KR20080034421A - 비선형 증폭기를 이용한 고효율 ｒｆ 송신기 시스템 - Google Patents

비선형 증폭기를 이용한 고효율 ｒｆ 송신기 시스템 Download PDF

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Abstract

향상된 효율과 양호한 선형성을 갖는 RF 송신기는, 위상각 θ에서의 위상 변조로 입력 AM 신호를 2개의 신호 포락선으로 분해한다. 송신기는 3개의 주요 실시예를 갖는다. 제1 해결책은 동일한 신호 포락선에 대하여 또 다른 분기에서 높은 이득의 증폭기와 비교하여, 각각의 분해된 신호 포락선에 대하여 저이득을 갖는 하나 이상의 증폭기를 갖는 적어도 하나의 추가 RF 증폭기를 이용한다. 위상각 θi은 총 2n+2개의 분기(n= 0, 1, 2, ...)중 2개에 대한 스위칭에 해당하도록 결정된다. 제2 해결책은 2개의 증폭기만을 필요로 하는 전통적인 LINC 시스템으로서 동일한 일반적인 개략적인 아키텍쳐를 이용하지만, 비선형 구간에서 2개의 RF 증폭기가 사용되기 때문에 상이한 분해를 이용한다. 분해된 신호 포락선은 가변적일 수 있다. 증폭된 출력 신호는 신호의 대부분에서 결합기가 100% 효율로 사용되도록 한다. 제3 해결책은 제1 해결책과 제2 해결책을 조합한다.
LINC 시스템, 확률 밀도 함수, 전치왜곡, 업 컨버터, MATLAB

Description

비선형 증폭기를 이용한 고효율 ＲＦ 송신기 시스템{HIGH EFFICIENCY RF TRANSMITTER SYSTEM USING NON-LINEAR AMPLIFIERS}
본 출원서는 그 개시가 본 명세서에 참조로서 통합되는 미국 가출원 제60/685,145호(2005년 5월 27일자)에 대해 우선권 주장한다.
본 발명은 송신기에 관한 것이다. 더 구체적으로는, 향상된 효율성으로 입력 신호, 특히, 높은 피크대 평균 전력을 갖는 입력 신호의 선형 증폭을 생성하기 위하여 비선형 증폭기를 이용하는 송신 장치 및 방법에 관한 것이다.
현대의 무선 통신 시스템들은 왜곡을 방지하면서도 향상된 효율성을 갖는 송신기에 대한 필요성을 갖는다. 기지국의 최대의 동작 비용은, 송신기의 증폭기에 의해 소모되는 전기 에너지의 비용이다. 공지된 시스템들에 대한 효율성의 어떠한 큰 향상은 에너지 및 비용 절감에서 마찬가지의 큰 장점을 제공한다.
단일의 전력 증폭기, 예컨대, 클래스 A의 사용은, 증폭기의 고유한 효율성에 송신기의 효율을 제한하여, 효율성을 향상시킬 아무런 방법이 없다. 각종 변조 구조 및 통신 시스템 아키텍쳐가 효율성을 향상시키기 위하여 제안되었다.
하나의 공지된 증폭기 아키텍쳐로서, 왜곡을 제어하기 위하여 수동 스터브(stub)를 이용하는 Chiriex 시스템이 있다. Icefyre Semiconductor는 최근 2개 의 증폭기에 더하여 결합기를 이용하는 Chiriex 형 증폭기 시스템을 보고하였다. 디지털 변조 시스템이 또한 공지되어 있지만, 약 5dB PA(Power Amplifier)의 백오프(back-off)를 필요로 하며, 이는 왜곡을 도입한다. 그러나, 이상적으로는, 피크 전력에서 높은 효율성으로 동작하는 것이 최적이다.
공지의 송신기의 또 다른 예로서, 이러한 효율성에 대한 제한을 극복하면서 선형성을 유지하기 위하여, D.C. Cox는 1974년 "LINC(비선형 성분을 갖는 선형증폭기)" 구조에서 2개의 증폭기를 이용하는 것을 제안하였다.
LINC 아키텍쳐는 입력 신호 S(t)의 진폭(또는 위상) 변조를 2개의 일정한 포락선 신호 S1(t) 및 S2(t)(일정한 진폭)의 위상 변조로 변환하기 위하여 신호 분리기를 이용한다. 각각 피크 전력에서 최고의 효율성으로 동작하는 비선형 증폭기들은, 2개의 평행한 분기(branch)를 따라 송신되는 일정한 포락선 신호 S1(t) 및 S2(t) 각각을 수신하여 증폭한다. 수동 하이브리드 결합기에서 합산되는 경우, 신호 포락선 S1(t) 및 S2(t)은 원래 신호의 선형 증폭을 재생한다. 이와 같이, RF 마이크로파 전력 증폭기들은 최대의 증폭기 효율성을 제공하는 2개의 일정한 포락선 신호에 포화되어 이론적으로는 완전히 선형성으로 동작될 수 있다.
공지의 LINC의 일정한 포락선 신호 S1(t) 및 S2(t)는, 도 12에 도시된 바와 같이, 신호 성분 벡터 또는 페이저도로 나타내어질 수 있으며, 여기서 I 축은 동위상(in-phase) 성분을, Q 축은 직각 위상(quadrature) 성분을 나타낸다. S1 및 S2 는 2개의 회전 벡터 S1(t) 및 S2(t)으로 나타내어 있으며, 그 각각은 신호 S(t)에 대하여 진폭 rmax /2 및 위상각 θ(t)을 가지며, 여기서, 복소 표현은
Figure 112007093246128-PCT00001
와 같다.
표준 하이브리드 결합기, 즉, 자신의 2개의 분기 사이에 높은 분리도로 모든 포트들에서 정합되는 결합기는, 우수한 선형성을 제공하지만, LINC 송신기 시스템의 효율성을 열화시킨다. 실제로, 종래의 LINC 송신기의 효율성은 출력 신호의 피크대 평균 전력이 증가하면 감소한다. 예컨대, CDMA, WCDMA, MQAM (M64), 및 OFDM 신호와 같은, 오늘날의 무선 통신 시스템에서의 대부분의 변조 기법들은, 높은 피크대 평균 전력을 제공한다. 공지의 LINC 시스템들에 적용되는 이러한 신호들에 있어서, 결합 구조는 효율성을 열화시킨다. 그러나, 그럼에도 불구하고, LINC 구조는 단일의 RF 클래스 A 증폭기를 갖는 하나의 분기만을 사용하는 것보다는 더 효율적이다. 그러므로, 무선 통신 시스템에 있어서, 특히, 높은 피크대 평균 전력 프로파일을 갖는 입력 신호의 사용에 있어서, LINC 시스템의 효율성을 향상시킬 필요성이 존재한다.
따라서, 본 발명의 주요 목적은, 특히, 입력 신호가 높은 피크대 평균 전력을 갖는 경우, 공지의 LINC 시스템들에 대하여 실질적으로 향상된 효율성으로 동작하는 송신기 시스템을 제공하는 것이다.
또 다른 목적은, 실질적으로 선형인 출력 신호를 유지하면서, 이러한 향상된 송신기 효율성을 제공하는 것이다.
또 다른 목적은, 부수적인 유리한 성분 비용과 활용도를 갖는 표준 구성성분을 이용하여, 이러한 향상된 효율성과 양호한 선형성을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, RF 및 마이크로파를 포함하는, 광범위한 주파수에 걸쳐 동작할 수 있는 상기 장점들을 갖는 송신기 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 그 각각이 특정 적용예에 대하여 최적화될 수 있는 다양한 구성들을 상정할 수 있는 상기 장점들을 갖는 송신기 시스템을 제공하는 것이다.
