CN102422527A - 用于发射机的电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种发射机(200)，包括第一Chireix补偿电路(230，232，238，240)和第二Chireix补偿电路(234，236，238，240)，其中每个Chireix补偿电路具有两个输入和两个输出。开关(226)将要放大的两个恒定包络输入信号(22，224)引导至第一或第二Chireix放大器单元。这种选择取决于要放大的输入信号的相位(212)。两个Chireix补偿电路的输出交叉耦合至电感性负载(242)。均具有一端接地的Chireix电感器(238)和Chireix电容器(240)也连接至电感性负载(242)。通过响应于要放大的信号的相位来对其进行切换，确保了最优匹配。

Description

用于发射机的电路

技术领域

本发明涉及用于发射机的电路，具体但不排他地，涉及用于利用Chireix补偿的发射机的电路。

背景技术

发射机典型地包括功率放大器(PA)，并且存在多种已知方式来控制功率放大器。一种现有技术极化调制方案包括经由对RF功率放大器的供电电压的调制来加入调幅(AM)分量。为了获得功率效率，该供电电压调制应当通过高效的开关DC-DC转换器来进行。

第二种现有技术极化调制方案包括以下方案：其中利用二电平PWM(脉冲宽度调制)信号来驱动开关PA的输入，该PWM信号是通过将幅度调制和相位调制的载波信号与三角(或锯齿)信号进行比较来产生的，该三角(或锯齿)信号的基频至少为载波频率的两倍。

第三种现有技术极化调制方案包括以下方案：其中利用二电平脉冲密度信号来驱动开关PA的输入，该脉冲密度信号是利用带通∑-Δ调制器来产生的。

第四种现有技术极化调制方案包括以下方案：其中利用两个异相载波来产生发送信号，即所谓具有非线性组件的线性放大(LINC)架构。

线性放大器中的功率降低非常重要，实现功率降低的一种方法是利用开关功率放大器(PA)，如具有良好效率的D类和E类放大器。为了利用开关功率放大器，可以使用合适的调制方法，包括极化、脉冲宽度调制(PWM)、脉冲密度调制和开关式LINC。然而，将复基带信号分解为用于产生期望恒定包络RF信号的辅助基带信号导致较大的带宽扩展。这种带宽扩展在基带导致较高采样频率，在RF导致LINC发射机的两个支路的匹配要求。

使用非线性组件的线性放大(LINC)涉及使用高度非线性但是功率效率非常高的放大器来分别放大两个恒定包络信号分量。

Gamal M.Hegazi等人的IEE论文“Improved LINC powertransmission using a quadrature out-phasing technique”，IEE MTT-S digest，pages 1923-1926，June 2005公开了一种基于正交异相技术的LINC功率发送方法，该方法依赖于输入信号的同相和正交部分的恒定包络分解。

在本说明书中列出或讨论现有公开文献或任何背景不必需被认为是承认文献或背景是现有技术的一部分或者是公知常识。本公开的一个或多个方面/实施例可以或可以不解决一个或多个背景问题。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于发射机的电路，所述电路被配置为接收一个或多个输入信号，所述电路包括：

第一和第二Chireix补偿电路；以及

开关，被配置为根据所述一个或多个输入信号的特性，将从所述一个或多个输入信号导出的一个或多个Chireix输出信号耦合至第一或第二Chireix补偿电路。

使用多个Chireix补偿电路可以使得能够执行高效处理，例如在功耗方面。根据输入信号的特性/属性，不同的Chireix补偿电路可以用于处理Chireix输入信号，并且这可以使得能够针对正在直接或间接处理的输入信号的特性来定制Chireix补偿的处理。

在一些实施例中，所述一个或多个Chireix输入信号可以与所述一个或多个输入信号相同，并且不需要预处理操作来确保输入信号的格式适于高效Chireix补偿的处理。

所述一个或多个输入信号的特性可以是所述一个或多个输入信号的相位。例如，可能需要不同的Chireix补偿的处理来处理从具有不同相位的输入信号导出的Chireix输入信号。

在一个实施例中，需要第一Chireix补偿电路来处理从具有0度至90度范围内的相位的输入信号导出的信号，需要第二Chireix补偿电路来处理从具有90度至180度范围内的相位的输入信号导出的信号。

第一Chireix补偿电路可以包括：第一功率放大器、第二功率放大器、Chireix电感器和Chireix电容器。第二Chireix补偿电路可以包括：第三功率放大器、第四功率放大器、Chireix电感器和Chireix电容器。第一和第二Chireix补偿电路可以以相反方向(例如以相对于彼此相反的偏置)耦合至负载。按照这种方式提供Chireix补偿电路可以使得能够独立于使用哪个Chireix补偿电路来提供一致的输出信号。

相同的Chireix电感器和/或相同的Chireix电容器可以用于第一和第二Chireix补偿电路。按照这种方式提供Chireix补偿电路可以高效利用可以由多个Chireix补偿电路共用的组件。

