계로부터의 편차는 가능한한 작을 필요가 있다. 회로(600)는, 사용을 위한 피드백 신호들(6481 및 6482)에 대하여, 송신기(100)의 DPD 회로(110)와 유사할 수 있는 적절한 DPD 회로를 제공하는 것에 의해, 이러한 결과를 달성하는데 도움이 된다. 트랜스커플러(6501)는 피드백 신호(6481)를 생성하도록 구성된다. 마찬가지로, 트랜스커플러(6502)는 피드백 신호(6482)를 생성하도록 구성된다. 이 피드백 신호들에 기초하여, 대응하는 DPD 회로는, 신호들(6321 및 6322)을 전치-왜곡함으로써, 단자(D)에서의 상대적으로 정확한 위상 공액(phase conjugation)을 달성할 수 있다.
일반적으로, 트랜스커플러들(450, 550, 및 650)과 유사한 트랜스커플링 요소들은, 증폭 요소들의 2개 이상의 브랜치들로부터 RF-출력 신호들을 결합하고, 피드백-기반 디지털 전치-왜곡을 사용하여, 예를 들어 그것의 출력 신호의 IMD 프로덕트들을 억제하기 위하여 전력 증폭기에 대한 전체 전송 특성들을 선형화하도록 구성된 임의의 멀티스테이지(multistage) 또는 멀티-브랜치 전력-증폭기 회로에서 사용될 수 있다. 전술한 도허티 및 카이릭스 증폭 방식들은 이러한 멀티스테이지 전력-증폭기 회로들의 2개의 대표 예들일 뿐이다. 여기에 제공된 설명으로부터, 당업자는 각종 다른 회로들에서 종래의 RF-회로 요소들 대신에 트랜스커플링 요소들을 사용할 수 있을 것이다. 이러한 사용의 가능한 이점들/장점들은 도 4와 관련하여 이미 위에서 설명하였다.
본 명세서에서 사용되는 바와 같은, 용어 "무선 주파수"(RF)는 대략 3 kHz 내지 300 GHz 범위의 진동률을 지칭한다. 이 주파수는 회로에서 전자기파 또는 교류의 주파수일 수 있다. 이 용어는 무선 통신 시스템들에서 사용되는 주파수들을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 예시적 실시예들을 참조하여 본 발명을 설명하였지만, 본 설명은 제한적 의미로 해석될 것을 의도하지 않는다.
RF 회로(400)(도 4)가 마이크로스트립 기술을 사용하여 구현되는 것으로 기술되었지만, 임의의 다른 적절한 기술, 예를 들어 동축 기술 또는 평면(예를 들어 스트립 선로, 슬롯라인, 또는 평면-도파관) 기술을 사용하여 구현될 수도 있다. 본 명세서에서 개시된 다른 RF 회로들은 이 기술들을 사용하여 유사하게 구현될 수 있다.
청구범위에서 사용된 바와 같은, 용어 "스트립"은 대응하는 평면 회로 또는 인쇄회로기판의 패터닝된 층에서의 임의의 전도성 스트립, 예를 들어 마이크로스트립이나 스트립라인을 포괄하는 것으로 해석되어야 한다.
일 실시예에서, 트랜스커플러(550)(도 5)는 방향성 커플러(510)와 상이한 하나 이상의 회로 요소들과 함께 사용될 수 있다. 예를 들어, 마이크로스트립들(506 및 514)에 연결되는 대신에, 트랜스커플러(550)의 마이크로스트립(554)이 마이크로스트립(554)의 폭 및 마이크로스트립(562)의 폭과 상이한 폭을 갖는 마이크로스트립에 대한 그것의 좌측(도 5에 보여지는 바와 같은) 엔드에 연결될 수 있다.
본 발명이 속한 기술 분야의 당업자들에게 명백한, 본 발명의 상기 실시예들의 각종 변형들과 다른 실시예들은, 다음의 청구범위들에 표현된 본 발명의 원리 및 범위 내에 포함되는 것으로 간주된다.
본 발명은 회로-기반 프로세스들로 구현될 수 있으며, 단일의 집적 회로 상에서의 가능한 구현을 포함한다.
명시적으로 다르게 기술되지 않는다면, 각각의 수치 및 범위는 용어 "약" 또는 "대략"이 그 값이나 범위의 앞에 있는 것처럼 대략적인 것으로 해석되어야 한다.
청구범위에서의 도면 번호 및/또는 도면 참조 라벨들의 사용은 청구범위들의 해석을 용이하게 하기 위하여, 청구된 내용의 하나 이상의 가능한 실시예들을 식별하는 것으로 의도된다. 이러한 사용은 그들 청구범위를 대응하는 도면들에 나타낸 실시예들로 반드시 한정하는 것으로 해석되어서는 안된다.