송신기 시스템, 특히, 진폭 변조(AM) 입력 신호의 무선 통신을 위한 무선 주파수 또는 마이크로파(이하, 총체적으로 "RF"라 함) 송신기에 적합한 송신기 시스템은, 시변 AM 입력 신호 S를 위상각 θ을 갖는 2개의 위상 변조 포락선 신호 S1 및 S2로 분해하는 신호 분리기를 갖는다. 포락선 신호 S1 및 S2는 2n+2개의 평행 분기들(n = 0, 1, 2, ...) 중 적어도 하나의 비선형 증폭기에 의해 증폭된다. n+1 분기의 양쪽 그룹으로부터의 증폭된 신호 포락선 S1 및 S2은 하이브리드 결합기에서 합산되어, 입력 신호 Sin과 동일하지만, 양호한 효율성과 실질적으로 선형으로 증폭된 출력 신호 Sout을 생성한다.
본 발명의 송신기 시스템은, 저 주파수(예컨대, 140 KHz)의 기저 대역 신호와 RF 주파수를 갖는 아날로그 부분을 이용하는 송신기 신호들의 3개의 가능한 해결책(실시예) 중의 하나를 이용한다. 기저 대역 신호 부분은 입력 신호(저 주파수)를 다음으로 분해하기 위해 사용된다:
ㆍ 동일한 저 주파수에서 2n+2개의 일정한 포락선 신호들 (제1 해결책);
ㆍ 입력 신호의 특정 진폭 레벨을 위한 2개의 가변 포락선 신호들 (제2 해결책);
ㆍ 특정 레벨의 2n+2개의 가변 포락선 신호들, 및 다른 레벨의 2n+2개의 일정한 포락선 신호 (제3 해결책).
제1 해결책에 있어서, 송신기의 아날로그 부분은 2개 그룹의 n+1 분기, 또는 총 2n+2개의 분기 (n = 1, 2, ...)가 특징이다. 각각의 분기는, 업 컨버터, RF 증폭기, 및 바람직한 형태로서, λ/2 마이크로스트립 선로 또는 신호의 연속성을 허용하는 기타의 전송 선로를 포함한다. 추가의 분기들 및 증폭기들은, 입력 신호의 진폭 레벨에 응답하여 증폭 이득과 최적화된 위상각의 튜닝을 위한 여분의 "단(stage)" 또는 단들을 구성하며, 여기서, θi 는 특정 분기를 턴온 및 턴오프하도록 스위칭이 동작하는 경우의 신호 포락선에 관련된 위상각이다. 구체적으로, 입력 신호의 각각의 진폭 레벨에 있어서, 2개의 분기만이 턴온되고, 2n개의 분기들은 턴오프된다. 각각의 분기에는 일정한 포락선 신호가 존재한다. 입력 신호의 각 레벨에 있어서, 하이브리드 결합기를 이용하여 턴온되고 있는 2개의 분기가 추가된다. 송신기의 아날로그 부분에서 스위치가 사용된다면, 필요한 레벨로 입력 RF 신호를 증가시키도록 구동기가 추가되는 것이 바람직하다.
제2 해결책에서의 아날로그 부분은 2개뿐인 분기(종래의 LINC 시스템과 같이)가 특징이며, 이러한 각각의 분기는 업 컨버터(또는 믹서) 및 RF 증폭기에 의해 형성된다. 2개의 분기의 출력 신호들은 하이브리드 결합기를 이용함으로써 가산된다. 제2 해결책에 있어서, 2개의 출력 신호 S1 및 S2는 다음을 제공한다: (i) 특정 레벨의 신호에 대한 가변 포락선, 여기서 (0 < θ< θk, 1 ≤k≤n), 및 (ii) 다른 레벨에 대한 일정한 포락선 신호, 여기서 θk< θ< θn, θk = 90도. 제2 해결책의 시스템은 신호 처리 회로에서 전치왜곡(predistortion) 기능을 이용하여 양호한 선형성을 제공한다.
이러한 시스템은, 이하의 효율 [수학식 22]에 나타낸 바와 같이, 종래의 LINC 송신기에 비하여 향상된 효율을 제공한다.
제3 해결책의 아날로그 부분은, 2개의 동등한 그룹의 분기로서, 제1 해결책에서와 같이, 총 2n+2 개의 분기를 이용한다. 각각의 분기는 업 컨버터 및 RF 증폭기, 및 바람직하게는, λ/2 마이크로스트립 선로 또는 소망하는 신호의 연속성을 제공하는 동등한 기능의 전송 선로로 구성된다. 입력 신호의 각각의 레벨에 있어서, 2개의 분기만이 턴온되며, 2n개의 분기는 턴오프된다. 각각의 분기에서, 신호 S1 및 S2는 특정 레벨에 대하여는 일정한 포락선이며, 다른 레벨에 대하여는 가변하는 일정한 포락선이다. 이러한 제3 해결책은 제1 및 제2 해결책을 동시에 이용하는 하이브리드이다.
제1 해결책은, 다수의 분기의 RF 증폭기들에 특징이 있다. 분기의 수가 더 많이 사용될수록, 송신기 시스템의 전체 효율성은 더 커진다. RF 송신기 시스템의 요구되는 효율성이 판정되는 경우, 특히 이하의 [수학식 17]에서의 개시에 주어진 공식을 이용하여 분기의 필요한 수가 해석적으로 판정된다.
더 구체적으로, 송신되도록 입력되는 신호의 종류(즉, 신호의 "PDF")를 알고, 사용되는 모든 RF 증폭기들은 ηamp 와 동등한 같은 효율성의 값을 제공하는 것으로 가정하면, 제1 단계로서, 도달되는 평균 효율성(ηamp)의 값이 판정된다. 제2 단계로서, 이하의 [수학식 17]에 기재된 표현은, 예컨대, MATLAB 소프트웨어를 이용하여, 신호 포락선 S1 및 S2 중 하나와 관련되는 각 그룹의 분기에서 필요한 RF 증폭기의 수를 얻도록 최적화된다. 그 후, 발견된 θi의 값은 각각의 RF 증폭기의 실제 효율성을 고려하도록 미세하게 튜닝된다. 일단, 추가되는 분기의 수가 판정되면, 사용되는 각각의 저이득 RF 증폭기의 이득이 (1) 고이득 증폭기의 이득, 및 (2) θi, (여기서, "i"는 i개의 분기 각각에 대한 최적화된 값을 칭함) 대하여 해석적으로 판정된다. 입력 신호의 각 레벨에 대하여, 신호 처리기는 2개의 분기만을 턴온하며, 2n개의 분기는 턴오프한다. 입력 신호의 각각의 진폭 레벨에 대하여, 디지털 스위치로 기능하도록 HPGL 또는 VHDL 등의 소프트웨어와 동작하는 디지털 신호 처리기(DSP) 또는 마이크로프로세서에 의해 기저 대역 신호가 처리된다. 이러한 스위칭은 턴온 중인 2개의 분기를 선택한다. 모델링된 바와 같은, 효율성의 향상은 비교가능한 전통적인 LINC 시스템에 비하여 적어도 2배가 된다.
제2 해결책은 종래의 LINC 시스템과 동일한 일반적인 개략 회로를 이용한다 -- 각각의 분기에 하나의 증폭기가 연결되어, 2개의 분기만이 존재한다. 그러나, 일반적인 아키텍쳐는 종래의 LINC 시스템과 동일하지만, 입력 신호의 분해는 동일하지 않다. 이러한 제2 해결책은, 제1 해결책에서와 같이 여분의 증폭기 및 분기의 단(stage)을 이용하는 것이 아니라, 2개의 비선형 증폭기 각각의 동작 범위의 일부에 대한 증폭을 맞춤화하고 최적화함으로써 전통적인 LINC 시스템을 향상시킨 것이다.
