CN101218748A - 利用非线性放大器的高效率rf发射机系统 - Google Patents

Abstract

一种具有改进的效率和良好线性的发射机系统将输入AM信号分解为在相位角θ相位调制的两个信号。该发射机有三个主要的实施例。第一个方案对每个分解的信号包络使用至少一个增加的RF放大器，一个或多个放大器具有相比针对该相同的信号包络在另一分支中的高增益放大器的增益要低的低增益。一个相应于接通总共2n+2个分支(n＝0，1，2，…)中的两个分支的相位角θ_i被确定。第二个方案使用如仅需要两个RF放大器的经典LINC系统的相同的通用原理结构，但是使用了不同的分解，因为该两个RF放大器是在它们的线性区域内使用的。所分解的信号包络可以是可变的。所放大的输出信号允许组合器在大部分信号中以100％的效率使用。第三个方案结合了第一和第二个方案。

Description

利用非线性放大器的高效率RF发射机系统

技术领域

本申请要求2005年5月27日提出的美国临时申请No.60/685,145的优先权，其公开内容在此结合作为参考。

本发明涉及发射机。更具体地说，本发明涉及利用非线性放大器以产生输入信号的线性放大的发射设备和方法，特别是具有高的峰-平均功率、具有改进的效率的发射设备和方法。

背景技术

现代无线通信系统需要具有改进的效率同时避免失真的发射机。基站最大的运行成本是由发射机的放大器消耗的电能的费用。在已知的系统之上任何效率上的显著改进都将存在同样的能量和成本节约的显著优点。

使用单个功率放大器，例如A类，将发射机的效率限制到该放大器的固有效率，而且没有办法提高效率。已经提出了各种各样的方案和通信系统结构来改进效率。

一种已知的放大器结构是利用无源短线(stub)来控制失真的Chiriex系统。Icefyre Semiconductor己经在最近报告了一种利用两个放大器加一个组合器的Chiriex型放大器系统。同样已知的是数字调制系统，但是其要求大约5dB PA(功率放大器)的补偿，这就引入了失真。然而，其在峰值功率以高效率运行确是最优的。

如同另一种已知的发射机的实例，1974年提出的D.C.Cox利用两个“LINC”(具有非线性组件的线性放大器)结构的放大器以克服功率上的这个极限，同时保持线性。

LINC结构使用单个分离器将输入信号S(t)的幅度(或相位)调制转换为两个恒定(等幅)包络信号S₁(t)和S₂(t)的相位调制。每个都工作在峰值功率具有高效率的非线性放大器接收并放大沿两个并行分支传送的每个恒定包络信号S₁(t)，S₂(t)。当在无源、混合组合器相加时，信号包络S₁(t)、S₂(t)再现原始信号的线性放大。在这种方式下，RF微波功率放大器可与两个恒定包络信号运行在饱和状态，产生最大放大器效率并且产生原理上完美的线性。

已知的LINC恒定包络信号S₁(t)和S₂(t)可以以信号分量向量或矢量图给出，如图12所示的那样，其中I轴表示同相分量而Q轴表示正交相位分量。S₁和S₂已知为两个旋转的向量S₁(t)和S₂(t)，每个具有相对于信号S(t)的幅度r_max/2以及相位角θ(t)，复杂形式表示为：S(t)＝r(t)^j(t)，0≤r(t)≤r_max。

标准的混合组合器，即，在其的两个分支之间在所有端口具有高隔离的混合组合器，给出了极好的线性，但是其使LINC发射机系统的效率降低。当输出信号的峰-平均功率增大时常规LINC发射机的效率的确降低了。然而，当今的无线通信系统中的大多数调制技术，例如CDMA、WCDMA、MQAM(M 64)、以及OFDM信号，表现出高的峰-平均功率。以这种信号应用到已知的LINC系统，组合的结构降低了效率。然而，LINC结构仍然比仅使用具有单个RF A类放大器的一个分支的效率更高。对于无线通信系统，因此存在改进LINC系统的效率的需求，特别是对于使用具有高的峰-平均功率分布图的输入信号的LINC系统。

发明内容

因此，本发明的一个主要目的是提供一种以在已知LINC系统上的显著改进的效率运行的发射机系统，特别是当输入信号具有高的峰-平均功率时。

本发明的另一个目的是提供这种改进的发射机效率的同时保持基本上线性的输出信号。

本发明的还一个目的是利用具有有助于维护人员的组件成本和可用性的标准组件提供这种改进的效率和良好的线性。

本发明的还一个目的是提供具有上述优点的能够在广泛的频率范围，包括RF和微波，之上运行的发射机系统。

本发明的还一个目的是提供具有上述优点的能够采取多样化配置的发射机系统，其中每一种配置都可以针对特定的应用优化。

一种发射机系统，特别是适合用作用于幅度调制(“AM”)的输入信号的无线通信的射频或微波(下文中，统称为“RF”)的发射机系统，该发射机系统具有信号分离器，分离器将时变的AM输入信号S分解为两个相位调制的包络信号S₁和S₂，具有相位角θ。包络信号S₁和S₂在2n+2个并行分支(n＝0，1，2，...)中被至少一个非线性放大器放大。来自n+1个分支的两个组的放大的信号包络S₁和S₂在混合组合器被相加以产生与输入信号S_in相同的输出信号S_out，但是基本上是线性放大的，而且具有良好的效率。

本发明的发射机系统使用三种可能的发射机信号解决方案(实施例)的其中一种，所有的方案都利用具有低频(例如，140KHz)的基带信号和具有RF频率的模拟部分。基带信号部分用于将输入信号(低频)分解为：