在一些实施例中，所述一个或多个输入信号可以包括同相和正交实射频(RF)包络信号(I₁，I₂，Q₁，Q₂)。在这种示例中，可以执行预处理来提供适于用作Chireix输入信号的输入信号。

在其他实施例中，所述一个或多个输入信号可以包括实和虚基带信号(I_1i，I_1q，Q_1i，Q_1q)，所述电路还可以包括：混合器单元，被配置为处理实和虚基带信号(I_1i，I_1q，Q_1i，Q_1q)以产生所述一个或多个Chireix输入信号。所述一个或多个Chireix输入信号可以包括实射频(RF)恒定包络信号(I₁，I₂，Q₁，Q₂)。

混合器单元可以被认为是被配置为在执行Chireix补偿的处理之前处理接收的输入信号的预处理组件。在一些实施例中，输入信号的特性/属性对于应当如何高效执行Chireix补偿的处理是决定性的。

实和虚基带信号可以包括以下一项或多项：实同相基带信号I_1i；虚同相基带信号I_1q；实正交基带信号Q_1i；以及虚正交基带信号Q_1q。

实射频(RF)包络信号(I₁，I₂，Q₁，Q₂)可以包括以下一项或多项：第一同相恒定基带包络信号(I_1i+jI_1q)，第二同相恒定基带包络信号(I_2i+jI_2q)，第一正交恒定基带包络信号(Q_1i+jQ_1q)，以及第二正交恒定基带包络信号(Q_2i+jQ_2q)。

在一些实施例中，所述一个或多个输入信号可以包括同相信号(I)和正交信号(Q)，所述电路还可以包括：分离器电路，被配置为处理同相和正交信号(I，Q)并产生实和虚基带信号(I_1i，I_1q，Q_1i，Q_1q)。所述电路还可以包括：混合器单元，被配置为处理实和虚基带信号(I_1i，I_1q，Q_1i，Q_1q)以产生所述一个或多个Chireix输入信号。所述一个或多个Chireix输入信号可以包括实射频(RF)恒定包络信号(I₁，I₂，Q₁，Q₂)。

在这种实施例中，分离器单元和/或混合器单元可以被认为是被配置为在执行Chireix补偿的处理之前处理一个或多个输入信号的预处理组件。

分离器单元可以是正交LINC分离器单元，使用这种分离器单元可以提供带宽高效的信号分解。这可以是对上述良好功率效率的补充。在一些实施例中，正交LINC分离器单元的输出信号可以很好地适于自适应Chireix补偿的处理。例如，根据信号的相位，由正交LINC分离器单元处理的同相和正交信号的最大相位范围可能需要使用不同Chireix补偿电路的不同的Chireix补偿的处理。

所述电路还可以包括第三和第四Chireix补偿电路，第一和第二Chireix补偿电路可以被配置为处理同相信号，第三和第四Chireix补偿电路可以被配置为处理正交信号。按照这种方式，第一和第二Chireix补偿电路之一可以用于在任一时刻自适应处理同相信号，而第三和第四Chireix补偿电路之一可以用于在任一时刻自适应处理正交信号。这种实施例可以用于与正交LINC分离器单元相结合。

根据本发明的实施例，分离器单元可以被配置为产生处理原始同相(I)和正交(Q)信号，以产生可以用于产生4个恒定包络信号的基带信号I_1i，I_1q，Q_1i，Q_1q。信号I_1i和I_1q可以用于产生一起表示原始RF同相分量(I)的两个RF恒定包络信号。以相同的方式，信号Q_1i，Q_1q可以用于产生一起表示原始RF正交分量(Q)的两个RF恒定包络信号。原始同相(I)和正交(Q)信号的特性可以用于控制开关的状态。

分离器单元可以被配置为产生表示同相信号(I)的相位的第一相位信号和表示正交信号(Q)的相位的第二相位信号。第一和/或第二相位信号可以用于控制开关的操作，以将所述一个或多个Chireix输入信号耦合至Chireix补偿电路。在其他实施例中，可以使用表示表示同相和正交信号的任何特性的信号来控制开关的操作。

所述电路还可以包括：

第一开关，能够根据第一相位信号操作，以将第一同相实射频包络信号(I₁)与第一Chireix补偿电路连接或断开；

第二开关，能够根据第一相位信号操作，以将第二同相实射频包络信号(I₂)与第一Chireix补偿电路连接或断开；

第三开关，能够根据第一相位信号操作，以将第一同相实射频包络信号(I₁)与第二Chireix补偿电路连接或断开；

第四开关，能够根据第一相位信号操作，以将第二同相实射频包络信号(I₂)与第二Chireix补偿电路连接或断开；

第五开关，能够根据第二相位信号操作，以将第一正交实射频包络信号(Q₁)与第三Chireix补偿电路连接或断开；

第六开关，能够根据第二相位信号操作，以将第二正交实射频包络信号(Q₂)与第三Chireix补偿电路连接或断开；

第七开关，能够根据第二相位信号操作，以将第一正交实射频包络信号(QI₁)与第四Chireix补偿电路连接或断开；以及

第八开关，能够根据第二相位信号操作，以将第二正交实射频包络信号(Q₂)与第四Chireix补偿电路连接或断开。

第一和第二开关可以与第三和第四开关互斥操作；第五和第六开关可以与第七和第八开关互斥操作。

按照这种方式，可以使用多个开关，以在任一时刻使用4个Chireix补偿电路中的两个，对于处理组件的同相和正交支路中的每一个使用两个Chireix补偿电路之一，对从同相和正交输入信号导出的信号提供自适应Chireix补偿的处理。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于发射机的电路，包括：