입력 신호의 특정 레벨에 있어서, 각각의 RF 증폭기는 1dB의 압축에서의 전력으로부터 X dB 범위에서 동작한다. 이러한 동작의 영역에서, 각각의 RF 증폭기는 비선형이며, 따라서, 이득이 일정치 않고, 신호 포락선 S1 및 S2이 일정치 않다. 제2 해결책의 신호 처리기는 이하의 [수학식 22]에 주어지는 해석적 표현을 이용하여, 이러한 이득의 변동을 취급하고 양호한 선형성을 제공한다. 그러한 수학식은 위상각이 조건 0<θ<θk (여기서, θk 는 0도와 90도 사이의 값에 대하여 취한 신호 포락선에 관련된 위상각)를 만족하는 상황의 전치왜곡 함수로서 적용된다. 이러한 동작의 영역에 있어서, 하이브리드 결합기는 자신의 효율의 100%에서 동작한다. 입력 신호의 작은 값들에 있어서, 각각의 RF 증폭기는 매우 낮은 레벨의 이득에서 동작할 수 있으며, 각각의 RF 증폭기의 가장 큰 왜곡을 방지하기 위하여 2개의 일정한 포락선 신호 S1 및 S2로 분해된다. 이러한 동작의 영역에 있어서, 하이브리드 결합기는 종래의 LINC 시스템에서와 같이 θ 위상각의 코사인 제곱만큼 변화하는 효율성으로 동작한다.
제3 해결책은 제1 해결책 및 제2 해결책의 조합을 이용한다. 제1 해결책과 동일한 방법으로서, 사용되는 분기의 수 (2n+2)를 선택한다. 입력 신호는 입력 신호 진폭의 특정 값에 대하여는 일정한 포락선이 아니라 가변하는 포락선으로 분해된다. 작은 값의 입력 신호 진폭에 있어서, 입력 신호는 제1 해결책과 같이 일정한 포락선 신호로 분해된다. 입력 신호의 각각의 값에 있어서, 2개의 분기만이 턴온되어, 고효율의 시스템을 제공한다. 이러한 시스템은 해결책 1 및 2에 대하여 증가된 효율성을 제공하며, 선형성이 양호하다.
본 발명의 이러한 및 기타의 특징 및 목적은 첨부 도면을 조명하여 판독되어야 하는 이하의 상세한 설명부로부터 더욱 완전히 이해될 것이다.
도 1은 본 발명의 제2 실시예에 따라서 구성되고 동작되는 LINC 송신기의 개략도이다.
도 2는 좌축에 대한 종래의 LINC 형 송신기의 송신기 효율, 및 우축에 대한 2개의 공통 무선 통신 신호들의 PDF 곡선 특성을 나타낸 그래프로서, 모두 호도법의 LINC 위상각 θ의 함수이다.
도 3은 종래의 LINC 송신기 시스템과 비교하여, 여분의 단을 갖는 본 발명에 따른 RF 송신기의 제1 실시예의 개략도이다.
도 4는 신호 연속성을 증진시키고, 결합기에서의 왜곡을 제어하기 위하여, 각각의 분기에서 λ/2 마이크로스트립 선로를 갖는 4개의 분기의 출력 중 도 3에 해당하는 상세도이다.
도 5는 디지털 스위치 후의 업 컨버터/믹서를 갖는 도 3 및 도 4에 도시된 송신기의 디지털 부분 스위칭 실시예의 상세도이다.
도 6은 아날로그 스위치 앞의 업 컨버터/믹서를 갖는 도 3 및 도 4에 도시된 송신기의 아날로그 부분 스위칭 실시예의 상세도이다.
도 7은 다수의 여분의 단을 이용하여 도 3 내지 도 6을 나타내는 본 발명의 제1 실시예의 대체 실시예의 개략도이다.
도 8은 각각의 증폭기에 관련된 위상각 θ, θ2, 및 θ2으로 도 7에 도시된 3개의 송신기(n=2)의 효율성을 곡선 2로서 나타낸 그래프이다.
도 9는 본 발명의 제2 실시예에서 클래스 F RF 증폭기, 예컨대, 도 1에서 사용되는 증폭기의 입력 전력의 함수로서 특성 출력 전력을 나타낸 그래프이다.
도 10은 도 9에 해당하지만, 증폭기로 입력되는 전력의 함수로서 동일한 클래스 F RF 증폭기의 전력 이득을 이용하는 그래프이다.
도 11은 입력 전력의 함수로서 RF 증폭기의 특성 DC 전류를 나타낸 그래프이다.
도 12는 신호 S(t)에 대하여 위상각 차(θ)를 갖는 시변(t)하는 일정한 신호 포락선 S1(t) 및 S2(t)로 분리되는 종래의 LINC 송신기의 신호 성분들의 신호 성분 벡터도이다.
도 1 및 도 12는 LINC 증폭기(10)의 주요 빌딩 블록을 나타내며, 신호 분리 기(12)는 입력 신호 S(t)를 수신하며, 2개의 분기(14)는 분해 또는 분리된 신호 S1(t) 및 S2(t)를 운반하며, 증폭기(16) 각각은 분리된 신호를 증폭하는 이득 G를 가지며, 결합기(18)는 신호 S1 및 S2를 수동 결합하여 출력 신호 Sout(t)를 생성하여, S(t)는 실질적으로 선형으로 증폭된다. [수학식 1] 내지 [수학식 4]는 신호들 간의 다양한 관계를 나타낸다.
Figure 112007093246128-PCT00002
Figure 112007093246128-PCT00003
Figure 112007093246128-PCT00004
Figure 112007093246128-PCT00005
본 발명은, 양호한 선형성을 유지함으로 인한 효율성의 향상에 포커스를 둔다. 전통전인 LINC 시스템에서의 결합 구조의 순시 효율은 이하와 같이 주어진다:
Figure 112007093246128-PCT00006
따라서, 결합기의 평균 효율은 이하와 같다:
Figure 112007093246128-PCT00007
여기서, pi는 입력 신호의 확률 밀도 함수(PDF)의 순시값이다. LINC 시스템의 평균 효율은 이하와 같다:
Figure 112007093246128-PCT00008
LINC에서 사용되는 2개의 RF 증폭기(16, 16)는 고효율(클래스 B, C, F, 또는 다른 등가물, 예컨대, 클래스 D 또는 E)로 동작하며, 그 각각은 ηamp와 동일한 효율을 갖는다.
도 2는 효율의 열화의 문제점을 나타낸다. 종래의 LINC 매칭된 결합기의 효율(코사인 제곱)에 해당하는 곡선은, PDF 신호가 로우 값(0 라디안에 근접한 θ)을 취하는 경우, 하이 값을 나타낸다. 코사인 제곱이 로우 값을 취하는 경우(θ=π/2 또는 1.57 라디안 근처), 신호(우측 스케일)의 PDF는 하이 값을 취한다. [수학식 6]은 효율 ηi과 PDF의 2개의 항의 곱으로서, 결합의 평균 효율 navg을 나타낸다. 이는 높은 피크대 평균을 갖는 신호가 발생되는 경우 LINC 매칭된 결합기의 효율이 열화되는 이유를 나타낸다 -- 높은 피크대 평균 전력은, cosθ 값이 로우이며, 우월한 경우, 신호의 PDF가 θ=π/2 근처(도 2 참조)의 하이 값을 취한다는 것을 의 미한다.