청구항 인용들이 그들 구성요소들의 일부 또는 전부를 구현하는 특정 시퀀스를 달리 나타내지 않는다면, 다음의 방법 청구항들에서의 구성요소들이, 만일 존재한다면, 대응하는 라벨링으로 그 특정 시퀀스에서 인용되더라도, 그들 구성요소들은 반드시 그 특정 시퀀스에서 구현되는 것으로 한정될 것이 의도되지 않는다.
여기에서 "하나의 실시예" 또는 "일 실시예"에 대한 언급은 그 실시예와 관련하여 기술된 특정 특징, 구성, 또는 특성이 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함될 수 있다는 것을 의미한다. 본 명세서의 각종 개소에서의 용어 "일 실시예에서"의 출현은 반드시 동일한 실시예를 모두 지칭하는 것이 아니며, 반드시 다른 실시예들에 상호 배타적인 별개의 실시예들이거나 대체의 실시예들인 것도 아니다. 동일의 것이 용어 "구현"에 대해 적용된다.
상세한 설명의 전반에 걸쳐, 크기가 조정되지 않은 도면들은 예시일 뿐이며, 본 발명의 한정이 아닌 설명을 위해 사용된다. 높이, 길이, 폭, 상부, 저부와 같은 용어들의 사용은 오로지 본 발명의 설명을 용이하게 하기 위한 것이며, 특정 배향으로 본 발명을 한정할 것을 의도하지 않는다. 예를 들어, 높이는 수직적 상승의 제한만을 나타내지 않으며, 본 도면들에 나타낸 3차원 구조의 3개 치수들 중의 하나를 식별하는데 사용된다. 이러한 "높이"는 마이크로스트립들이 수평 방향으로 존재하는 수직 방향이거나, 마이크로스트립들이 수직 방향으로 존재하는 수평 방향 등일 수 있다.
또한, 본 설명의 목적을 위한, 용어들 "커플", "커플링하는", "커플링되는", "연결", "연결하는", "연결되는"은 2개 이상의 요소들 사이에서 에너지가 이동될 수 있는 공지의 방식 또는 이후에 개발될 방식을 지칭하며, 필수는 아니지만, 하나 이상의 추가 요소들의 개재가 고려된다. 반대로, 용어들 "직접 커플링된", "직접 연결된" 등은 그러한 추가 요소들의 부재를 의미한다.
본 발명들은 다른 특정 장치들 및/또는 방법들로 구현될 수 있다. 상기 실시예들은 다만 예시이면서 한정이 아닌 모든 측면들에서 고려될 것이다. 특히, 본 발명의 범위는 본 명세서의 상세한 설명과 도면들에 의해서가 아닌 첨부된 청구범위들에 의해 나타나 있다. 본 청구범위들과 등가인 의미 및 범위 내에 포함되는 모든 변경들은 본 청구범위들 내에 포함될 것이다.

Claims (10)

  1. 디지털 입력 신호를 전치왜곡(pre-distort)하여 제 1 전치왜곡 디지털 신호 및 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호와 상이한 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성하도록 구성된 디지털 전치왜곡 회로와,
    상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호에 기초하여 제 1 증폭 신호를 생성하도록 구성된 제 1 증폭기 브랜치와,
    상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호에 기초하여 제 2 증폭 신호를 생성하도록 구성된 제 2 증폭기 브랜치와,
    상기 제 1 증폭 신호와 상기 제 2 증폭 신호를 결합하여 결합 신호를 생성하도록 구성된 무선-주파수(RF) 회로를 포함하고,
    상기 RF 회로는 상기 제 1 증폭 신호, 상기 제 2 증폭 신호, 및 상기 결합 신호 중의 적어도 2개에 기초하여 제 1 피드백 신호와 제 2 피드백 신호를 생성하도록 더 구성되며,
    상기 디지털 전치왜곡 회로는 상기 제 1 피드백 신호와 상기 제 2 피드백 신호에 기초하여 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호와 상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성함으로써 상기 제 1 증폭기 브랜치와 상기 제 2 증폭기 브랜치에서의 비선형성을 상쇄하도록 구성되는
    장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 증폭기 브랜치는,
    상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호를 제 1 RF 신호로 변환하도록 구성된 제 1 송신기와,
    상기 제 1 RF 신호를 증폭하여 상기 제 1 증폭 신호를 생성하도록 구성된 제 1 전력 증폭기를 포함하고,
    상기 제 2 증폭기 브랜치는,
    상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 제 2 RF 신호로 변환하도록 구성된 제 2 송신기와,
    상기 제 2 RF 신호를 증폭하여 상기 제 2 증폭 신호를 생성하도록 구성된 제 2 전력 증폭기를 포함하는
    장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 전력 증폭기와 상기 제 2 전력 증폭기는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 캐리어 스테이지(carrier stage) 및 피크 스테이지(peak stage)로서 각각 작동하도록 구성되는