同相支路组件和正交支路组件；

其中，同相支路被配置为接收第一和第二同相恒定基带信号(I₁，I₂)和第一相位信号，并包括：

第一和第二Chireix补偿电路；以及

第一开关，被配置为根据第一相位信号，将第一同相恒定基带包络信号(I₁)和第二同相恒定基带包络信号(I₂)耦合至第一或第二Chireix补偿电路；以及

其中，正交支路被配置为接收第一和第二正交恒定基带信号(Q₁，Q₂)和第二相位信号，并包括：

第三和第四Chireix补偿电路；以及

第二开关，被配置为根据第二相位信号，将第一正交恒定基带包络信号和第二正交恒定基带包络信号耦合至第三或第四Chireix补偿电路。

负载输出可以耦合至多个Chireix补偿电路的输出。

根据本发明的另一方面，提供了一种发射机，包括这里公开的任何电路。

根据本发明的另一方面，提供了一种对从一个或多个输入信号导出的一个或多个Chireix输入信号执行Chireix补偿的处理的方法，包括：

根据所述一个或多个输入信号的特性，将所述一个或多个Chireix输入信号耦合至第一或第二Chireix补偿电路。

还提供了一种计算机程序，当在计算机上运行时，所述计算机程序被配置为执行这里公开的任何方法，或者配置这里公开的电路、发射机或任何其他设备。

计算机程序可以在计算机可读介质上提供，如盘或硬盘驱动器，或者可以作为包括网络下载(如因特网下载)在内的瞬时信号来提供。

附图说明

现在仅以示例方式参照附图给出描述，附图中：

图1示意了根据本发明实施例的电路；

图2示意了根据本发明另一实施例的电路；

图3a和3b示意了根据本发明实施例的Chireix补偿电路；

图4示意性示出了示例LINC发射机系统；

图5a示意性示出了示例正交LINC分离器；

图5b示出了图4的分离器的向量图；

图6示意了复频率上转换器；

图7至9示出了仿真结果；

图10示出了正交异相技术的向量图；

图11示意性示出了正交异相框图；

图12示意性示出了复混合器单元；

图13至15示出了仿真结果；

图16和17示出了示意Chireix原理的框图和电路；

图18示意了第一Chireix补偿电路的框图和等效电路；以及

图19示意了第二Chireix补偿电路的框图和等效电路。

具体实施方式

这里描述的一个或多个实施例涉及一种用于发射机的电路，所述电路包括第一和第二Chireix补偿电路。所述电路还可以包括：至少一个开关，被配置为根据输入信号的相位或其他特性，将输入信号或从输入信号导出的信号耦合至第一Chireix补偿电路或第二Chireix补偿电路。例如，输入信号可能能够具有0°至180°之间的相位，当输入信号的相位在0°至90°之间时，需要第一Chireix补偿电路；而当输入信号的相位在90°至180°之间时，需要第二Chireix补偿电路。与现有技术相比，按照这种方式提供Chireix补偿可以提供具有改进功率效率的电路。

在电路接收同相和正交信号或者从同相和正交信号导出的信号作为输入信号时，这里描述的实施例可以提供优势。

这里描述的一个或多个实施例可以用于与基于正交异相技术的LINC功率发送电路相结合。按照这种方式，可以在同相和正交信号的从0°至180°的整个相位范围上高效地执行Chireix补偿。

图1示意性示出了根据本发明实施例的用于发射机的电路100。电路100被配置为接收以要发送的信息来编码的输入信号102。

电路100可以包括一个或多个预处理组件104，用于处理接收的输入信号102以产生适于后续Chireix补偿处理的Chireix输入信号。一个或多个处理组件104可以包括分离器和/或混合器，以产生适于Chireix补偿的信号。在其他实施例中，接收的输入信号102可以具有适于Chireix补偿处理的格式，从而不需要一个或多个处理组件104，Chireix输入信号可以与接收的输入信号相同。

在图1的实施例中，将Chireix输入信号(一个或多个处理组件104的输出信号)提供给开关112。开关112的状态控制Chireix输入信号耦合至第一Chireix补偿电路108还是第二Chireix补偿电路110。在本实施例中，根据输入信号102的特性/属性，如输入信号102的相位，来控制开关112的状态。可以提供组件106来处理输入信号102，以产生表示原始信号102的一个或多个特性的开关控制信号，以控制开关112的状态。