1. 효율을 향상시키고 양호한 선형성을 제공하기 위한 제1 해결책
A- RF 증폭기의 추가 단
본 발명의 제1 실시예에 있어서, 도 3의 RF 송신기(10')를 참조하면, AM 입력 신호 S(t)는 이하와 같이 신호 분리기(5)에서 2개의 일정한 진폭 포락선 S1(t) 및 S2(t)로 변환된다:
Figure 112007093246128-PCT00009
Figure 112007093246128-PCT00010
Figure 112007093246128-PCT00011
θ≤θ i 라면;
이러한 경우, S(t)는 [수학식 3] 및 [수학식 4]에 기재된 바와 같은 방식으 로 분해된다. 사용되는 순시 효율은 도 2에 도시된 것에 해당한다. 분리기(12')는 2개의 일정한 포락선 S1(t) 및 S2(t)을 판정하기 위하여 저 주파수 기저 대역 신호를 사용한다. 분리기(12')는 DSP 프로그래머블 카드 및/또는 마이크로프로세서 컨트롤러(20), 및 VHDL(VHSIC(Very High Speed Integrated Circuit) Hardware Description Language)을 이용하여 스위칭하는 FPGA(Field-Programmable Gate Array)(22)를 갖는 것으로 도 5에 도시되어 있다. 믹서(업 컨버터)(24)를 이용한 후, 각각의 분기(14', 14')의 신호는 G_high와 동일한 전압 이득을 제공하는 2개의 RF 증폭기(16H, 16H) 중 하나를 통과한다. G_low를 갖는 2개의 RF 증폭기(16L, 16L)는 턴오프된다. 제1 해결책의 출력 전압은, θ<θi1 에서 이하와 같이 정의된다:
Figure 112007093246128-PCT00012
θ>θ i 라면;
θi를 넘는 θ값에 있어서, 2개의 스위치(22)(도 3)는 그 전압 이득으로서 G_low로 하여 2개의 RF 전력 증폭기(16L, 16L)에 신호 S가 그 후 도입되는 방법을 변경한다. 전압 이득으로서 G_high를 갖는 2개의 RF 증폭기(16H, 16H)가 스위치들에 의해 턴오프된다. 출력 전압은 다음과 같이 정의된다:
Figure 112007093246128-PCT00013
선형성 및 효율성
이러한 제1 해결책의 4개의 분기(14'H, 14'L, 14'H, 14'L) 실시예에 있어서, θ=θi 인 경우, [수학식 11] 및 [수학식 12]를 고려하면, 신호의 연속성의 조건은 다음을 요구한다:
Figure 112007093246128-PCT00014
사용되는 모든 RF 증폭기(16H, 16L)는 입력에 동일한 전력 레벨을 제공하기 때문에(rmax/2와 동일한 입력 전압), "제2" RF 증폭기(16L, 16L)(G_low)는 "제1" RF 증폭기(16H, 16H)(G_high)에 비하여 낮은 레벨의 출력 전력을 제공한다. 2개의 전력 레벨 간의 차는 20Log(Cos(θi)) 이다. 또한, 로우 레벨 RF 증폭기(16L)의 위상이 하이 레벨 RF 증폭기(16H)의 위상과 동일하다면, 출력 신호는 선형적이어야 한다. 그렇지 않다면, 출력에서의 양호한 선형성을 생성하기 위하여, 기저 대역 신호의 위상 및/또는 회로의 아날로그 부분의 수정을 고려할 필요가 있다. 시스템의 효율은 이하와 같이 된다:
Figure 112007093246128-PCT00015
여기서, ηavgT = 시스템의 총 평균 효율,
ηhigh = 이득으로서 G_high를 설정한 RF(마이크로파를 포함함) 증폭기의 효율,
Pk = θk 에 해당하는 PDF,
ηlow = 이득으로서 G_low를 설정한 RF 또는 마이크로파 증폭기의 효율,
θk = θi 보다 작은 값을 취한 신호 포락선에 관련된 위상각,
θi = 스위치가 동작하는 경우 신호 포락선에 관련된 위상각,
θm = θi 보다 큰 값을 취한 신호 포락선에 관련된 위상각,
Pm = θm 에 해당하는 PDF.
[수학식 6] 및 [수학식 7]에 기재된 전통적인 LINC의 효율에 비하면, 본 시스템의 효율은 1을 초과하는 값을 취하여,
Figure 112007093246128-PCT00016
의 항만큼 향상된다.
본 발명의 RF 송신기 시스템의 이러한 실시예에서 최대 효율을 제공하는 값인, θi의 최선의 값을 선택하기 위하여, 먼저, 최적화된 위상각 값에 대한 제1 근사치를 찾기 위한 계산을 목적으로 한다는 점에서, 2 종류의 RF 증폭기(하이 16H 및 로우 16L 레벨)가 "매칭"되는 것으로 가정하면, 이들은 동일한 효율값 등급 ηamp 을 갖는 것으로 가정한다. 따라서, 예컨대, 공지의 MATLAB 브랜드 소프트웨어를 사용하여, θi 가 0과 90도 사이에서 가변되는 경우 그 최대값을 얻도록 [수학식 14]를 풀어낼 수 있다. 이에 따라 얻어진 θi 의 계산된 값은 제1 값으로 고려될 수 있으며, 사용된 후, 실제로 사용되는 2 종류의 RF 증폭기의 실제 효율이 동일하지 않은 경우 조절된다.
높은 효율을 제공하는 동작의 클래스 C, F, 또는 다른 클래스, 예컨대, 클래스 D 또는 E가 RF 증폭기(16H, 16L)에 대하여 사용될 수 있다. 이러한 종류의 클래스의 동작에 있어서, 입력 전력이 매우 낮은 경우, RF 증폭기(16)의 출력 임피던스는 일반적으로 높다. 따라서, 턴오프 중인 2개의 RF 증폭기들은 (다른 2개가 우리 시스템에서 턴온 중인 경우) 출력에서 높은 임피던스를 제공한다. 따라서, 나타낸 바와 같이 동작의 주파수에 의해 판정되는 λ/2를 갖는 마이크로스트립 선로(26)(도 4)(또는 동일한 기능적 효과를 갖는 어떠한 다른 선로)의 사용은, 출력에서 양호한 선형성을 갖기도 한다. (턴오프 중인 RF 증폭기로부터 기인하는) 스터브의 길이는 고조파의 더 높은 차수를 제거하여, 턴온 중인 RF 증폭기의 효율을 증가시키기 위하여 조절될 수 있으므로, λ/2와는 다른 길이의 마이크로스트립 선로의 사용이 가능하다.
스위치 위치
신호 시스템의 기저 대역 (디지털) 부분, 또는 시스템의 아날로그 RF 부분에 서의 기저 대역 스위치로서 스위치(22)가 형성될 수 있다. 도 5는 (VHDL 언어로) FPGA(22a)가 사용될 수 있다는 것을 나타낸다. 이하, 도 6에 도시된 바와 같이, RF 회로(예컨대, 다이오드 스위치)에서 스위치(22b, 22b)가 또한 사용될 수 있다. 이러한 경우, 모델링된 바와 같이, 출력 신호의 왜곡을 방지하기 위하여 RF 설계는 더욱 정확해질 것이다.
분리기(Sr1(t), Sr2(t))에서의 신호 S(t)의 분해는 이러한 경우 다음과 같이 변경될 필요가 있다:
Figure 112007093246128-PCT00017
여기서, f(θ)는 상기 [수학식 10]에 의해 정의된다.
각각 [수학식 15]를 이용하여, +θ 와 +f(θ) 내지 -θ 와 -f(θ)를 변경함으로써 Sr2(t) 성분이 얻어질 수 있다. 이 때, Sr1 및 Sr2는 이러한 RF 스위치 설계의 경우를 위한 분해된 또는 분리된 신호 포락선 S1 및 S2이다. RF 스위치는 그 입력 전력 레벨에 민감하다. 따라서, 분리기의 출력에서 2개의 레벨의 전력이 고려되며, 도 6에 도시된 바와 같이, G_d와 동일한 전력 이득을 갖는 더 낮은 전력 레벨의 RF 증폭기의 입력에는 구동기(28)가 필요하다.