    장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 전력 증폭기와 상기 제 2 전력 증폭기는 카이릭스 전력 증폭기(Chireix power amplifier)의 각각의 위상-변조 스테이지로서 작동하도록 구성되는
    장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 RF 회로는 제 3 피드백 신호를 생성하도록 더 구성되며,
    상기 제 1 피드백 신호, 상기 제 2 피드백 신호, 및 상기 제 3 피드백 신호의 각각은 상기 제 1 증폭 신호, 상기 제 2 증폭 신호, 및 상기 결합 신호의 각각의 감쇄된 복제본인
    장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    피드백-수신기 회로와,
    상기 결합 신호에 대응하는 전자기파를 방출하도록 구성된 안테나를 더 포함하고,
    상기 피드백-수신기 회로는,
    상기 제 1 피드백 신호를 하향 변환하여 제 1 디지털 기저대역 신호를 생성하고,
    상기 제 2 피드백 신호를 하향 변환하여 제 2 디지털 기저대역 신호를 생성하고,
    상기 제 1 디지털 기저 대역 신호 및 상기 제 2 디지털 기저대역 신호를 상기 디지털 전치왜곡 회로에 인가하도록 구성되고,
    상기 디지털 전치왜곡 회로는 상기 제 1 디지털 기저 대역 및 상기 제 2 디지털 기저대역 신호에 기초하여 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호 및 상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성하도록 구성되는
    장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 디지털 전치왜곡 회로는,
    상기 제 1 증폭기 브랜치와 상기 제 2 증폭기 브랜치 중의 적어도 하나에서의 압축 진폭 왜곡과,
    상기 제 1 증폭기 브랜치와 상기 제 2 증폭기 브랜치 사이의 위상 편차(phase mismatch)를
    상쇄시키는 것에 의해 상기 비선형성을 상쇄하도록 구성되는
    장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 RF 회로는 제 1 방향성 커플러를 포함하고,
    상기 제 1 방향성 커플러는,
    상기 제 1 증폭기 브랜치의 출력 포트와 상기 제 2 증폭기 브랜치의 출력 포트 사이에 연결된 제 1 브랜치와,
    상기 제 1 브랜치에 전자기적으로 커플링되고 제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 제 2 브랜치를 포함하고,
    상기 제 1 피드백 신호는 상기 제 1 단자에 나타나는
    장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 RF 회로는 트랜스커플러(transcoupler)를 더 포함하고,
    상기 트랜스커플러는,
    상기 제 1 방향성 커플러의 상기 제 1 브랜치와 직렬로 연결된 각각의 제 1 브랜치와,
    상기 각각의 제 1 브랜치와 전자기적으로 커플링되고 제 3 단자와 제 4 단자를 갖는 각각의 제 2 브랜치를 포함하고,
    상기 제 2 피드백 신호는 상기 제 3 단자에 나타나는
    장치.
  10. 제 1 전치왜곡 디지털 신호 및 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호와 상이한 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성하도록 디지털 입력 신호를 전치왜곡하는 단계와,
    제 1 증폭기 브랜치에서 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호에 기초하여 제 1 증폭 신호를 생성하는 단계와,
    제 2 증폭기 브랜치에서 상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호에 기초하여 제 2 증폭 신호를 생성하는 단계와,
    무선-주파수(RF) 회로에서 상기 제 1 증폭 신호와 상기 제 2 증폭 신호를 결합하여 결합 신호를 생성하는 단계와,
    상기 제 1 증폭 신호, 상기 제 2 증폭 신호, 및 상기 결합 신호 중의 적어도 2개에 기초하여 제 1 피드백 신호와 제 2 피드백 신호를 생성하는 단계를 포함하며,
    상기 전치왜곡하는 단계는, 상기 제 1 피드백 신호와 상기 제 2 피드백 신호에 기초하여 상기 제 1 전치왜곡 디지털 신호와 상기 제 2 전치왜곡 디지털 신호를 생성함으로써 상기 제 1 증폭기 브랜치와 상기 제 2 증폭기 브랜치에서의 비선형성을 상쇄하는 단계를 포함하는
    신호 증폭 방법.
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