·位于相同的低频的2n+2个恒定包络信号(第一个方案)；

·针对输入信号的某些幅度级别的两个可变包络信号(第二个方案)；

·针对某些级别的2n+2个可变包络信号，以及针对其它级别的2n+2个恒定包络信号(第三个方案)。

在第一个方案中，发射机的模拟部分的特征在于n+1个分支的两个组，或者2n+2个总的分支，n＝1，2，...每个分支包括一个上变频器、RF放大器，而且在优选形式中，允许连续信号的λ/2微带线或其它的传输线(放大之后在组合器处控制失真)。附加的分支和放大器构成响应于输入信号的幅度等级调谐放大增益和最优相位角θ_i的一个额外的“级”或多个级，在此θ_i是当开关操作以接通或断开某些分支时与信号包络有关的相位角。具体而言，对于输入信号的每个幅度等级仅接通两个分支，断开2n个分支。在每个分支中有一个恒定的包络信号。对于输入信号的每个级别，接通的两个分支是利用混合组合器加入的。如果在发射机的模拟部分中使用了开关，则优选增加一个激励器以提高输入RF信号到所需的级别。

第二个方案中的模拟部分的特征在于仅有两个分支(如在常规LINC系统中的那样)，这些分支中的每一个由一个上变频器(或混频器)和一个RF放大器形成。该两个分支的输出信号通过利用混合组合器相加。在该第二个方案中，两个输出信号S₁，S₂表示(i)用于某些信号级别的可变包络，其中(0＜θ＜θ_k，1≤k≤n)，(ii)用于其它级别的恒定包络信号，其中θ_k＜θ＜θ_n，θ_n＝90度。利用信号处理电路中的预失真函数，第二个方案的系统给出了良好的线性。

如下面通过效率公式(22)所证明的，这种系统给出了优于常规LINC发射机的改进的效率。

第三个方案中的模拟部分使用两个相等的分支组，总共2n+2个分支，如第一个方案中。每个分支由一个上变频器和RF放大器组成，而且优选λ/2微带线或者提供期望的连续信号的类似功能的传输线。对于输入信号的每个级别，仅两个分支接通，2n个分支断开。在每个分支中，信号S₁，S₂对于某些级别是恒定的，而对其它的级别是可变的恒定包络。该第三个方案是同时使用了第一和第二个方案的混合。

第一个方案的特征在于RF放大器的多个分支。使用的分支数量越多，发射机系统的总体效率越高。当确定了对RF发射机系统所要求的效率时，于是可以利用本公开中给出的公式，特别是下述的公式17，分析确定所需的分支数量。

更具体而言，知道了输入的将要发射的信号(即，信号的“PDF”)类型，并且假定所有使用的RF放大器表现出相同的效率值，等于η_amp，那么作为第一步，确定将达到的平均功率η_amp的值。作为第二步，例如，利用MATLAB软件，优化下面的公式(17)描述的表达式以获得在与信号包络S₁，S₂的其中之一相关的每个分支组中所需的RF放大器的数量。此后，可以精调谐得到θ_i值以考虑每个RF放大器的实际效率。一旦确定了将要添加的分支的数量，则可以分析比较(1)较高增益的RF放大器的增益，和(2)θ_i，在此“i”表示每个分支i的最优值(1≤i≤n)确定所用的每个较低增益RF放大器的增益。对于每个级别的输入信号，信号处理器仅接通两个分支，断开2n个分支。对于输入信号的每个幅度等级，通过与HPGL、或VHDL、或充当数字开关的类似的软件一同工作的数字信号处理器(DSP)或者微处理器来处理基带信号。这种开关选择接通哪两个分支。如所建模的，效率的改进相比于可比较的经典LINC系统至少是两倍。

第二个方案使用如常规LINC系统那样的相同的通用原理电路一每个分支中连接的一个放大器仅有两个分支。然而，虽然一般的结构与常规LINC系统中的相同，输入信号的分解确不相同。通过剪裁和最优化对仅仅两个非线性放大器的每一个的一部分工作范围的放大倍数，而不是如方案1中的利用额外的放大器级和分支，这种第二个方案改进了经典LINC系统。

对于输入信号的某个级别，每个RF放大器工作在从其1dB压缩功率的XdB范围内。在这个工作区，每个RF放大器都是非线性的，而且结果是增益不恒定并且信号包络S₁和S₂不恒定。第二个方案的信号处理器使用由下面的公式22给出的分析表达式以应付增益的这个变化以产生良好的线性。该公式应用作为用于其中相位角满足条件0＜θ＜θ_k的条件的预失真函数，其中θ_k是与取值为0度和90度之间的信号包络有关的相位角。在这个工作区中，混合组合器以其效率的100％工作。对于输入信号的较小值，其中每个RF放大器可以以非常低水平的增益工作，输入信号被分解为两个恒定包络的信号S₁和S₂以避免每个RF放大器的巨大失真。在这个工作区中，混合组合器以如经典LINC系统中的与θ相位角的余弦平方成正比的效率工作。

第三个方案使用第一和第二个方案的结合。以如第一个方案同样的方式，选择将要使用的分支的数量(2n+2)。对于输入信号幅度的确定值，输入信号被分解为可变包络，而不是恒定包络。对于输入信号幅度的较小值，输入信号如第一个方案中被分解为恒定包络。对于输入信号的每个值，仅两个分支被接通，由此提供了高效率的系统。这个系统产生了优于方案一和方案二的提高的效率，而且线性良好。