开关112可以被认为是自适应控制，与两个Chireix补偿电路108、110相结合，可以被认为是提供自适应Chireix补偿。

两个Chireix补偿电路108、110中的每一个的输出信号连接至公共输出线路，使得耦合至处理组件104的Chireix补偿电路108、110的输出提供用于发射机的电路100的总输出114。按照这种方式，单一输出线路可以独立于正在使用哪个Chireix补偿电路108、11来提供输出信号。

在一些实施例中，可以认识到，可以提供多于两个Chireix补偿电路，可以根据发射机电路中的任何信号的任何特性来进行对使用哪个Chireix补偿电路的选择。

图2示意了根据本发明实施例的用于发射机的电路200。电路200接收同相输入信号206和正交相位输入信号208。两个输入信号206、208可以被认为是原始或输入信号。电路200可以被认为由处理同相输入信号206的组件组成，这在图2中示意为“同相”支路组件202。电路200还可以被认为由图2中标识为参考标记204的“正交相位”支路组件组成。为了简单，仅详细描述同相支路202，可以认识到，对于正交支路204，可以以相同的方式来配置相同和/或相似的组件，以执行相似处理。

分离器单元210接收同相输入信号206，在本实施例中，分离器单元210是针对接收的同相和正交输入信号中的每一个产生两个恒定包络信号的正交LINC分离器。分离器单元210被配置为处理接收的同相输入信号206，并产生恒定基带包络信号I₁的实和虚分量信号214、216，其中，对恒定基带包络信号的实部给予参考符号I_1i(214)，对恒定基带包络信号的虚部给予参考符号I_1q(216)。以下提供该处理的进一步细节，包括数学运算。

提供恒定基带包络信号的实部和虚部I_1i(214)和I_1q(216)作为复混合器单元218的输入。被提供作为对复混合器单元的输入的还有压控振荡器220的输出。

复混合器单元218被配置为处理恒定基带包络信号I_1i(214)和I_1q(216)以产生第一和第二同相射频(RF)信号I₁、I₂222、224。

第一和第二同相RF信号I₁、I₂222、224均被提供给能够互斥操作的两个不同开关226。按照这种方式，开关226中的两个可以用于控制使用两个功率放大器230、232中的哪一个来处理第一同相RF信号222，开关226中的另两个用于控制另两个功率放大器234、236中的哪一个用于处理第二同相RF信号224。

当开关“接通”时，开关将同相RF信号222、224连接至相关联功率放大器230、232、234、236的输入。当开关“断开”时，开关不将同相RF信号222、224连接至相关联功率放大器230、232、234、236的输入。

如下所述，功率放大器230、232、234、236以及其他组件用于对第一和第二同相RF信号I₁、I₂222、224执行Chireix补偿处理。在本实施例中，两个功率放大器230、232可以一起用于形成第一Chireix补偿电路的一部分，或者另两个功率放大器234、236可以一起用于形成第二Chireix补偿电路的一部分。

如参照图3a和3b更详细描述的，4个功率放大器230、232、234、236中的每一个的输出连接至Chireix电容器240或Chireix电感器238，以执行Chireix补偿处理。在本实施例中，Chireix电容器240和Chireix电感器238是第一和第二Chireix补偿电路均使用的组件。

4个功率放大器230、232、234、236的输出还连接至输出电感器242的管脚之一，以耦合至负载245，如下所述。

在本示例中，分离器单元210被配置为处理原始同相信号206并产生表示原始同相信号206的相位的相位信号212。在本示例中，当原始信号206的相位在0°至90°之间(即在第一或第四象限)时，相位信号212为正值；当原始信号206的相位在90°至180°之间(即在第二或第三象限)时，相位信号212为负值。

相位信号输出212耦合至逻辑门228的输入，逻辑门228具有反相输出250和非反相输出248。这两个输出可以用于对4个开关226进行互斥操作，使得一次仅使用一个Chireix补偿电路。非反相输出248连接至开关226中的两个，这两个开关可以将同相RF信号I₁(222)、I₂(224)分别耦合至第一和第二功率放大器230、232。反相输出250连接至开关226中的另两个，这另两个开关可以将同相RF信号I₁(222)、I₂(224)分别耦合至第三和第四功率放大器234、236。按照这种方式，当相位信号212为负时，同相RF信号I₁(222)、I₂(224)耦合至第一和第二功率放大器230、232而不耦合至第三和第四功率放大器234、236。类似地，当相位信号212为正时，同相RF信号I₁(222)、I₂(224)耦合至第三和第四功率放大器234、236而不耦合至第一和第二功率放大器230、232。

现在参照图3a，图3a示意了第一Chireix补偿电路，为了清楚，仅示出了在原始信号206的相位在0°至90°之间(第一或第四象限)时使用的Chireix补偿电路的组件。如上所述，使用哪些组件取决于开关226的状态。

第一同相RF信号I₁耦合至第一功率放大器230，第二同相RF信号I₂耦合至第二功率放大器232。

第一功率放大器230的输出并联连接至Chireix电感器238的第一管脚，还连接至输出电感器242的第一管脚242a。Chireix电感器238的第二管脚接地。

第二功率放大器232的输出并联连接至Chireix电容器240的第一极板，还连接至输出电感器242的第二管脚242b。Chireix电容器240的第二极板接地。

以下关于图16至19来描述Chireix电容器240和Chireix电感器238消除负载的反作用部分的操作。可以认识到，Chireix补偿电路的输出电感器242耦合至负载245，更具体地，感应耦合至负载电感器244。

