CN114884522A - 差分式毫米波通讯架构及电子设备 - Google Patents

差分式毫米波通讯架构及电子设备 Download PDF

Info

Publication number
CN114884522A
CN114884522A CN202210424018.9A CN202210424018A CN114884522A CN 114884522 A CN114884522 A CN 114884522A CN 202210424018 A CN202210424018 A CN 202210424018A CN 114884522 A CN114884522 A CN 114884522A
Authority
CN
China
Prior art keywords
differential
differential transformer
signal input
input end
electrode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210424018.9A
Other languages
English (en)
Inventor
李成
金文学
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Dekrypton Microelectronics Shenzhen Co ltd
Original Assignee
Dekrypton Microelectronics Shenzhen Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Dekrypton Microelectronics Shenzhen Co ltd filed Critical Dekrypton Microelectronics Shenzhen Co ltd
Priority to CN202210424018.9A priority Critical patent/CN114884522A/zh
Priority to PCT/CN2022/094384 priority patent/WO2023201831A1/zh
Publication of CN114884522A publication Critical patent/CN114884522A/zh
Priority to TW111131825A priority patent/TWI806749B/zh
Priority to US18/046,502 priority patent/US11750230B1/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/26—Modifications of amplifiers to reduce influence of noise generated by amplifying elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/045—Circuits with power amplifiers with means for improving efficiency
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0491—Circuits with frequency synthesizers, frequency converters or modulators
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种差分式毫米波通讯架构及电子设备，包括发射装置，所述发射装置包括依次连接的振荡器、频率乘法器、第一差分变压器、至少一个的驱动放大电路和功率放大电路；所述驱动放大电路包括依次连接的驱动放大器和第二差分变压器，所述功率放大电路包括依次连接的功率放大器和第三差分变压器，所述功率放大器包括信号开关，所述信号开关与开关键控信号输入端连接。本发明可实现低功耗与小面积的毫米波前端电路。