B. 더 좋은 효율을 위한 다단 추가의 RF 증폭기
시스템 아키텍쳐
대안으로서, 또는 더 일반적으로, 제1 해결책의 실시예로서, 각각의 그룹 분기(14, 15)에서 RF 증폭기(16)의 수를 증가시킴으로써 시스템(10')의 효율을 크게 증가시킬 수 있다. 도 7은 본 발명의 RF 송신기 시스템(10')에 대한 이러한 구성의 개략을 나타낸다. 시스템의 설계는 더욱 복잡해지지만, 효율은 급격히 증가한다. 각각의 RF 증폭기(15)의 위상이 고려될 필요가 있으며, 그 후, 기저 대역 신호의 조절이 있다. 상이한 전압 이득 G_low_i(i= 1 내지 n)의 n개의 저전력 RF 증폭기(16L(1) ... 16L(n-1))의 사용은, n개의 θi의 값들(θi, i = 1 내지 n)을 고려할 필요가 있음을 의미한다.
G_low_i에 대하여 전압 이득 G_high 는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112007093246128-PCT00018
그룹 분기(14', 14') 내의 더 높은 전력의 RF 증폭기(16H)의 출력 전력과, 전압 이득 G_low_i (i = 1 내지 n)을 갖는 임의의 RF 증폭기(16L(1) ... 16L(n))의 출력 전력과의 사이의 차는 20Log(cos(θi)) dB 와 같다. 예를 들어, θi = 60도인 경우, RF 증폭기(16L)(G_low_i)는, RF 증폭기(16H)(G_high)의 더 높은 레벨 전력에 비하여, 60dB 더 낮은 전력 레벨에서 동작한다.
결합기 효율
결합기의 순시 효율은 이하와 같이 정의된다:
Figure 112007093246128-PCT00019
평균 효율의 표현은 이하와 같이 된다:
Figure 112007093246128-PCT00020
여기서, 1≤n
ηhigh = 이득으로서 G_high를 설정한 RF(마이크로파를 포함함) 증폭기의 효율,
Pk = θk 에 해당하는 PDF,
ηlow = 이득으로서 G_low를 설정한 RF 또는 마이크로파 증폭기의 효율,
θk = θi 보다 작은 값을 취한 신호 포락선에 관련된 위상각,
θi = 스위치가 동작하는 경우 신호 포락선에 관련된 위상각,
Pj = θj 에 해당하는 PDF,
ηavg = 시스템의 평균 효율
[수학식 17]은 본 발명의 특징이다. 이는 각각 1보다 더 높은 값을 갖는(0 < θi< 90도) 1/cos2(θi)의 항으로 효율이 증가됨을 나타낸다. 상기 상술한 바와 같이, 사용된 신호의 종류(즉, 입력 신호 S(t)의 PDF)가 사용됨을 알고 있으며, 초기 최적화 계산에 있어서, 필요한 모든 RF 증폭기(16)들은, ηamp과 같은 동일한 효율 값을 제공한다고 가정한다. 제1 단계로서, 평균 효율의 값이 판정된다. 그 후, [수학식 14]로서, [수학식 17]에 기재된 표현은, 각각의 그룹 분기(14', 14')에서 필요한 RF 증폭기의 수를 얻기 위하여, 예컨대, MATLAB 소프트웨어를 이용하여 최적화된, 16H 및 16L(1) 내지 16L(n)이다. 그 후, 각각의 RF 증폭기의 실제 효율을 고려하기 위하여, 발견된 θi의 값들은 조절될 수 있거나, "미세-튜닝"될 수 있다.
도 8의 곡선 2는, 종래의 LINC 송신기 시스템(도 2에 또한 도시됨)의 곡선 1에 비교한 효율의 개선을 나타낸다. 높은 피크대 평균을 갖는 신호에 있어서, 이러한 향상은 다른 신호들보다 더 크다. 전술한 바와 같이, 많은 중요한 적용예에 있어서의 전통적인 LINC의 제한은, 높은 피크대 평균 전력을 갖는 신호를 사용하는 것이다. θ=90도(π/2 또는 1.57 라디안) 근처에서 도 2와 도 8을 비교하면, 곡선 2는 곡선 1에 비하여 높은 값들을 취한다.
평가 결과
CDMA 및 64QAM 신호의 통계적 PDF를 이용하여, 본 발명의 시스템은 전통적인 LINC 회로에 비하여 고효율이라는 것을 모델링하고 증명할 수 있다. CDMA 및 64QAM 신호의 PDF가 도시된 도 2를 고려한다. 첫번째 추가 단 또는 단들의 실시예에 있어서의 본 발명의 RF 송신기 시스템을 이용하여, RF 증폭기 16L(1)(G_low_1)의 하나의 첫번째 추가 단을 고려하여, 이하의 표 1에 그 결과의 효율 비교가 주어진다. 이러한 결과는 더 높고 더 낮은 레벨의 RF 증폭기가 사용되며, 이들은 동일한 효율을 갖는 것을 가정한다. 그 후, [수학식 14]는 하나의 추가 단에 대하여 아래에 상세화된 값들을 제공하며, [수학식 17]은 추가된 16L(1) 및 16L(2)을 이용하여 2개의 단에 대하여 제공한다.
LINC 결합기 효율 하나의 추가단에서의 효율 2개의 추가단에서의 효율
CDMA 21% 31%, θ1 = 50도 50.5%, θ1 = 50도, θ2 = 80도
64QAM 19.4% 43.4%, θ1 = 55도
높은 RF 증폭기 출력에 비하여:
θ1 = 50도는 높은 이득을 갖는 증폭기의 출력 전력보다 3.8dB 더 낮은 값에 해당한다.
θ1 = 55도는 높은 이득을 갖는 증폭기의 출력 전력보다 4.8dB 더 낮은 값에 해당한다.
θ2 = 80도는 높은 이득을 갖는 증폭기의 출력 전력보다 15.2dB 더 낮은 값에 해당한다.
II . 양호한 선형성과 높은 효율을 제공하는 제2 해결책
분석
본 발명의 제2 실시예는 추가 단(또는 단들)의 증폭기 및 관련 분기들을 사용하지 않는다. 2개의 비선형 RF 증폭기만을 사용한다. 각각의 RF 증폭기는 하나의 분기에서 사용된다; 따라서, 전통적인 LINC 구조에서와 같이 2개의 분기(도 1)만이 존재한다. 그러나, 신호의 분해는 전통적인 LINC에서 개발되는 것과 동일한 것은 아니다. 2개의 RF 증폭기(16, 16)는 일반적으로 높은 효율(클래스 B, C, ...)로 동작되며, 일정하지 않은 전력 이득과 출력에서의 비선형성을 특징으로 한다.
본 발명에서는 그 비선형 동작 구간에서 각각의 RF 증폭기(16, 16)를 이용한다. 증폭기에 대한 입력 전력의 함수로서의 클래스 F의 적절한 RF 증폭기의 전력 출력이 도 9에 도시되어 있다.
제1 동작 구간에 있어서, 증폭기는 백오프(back-off)의 몇 dB까지 고효율인 출력 전력이며, 분리기(12)에 의한 입력 신호(S(t))의 분해는 입력 신호(S)를 2개의 동일한 신호(S1, S2)로 분리하도록 동작한다(2개의 일정한 포락선으로는 아니다). 이러한 동작 구간에 있어서, 2개의 분기(14, 14) 각각에서의 2개의 RF 증폭기(16, 16)는 결합기(18)에서 동위상으로 추가되는 출력에서 2개의 신호를 제공한다. 실제로, 결합기(18)는 100%의 효율에서 동작한다. 분석에 있어서, 필요한 고효율(도 9의 우측)의 출력 전력으로부터 X dB 백오프까지, 신호의 일부분만이 고려되며, X는 이하에서 더욱 자세하게 상술하는 바와 같이 판정되어야 한다.