根据下面考虑附图的详细描述将更加全面地理解本发明的这些和其它特征和目的。

附图说明

图1是根据本发明的第二个实施例构成和运行的LINC发射机的原理图；

图2示出了相对左边的坐标轴为常规LINC类型发射机的发射机的效率，相对右边的坐标轴为两个普通无线通信信号的PDF曲线特性，所有的都作为LINC相位角θ的弧度函数；

图3是与常规LINC发射机系统相比具有一个额外的级的根据本发明的RF发射机的第一个实施例的原理图；

图4是对应于图3的在每个分支具有λ/2的微带线以促进信号连续以及控制组合器处的失真的4个分支的输出的详细视图；

图5是在数字开关之后具有上变频器/混频器的图3和4所示的发射机的数字部分开关实施例的详细视图；

图6是在模拟开关之前具有上变频器/混频器的图3和4所示的发射机的模拟部分开关实施例的详细视图；

图7是利用n个多个额外的级的图3-6所示的本发明的第一个实施例的可选实施例的原理图；

图8示出了图7中所示的具有相位角θ，θ₂的三(n＝2)发射机的效率曲线2，而且θ₂与每个放大器相关联；

图9示出了对于F、RF类放大器的输入功率的函数的特征输出功率，例如本发明的第二个实施例中图1中所用的放大器；

图10是对应于图9的曲线图，但是利用同样的F、RF类放大器的功率增益作为输入到放大器的功率的函数；

图11示出了RF放大器的特征DC电流作为输入功率的函数；以及

图12是分成具有相对于信号S(t)的相位角差θ的时间(t)变化的恒定信号包络S₁(t)和S₂(t)的常规LINC发射机中的信号分量的信号分量矢量图。

具体实施方式

图1和12示意了LINC放大器10的主要构建块，接收输入信号S(t)的信号分离器12，两个分支14，14，各分支承载分解的或分离的信号S₁(t)和S₂(t)，放大器16，16，每个放大器具有放大分离的信号的增益G，以及将信号S₁和S₂无源组合以产生输出信号S_out(t)的组合器18，输出信号S_out(t)基本上是S(t)的线性放大。公式(1-4)给出了信号之间的各种关系。

S(t)＝r(t)·e^j·(t)＝S₁(t)+S₂(t)    (1)

r(t)＝r_max·cos(θ(t))    (2)

本发明集中在通过保持良好的线性改进效率。经典LINC系统中的组合结构的瞬时效率由如下公式给出：

η_t＝cos²(θ(t_i))    (5)

因此，组合器的平均效率等于：

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{avgC}}=\underset{1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\η}}_i{P}_i---\left(6\right)$

其中，p_i为输入信号的概率密度函数(“PDF”)的瞬时值。LINC系统的平均效率为：

η_avgT＝η_avgC·η_amp    (7)

LINC中使用的两个RF放大器16，16工作在高频(类别B、C、F或其它等效类别，例如类别D或E)，每个放大器的效率等于η_amp。

图2示意了效率降低的问题。当PDF信号取较低值(θ接近于0弧度)的时候，对应于常规LINC匹配的组合器的效率(余弦平方)的曲线显示出较高的值。当余弦平方取较低的值(接近于θ＝π/2或1.57弧度)时，信号的PDF(右手边刻度)得到较高的值。公式(6)示出了组合的平均效率η_avg，为效率η_i和PDF两项的乘积。这证明了为什么当出现了具有高的峰-平均的信号时，LINC匹配的组合器的效率会降低—高的峰-平均功率意味着信号的PDF取其较高的值，接近于θ＝π/2(参见图2)，当cosθ值较低而且处于支配地位时。

I.用于改进效率和给出良好线性的第一个方案

A-增加一级RF放大器

在本发明的这个实施例中，参考图3的RF发射机10’，AM输入信号S(t)在信号分离器12处被转换为两个恒定幅度包络S₁(t)和S₂(t)，定义如下：

有

$f\left(\mathrm{\θ}\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\θ}& \mathrm{if\θ}\≤{\mathrm{\θ}}_i\\ {\mathrm{Cos}}^{-1}\left[\frac{\mathrm{Cos}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{Cos}\left({\mathrm{\θ}}_i\right)}\right]& \mathrm{if\θ}>{\mathrm{\θ}}_i\end{array}\right.---\left(10\right)$

如果θ≤θ_i：

在此情况下，如由公式(3)和(4)所描述的同样的方式分解S(t)。所用的瞬时效率与图2所示的一致。分离器12’使用低频基带信号来确定两个恒定包络S₁(t)和S₂(t)。图5中所示的分离器12’同样具有数字信号处理DSP可编程卡和/或微处理器控制器20，以及利用VHDL(VHSIC(甚高速集成电路)Hardware DescriptionLanguage)切换的FPGA(现场可编程门阵列)22。在利用了混频器(上变频器)24之后，每个分支14，14’中的信号通过呈现电压增益等于G_high的两个RF放大器16H，16H中的其中一个。增益为G_low的两个RF放大器16L，16L断开。第一个方案的输出电压定义如下，其中θ＜θ_il：

$\mathrm{Vout}=\frac{r_{\max }\·G\_\mathrm{high}\·\mathrm{Cos}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\sqrt{2}}---\left(11\right)$

如果θ＞θ_i：

对于超过θ_i的θ值，两个开关22(图3)改变路线，信号S于是被引到电压增益为G_low的两个RF功率放大器16L，16L。电压增益为G_high的两个RF放大器16H，16H被开关断开。输出电压定义如下：

$\mathrm{Vout}=\frac{r_{\max }\·G\_\mathrm{low}\·\mathrm{Cos}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\sqrt{2}\·\mathrm{Cos}\left({\mathrm{\θ}}_i\right)}---\left(12\right)$