Description

差分式毫米波通讯架构及电子设备
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种差分式毫米波通讯架构及电子设备。
背景技术
传统超外差调变射频前端广泛应用在手机、WiFi设备、蓝牙设备等产品。如图1所示，其中必须具有LO基频加上PLL锁频器，将信号调变至载波频率，再由放大器放大发射或是接收，因此基本上需要LO电路、混频器MIXER、发射器TX、接收器RX以及数模转换电路几大模块，除此之外还包含相对应的基带BASEBAND，(例如，WiFi设备需要MAC和PHY层)，还有可能的额外高选择度滤波器(例如手机的声表面波滤波器SAW FILTER)，这些都是复杂系统需要的器件，其功耗和尺寸往往较大。因此，如何降低射频前端电路的功耗和面积成为有待解决的问题。
另外，毫米波段(30～300GHz)具有高带宽的天生优势，然而，在60GHz有氧衰(oxygen attenuation)的劣势，信号比一般商用规格更不易传递，但是相对现有的通讯系统不会造成干扰；另外，大部分的毫米波段是无认证执照使用的公共频带(Unlicensedband)。基于此，毫米波特别适合用于短距离与高数据量通讯的特定应用产品。然而，在现有的高数据量且高速传输的毫米波电路中，噪声容易干扰前端电路特性。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：提供一种差分式毫米波通讯架构及电子设备，可实现低功耗与小面积的毫米波前端电路。
为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：一种差分式毫米波通讯架构，包括发射装置，所述发射装置包括依次连接的振荡器、频率乘法器、第一差分变压器、至少一个的驱动放大电路和功率放大电路；所述驱动放大电路包括依次连接的驱动放大器和第二差分变压器，所述功率放大电路包括依次连接的功率放大器和第三差分变压器，所述功率放大器包括信号开关，所述信号开关与开关键控信号输入端连接。
本发明还提出了一种电子设备，包括如上所述的差分式毫米波通讯架构。
本发明的有益效果在于：通过振荡器输出基频信号，然后通过频率乘法器将基频信号倍频至毫米波频段，可降低振荡器的设计难度，且有利于实现短距离与高数据量的无线通信；通过第一差分变压器抵消频率乘法器倍频产生的偶次谐波，并实现高频阻抗转换，通过开关键控信号控制功率放大器的信号开关，以达到调变的效果。本发明利用毫米波天生具有高带宽优势，同时采用OOK调变技术来实现短距离信道通讯，可大量简化整体毫米波前端电路，以达到低功耗与小面积的特点。
附图说明
图1为现有技术中超外差式调幅接收电路示意图；
图2为本发明实施例一的发射装置的结构示意图；
图3为本发明实施例一的频率乘法器的结构示意图；
图4为本发明实施例一的功率放大器的结构示意图；
图5为本发明实施例一的功率放大器的各端口对应的信号波形示意图；
图6为本发明实施例一的接收装置的结构示意图；
图7为本发明实施例一的差分式波峰检测器的结构示意图；
图8为本发明实施例一的差分式波峰检测器各端口对应的信号波形示意图；
图9为本发明实施例一的仿真结果示意图。
标号说明：
100、发射装置；200、接收装置；
101、振荡器；102、频率乘法器；103、第一差分变压器；104、驱动放大器；105、第二差分变压器；106、功率放大器；107、第三差分变压器；
201、第四差分变压器；202、低噪声放大器；203、第五差分变压器；204、差分式波峰检测器。
具体实施方式
为详细说明本发明的技术内容、所实现目的及效果，以下结合实施方式并配合附图详予说明。
名词解释：
振荡器(oscillator)：用来产生重复电子讯号(通常是正弦波或方波)的电子元件，能将直流电转换为具有一定频率交流电信号输出的电子电路或装置；简单地说就是一个频率源，一般用在锁相环(Phase locked loop，简称PLL)中。
带阻滤波器(bandstop filters，简称BSF)：指能通过大多数频率分量、但将某些范围的频率分量衰减到极低水平的滤波器，与带通滤波器的概念相对。
谐波：指频率比主要信号频率(也就是基频)高的信号。
奇次谐波(Odd harmonic)：当谐波信号的频率是基波信号频率的奇数倍时，则称该谐波为奇次谐波，即额定频率为基波频率奇数倍的谐波。
偶次谐波(even harmonic)：额定频率为基波频率偶数倍的谐波。
波峰检测器(Envelope detector)，即包络检波器。包络检波是幅度检波，将一段时间长度的高频信号的峰值点连线，就可以得到上方(正的)一条线和下方(负的)一条线，这两条线就叫包络线。包络线就是反映高频信号幅度变化的曲线。
OOK(on-off key，开关键控)调变技术，又名二进制振幅键控(2ASK)，它是以单极性不归零码序列来控制正弦载波的开启与关闭。OOK是ASK(amplitude shift keying，幅移键控)调制的一个特例，其原理是把一个幅度取为0，另一个幅度取为非0。