이러한 출력 전력의 X dB 백오프 지점으로부터 일부 불확정적인 또 다른 dB 백오프까지의, 동작의 또 다른 구간은 신호의 제2 부분을 구성한다. 일정하지 않은 전력 이득에 있어서, 출력 전력의 X dB 백오프는 X≠Y인 경우 입력 신호 전력에서의 Y dB 백오프에 해당한다. 이러한 신호의 제2 부분에 있어서, 그 후, LINC 분해([수학식 1] 내지 [수학식 4] 참조)가 적용된다. 여기서의 분석은 θi(i = 1 내지 n)를 고려하며, 이러한 θi 값들이 입력 신호의 상이한 진폭 레벨들에 해당하는 경우, θ1 = 0도, θn = 90도이다. [수학식 1] 및 [수학식 2]를 이용하여, 출력 전력의 X dB 백오프는 1 과 n 사이에서 판정되는 정수 k를 갖는 위상각으로서 θk에 해당한다. 신호의 제1 부분은 0 < θ< θk에 해당하며, 제2 부분은 θk < θ< 90도에 해당한다. 즉, 증폭기의 추가 단의 신호 상에서 작용하는 것이 아니라, 입력 신호는 RF 송신기에 의해 상이하게 취급되는 상이한 부분들로 분리되어, 요청하는 정도의 선형성을 갖는 소망하는 증폭의 효율을 생성한다.
0 <θ<θk 라면,
이러한 경우, 신호의 제1 부분, 2개의 비선형 RF 증폭기(16, 16)는 가변 포락선으로 동작한다. 이는 일정한 포락선을 필요로 하는 전통적인 LINC와는 대조된다. 그 결과의 출력 신호는 가변성으로 인하여 왜곡되며, 수정되어야 한다. 프로그래머블 카드를 갖는 분리기 마이크로프로세서 또는 DSP의 신호 처리에서는 기저 대역 신호에서 전치왜곡 기능을 사용하며, 이는 입력으로서 θ에 대한 출력 전력 Pout의 데이터를 필요로 한다. θi 값(0<i<k)에 해당하는 주어진 입력 전력 레벨에 있어서, [수학식 2]는 동일하게 유지되어, 다음과 같이 된다:
Figure 112007093246128-PCT00021
각각의 RF 증폭기의 이득 G(θ)은, 도 10에 도시된 바와 같이, θ에 따라 가변적이다(비선형 동작). dBm의 인입 전력의 함수로서, 전력 이득 G2, dB, 전압 이득 G의 제곱을 도시한다. θi의 각각의 값에 있어서, 전압 이득의 하나의 값 Gi에 일치한다. [수학식 3] 및 [수학식 4]는 다음과 같이 변환된다:
Figure 112007093246128-PCT00022
출력 신호 Sout은 다음과 같이 정의된다:
Figure 112007093246128-PCT00023
여기서, Ψi는 입력 신호가 θi에 해당하는 경우 각각의 분기에서의 RF 증폭기의 위상이다.
따라서, 출력 신호의 왜곡에는 2개의 소스가 존재한다. 첫번째 소스는 RF 증폭기의 위상 변동이며, 두번째 소스는 RF 증폭기의 이득 변동이다. 이득 변동에 의해 기인되는 왜곡을 수정하기 위하여, 출력 신호는 Go.cos(θi)의 항에 비례하여야 한다. 이를 위해서, (도 10에 주어진 바와 같이) 기저 대역 신호에서 θi에 대한 전압 이득의 데이터를 사용한 후, 이하를 검증하는 θj 값을 탐색할 수 있다:
Figure 112007093246128-PCT00024
그 후, RF 증폭기에 의해 도입되는 위상은 Ψj 이며, 분리기(12)(기저 대역 신호)를 이용하여 입력 신호의 간단한 위상 조절에 의해 수정된다. [수학식 20] 및 [수학식 21]을 이용한 상기 수정이 본 발명의 제2 실시예의 전치왜곡 기능을 구성한다면, 수행되는 경우, 출력 신호(Sout)는 선형이어야 하며, 증폭으로 인한 왜곡에 무관하여야 한다.
제1 신호 부분의 결과의 효율 η1 또는 비선형 증폭기의 동작 중 제1 구간에서의 동작은 다음과 같이 정의된다
Figure 112007093246128-PCT00025
여기서, ηamp는 RF 증폭기의 최대 효율이며, Idc_max는 최대 효율 ηamp에 해당하는 DC 전류이며(θ0 = 0 도), Idc_i는 θj에 해당하는 DC 전류이다. i의 각각의 값은 j의 하나의 값에 상응한다.
도 11은 도 9 및 도 10의 RF 증폭기의 입력 전력에 대한 Idc의 곡선을 나타낸다. Idc_max/Idc_j라는 항은, 1 값에 비하여 높으며, θ가 증가할 때 증가한다. 그러므로, 본 발명의 송신기의 효율은 전통적인 LINC 송신기와 비교할 때 증가된다.
θk<θ<θn 이라면,
이러한 경우, 전술한 제2 신호 부분, LINC 분해가 적용되며, 증폭기 동작 구간의 제2 부분의 결과 효율η2는 다음과 같이 정의된다:
Figure 112007093246128-PCT00026
본 발명의 RF 송신기 시스템의 총 평균 효율은 제1 부분과 제2 부분을 고려하면 다음과 같이 정의된다.
Figure 112007093246128-PCT00027
그러나, 신호의 한 부분의 제한에 해당하는 θk의 선택은 [수학식 22]를 사용하고, [수학식 24]를 최적화하여 더 양호한 필요한 효율을 찾음으로써 이루어진다.
III . 제1 해결책과 제2 해결책을 동시에 혼합한 제3 해결책
본 발명의 제3 해결책 또는 실시예는 전술한 해결책 1 및 2를 동시에 적용한 다. 이는 다단계의 해결책(도 7)에 있어서 각각의 RF 증폭기(16H, 16L(1), ... 16L(n-1))는 일정한 포락선을 대신하여 일정하지 않은 포락선으로 사용됨을 의미한다. G_high, G_low_i(i=1 내지 n-1)을 갖는 다단계의 RF 증폭기들에 있어서, 0<θ<θk의 조건에서 제2 해결책을 적용한다. 최종 RF 증폭기(G_low_n-1)로, 제2 해결책을 완전하게 적용한다, 즉, 해결책/실시예 2에 대하여 전술한 신호의 제2 부분을 고려한다.
새로운 평균 효율 ηavg은 이하와 같다.
Figure 112007093246128-PCT00028
본 실시예에 있어서, θi (i= 1 내지 n)의 최선의 값을 찾아, 최선의 효율을 얻도록 [수학식 25]를 최적화할 수 있다.
본 발명에 따른 RF 송신기를 사용하여, 출력 신호의 양호한 선형성을 가지며, 종래 기술의 RF 송신기 시스템에 비하여 전반적인 시스템의 효율에 있어서의 큰 향상을 성취할 수 있다. 본 발명의 송신기는 특히 높은 피크대 평균 전력 프로파일을 갖는 현대의 무선 입력 신호들과 사용되는 경우 효과적이다. 본 발명의 시스템은 종래의 성분들을 활용하며, 광범위한 RF(마이크로파 포함) 주파수의 범위에 걸쳐 동작할 수 있다.