线性和效率

在第一个方案中，4-分支(14’H，14’L，14’H，14’L)实施例，当θ＝θ_i时，并且考虑公式(11)和(12)，连续信号的条件要求：

G_low＝G_high·Cos(θ_i)    (13)

由于所有所用的RF放大器16H，16L在输入处呈现出相同的功率电平(输入电压等于r_max/2)，“次级”RF放大器16L，16L(G_low)相比“初级”RF放大器16H，16H(G_high)给出了较低电平的输出功率。两个功率电平之间的差异为20Log(Cos(θ_i))。此外，如果低电平RF放大器16L的相位等于高电平RF放大器16H，那么输出信号肯定是线性的。不然的话，则必须考虑校正基带信号中和/或电路的模拟部分中的相位以便在输出产生良好的线性。系统的效率变为：

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{avgT}}={\mathrm{\η}}_{\mathrm{high}}\underset{0\≤{\mathrm{\θ}}_k\≤{\mathrm{\θ}}_i}{\mathrm{\Σ}}{\cos }^2\left({\mathrm{\θ}}_k\right)\·P_k+\frac{{\mathrm{\η}}_{\mathrm{low}}}{{\cos }^2\left({\mathrm{\θ}}_i\right)}\underset{{\mathrm{\θ}}_m>{\mathrm{\θ}}_i}{\mathrm{\Σ}}{\cos }^2\left({\mathrm{\θ}}_m\right)\·P_m---\left(14\right)$

其中，η_avgT＝系统的总平均效率；

η_high＝具有增益设置为G_high的RF(包括微波)放大器的效率；

P_k＝对应于θ_k的PDF；

η_low＝具有增益为设置G_low的RF或微波放大器的效率；

θ_k＝与取值小于θ_i的信号包络有关的相位角；

θ_i＝当开关工作时与信号包络有关的相位角；

θ_m＝与取值大于θ_i的信号包络有关的相位角；

P_m＝对应于θ_m的PDF。

与通过公式(6和7)描述的经典LINC的效率相比，本系统的效率通过取得的值超过1的项

得到改进。

为了选择最佳的θ_i值，使用本发明的RF发射机系统的这个实施例给出最大效率的任何人首先考虑两种类型的RF放大器(高16H和低16L电平)是“匹配的”，因为为了计算的目的以找到对最优的相位角值的第一近似，它们被假定具有相同的效率值比率η_amp。因此可以例如利用众所周知MATLAB软件求解公式(14)以获得当θ_i在0和90度之间变化时其的最大值。由此获得的θ_i的计算值可以被考虑作为将使用的第一个值，不过在当所使用的两种类型的RF放大器的实际效率实际上不同时进行调整。

可以使用给出了高效率，例如类别D或E的类别C、F或其它的操作类别用于RF放大器16H，16L。利用这种类型的操作类别，当输入功率非常低时RF放大器16的输出阻抗通常较高。由此，被断开的两个RF放大器(当另外的两个在我们的系统中为接通时)在输出处表现出高阻抗。结果，使用具有根据工作频率确定的λ/2的微带线26(图4)(或者具有同样的功效的某些其它的线)如所指示的被用于在输出具有良好的线性。使用不同于λ/2的其它长度的微带线是可能的，因为可以调节线头的长度(由处于断开状态的RF放大器造成的)以消除高阶谐波，并因此提高了接通的RF放大器的效率。

开关位置

开关22可以形成为信号系统的基带(数字)部分中，或者系统的模拟RF部分中，的基带开关。图5示出了可以使用的FPGA(利用VHDL语言)。也可在RF电路中使用开关22b，22b(例如，二极管开关)，如下的图6中所示。在此情况下，如所建模的，RF设计将更为准确以避免输出信号的失真。

分离器(Sr1(t)，Sr2(t))中的信号S(t)的分解在此情况下需要作如下改变：

公式(15)

在此f(θ)根据上面的公式(10)确定。

分别利用公式(15)，通过将+θ和+f(θ)改变为-θ和-f(θ)可获得Sr2(t)分量。注意，对于这种RF开关设计情形，S_r1和S_r2是分解的或分离的信号包络S₁和S₂。RF开关对其的输入功率电平敏感。因此，在分离器的输出考虑了两个功率电平，并且在具有功率增益等于G_d的低功率电平RF放大器的输入中需要一个激励器28，如图6所示。

B-为进一步提高效率增加多级RF放大器

系统结构

作为选择，或者更一般而言，利用第一个方案的实施例，可以通过增大每个组分支14，14中的RF放大器16的数量显著提高系统10’的效率。图7示出了用于本发明的RF发射机系统10’的这个方案的原理。系统的设计变得更为复杂，但效率快速提高。需要考虑每个RF放大器15的相位，于是在基带信号中存在调节。使用具有不同电压增益G_low_i(i＝1到n)的低功率RF放大器16L(1)...16L(n-1)隐含需要考虑θ_i(θ_i，i＝1到n)的n个值。

电压增益G_high相对G_low_i可表示为：

G_low_i＝G_high·Cos(θ_i)    i＝1 to n    (16)

组分支14，14’和具有电压增益G_low_i(i＝1到n)的任何RF放大器16L(1)...16L(n-1)中的高阶RF放大器16H的输出功率之间的差异等于20Log(cos(θ_i))dB。例如，当θ_i＝60度时，RF放大器16L(G_low_i)相比较高功率电平的RF放大器16H(G_high)工作在6dB低的功率电平。