现在参照图3b，图3b示意了第二Chireix补偿电路，为了清楚，仅示出了在原始信号206的相位在90°至180°之间(第二或第三象限)时使用的Chireix补偿电路的组件。

如以下所述，使用相同的Chireix电感器238和Chireix电容器240，但是使用不同的功率放大器234、236。按照这种方式，Chireix电感器238和Chireix电容器240以及输出电感器242连接至RF信号I₁和/或I₂，作为第一和第二Chireix补偿电路的一部分。Chireix电容器240和Chireix电感器238连接至相反的RF信号(I₁，I₂)，作为不同Chireix补偿电路的一部分，输出电感器以反方向连接。

对于图3b中示出的第二Chireix补偿电路，第一同相RF信号I₁耦合至第三功率放大器234，第二同相RF信号I₂耦合至第四功率放大器236。在本示例中，第三和第四放大器234、236是反相放大器，从而不论正在使用哪个Chireix补偿电路，均产生一致的输出信号。

第三功率放大器234的输出并联连接至Chireix电容器240的第一极板，还连接至输出电感器242的第二管脚242b。Chireix电容器240的第二管脚接地。

第四功率放大器236的输出并联连接至Chireix电感器238的第一管脚，还连接至输出电感器242的第一管脚242a。Chireix电感器238的第二管脚接地。

上述电路200使得能够对正交LINC分离器单元210产生的信号高效地执行Chireix补偿处理。按照这种方式，可以根据输入信号的特性，将一个或多个Chireix输入信号耦合至第一或第二Chireix补偿电路。

现在接下来详细描述可以在本发明实施例中使用的组件/电路以及这些组件/电路合适处理的信号的数学分析。

具有RF转换的基带分离器单元

对于LINC发射机的带宽考虑

已知的具有非线性组件的线性放大(LINC)发射机系统将源信号(s(t))分为两个恒定包络分量信号，表示为s₁(t)和s₂(t)：

${\stackrel{\‾}{S}}_1\left(t\right)=e^{j(\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_P\left(t\right)+{\mathrm{\θ}}_M\left(t\right))}$

(1)

${\stackrel{\‾}{S}}_2\left(t\right)=e^{j(\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_P\left(t\right)+{\mathrm{\θ}}_M\left(t\right))}$

示例LINC发射机系统如图4所示，其中可以看到，放大的分量然后在高功率电平处组合，得到期望的线性放大信号。

对于恒定包络信号和期望信号的相位差，得到：

${\mathrm{\θ}}_M\left(t\right)=\arccos \left(\frac{A\left(t\right)}{2}\right)---\left(2\right)$

上述表达式可以进一步简化为：

${\stackrel{\‾}{S}}_1\left(t\right)=e^{j(\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_P\left(t\right))}\{\frac{A\left(t\right)}{2}+j\frac{\sqrt{4-A{\left(t\right)}^2}}{2}\}$

(3)

${\stackrel{\‾}{S}}_1\left(t\right)=\stackrel{\‾}{s}\left(t\right)+j{e}^{j(\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_P\left(t\right))}\sqrt{1-\frac{A{\left(t\right)}^2}{4}}$

两个恒定包络信号的平方根项的Taylor展开给出：

${\stackrel{\‾}{S}}_1\left(t\right)=\frac{1}{2}\stackrel{\‾}{s}\left(t\right)+j{e}^{j(\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_P\left(t\right))}(1-\frac{1}{8}A{\left(t\right)}^2-\frac{1}{128}A{\left(t\right)}^4-\frac{1}{1024}A{\left(t\right)}^6..)$

(4)

${\stackrel{\‾}{S}}_2\left(t\right)=\frac{1}{2}\stackrel{\‾}{s}\left(t\right)-j{e}^{j(\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_P\left(t\right))}(1-\frac{1}{8}A{\left(t\right)}^2-\frac{1}{128}A{\left(t\right)}^4-\frac{1}{1024}A{\left(t\right)}^6..)$

包络A(t)和相位信号θ_P的带宽将大于s(t)所给出的原始信号的带宽。上述等式表明，两个恒定包络信号(s₁(t)和s₂(t))均可以分为两个分离部分：S₁和S₂的第一部分

是具有原始带宽B_w的原始源信号s(t)的加权副本，第二部分是相位调制的信号与包络A(t)的谐波形成的序列的乘积。第二部分具有比原始信号s(t)更大的带宽。

对于理想LINC发射机，等式(4)的第二部分的项将彼此抵消，得到具有原始带宽的信号。然而，实际上，两个信号路径之间的失配将得到失真的所需信号和有噪声的带外频谱，因此两个恒定包络信号(s₁(t)和s₂(t))确实具有比原始信号更大的带宽。