그 바람직한 실시예에 대하여 본 발명을 설명하였지만, 다양한 변형예와 대체예들이 당업자에게 일어날 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, θi의 다양한 최적화, 또는 주어진 효율에서 사용되는 최적의 수의 분기의 계산은, MATLAB 소프트웨어(임의의 적합한 컴퓨터, 예컨대, 종래의 PC 상에서 동작)로 계산되는 것으로 설명하였지만, 이러한 계산 및 유사한 계산을 수행하기 위해 다른 소프트웨어 및 구성이 당업자에게 발생할 수 있다. 또한, 분기로부터 결합기까지 신호의 전송을 가능하도록 하기 위해 λ/2 마이크로스트립 선로 및 유사한 전송 선로를 설명하였지만, 증가된 비용 또는 감소된 효율의 가능성에도 불구하고, 당업자에게 알려진 다른 임피던스 정합 장치 및 기법이 사용될 수 있다. 이러한 변형예 및 변경예는 첨부된 청구항의 범주 내에 해당하도록 의도된다.

Claims (16)

  1. 저 주파수 기저 대역 및 RF 주파수에서의 아날로그 증폭으로 진폭 변조된 입력 신호 S로부터 증폭된 출력 신호 Sout를 생성하는 송신기 시스템으로서,
    입력 신호 S를 동일한 저 주파수에서 2n+2개의 총 평행 분기(n= 0, 1, 2, ...)를 따라서 전송되는 2 위상 변조된 포락선 신호 S1 및 S2로 분해하는 신호 분리기,
    상기 각각의 분기 내의 적어도 하나의 RF 비선형 전력 증폭기,
    상기 증폭된 포락선 신호 S1 및 S2로부터 실질적으로 선형의 출력 신호 Sout를 생성하는 결합기, 및
    분리된 입력 신호 S의 위상각 θ의 함수로서, 상기 증폭기의 동작을 최적화하는, 상기 신호 분리기를 포함하는 신호 처리기
    를 포함하는 송신기 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 상기 분기 각각에 관련되는 스위치들을 포함하며, 상기 포락선 신호 S1 및 S2 중 하나와 관련되는 상기 각각의 분기의 상기 증폭기는 고이득 증폭기 및 n개의 저이득 증폭기(n≥1)를 포함하며, 상기 고이득 및 저이득 증폭기 각각은 최적화된 θ값, θi와 관련되며(1≤i≤n),
    상기 스위치는 상기 신호 처리기에 의해 선택되는 상기 RF 증폭기들 중 2개를 턴온시키며, 그 각각은 주어진 입력 신호 S에 대하여 상기 증폭기들의 선형성과 효율성을 최적화하기 위하여 상기 포락선 신호 S1 및 S2 중 하나와 관련되는 송신기 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 포락선 신호 S1 및 S2는 진폭이 일정한 송신기 시스템.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 분기 각각은 또한, 상기 실질적인 선형성을 촉진시키기 위하여, 상기 RF 증폭기로의 입력에 업 컨버터 및 상기 전력 결합기로의 입력에 임피던스 정합 성분을 포함하는 송신기 시스템.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 임피던스 정합 성분은 반파(λ/2) 스트립(stripe)이며, 여기서, λ는 시스템의 RF 동작 주파수에 의해 설정되는 송신기 시스템.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 스위치는, 상기 RF 증폭기들에 관련되는 시스템의 아날로그 부분에 위 치하며, 상기 저이득 RF 증폭기 각각으로 입력되는 RF 신호를 증가시키기 위해 접속되는 구동기를 더 포함하는 송신기 시스템.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 RF 증폭기들 각각은 실질적으로 동일한 효율값 ηamp을 가지며, 초기 최적화된 θi 값은 이하의 수학식을 최대화하여 얻어지며,
    Figure 112007093246128-PCT00029
    여기서, n = 1,
    ηavgT = 시스템의 총 평균 효율,
    ηhigh = 이득으로서 G_high를 설정한 RF(마이크로파를 포함함) 증폭기의 효율,
    Pk = θk 에 해당하는 PDF,
    ηlow = 이득으로서 G_low를 설정한 RF 또는 마이크로파 증폭기의 효율,
    θk = θi 보다 작은 값을 취한 신호 포락선에 관련된 위상각,
    θi = 스위치가 동작하는 경우 신호 포락선에 관련된 위상각,
    θm = θi 보다 큰 값을 취한 신호 포락선에 관련된 위상각,
    Pm = θm 에 해당하는 PDF인 송신기 시스템.
  8. 제2항에 있어서,
    n=1 이며, 상기 스위치들은, θ≤θi 인 경우 상기 2개의 고이득 증폭기를 턴온시키고, θ>θi 인 경우 상기 포락선 신호 S1 및 S2 각각과 관련된 상기 2개의 저이득 증폭기를 턴온시키도록 설정되는 송신기 시스템.
  9. 제2항에 있어서,
    상기 RF 증폭기 각각은 실질적으로 동일한 효율값 ηamp을 가지며, 이하의 수학식을 최대화함으로써 초기의 최적화된 θi(1≤I≤n) 값이 얻어지며,
    Figure 112007093246128-PCT00030
    여기서, 1≤n
    ηhigh = 이득으로서 G_high를 설정한 RF 증폭기의 효율,
    Pk = θk 에 해당하는 PDF,
    ηlow = 이득으로서 G_low를 설정한 RF 증폭기의 효율,
    θk = θi 보다 작은 값을 취한 신호 포락선에 관련된 위상각,
    θi = 스위치가 동작하는 경우 신호 포락선에 관련된 위상각,
    Pj = θj 에 해당하는 PDF,
    ηavg = 시스템의 평균 효율인 송신기 시스템.