组合器效率

组合器的瞬时效率由下面的公式定义：

$\mathrm{\&eta;}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{If\&theta;}<{\mathrm{\&theta;}}_1& {\cos }^2\left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ \mathrm{If}{\mathrm{\&theta;}}_1<\mathrm{\&theta;}<{\mathrm{\&theta;}}_2& {\cos }^2\left(\mathrm{\&theta;}\right)/{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)\\ ..............................& ...........................................\\ \mathrm{If}{\mathrm{\&theta;}}_i<\mathrm{\&theta;}<{\mathrm{\&theta;}}_{i+1}& {\cos }^2\left(\mathrm{\&theta;}\right)/{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_i\right)\\ .............................& .............................................\\ \mathrm{If}{\mathrm{\&theta;}}_n<\mathrm{\&theta;}& {\cos }^2\left(\mathrm{\&theta;}\right)/{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_n\right)\end{array}\right.$

平均效率的表达式变为：

${\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{Avg}}={\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{high}}\underset{{\mathrm{\&theta;}}_k\&le;{\mathrm{\&theta;}}_l}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{Cos}}^2\left({\mathrm{\&theta;}}_k\right)\&CenterDot;P_k+\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{{\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{low}\_i}}{{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_i\right)}[\underset{{{\mathrm{\&theta;}}_{i+1}>\mathrm{\&theta;}}_j>{\mathrm{\&theta;}}_i}{\mathrm{\&Sigma;}}{P}_j\&CenterDot;{\mathrm{Cos}}^2\left({\mathrm{\&theta;}}_j\right)]$

其中，1≤n；

η_high＝具有增益设置为G_high的RF(包括微波)放大器的效率；

P_k＝对应于θ_k的PDF；

η_low＝具有增益设置为G_low的RF(包括微波)放大器的效率；

θ_k＝与取值小于θ_i的信号包络有关的相位角；

θ_i＝当开关工作时与信号包络有关的相位角；

P_j＝对应于θ_j的PDF；

η_avg＝系统的平均效率。

公式(17)为本发明所特有的。其显示出通过项提高了效率，该项的每个值都具有大于1(对于0＜θ_i＜90度)的值。如上所述，我们知道所用的信号类型(即，输入信号S(t)的PDF)被使用，而且我们假定所有RF放大器16所需的最初的优化计算给出相同的效率值，等于η_amp。作为第一步，首先确定平均效率的值。然后，如利用公式(14)，例如利用MATLAB软件，由公式(17)描述的表达式为16H，而且16L(1)到16L(n)被优化，以获得每个组分支14’，14’中所需的RF放大器的数量。此后，可以调节所得到的θ_i值，或者“精-调谐”，以便考虑每个RF放大器的实际效率。

图8中的曲线2示出了相比常规LINC发射机系统(也在图2中示出)的曲线1的效率的改进。对于具有高的峰-平均的信号，这种改进比其它信号的要大。如上注意到的，对于许多重要的应用经典LINC的局限性在于使用了具有高的峰-平均功率的信号。比较图2和图8接近θ＝90度(π/2或1.57弧度)时，曲线2相比曲线1获得较高的值。

确认结果

利用CDMA和64QAM信号的统计PDF，可以建模和证明本发明的系统相比经典LINC电路效率更高。考虑图2，其中示出了CDMA和64QAM信号的PDF。利用本发明第一个方案的RF发射机系统，额外的一级或多级的实施例，而且首先仅考虑增加一级RF放大器16L(1)(G_low_1)，下面的表I给出了结果效率的比较。这些结果假定使用更高电平和更低电平的RF放大器，而且它们的效率相同。此后，公式(14)给出了如下详述的对于增加一级的值，而公式17给出了对于增加了利用16L(1)和16L(2)的两级的值。

表I

	LINC组合器效率	增加一级的效率	增加两级的效率
				CDMA	21％	31％，θ1＝50度	50.5％，θ1＝50度θ2＝80度
64QAM	19.4％	43.4％，θ1＝55度

相比高阶RF放大器输出：

θ₁＝50度相应于比具有高增益的放大器的输出功率低3.8dB的值；

θ₁＝55度相应于比具有高增益的放大器的输出功率低4.8dB的值；

θ₂＝80度相应于比具有高增益的放大器的输出功率低15.2dB的值。

II.提供良好线性和高效率分析的第二个方案

本发明的第二个实施例并没有使用附加的一级或多级放大器和相关的分支。其仅使用两个非线性RF放大器。每个RF放大器在一个分支中使用；结果仅存在两个分支(图1)，如经典LINC结构中的情形。然而，信号的分解与经典LINC中所开发的不同。两个RF放大器16，16通常工作在高效率(类别B，C...)，特征在于非恒定的功率增益，以及在输出处没有非线性。

本发明在RF放大器16，16的非线性工作区使用每个RF放大器16，16。图9中示出了具有类别F的适当的RF放大器的功率输出作为到放大器的输入功率的函数。

在第一工作区，从放大器的高效率处的输出功率到若干dB的补偿，分离器12工作，将输入信号S(t)分解，分离输入信号S为两个相同的信号S₁，S₂(但不是分离为两个恒定包络)。在这个工作区，两个分支14，14中的每一个中的两个RF放大器16，16在输出给出两个信号，信号在组合器18中被相位相加。实际上，组合器18以100％的效率工作。在分析中，仅考虑信号的一个部分，从需要高效率(图9中右边部分)的输出功率到XdB的补偿，在此如下面的更为详细的描述确定X。