LINC调制器的复基带信号的带宽

在上述部分中讨论了RF LINC信号S₁和S₂的带宽增量。可以利用数字基带单元和复RF转换器来执行这些信号的产生。将原始基带信号分解为基带信号I₁，I₂，Q₁和Q₂也将导致这些基带信号的带宽增加。这种带宽增加意味着数字基带域中较高的采样频率。

示例正交LINC分离器框图如图5a所示。正交LINC分离方法首先分离复基带信号的同相和正交分量。按照这种方式，同相和正交信号均变为实数，并且可以被分解为4个恒定包络分量，这4个恒定包络分量被提供作为两个恒定包络分解模块的输出，如图5a所示。

图5b的向量图示出了将两个复LINC信号S_1b和S_2b分解为实基带信号I₁，I₂，Q₁和Q₂。

图6示出了可以用于根据数字基带单元的基带信号来产生两个RFLINC信号的复频率上转换器。

对于复基带信号，可以写出以下等式：

${\stackrel{\‾}{s}}_b=I+\mathrm{jQ}={\stackrel{\‾}{S}}_{1b}+{\stackrel{\‾}{S}}_{2b}=[I_1+j{Q}_1]+[I_2+j{Q}_2]---\left(5\right)$

发射的RF载波由以下给出：

$s\left(t\right)=\mathrm{Re}\{{\stackrel{\‾}{s}}_b\·e^{j{\mathrm{\ω}}_{c}t}\}---\left(6\right)$

为了方便，并且提高等式的清楚程度，从所有时间相关变量中省去时间t。

$s=\mathrm{Re}\left\{(I+\mathrm{jQ})e^{j{\mathrm{\ω}}_{c}t}\right\}=I\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-Q\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)---\left(7\right)$

对于RF LINC信号可以写为：

$S_1=\mathrm{Re}\left\{(I_1+j{Q}_1)e^{j{\mathrm{\ω}}_{c}t}\right\}=I_1\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-Q_1\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

(8)

$S_2=\mathrm{Re}\left\{(I_2+j{Q}_2)e^{j{\mathrm{\ω}}_{c}t}\right\}=I_2\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-Q_2\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

如上所示，LINC信号S₁和S₂具有比原始I和Q信号更大的带宽，这意味着I_1，2或Q_1，2信号中的至少一个也具有该较大带宽。

s＝S₁+S₂＝(I₁+I₂)cos(ω_ct)-(Q₁+Q₂)sin(ω_ct)    (9)

S₁和S₂的模与时间无关，并由以下给出：

$\left|{\stackrel{\‾}{S}}_1\right|=\left|{\stackrel{\‾}{S}}_2\right|=A_m---\left(10\right)$

从图5可以看到，可以写出：

I₁＝Q_mcos(θ_P+θ_M)

Q₁＝A_m sin(θ_P+θ_M)

(11)

I₂＝A_mcos(θ_P-θ_M)

Q₂＝A_msin(θ_P-θ_M)

将结果组合为：

s＝+2A_mcos(θ_P)cos(θ_M)cos(ω_ct)-

(12)

2A_msin(θ_P)cos(θ_M)sin(ω_ct)

将上述信号与s(t)的早先关系进行比较，得到具有相位θ_M、θ_P的原始I和Q信号与LINC支路中的信号的幅度A_m之间的以下关系：

(13)

从等式(13)可以看到，I和Q均具有原始基带信号的带宽B_T/2，据此可以推断，正弦和余弦项的乘积也具有相同带宽。

对包络中的信号进行分割以及对信号进行相位调制得到具有远大于原始带宽B_T/2的带宽的两个信号：

$s=+2A_m\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)[\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)]$

(14)

$+2A_m\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)\mathrm{Re}\left[e^{j{\mathrm{\θ}}_P}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{c}t}\right]$

原始信号s的I和Q分量由以下给出：

I＝I₁+I₂＝+2A_mcos(θ_P)cos(θ_M)

(15)

Q＝Q₁+Q₂＝+2A_msin(θ_P)cos(θ_M)

使用等式(11)和(13)，恒定包络信号I₁，I₂，Q₁和Q₂的正交分量可以写为：

$I_1=A_m(\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

$=\frac{I}{2}-A_m\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)---\left(16\right)$

$Q_1=A_m(\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

$=\frac{Q}{2}+A_m\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)---\left(17\right)$

$I_2=A_m(\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)+\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

$=\frac{I}{2}+A_m\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)---\left(18\right)$

$Q_2=A_m(\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

$=\frac{Q}{2}-A_m\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)---\left(19\right)$

对于等式(16)至(19)中的分离项，可以写为：

$\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)=\frac{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}{2A_m}$

$\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)=\sqrt{1-{\left(\frac{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}{2A_m}\right)}^2}$

(20)

$=1-\frac{1}{8}{\left(\frac{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}{A_m}\right)}^2-\frac{1}{128}{\left(\frac{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}{A_m}\right)}^4-\frac{1}{1024}{\left(\frac{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}{A_m}\right)}^6$