请参阅图2，一种差分式毫米波通讯架构，包括发射装置，所述发射装置包括依次连接的振荡器、频率乘法器、第一差分变压器、至少一个的驱动放大电路和功率放大电路；所述驱动放大电路包括依次连接的驱动放大器和第二差分变压器，所述功率放大电路包括依次连接的功率放大器和第三差分变压器，所述功率放大器包括信号开关，所述信号开关与开关键控信号输入端连接。
从上述描述可知，本发明的有益效果在于：可实现低功耗与小面积的毫米波前端电路。
进一步地，所述信号开关与虚接地节点连接。
由上述描述可知，通过采用差分式电路设计，功率放大器的信号开关在差分电路的虚接地，使得信号开关切换所造成的共模噪声可以抵消在差分电路中，可避免噪声干扰前端电路特性。
进一步地，所述振荡器的正极信号输出端与所述频率乘法器的正极信号输入端连接，所述振荡器的负极信号输出端与所述频率乘法器的负极信号输入端连接；
所述频率乘法器的正极信号输出端与所述第一差分变压器的初级线圈的一端连接，所述频率乘法器的负极信号输出端与所述第一差分变压器的初级线圈的另一端连接；
所述第一差分变压器的次级线圈的一端与第一个驱动放大电路中的驱动放大器的正极信号输入端连接，所述第一差分变压器的次级线圈的另一端与第一个驱动放大电路中的驱动放大器的负极信号输入端连接；
所述驱动放大器的正极信号输出端与第二差分变压器的初级线圈的一端连接，所述驱动放大器的负极信号输出端与所述第二差分变压器的初级线圈的另一端连接；
所述第二差分变压器的次级线圈的一端与下一个驱动放大电路中的驱动放大器的正极信号输入端连接，所述第二差分变压器的次级线圈的另一端与下一个驱动放大电路中的驱动放大器的负极信号输入端连接；
最后一个驱动放大电路中的第二差分变压器的次级线圈的一端与所述功率放大器的正极信号输入端连接，最后一个驱动放大电路中的第二差分变压器的次级线圈的另一端与所述功率放大器的负极信号输入端连接；
所述功率放大器的正极信号输出端与所述第三差分变压器的初级线圈的一端连接，所述功率放大器的负极信号输出端与所述第三差分变压器的初级线圈的另一端连接；
所述第三差分变压器的次级线圈的一端与所述发射装置的发射端连接，所述第三差分变压器的次级线圈的另一端接地。
进一步地，所述频率乘法器包括第一非线性元件、第二非线性元件和带阻滤波器；所述第一非线性元件的栅极与所述频率乘法器的正极信号输入端连接，所述第一非线性元件的漏极分别与正极信号输出端和所述带阻滤波器的一端连接，所述第一非线性元件的源极接地；所述第二非线性元件的栅极与所述频率乘法器的负极信号输入端连接，所述第二非线性元件的漏极分别与所述频率乘法器的负极信号输出端和带阻滤波器的另一端连接，所述第二非线性元件的源极接地。
由上述描述可知，频率乘法器接收到振荡器生成的基频信号后，通过第一非线性元件和第一非线性元件产生奇次谐波和偶次谐波，通过带阻滤波器滤除预设倍数的奇次谐波，偶次谐波会被第一差分变压器抵消，剩下的奇次谐波可以输出到放大电路进行倍频。
进一步地，所述第一非线性元件和第二非线性元件为场效应管、双极结型晶体管、异质结双极晶体管或场效应晶体管。
进一步地，所述功率放大器包括第一有源器件、第二有源器件和信号开关，所述信号开关为开关管；所述第一有源器件的栅极与所述功率放大器的正极信号输入端连接，所述第一有源器件的漏极与所述功率放大器的正极信号输出端连接；所述第二有源器件的栅极与所述功率放大器的负极信号输入端连接，所述第二有源器件的漏极与所述功率放大器的负极信号输出端连接；所述第一有源器件的源极和第二有源器件的源极分别与所述开关管的漏极连接；所述开关管的栅极与开关键控信号输入端连接，源极接地；所述开关管的源极与虚接地节点连接。
由上述描述可知，第一有源器件和第二有源器件为功率放大器件，开关键控信号输入端可输入开关键控信号以控制切换开关管，开关管造成的噪声与非理想效应都因为虚接地抑制，不会造成电路特性损失。功率放大器的输出端将输入端与开关键控信号混合后，利用第三差分变压器合成OOK信号于发射端。
进一步地，还包括接收装置，所述接收装置包括依次连接的第四差分变压器、低噪声放大器、第五差分变压器和差分式波峰检测器；所述第五差分变压器包括一个初级线圈和两个次级线圈。
由上述描述可知，接收端通过天线接收到信号后，先通过第四差分变压器抑制噪声，再通过低噪声放大器放大信号，然后通过第五差分变压器产生两组差分信号，最后通过差分式波峰检测器还原数字信号。
进一步地，所述第四差分变压器的初级线圈的一端与所述接收装置的接收端连接，所述第四差分变压器的初级线圈的另一端接地；所述第四差分变压器的次级线圈的一端与所述低噪声放大器的正极信号输入端连接，所述第四差分变压器的次级线圈的另一端与所述低噪声放大器的负极信号输入端连接；
所述低噪声放大器的正极信号输出端与所述第五差分变压器的初级线圈的一端连接，所述低噪声放大器的负极信号输出端与所述第五差分变压器的初级线圈的另一端连接；
所述第五差分变压器的第一次级线圈的一端与所述差分式波峰检测器的第一正极信号输入端连接，所述第五差分变压器的第一次级线圈的另一端与所述差分式波峰检测器的第一负极信号输入端连接；所述第五差分变压器的第二次级线圈的一端与所述差分式波峰检测器的第二正极信号输入端连接，所述第五差分变压器的第二次级线圈的另一端与所述差分式波峰检测器的第二负极信号输入端连接。