从输出功率的该XdB补偿点到进一步的dB补偿的某些不定点的另外的工作区构成信号的第二部分。利用非恒定功率增益，输出功率的XdB的补偿对应于输入信号功率中的YdB的补偿，X≠Y。接着，在信号的该第二部分中应用LINC分解(参见公式1到4)。当这些θ_i值对应于输入信号的不同幅度等级时，此处的分析考虑了θ_i(i＝1到n)，其中θ₁＝0度而θ_n＝90度。利用公式(1)和(2)，输出功率的XdB的补偿对应于相位角θ_k，k为1和n之间确定的整数。信号的第一部分对应于0＜θ＜θ_k，而第二部分对应于θ_k＜θ＜90度。换言之，不是将额外的放大器级作用于信号，而是将输入信号分解为由RF发射机不同地处理的不同部分，以产生具有所需的线性度的期望的放大效率。

如果0＜θ＜θ_k

在此情况下，在信号的第一部分，两个非线性RF放大器16，16以可变包络运行。这与需要恒定包络的经典LINC相反。结果的输出信号失真，因为该可变性必须被校正。带有可编程卡的分离器微处理器或DSP的信号处理在基带信号中使用预失真，其需要作为输出功率P_out相对θ的数据输入。对于对应于θ_i(0＜i＜k)值的给定输入功率电平，公式(2)保持相同并且给出：

r(t_i)＝r_max·cos(θ_i)    (18)

每个RF放大器的增益G(θ)随θ(非线性运算)而改变，如图10所示。绘制功率增益G²，dB，电压增益G的平方，作为入口功率(dBm)的函数。针对每个θ_i值对应有一个电压增益值Gi。公式(3)和(4)变换为：

输出信号S_out定义如下：

其中Ψ_i为当输入信号对应于θ_i时RF放大器在每个分支的相位。

结果，存在输出信号的两个失真源。第一个源在RF放大器的相位变化之上构成，而第二个源是RF放大器的增益变化。为了校正由增益变化导致的失真，输出信号必须与项G_i.cos(θ_i)成比例。为此，可以在基带信号中使用电压增益相对θ_i的数据(如图10中所给出的)，然后寻找θ_j值，其验证：

G_j·cos(θ_j)＝G_o·cos(θ_i)    (21)

于是，由RF放大器引入的相位为Ψ_j，利用分离器12(基带信号)通过输入信号中的简单的相位调节来校正Ψ_j。如果上述正确的话，利用公式20和21，构成本发明的第二个实施例的预失真函数，然后，当它们被执行时，输出信号S_out肯定是线性的，并且由于放大而没有失真。

第一信号部分的结果效率η₁或者非线性放大器的第一工作区中的运行如下定义。

${\mathrm{\&eta;}}_1={\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{amp}}\&CenterDot;\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left[\frac{\mathrm{Idc}\_\max }{\mathrm{Idc}\_j}\right]{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_i\right)P_i---\left(22\right)$

其中η_amp是RF放大器的最大效率，Idc_max是对应于最大效率η_amp((θ₀＝0度))的DC电流，而Idc_j是对应于θ_j的DC电流。对于每个i值有一个对应的j值。

图11示出了Idc相对图9和10的RF放大器的输入功率的关系曲线。当θ增大时Idc电流降低。Idc_max/Idc_j项相比值1要大，而且当θ增大时增大。由此，本发明的发射机的效率相比经典LINC发射机的效率提高了。

如果θ_k＜θ＜θ_n

在此情况下，对如上所述的第二信号部分应用LINC分解，以如下公式定义放大器工作区的第二部分的结果效率：

${\mathrm{\&eta;}}_2={\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{amp}}\&CenterDot;\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_i\right)P_i---\left(23\right)$

同时考虑部分1和2，本发明的RF发射机系统的总平均效率定义如下：

η_avg＝η₁+η₂    (24)

然而注意，对应于信号的一个部分的限制，通过利用公式(22)和优化公式(24)选择θ_k以找到所需的更好的效率。

III.同时混合第一和第二个方案的第三个方案

本发明的第三个方案或实施例同时应用了上述的方案1和2。也就是说，在多级方案(图7)中，每个RF放大器16H，16L(1)...16L(n-1)与一个非恒定包络一起使用，而不是恒定包络。在具有G_high，G_low_i(i＝1到n-1)的多级RF放大器中，在条件0＜θ＜θ_k下应用第二个方案。在最后一个RF放大器(G_low_n-1)完全应用第二个方案，即，相对于方案/实施例2考虑上述的信号的第二部分。

新的平均效率η_avg为：

${\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{Avg}}={\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{high}}\underset{{\mathrm{\&theta;}}_k\&le;{\mathrm{\&theta;}}_l}{\mathrm{\&Sigma;}}\left[\frac{{\mathrm{Idc}}^{\mathrm{high}}\_\max }{{\mathrm{Idc}}^{\mathrm{high}}\_k}\right]{\mathrm{Cos}}^2\left({\mathrm{\&theta;}}_k\right)\&CenterDot;P_k+$

$\underset{i=1}{\overset{n-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{low}\_i}\left[\underset{{\mathrm{\&theta;}}_{i+1}>{\mathrm{\&theta;}}_j>{\mathrm{\&theta;}}_i}{\mathrm{\&Sigma;}}\right[\frac{{\mathrm{Idc}}^{\mathrm{low}\_i}\_\max }{{\mathrm{Idc}}^{\mathrm{low}\_i}\_k}]P_j\&CenterDot;{\mathrm{Cos}}^2\left({\mathrm{\&theta;}}_j\right)]+{\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{low}\_n}[\underset{90>{\mathrm{\&theta;}}_j>{\mathrm{\&theta;}}_n}{\mathrm{\&Sigma;}}{P}_j\&CenterDot;{\mathrm{Cos}}^2\left({\mathrm{\&theta;}}_j\right)].---\left(25\right)$