$\cos \left({\mathrm{\θ}}_p\right)=\frac{Q}{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}$ $\sin \left({\mathrm{\θ}}_p\right)=\frac{I}{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}$ $\left|\stackrel{\‾}{s}\right|=\sqrt{I^2+Q^2}$

将等式(20)所示的表达式代入等式(16)至(19)，得到：

$I_1=A_m(\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

$=\frac{I}{2}-I(1-\frac{1}{8}\left(\frac{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}{{A_m}^2}\right)-\frac{1}{128}\left(\frac{{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}^3}{{A_m}^4}\right)-\frac{1}{1024}\left(\frac{{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}^5}{{A_m}^6}\right))---\left(21\right)$

$Q_1=A_m(\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

$=\frac{Q}{2}+Q(1-\frac{1}{8}\left(\frac{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}{{A_m}^2}\right)-\frac{1}{128}\left(\frac{{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}^3}{{A_m}^4}\right)-\frac{1}{1024}\left(\frac{{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}^5}{{A_m}^6}\right))---\left(22\right)$

$I_2=A_m(\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)+\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

$=\frac{I}{2}+I(1-\frac{1}{8}\left(\frac{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}{{A_m}^2}\right)-\frac{1}{128}\left(\frac{{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}^3}{{A_m}^4}\right)-\frac{1}{1024}\left(\frac{{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}^5}{{A_m}^6}\right))---\left(23\right)$

$Q_2=A_m(\sin \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_P\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

$=\frac{Q}{2}-Q(1-\frac{1}{8}\left(\frac{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}{{A_m}^2}\right)-\frac{1}{128}\left(\frac{{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}^3}{{A_m}^4}\right)-\frac{1}{1024}\left(\frac{{\left|\stackrel{\‾}{s}\right|}^5}{{A_m}^6}\right))---\left(24\right)$

通过卷积在频域中分析等式(20)至(24)示出了I(或Q)信号的频谱卷积与包络的卷积。这也意味着对于基带信号的带宽的较大增加。

图7、8和9示出了仿真，仿真示意了基带和LINC支路中的带宽增加。(过采样WCDMA 16×)。在将开关式LINC支路组合之后，看到原始发送的RF WCDMA信号。

带宽考虑正交异相技术

图10示出了正交异相技术产生的信号的向量图。

在等式中省去时间变量t以提供更清楚的等式。用于发送的复基带信号为：

${\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{base}}=I+\mathrm{jQ}---\left(25\right)$

发送信号为：

在本实施例中，I和Q基带分量可以被分为两个恒定包络信号。在上述等式中，以恒定包络信号I₁，I₂，Q₁和Q₂来代替I和Q信号，给出：

$I={\stackrel{\‾}{I}}_1+{\stackrel{\‾}{I}}_2$

(27)

$Q={\stackrel{\‾}{Q}}_1+{\stackrel{\‾}{Q}}_2$

得到以下复基带信号等式：

${\stackrel{\‾}{s}}_{\mathrm{base}}=({\stackrel{\‾}{I}}_1+{\stackrel{\‾}{I}}_2)+j({\stackrel{\‾}{Q}}_1+{\stackrel{\‾}{Q}}_2)---\left(28\right)$

对于发送信号，可以写为：

恒定基带包络信号I₁和Q₁的实部和虚部由以下给出：

$I_{1i}=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{I}}_1\right)=\mathrm{Re}\left(A_{\mathrm{mi}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}}\right)=+A_{\mathrm{mi}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\right)$

$I_{1q}=\mathrm{Im}\left({\stackrel{\‾}{I}}_1\right)=\mathrm{Im}\left(A_{\mathrm{mi}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}}\right)=+A_{\mathrm{mi}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\right)$

(30)

$Q_{1i}=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{Q}}_1\right)=\mathrm{Re}\left(A_{\mathrm{mq}}{\mathrm{je}}^{j{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}}}\right)=-A_{\mathrm{mq}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}}\right)$

$Q_{1q}=\mathrm{Im}\left({\stackrel{\‾}{Q}}_1\right)=\mathrm{Im}\left(A_{\mathrm{mq}}j{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}}}\right)=+A_{\mathrm{mq}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}}\right)$

其与恒定基带包络信号I₂和Q₂的实和虚分量的关系由以下给出：

I_1i＝I_2i    I_1q＝-I_2q

Q_1i＝-Q_2i    Q_1q＝Q_2q    (31)

借助图10的向量图，可以导出以下等式：

$\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\right)=\frac{I}{2A_{\mathrm{mi}}}$ $\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\right)=\sqrt{1-\frac{I^2}{4{A_{\mathrm{mi}}}^2}}$

(32)

$\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}}\right)=\frac{Q}{2A_{\mathrm{mq}}}$ $\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}}\right)=\sqrt{1-\frac{Q^2}{4{A_{\mathrm{mq}}}^2}}$

复恒定包络信号可以写为：

${\stackrel{\‾}{I}}_1=(I_{1i}+j{I}_{1q})e^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}$

${\stackrel{\‾}{I}}_2=(I_{2i}+j{I}_{2q})e^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}$

(33)

${\stackrel{\‾}{Q}}_1=(Q_{1i}+j{Q}_{1q})e^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}$