进一步地，所述差分式波峰检测器包括第一二极管、第二二极管、第三非线性元件和第四非线性元件；
所述第一二极管的一端与所述差分式波峰检测器的第一正极信号输入端连接，所述第一二极管的另一端接地；所述第二二极管的一端与所述差分式波峰检测器的第二负极信号输入端连接，所述第二二极管的另一端接地；
所述第三非线性元件的栅极与所述差分式波峰检测器的第一正极信号输入端连接，所述第三非线性元件的源极与所述差分式波峰检测器的第一负极信号输入端连接，所述第三非线性元件的漏极与所述差分式波峰检测器的信号输出端连接；所述第四非线性元件的栅极与所述差分式波峰检测器的第二负极信号输入端连接，所述第四非线性元件的源极与所述差分式波峰检测器的第二正极信号输入端连接，所述第四非线性元件的漏极与所述差分式波峰检测器的信号输出端连接。
由上述描述可知，通过第三非线性元件和第一二极管将正振幅解调，通过第四非线性元件和第二二极管将负振幅解调，最后在信号输出端叠加信号输出，可充分利用正振幅与负振幅解调。
本发明还提出了一种电子设备，包括如上所述的差分式毫米波通讯架构。
实施例一
请参照图2-9，本发明的实施例一为：一种差分式通讯架构，可应用于移动终端、WiFi设备或蓝牙设备，实现短距离与高数据量的无线通讯，该通讯架构包括无线通信连接的发射装置和接收装置。
如图2所示，发射装置(TX Chain)100包括依次连接的振荡器(Oscillator)101、频率乘法器(Frequency multiplier)102、第一差分变压器(TF_1)103、至少一个的驱动放大电路和功率放大电路；其中，驱动放大电路包括依次连接的驱动放大器104和第二差分变压器105；功率放大电路包括依次连接的功率放大器(Power amplifier stage)106和第三差分变压器(TF_N)107。本实施例中，以包括两个驱动放大电路为例进行说明，其中，AMP_1和TF_2为第一个驱动放大电路，AMP_2和TF_3为第二个驱动放大电路。在优选的实施例中，驱动放大电路的数量为四个。在其他实施例中，驱动放大电路的数量也可以为其他数字。
具体地，振荡器101的正极信号输出端与频率乘法器102的正极信号输入端In+连接，振荡器101的负极信号输出端与频率乘法器102的负极信号输入端In-连接；频率乘法器102的正极信号输出端Out+与第一差分变压器103的初级线圈的一端连接，频率乘法器102的负极信号输出端Out-与第一差分变压器103的初级线圈的另一端连接；第一差分变压器103的次级线圈的一端与第一个驱动放大电路中的驱动放大器(AMP_1)104的正极信号输入端In+连接，第一差分变压器103的次级线圈的另一端与第一个驱动放大电路中的驱动放大器104的负极信号输入端In-连接。
对于除最后一个驱动放大电路外的其他驱动放大电路，驱动放大器104的正极信号输出端Out+与第二差分变压器105的初级线圈的一端连接，驱动放大器104的负极信号输出端Out-与第二差分变压器105的初级线圈的另一端连接；第二差分变压器105的次级线圈的一端与下一个驱动放大电路中的驱动放大器104的正极信号输入端In+连接，第二差分变压器105的次级线圈的另一端与下一个驱动放大电路中的驱动放大器104的负极信号输入端In-连接。
最后一个驱动放大电路中的第二差分变压器105的次级线圈的一端与功率放大器106的正极信号输入端In+连接，最后一个驱动放大电路中的第二差分变压器105的次级线圈的另一端与功率放大器106的负极信号输入端In-连接；功率放大器106的正极信号输出端Out+与第三差分变压器107的初级线圈的一端连接，功率放大器106的负极信号输出端Out-与第三差分变压器107的初级线圈的另一端连接；功率放大器106还与开关键控信号输入端Digital input连接。
第三差分变压器107的次级线圈的一端与发射装置100的发射端TX_out连接，第三差分变压器107的次级线圈的另一端接地。
进一步地，如图3所示，频率乘法器包括第一非线性元件M1、第二非线性元件M2和带阻滤波器BSF；第一非线性元件M1的栅极(gate)与频率乘法器的正极信号输入端In+连接，漏极(drain)分别与正极信号输出端Out+和带阻滤波器BSF的一端连接，源极(source)接地；第二非线性元件M2的栅极与频率乘法器的负极信号输入端In-连接，漏极分别与频率乘法器的负极信号输出端Out-和带阻滤波器BSF的另一端连接，源极接地。
本实施例中，第一非线性元件M1和第二非线性元件M2为场效应管MOS、双极结型晶体管BJT、异质结双极晶体管HBT或场效应晶体管FET。
在发射装置中，振荡器用于生成基频信号，频率乘法器用于将基频信号倍频M倍频到毫米波频段。第一差分变压器的初级线圈的长度为其次级线圈的长度的M倍；第一差分变压器的初级线圈匹配基频信号的频率，次级线圈匹配M倍的基频信号的频率。本实施例中，振荡器产生的基频信号的频率为20GHz，M＝3，即倍频到60GHz。第一差分变压器的初级线圈实现20GHz的阻抗匹配，次级线圈实现60GHz的阻抗匹配。
具体地，频率乘法器的正极信号输入端In+和负极信号输入端In-接收振荡器产生的基频信号后，通过第一非线性元件M1和第二非线性元件M2产生奇次谐波(与基频信号反相位)和偶次谐波(与基频信号同相位)。