在这个实施例中，可以优化公式(25)以找到最佳的θ_i(i＝1到n)值以获得最佳效率。

利用根据本发明的RF发射机，相比现有技术的RF发射机系统能够实现显著的整体效率的改进，以及具有良好线性的输出信号。本发明的RF发射机在当与具有高的峰-平均功率分布图的现代无线输入信号一同使用时特别有效。本发明的系统利用常规组件，并且可以在广范围的RF(包括微波)频率之上运行。

虽然已经参考其的优选实施例描述了本发明，应当理解的是对本领域的技术人员而言将想到各种各样的修改和替代。例如，虽然在使用MATLAB软件(运行在任何适当的计算机上，例如常规PC)计算时描述了各种各样的优化，例如θi的优化，或者针对给定效率将使用的分支的最优数量的计算，本领域的技术人员将想到其它的软件和布置以完成这些和类似的计算。同样，虽然描述了λ/2微带线和类似的传输线促进从分支到组合器的信号传输，也可以使用对本领域的技术人员已知的其它阻抗匹配设备，即使是可能增大成本或降低效率。上述的修改和变化确定为落入所附权利要求书的范围之内。

Claims (16)

1.一种根据具有低频基带和以RF频率模拟放大的幅度调制的输入信号S，产生放大的输出信号S_out的发射机系统，包括：

信号分离器，将所述输入信号S分解为两个相位调制包络信号S₁和S₂，所述包络信号S₁和S₂具有同样的低频，并沿总共2n+2(n＝0，1，2，...)个平行分支传送；

每个所述分支中的至少一个RF非线性功率放大器；

组合器，根据所述放大的包络信号S₁和S₂，产生基本上线性的输出信号S_out；以及

信号处理器，包括所述信号分离器，所述信号处理器最优化所述放大器的操作，作为分离的输入信号S的相位角θ的函数。

2.根据权利要求1所述的发射机系统，其中所述信号处理器包括与每个所述分支相关的开关，而且与所述包络信号S₁和S₂的其中之一相关的每个所述分支中的所述放大器包括高增益放大器，以及n个低增益放大器(n≥1)，其中所述高和低增益放大器的每一个与最优的θ值θ_i(1≤i≤n)相关，

其中所述开关接通由所述信号处理器选择的两个所述RF放大器，而且每个与所述包络信号S₁和S₂的其中一个相关，以针对给定的输入信号S最优化所述放大器的线性和效率。

3.根据权利要求2所述的发射机系统，其中所述包络信号S₁和S₂幅度恒定。

4.根据权利要求2所述的发射机系统，其中所述分支的每一个还包括所述RF放大器的输入处的上变频器，以及所述功率组合器的输入处的阻抗匹配组件以实现基本的线性。

5.根据权利要求4所述的发射机系统，其中所述阻抗匹配组件为半波(λ/2)条纹，在此λ是根据所述系统的RF工作频率设置的。

6.根据权利要求2所述的发射机系统，其中所述开关位于与所述RF放大器相关的所述系统的模拟部分中，而且进一步包括激励器，所述激励器被连接以增加对所述低增益RF放大器的每一个的RF信号输入。

7.根据权利要求2所述的发射机系统，其中每个所述RF放大器都有基本上相同的效率值η_amp，而且通过最大化下述公式获得初始最优θ_i值：

${\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{avgT}}={\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{high}}\underset{0\&le;{\mathrm{\&theta;}}_k\&le;{\mathrm{\&theta;}}_i}{\mathrm{\&Sigma;}}{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_k\right)\&CenterDot;P_k+\frac{{\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{low}}}{{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_i\right)}\underset{{\mathrm{\&theta;}}_m>{\mathrm{\&theta;}}_i}{\mathrm{\&Sigma;}}{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_m\right)\&CenterDot;P_m$

其中，n＝1

η_avgT＝所述系统的总平均效率；

η_high＝具有增益设置为G_high的RF(包括微波)放大器的效率；

P_k＝对应于θ_k的PDF；

η_low＝具有增益设置为G_low的RF或微波放大器的效率；

θ_k＝与取值小于θ_i的信号包络有关的相位角；

θ_i＝当开关工作时与信号包络有关的相位角；

θ_m＝与取值大于θ_i的信号包络有关的相位角；

P_m＝对应于θ_m的PDF。

8.根据权利要求2所述的发射机系统，其中n＝1，设置所述开关以在θ≤θ_i时接通所述两个高增益放大器；当θ＞θ_i时接通所述两个低增益放大器，每一个所述低增益放大器与每个所述包络信号S₁和S₂相关联。

9.根据权利要求2所述的发射机系统，其中每个所述RF放大器具有基本上相同的效率值η_amp，而且通过最大化下述公式获得初始最优θ_i值(1≤i≤n)：

${\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{Avg}}={\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{high}}\underset{{\mathrm{\&theta;}}_k\&le;{\mathrm{\&theta;}}_l}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{Cos}}^2\left({\mathrm{\&theta;}}_k\right)\&CenterDot;P_k+\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{{\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{low}\_i}}{{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_i\right)}[\underset{{{\mathrm{\&theta;}}_{i+1}>\mathrm{\&theta;}}_j>{\mathrm{\&theta;}}_i}{\mathrm{\&Sigma;}}{P}_j\&CenterDot;{\mathrm{Cos}}^2\left({\mathrm{\&theta;}}_j\right)]$