  10. 제2항에 있어서,
    n≥2이며, 상기 스위치들은, θ≤θi 인 경우 상기 2개의 고이득 증폭기를 턴온시키고, θi ≤θ≤θi+1 인 경우 상기 포락선 신호 S1 및 S2 각각과 관련된 상기 2개의 저이득 증폭기 G_low_i를 턴온시키고, θn ≤θ≤90도인 경우 상기 포락선 신호 S1 및 S2 각각과 관련된 상기 2개의 저이득 증폭기 G_low_n를 턴온시키도록 설정되는 송신기 시스템.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 신호 분리기는 적어도 하나의 디지털 신호 처리기 및/또는 HPGL 또는 VHDL로 동작가능한 마이크로프로세서 컨트롤러를 포함하며, 상기 스위치들은 FPGA(Field Programmable Gate Array)를 포함하는 송신기 시스템.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 포락선 신호 S1 및 S2는 동일하며, 가변될 수 있으며, 상기 2n+2 평행 분기는 그 수가 2이며(n=0), 상기 신호 처리기 및 분리기는,
    (i) 0<θ<θk 인 경우, 출력 전력의 P1dB 과 Xdb 백오프 사이의 구간에 해당하는 높은 가변 이득으로 상기 RF 증폭기들에 의해 증폭되는 가변 포락선 신호 S1 및 S2를 생성하며,
    (ii) θk<θ<θn 인 경우, θ각의 코사인 제곱에 해당하는 효율을 갖는 저이득에서 상기 RF 증폭기들에 의해 증폭되는 일정한 포락선 신호 S1 및 S2를 생성하도록 동작하며,
    여기서, θk = RF 증폭기들의 Xdb 백오프 동작에 해당하는 포락선 신호에 관련된 위상 (1≤k≤n)이고,
    θn = 90도인 송신기 시스템.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 위상각 θ은 최적화되며, 신호 처리기는 실질적으로 선형인 출력 신호를 생성하도록 상기 RF 증폭기들의 이득과 위상을 제어하는 송신기 시스템.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 시스템 효율 ηavg = η1 + η2을 최대화하도록 동작하는 송신기 시스템으로서,
    여기서, η1 은 0<θ<θk 인 경우 시스템의 효율이며, η2 는 θk<θ<θn 인 경우 시스템의 효율이며(1≤k≤n, θn = 90도),
    여기서,
    Figure 112007093246128-PCT00031
    Figure 112007093246128-PCT00032
    인 송신기 시스템.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 상기 분기 각각에 관련되는 스위치들을 포함하며, 상기 포락선 신호 S1 및 S2 중 하나와 관련되는 상기 각각의 분기의 상기 증폭기는, 고이득 증폭기, 및 n개의 저이득 증폭기(n≥1)를 포함하며, 상기 고이득 및 저이득 증폭기들 각각은 최적화된 θ값 θi과 관련되며(1≤i≤n),
    상기 스위치들은 상기 신호 처리기에 의해 선택되는 상기 2개의 RF 증폭기를 턴온시키고, 그 각각은 주어진 입력 신호 S에 대하여 상기 증폭기들의 선형성과 효율성을 최적화하도록 상기 포락선 신호 S1 및 S2 중 하나와 관련되며,
    상기 포락선 신호 S1 및 S2는 동일하며, 가변적일 수 있으며, 상기 2n+2 평행 분기는 그 수가 2이며(n=0), 상기 신호 처리기 및 분리기는, (i) 0<θ<θk 인 경 우, 출력 전력의 P1dB 과 Xdb 백오프 사이의 구간에 해당하는 높은 가변 이득으로 상기 RF 증폭기들에 의해 증폭되는 가변 포락선 신호 S1 및 S2를 생성하며, (ii) θk<θ<θn 인 경우, θ각의 코사인 제곱에 해당하는 효율을 갖는 저이득에서 상기 RF 증폭기들에 의해 증폭되는 일정한 포락선 신호 S1 및 S2를 생성하도록 동작하고,
    여기서, θk = RF 증폭기들의 Xdb 백오프 동작에 해당하는 포락선 신호에 관련된 위상 (1≤k≤n)이고,
    θn = 90도인 송신기 시스템.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 위상각 θ은 최적화된 높은 평균 효율 ηavg을 생성하도록 최적화되고,
    여기서,
    Figure 112007093246128-PCT00033
    인 송신기 시스템.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101507923B1 (ko) * 2012-08-03 2015-04-06 건국대학교 산학협력단 다중경로 ｒｆ 전력 증폭기를 갖는 무선통신 시스템용 행동모델링 방법 및 이를 활용한 분산형 전치 왜곡 장치
KR20190120938A (ko) * 2018-04-17 2019-10-25 알에프코어 주식회사 다중 전력증폭기를 위한 포락선 추적 전원변조장치

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7817962B2 (en) * 2006-06-29 2010-10-19 Broadcom Corporation Polar transmitter amplifier with variable output power
US8482462B2 (en) * 2007-05-25 2013-07-09 Rambus Inc. Multi-antenna beam-forming system for transmitting constant envelope signals decomposed from a variable envelope signal
CN102165689A (zh) * 2008-03-31 2011-08-24 新加坡科技研究局 高效率线性放大器
US7957712B2 (en) 2008-06-16 2011-06-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Double-LINC switched-mode transmitter
US8315578B2 (en) * 2008-07-15 2012-11-20 Research In Motion Limited Mobile wireless communications device with separate in-phase and quadrature power amplification
CN101729079B (zh) * 2008-10-13 2012-11-07 电子科技大学 一种linc发射机
JP5144474B2 (ja) * 2008-11-05 2013-02-13 京セラ株式会社 加算器並びにそれを用いた電力合成器、直交変調器、直交復調器、電力増幅器、送信機、及び無線通信機
US8766738B2 (en) 2008-11-18 2014-07-01 Nxp, B.V. Decomposer and amplifier
EP2251974A1 (en) * 2009-05-15 2010-11-17 Nxp B.V. Quad LINC transmitter comprising switchable Chireix amplifiers
KR101231797B1 (ko) 2011-07-26 2013-02-08 건국대학교 산학협력단 Ｌｉｎｃ ｒｆ 송신기 기반의 고효율 전력 전송·통신 장치 및 그 방법
US8624791B2 (en) 2012-03-22 2014-01-07 Venti Group, LLC Chokes for electrical cables
DE102012210249A1 (de) * 2012-06-18 2013-12-19 Rwth Aachen Verstärkeranordnung
US20140191920A1 (en) 2013-01-10 2014-07-10 Venti Group, LLC Low passive intermodulation chokes for electrical cables
US9112463B2 (en) 2013-09-30 2015-08-18 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Pulsed dynamic load modulation power amplifier circuit
WO2015057986A1 (en) 2013-10-18 2015-04-23 Venti Group, LLC Electrical connectors with low passive intermodulation
WO2015057118A1 (en) 2013-10-18 2015-04-23 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Power amplifier for amplification of an input signal into an output signal
GB201322803D0 (en) * 2013-12-20 2014-02-05 Hydrason Solutions Ltd Improvements in or relating to sonar apparatus
US9954706B1 (en) * 2016-10-28 2018-04-24 L3 Technologies Inc. Outphased spatial combiner
US10361895B1 (en) * 2018-01-22 2019-07-23 Huawei Technologies Co., Ltd. Systems and methods for hybrid multi-layer signal decomposition

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5886573A (en) * 1998-03-06 1999-03-23 Fujant, Inc. Amplification using amplitude reconstruction of amplitude and/or angle modulated carrier
US6311046B1 (en) * 1998-04-02 2001-10-30 Ericsson Inc. Linear amplification systems and methods using more than two constant length vectors
US6054896A (en) * 1998-12-17 2000-04-25 Datum Telegraphic Inc. Controller and associated methods for a linc linear power amplifier
GB2359206B (en) * 2000-02-08 2004-06-23 Wireless Systems Int Ltd Amplifier arrangement
US6633200B2 (en) * 2000-06-22 2003-10-14 Celiant Corporation Management of internal signal levels and control of the net gain for a LINC amplifier
US20020027958A1 (en) * 2000-06-22 2002-03-07 Kolanek James C. Feedback channel signal recovery
US6690233B2 (en) 2000-12-21 2004-02-10 Tropian, Inc. Efficient, precise RF modulation using multiple amplifier stages
SE519586C2 (sv) * 2001-03-28 2003-03-18 Sutars Ab Stickkontakt för ett cigarettändarurtag
US6737914B2 (en) * 2001-12-07 2004-05-18 4D Connect, Inc. Removing effects of gain and phase mismatch in a linear amplification with nonlinear components (LINC) system
US6836183B2 (en) * 2002-10-16 2004-12-28 Icefyre Semiconductor Corporation Chireix architecture using low impedance amplifiers
US7260157B2 (en) * 2002-11-21 2007-08-21 Sotoudeh Hamedi Hagh Phase shifted transmitter architecture for communication systems
KR100473811B1 (ko) * 2003-02-21 2005-03-10 학교법인 포항공과대학교 링크 전력 송신기
US6853244B2 (en) * 2003-06-24 2005-02-08 Northrop Grumman Corproation Multi-mode multi-amplifier architecture

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101507923B1 (ko) * 2012-08-03 2015-04-06 건국대학교 산학협력단 다중경로 ｒｆ 전력 증폭기를 갖는 무선통신 시스템용 행동모델링 방법 및 이를 활용한 분산형 전치 왜곡 장치
KR20190120938A (ko) * 2018-04-17 2019-10-25 알에프코어 주식회사 다중 전력증폭기를 위한 포락선 추적 전원변조장치

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