由于变压器为差分式(反向相加)，且偶次谐波与基频信号同相位，因此，偶次谐波会被会被第一差分变压器TF_1抵消。同时，带阻滤波器的阻带范围设计在基频信号频率的预设奇数倍，因此，带阻滤波器会过滤掉预设奇数倍频率的奇次谐波，剩下的奇次谐波可以输出到放大电路进行倍频。由于放大器不会放大频率过大的信号，因此，只会对频率为基频信号频率的特定奇数倍的奇次谐波进行放大。
本实施例中，带阻滤波器的阻带范围设计在频率最小的奇次谐波的频率，即基频信号频率的1倍，也即振荡器产生的基频信号的频率，因此，带阻滤波器会过滤掉频率为基频信号频率的1倍的奇次谐波，频率为基频信号频率的其他奇数倍的奇次谐波会输出到放大电路进行放大。并且，本实施例中，放大器只对频率为基频信号频率的3倍的奇次谐波进行放大。
进一步地，如图4所示，功率放大器包括第一有源器件M3、第二有源器件M4和信号开关，信号开关与虚接地节点连接。本实施例中，信号开关为(数字信号)开关管(SWT)M5；第一有源器件M3的栅极与功率放大器的正极信号输入端In+连接，漏极与功率放大器的正极信号输出端Out+连接；第二有源器件M4的栅极与功率放大器的负极信号输入端In-连接，漏极与功率放大器的负极信号输出端Out-连接；开关管M5的漏极分别与第一有源器件M3的源极和第二有源器件M4的源极连接，栅极与开关键控信号输入端Digital input连接，源极接地；同时，开关管M5的漏极等效虚接地(Virtual GND)。在信号开关M5切换时，虚接地不会给电路造成影响。
本实施例中，第一有源器件M3和第二有源器件M4用于放大信号，将毫米波信号放大至预设的指标。本实施例中，第一有源器件M3和第二有源器件M4可为场效应管MOS、双极结型晶体管BJT、异质结双极晶体管HBT或场效应晶体管FET。
功率放大器各端口对应的信号波形以及发射端的对应的信号波形如图5所示，可以看出，功率放大器的输出端Out+与Out-将其输入端In+与In-输入的信号和开关键控信号输入端输入的信号混合后，利用第三差分变压器TF_N差分合成OOK信号于发射端TX_out。最后在发射端TX_out通过天线将信号传输出去。
第三差分变压器的作用与第一差分变压器和第二差分变压器的作用相同，都是实现阻抗匹配。
如图6所示，接收装置(RX Chain)200包括依次连接的第四差分变压器201、低噪声放大器202、第五差分变压器203和差分式波峰检测器204。其中，第五差分变压器203包括一个初级线圈和两个次级线圈，可根据输入信号，产生两组差分信号。
具体地，第四差分变压器(RX_TF_1)201的初级线圈的一端与接收装置200的接收端连接，第四差分变压器201的初级线圈的另一端接地；第四差分变压器201的次级线圈的一端与低噪声放大器(VGLNA)202的正极信号输入端In+连接，第四差分变压器201的次级线圈的另一端与低噪声放大器202的负极信号输入端In-连接；低噪声放大器202的正极信号输出端Out+与第五差分变压器(RX_Dual_TF)203的初级线圈的一端连接，低噪声放大器202的负极信号输出端Out-与第五差分变压器203的初级线圈的另一端连接；第五差分变压器203的第一次级线圈的一端与差分式波峰检测器(Envelope detector)204的第一正极信号输入端ENV_in1+连接，另一端与差分式波峰检测器204的第一负极信号输入端ENV_in1-连接；第五差分变压器203的第二次级线圈的一端与差分式波峰检测器204的第二正极信号输入端ENV_in2+连接，另一端与差分式波峰检测器204的第二负极信号输入端ENV_in2-连接。
在接收装置中，接收端通过天线接收到信号后，先通过第四差分变压器(RX_TF_1)抑制噪声，再通过低噪声放大器(VGLNA)放大信号，然后通过第五差分变压器(RX_Dual_TF)产生两组差分信号ENV_in1+与ENV_in1-以及ENV_in2-与ENV_in2+，最后通过差分式波峰检测器(Envelope detector)对信号进行解调，还原数字信号。
进一步地，如图7所示，差分式波峰检测器包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三非线性元件M6和第四非线性元件M7；第一二极管D1的一端与差分式波峰检测器的第一正极信号输入端ENV_in1+连接，另一端接地；第三非线性元件M6的栅极与差分式波峰检测器的第一正极信号输入端ENV_in1+连接，源极与差分式波峰检测器的第一负极信号输入端ENV_in1-连接，漏极与差分式波峰检测器的信号输出端ENV_out连接；第二二极管D2的一端与差分式波峰检测器的第二负极信号输入端ENV_in2-连接，另一端接地；第四非线性元件M7的栅极与差分式波峰检测器的第二负极信号输入端ENV_in2-连接，源极与差分式波峰检测器的第二正极信号输入端ENV_in2+连接，漏极与差分式波峰检测器的信号输出端ENV_out连接。
本实施例中，第三非线性元件M6和第四非线性元件M7用于整合信号，将差分信号进行反相相加，继而提高信号幅度，从而更易于第一二极管D1和第二二极管D2峰值检测。本实施例中，第三非线性元件M6和第四非线性元件M7可为场效应管MOS、双极结型晶体管BJT、异质结双极晶体管HBT或场效应晶体管FET。