其中，1≤n；

η_high＝具有增益设置为G_high的RF放大器的效率；

P_k＝对应于θ_k的PDF；

η_low＝具有增益设置为G_low的RF放大器的效率；

θ_k＝与取值小于θ_i的信号包络有关的相位角；

θ_i＝当开关工作时与信号包络有关的相位角；

P_j＝对应于θ_j的PDF；

η_avg＝所述系统的平均效率。

10.根据权利要求2所述的发射机系统，其中n≥2，设置所述开关以当θ≤θ_i时接通所述两个高增益放大器，而当θ_i≤θ≤θ_i+1时接通两个所述低增益放大器G_low_i，每个所述低增益放大器与所述每个包络信号S₁和S₂相关联，

当θ_n≤θ≤90度时接通两个所述低增益放大器G_low_n，每个所述低增益放大器与所述每个包络信号S₁和S₂相关联。

11.根据权利要求10所述的发射机系统，其中所述信号分离器包括可与HPGL或VHDL一同操作的数字信号处理器和/或微处理器控制器的至少其中一个，而且所述开关包括现场可编程门阵列。

12.根据权利要求1所述的发射机系统，其中所述包络信号S₁和S₂是完全相同而且可变的，所述2n+2个平行分支在数目上为2(n＝0)，而且所述信号处理器和分离器工作，以便(i)当0＜θ＜θ_k时，产生通过所述RF放大器以对应于输出功率的P1dB和XdB补偿之间的区域的高可变增益放大的可变包络信号S₁和S₂，以及(ii)当θ_k＜θ＜θ_n时，产生通过所述RF放大器以具有对应于θ角的余弦平方的效率的低增益放大的恒定包络信号S₁和S₂，在此

θ_k＝与相应于RF放大器的XdB补偿操作的包络信号有关的相位(1≤k≤n)，以及

θ_n＝90度。

13.根据权利要求12所述的发射机系统，其中所述相位角θ是最优的，而且信号处理器控制所述RF放大器的增益和相位，以产生所述基本上线性的输出信号。

14.根据权利要求12所述的发射机系统，其中所述信号处理器工作以最大化系统效率η_avg＝η₁+η₂，在此η₁为当0＜θ＜θ_k时系统的效率，而η₂为当θ_k＜θ＜θ_n(1≤k≤n，θn＝90度)时的系统效率，并且η₁等于

${\mathrm{\&eta;}}_1={\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{amp}}\&CenterDot;\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left[\frac{\mathrm{Idc}\_\max }{\mathrm{Idc}\_j}\right]{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_i\right)P_i$

而η₂等于

${\mathrm{\&eta;}}_2={\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{amp}}\&CenterDot;\underset{i=k+1}{\overset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\cos }^2\left({\mathrm{\&theta;}}_i\right)P_i.$

15.根据权利要求1所述的发射机系统，其中所述信号处理器包括与每个所述分支相关的开关，而且与所述包络信号S₁和S₂的其中一个相关的每个所述分支中的所述放大器包括高增益放大器，以及n个低增益放大器(n≥1)，其中所述高和低增益放大器中的每一个与最优的θ值θ_i(1≤i≤n)相关，

其中所述开关接通由所述信号处理器选择的两个所述RF放大器，而且每个都与所述包络信号S₁和S₂的其中一个相关，以最优化所述放大器针对给定输入信号S的线性和效率，以及

所述包络信号S₁和S₂是完全相同而且可变的，所述2n+2个平行分支在数目上为2(n＝0)，而且所述信号处理器和分离器工作，以便(i)当0＜θ＜θ_k时，产生通过所述RF放大器以对应于输出功率的P1dB和XdB补偿之间的区域的高可变增益放大的可变包络信号S₁和S₂，以及(ii)当θ_k＜θ＜θ_n时，产生通过所述RF放大器以具有对应于θ角的余弦平方的效率的低增益放大的恒定包络信号S₁和S₂，在此

θ_k＝与相应于RF放大器的XdB补偿操作的包络信号有关的相位(1≤k≤n)，以及

θ_n＝90度。

16.根据权利要求15所述的发射机系统，其中最优化所述相位角θ以产生最优的高平均效率η_avg，在此

${\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{Avg}}={\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{high}}\underset{{\mathrm{\&theta;}}_k\&le;{\mathrm{\&theta;}}_l}{\mathrm{\&Sigma;}}\left[\frac{{\mathrm{Idc}}^{\mathrm{high}}\_\max }{{\mathrm{Idc}}^{\mathrm{high}}\_k}\right]{\mathrm{Cos}}^2\left({\mathrm{\&theta;}}_k\right)\&CenterDot;P_k+$

$\underset{i=1}{\overset{n-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{low}\_i}\left[\underset{{\mathrm{\&theta;}}_{i+1}>{\mathrm{\&theta;}}_j>{\mathrm{\&theta;}}_i}{\mathrm{\&Sigma;}}\right[\frac{{\mathrm{Idc}}^{\mathrm{low}\_i}\_\max }{{\mathrm{Idc}}^{\mathrm{low}\_i}\_k}]P_j\&CenterDot;{\mathrm{Cos}}^2\left({\mathrm{\&theta;}}_j\right)]+{\mathrm{\&eta;}}_{\mathrm{low}\_n}[\underset{90>{\mathrm{\&theta;}}_j>{\mathrm{\&theta;}}_n}{\mathrm{\&Sigma;}}{P}_j\&CenterDot;{\mathrm{Cos}}^2\left({\mathrm{\&theta;}}_j\right)].$

Images