差分式波峰检测器各端口对应的信号波形如图8所示，在差分式波峰检测器中，第三非线性元件M6和第一二极管D1将(ENV_in1+)-(ENV_in1-)正振幅解调，第四非线性元件M7和第二二极管D2将(ENV_in2-)-(ENV_in2+)负振幅解调，最后在信号输出端ENV_out叠加信号输出。差分式波峰检测器可充分利用正振幅与负振幅解调，不会浪费一半的能量。
本实施例的仿真结果如图9所示，仿真包含实体发射装置TX Chain信号信道与接收装置RX Chain，从图中可以看出，可成功解调变OOK信号于RX输出端。
本实施例由一个本地震荡源产生输出信号源，输出信号驱动一组频率乘法器将信号的频率倍频到毫米波段，数字信号(开关键控信号)直接驱动功率放大器的开关，达到调变的效果。由于采用OOK(on-off key)调变技术，不需符合商用规范，因此无需协定层基频电路(MAC层和PHY层)，并且，由于OOK调变技术只需实现ON/OFF即可，对频率精度要求不高(本实施例的频率只需在60GHz即可，无需像WiFi需要2.4152GHz如此精确的频率来使用规范频率通道)，因此不需要锁相环锁频，即无需PLL锁相环，同时，由于毫米波频段本身处于高频频段，很难与其他系统产生干扰，因此也无需额外的滤波器来过滤干扰。
由于整体电路采用差分式电路设计，功率放大器的信号开关在差分电路的虚接地(Virtual GND)，使得信号开关切换所造成的共模噪声(common mode noise)可以抵消在差分电路中，即开关管造成的噪声与非理想效应都因为虚接地抑制，不会造成电路特性损失。频率乘法器利用差分电路抵消所有的偶次谐波，抽取出更高阶频率的谐波，并利用第一差分变压器TF_1实现高频阻抗转换。在低噪声放大器中，可以抵消共模噪声。差分式波峰检测器可以检测出信号1的正与负的振幅(Amplitude)，并在输出中叠加信号，避免信号振幅损失，以达到最高效率。
本实施例利用毫米波天生具有高带宽优势，同时采用OOK(on-off key)调变技术来实现短距离信道通讯，因此整体毫米波前端电路可大量简化，相比图1的现有电路，无需锁相环PLL与混频器，甚至无需数模转换电路，并且也不需要额外的滤波器，可达到低功耗与小面积的特点。
综上所述，本发明提供的一种差分式毫米波通讯架构及电子设备，通过振荡器输出基频信号，然后通过频率乘法器将基频信号倍频至毫米波频段，可降低振荡器的设计难度，且有利于实现短距离与高数据量的无线通信；通过第一差分变压器抵消频率乘法器倍频产生的偶次谐波，并实现高频阻抗转换，通过开关键控信号控制功率放大器的信号开关，以达到调变的效果。通过采用差分式电路设计，功率放大器的信号开关在差分电路的虚接地，使得信号开关切换所造成的共模噪声可以抵消在差分电路中，从而避免噪声干扰前端电路特性。本发明可大量简化整体毫米波前端电路，以达到低功耗与小面积的特点，且可避免噪声干扰前端电路特性。
以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等同变换，或直接或间接运用在相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种差分式毫米波通讯架构，其特征在于，包括发射装置，所述发射装置包括依次连接的振荡器、频率乘法器、第一差分变压器、至少一个的驱动放大电路和功率放大电路；所述驱动放大电路包括依次连接的驱动放大器和第二差分变压器，所述功率放大电路包括依次连接的功率放大器和第三差分变压器，所述功率放大器包括信号开关，所述信号开关与开关键控信号输入端连接。
2.根据权利要求1所述的差分式毫米波通讯架构，其特征在于，所述信号开关与虚接地节点连接。
3.根据权利要求1或2所述的差分式毫米波通讯架构，其特征在于，所述振荡器的正极信号输出端与所述频率乘法器的正极信号输入端连接，所述振荡器的负极信号输出端与所述频率乘法器的负极信号输入端连接；
所述频率乘法器的正极信号输出端与所述第一差分变压器的初级线圈的一端连接，所述频率乘法器的负极信号输出端与所述第一差分变压器的初级线圈的另一端连接；
所述第一差分变压器的次级线圈的一端与第一个驱动放大电路中的驱动放大器的正极信号输入端连接，所述第一差分变压器的次级线圈的另一端与第一个驱动放大电路中的驱动放大器的负极信号输入端连接；
所述驱动放大器的正极信号输出端与第二差分变压器的初级线圈的一端连接，所述驱动放大器的负极信号输出端与所述第二差分变压器的初级线圈的另一端连接；
所述第二差分变压器的次级线圈的一端与下一个驱动放大电路中的驱动放大器的正极信号输入端连接，所述第二差分变压器的次级线圈的另一端与下一个驱动放大电路中的驱动放大器的负极信号输入端连接；
最后一个驱动放大电路中的第二差分变压器的次级线圈的一端与所述功率放大器的正极信号输入端连接，最后一个驱动放大电路中的第二差分变压器的次级线圈的另一端与所述功率放大器的负极信号输入端连接；
所述功率放大器的正极信号输出端与所述第三差分变压器的初级线圈的一端连接，所述功率放大器的负极信号输出端与所述第三差分变压器的初级线圈的另一端连接；
所述第三差分变压器的次级线圈的一端与所述发射装置的发射端连接，所述第三差分变压器的次级线圈的另一端接地。
4.根据权利要求3所述的差分式毫米波通讯架构，其特征在于，所述频率乘法器包括第一非线性元件、第二非线性元件和带阻滤波器；所述第一非线性元件的栅极与所述频率乘法器的正极信号输入端连接，所述第一非线性元件的漏极分别与正极信号输出端和所述带阻滤波器的一端连接，所述第一非线性元件的源极接地；所述第二非线性元件的栅极与所述频率乘法器的负极信号输入端连接，所述第二非线性元件的漏极分别与所述频率乘法器的负极信号输出端和带阻滤波器的另一端连接，所述第二非线性元件的源极接地。
5.根据权利要求4所述的差分式毫米波通讯架构，其特征在于，所述第一非线性元件和第二非线性元件为场效应管、双极结型晶体管、异质结双极晶体管或场效应晶体管。
6.根据权利要求3所述的差分式毫米波通讯架构，其特征在于，所述功率放大器包括第一有源器件、第二有源器件和信号开关，所述信号开关为开关管；所述第一有源器件的栅极与所述功率放大器的正极信号输入端连接，所述第一有源器件的漏极与所述功率放大器的正极信号输出端连接；所述第二有源器件的栅极与所述功率放大器的负极信号输入端连接，所述第二有源器件的漏极与所述功率放大器的负极信号输出端连接；所述第一有源器件的源极和第二有源器件的源极分别与所述开关管的漏极连接；所述开关管的栅极与开关键控信号输入端连接，源极接地；所述开关管的源极与虚接地节点连接。
7.根据权利要求1或2所述的差分式毫米波通讯架构，其特征在于，还包括接收装置，所述接收装置包括依次连接的第四差分变压器、低噪声放大器、第五差分变压器和差分式波峰检测器；所述第五差分变压器包括一个初级线圈和两个次级线圈。
8.根据权利要求7所述的差分式毫米波通讯架构，其特征在于，所述第四差分变压器的初级线圈的一端与所述接收装置的接收端连接，所述第四差分变压器的初级线圈的另一端接地；所述第四差分变压器的次级线圈的一端与所述低噪声放大器的正极信号输入端连接，所述第四差分变压器的次级线圈的另一端与所述低噪声放大器的负极信号输入端连接；
所述低噪声放大器的正极信号输出端与所述第五差分变压器的初级线圈的一端连接，所述低噪声放大器的负极信号输出端与所述第五差分变压器的初级线圈的另一端连接；
所述第五差分变压器的第一次级线圈的一端与所述差分式波峰检测器的第一正极信号输入端连接，所述第五差分变压器的第一次级线圈的另一端与所述差分式波峰检测器的第一负极信号输入端连接；所述第五差分变压器的第二次级线圈的一端与所述差分式波峰检测器的第二正极信号输入端连接，所述第五差分变压器的第二次级线圈的另一端与所述差分式波峰检测器的第二负极信号输入端连接。
9.根据权利要求8所述的差分式毫米波通讯架构，其特征在于，所述差分式波峰检测器包括第一二极管、第二二极管、第三非线性元件和第四非线性元件；
所述第一二极管的一端与所述差分式波峰检测器的第一正极信号输入端连接，所述第一二极管的另一端接地；所述第二二极管的一端与所述差分式波峰检测器的第二负极信号输入端连接，所述第二二极管的另一端接地；
所述第三非线性元件的栅极与所述差分式波峰检测器的第一正极信号输入端连接，所述第三非线性元件的源极与所述差分式波峰检测器的第一负极信号输入端连接，所述第三非线性元件的漏极与所述差分式波峰检测器的信号输出端连接；所述第四非线性元件的栅极与所述差分式波峰检测器的第二负极信号输入端连接，所述第四非线性元件的源极与所述差分式波峰检测器的第二正极信号输入端连接，所述第四非线性元件的漏极与所述差分式波峰检测器的信号输出端连接。
10.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1-9任一项所述的差分式毫米波通讯架构。
CN202210424018.9A 2022-04-21 2022-04-21 差分式毫米波通讯架构及电子设备 Pending CN114884522A (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210424018.9A CN114884522A (zh) 2022-04-21 2022-04-21 差分式毫米波通讯架构及电子设备
PCT/CN2022/094384 WO2023201831A1 (zh) 2022-04-21 2022-05-23 差分式毫米波通讯架构及电子设备
TW111131825A TWI806749B (zh) 2022-04-21 2022-08-24 差分式毫米波通訊架構及電子設備
US18/046,502 US11750230B1 (en) 2022-04-21 2022-10-13 Differential millimeter wave communication architecture and electronic device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210424018.9A CN114884522A (zh) 2022-04-21 2022-04-21 差分式毫米波通讯架构及电子设备

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114884522A true CN114884522A (zh) 2022-08-09

Family

ID=82672019

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210424018.9A Pending CN114884522A (zh) 2022-04-21 2022-04-21 差分式毫米波通讯架构及电子设备

Country Status (3)

Country Link
CN (1) CN114884522A (zh)
TW (1) TWI806749B (zh)
WO (1) WO2023201831A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023201831A1 (zh) * 2022-04-21 2023-10-26 德氪微电子(深圳)有限公司 差分式毫米波通讯架构及电子设备

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015172049A1 (en) * 2014-05-09 2015-11-12 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Short range wireless communication
US10116290B1 (en) * 2017-12-07 2018-10-30 Speedlink Technology Inc. RF frontend having a wideband mm wave frequency doubler
CN111934629B (zh) * 2020-07-24 2021-06-11 成都天锐星通科技有限公司 一种宽带高线性度功率放大器
CN113328712B (zh) * 2021-05-27 2022-06-14 华南理工大学 一种可变增益线性功率放大器及芯片
CN114884522A (zh) * 2022-04-21 2022-08-09 德氪微电子(深圳)有限公司 差分式毫米波通讯架构及电子设备

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023201831A1 (zh) * 2022-04-21 2023-10-26 德氪微电子(深圳)有限公司 差分式毫米波通讯架构及电子设备

Also Published As

Publication number Publication date
TWI806749B (zh) 2023-06-21
TW202343982A (zh) 2023-11-01
WO2023201831A1 (zh) 2023-10-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9356561B2 (en) Logarithmic amplifier with universal demodulation capabilities
US6711397B1 (en) Structures and methods for direct conversion from radio frequency modulated signals to baseband signals
US7983627B2 (en) Circuit arrangement with improved decoupling
US6359513B1 (en) CMOS power amplifier with reduced harmonics and improved efficiency
US8064856B2 (en) Modulation system and method for switched amplifiers
JP2003152563A (ja) ダイレクトコンバージョン送信回路及び集積化送受信回路
WO2015059901A1 (ja) 送受信装置、送信装置及び送受信方法
KR20080052506A (ko) 구성가능한 능동/수동 믹서 및 공유된 ｇｍ 스테이지를위한 방법 및 시스템
TWI806749B (zh) 差分式毫米波通訊架構及電子設備
US20030157918A1 (en) Double balanced FET mixer with high IP3 and IF response down to DC levels
KR100875201B1 (ko) 진폭 변조를 위한 캐스코드 구조의 전력 증폭기
CN217116076U (zh) 差分式毫米波通讯架构及电子设备
TW201826722A (zh) 雙模射頻發射前端
CN113965167B (zh) 一种适用于5g通信系统的超宽带镜像抑制混频器
US20120002755A1 (en) Multi-level pulse modulated polar transmitter and method of generating multi-level modulated envelope signals carrying modulated rf signal
Siligaris et al. A 42.24 Gb/s Channel Bonding Up-Converter with integrated multi-LO generation in 45nm CMOS
US11750230B1 (en) Differential millimeter wave communication architecture and electronic device
CN102113205B (zh) 数字调制器
WO2010075645A1 (zh) 一种改善射频功率放大器线性度的方法与装置
JPWO2013027538A1 (ja) 送信機
CN110463033B (zh) 增强型线性混频器
US7062231B2 (en) Direct modulation transmitter utilizing signals squaring
CN101599773A (zh) 基于数字信号直接放大与传输的宽带无线通信方法
CN116114224A (zh) 发射机系统及电子设备
US7868691B2 (en) Commutating amplifier with wide dynamic range

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: DE

Ref document number: 40069210

Country of ref document: HK