${\stackrel{\‾}{Q}}_2=(Q_{2i}+j{Q}_{2q})e^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}$

对于实恒定包络信号的等式为：

$I_1=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{I}}_1\right)=I_{1i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-I_{1q}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

$I_2=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{I}}_2\right)=I_{2i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-I_{2q}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

(34)

$Q_1=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{Q}}_1\right)=Q_{1i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-Q_{1q}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

$Q_2=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{Q}}_2\right)=Q_{2i}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-Q_{2q}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

代入早先导出的关系，得到：

$I_1=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{I}}_1\right)=\frac{I}{2}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-A_{\mathrm{mi}}\sqrt{1-\frac{I^2}{4{A_{\mathrm{mi}}}^2}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

$I_2=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{I}}_2\right)=\frac{I}{2}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)+A_{\mathrm{mi}}\sqrt{1-\frac{I^2}{4{A_{\mathrm{mi}}}^2}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

(35)

$Q_1=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{Q}}_1\right)=-A_{\mathrm{mq}}\sqrt{1-\frac{Q^2}{4{A_{\mathrm{mq}}}^2}}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-\frac{Q}{2}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

$Q_2=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{Q}}_2\right)=-A_{\mathrm{mq}}\sqrt{1-\frac{Q^2}{4{A_{\mathrm{mq}}}^2}}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)+\frac{Q}{2}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

上述关系用于构造根据4个实基带信号来产生4个实恒定RF包络信号的框图。这还可以写为：

$I_1=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{I}}_1\right)=A_{\mathrm{mi}}\left(+\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)\right)$

$I_2=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{I}}_2\right)=A_{\mathrm{mi}}\left(+\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)+\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)\right)$

(36)

$Q_1=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{Q}}_1\right)=A_{\mathrm{mq}}(-\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}}\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}}\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right))$

$Q_2=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{Q}}_2\right)=A_{\mathrm{mq}}(+\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}}\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}}\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right))$

进一步简化得到：

$I_1=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{I}}_1\right)=+A_{\mathrm{mi}}\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}})$

$I_2=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{I}}_2\right)=+A_{\mathrm{mi}}\cos ({\mathrm{\ω}}_{c}t-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}})$

(37)

$Q_1=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{Q}}_1\right)=-A_{\mathrm{mq}}\sin ({\mathrm{\ω}}_{c}t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}})$

$Q_2=\mathrm{Re}\left({\stackrel{\‾}{Q}}_2\right)=-A_{\mathrm{mq}}\sin ({\mathrm{\ω}}_{c}t-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mq}})$

${\stackrel{\‾}{I}}_1\left(t\right)=A_{\mathrm{mi}}{e}^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\left(t\right)}=A_{\mathrm{mi}}{e}^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}\{\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\left(t\right)\right)+j\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\left(t\right)\right)\}$

${\stackrel{\‾}{I}}_1\left(t\right)=e^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}\{\frac{I\left(t\right)}{2}+j{A}_{\mathrm{mi}}\sqrt{1-\frac{I{\left(t\right)}^2}{4{A_{\mathrm{mi}}}^2}}\}---\left(38\right)$

${\stackrel{\‾}{I}}_2\left(t\right)=A_{\mathrm{mi}}{e}^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\left(t\right)}=A_{\mathrm{mi}}{e}^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}\{\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\left(t\right)\right)-j\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Mi}}\left(t\right)\right)\}$

${\stackrel{\‾}{I}}_2\left(t\right)=e^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}\{\frac{I\left(t\right)}{2}-j{A}_{\mathrm{mi}}\sqrt{1-\frac{I{\left(t\right)}^2}{4{A_{\mathrm{mi}}}^2}}\}---\left(39\right)$

${\stackrel{\‾}{I}}_1\left(t\right)=e^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}\left(\begin{array}{c}\frac{I\left(t\right)}{2}+\\ j{A}_{\mathrm{mi}}(1-\frac{1}{8}{\left(\frac{I\left(t\right)}{A_{\mathrm{mi}}}\right)}^2-\frac{1}{128}{\left(\frac{I\left(t\right)}{A_{\mathrm{mi}}}\right)}^4-\frac{1}{1024}{\left(\frac{I\left(t\right)}{A_{\mathrm{mi}}}\right)}^6..)\end{array}\right)$

(40)

${\stackrel{\‾}{I}}_2\left(t\right)=e^{j\left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)}\left(\begin{array}{c}\frac{I\left(t\right)}{2}-\\ j{A}_{\mathrm{mi}}(1-\frac{1}{8}{\left(\frac{I\left(t\right)}{A_{\mathrm{mi}}}\right)}^2-\frac{1}{128}{\left(\frac{I\left(t\right)}{A_{\mathrm{mi}}}\right)}^4-\frac{1}{1024}{\left(\frac{I\left(t\right)}{A_{\mathrm{mi}}}\right)}^6..)\end{array}\right)$

等式(40)表明，与原始I和Q信号相比，异相信号I₁，I₂，Q₁和Q₂的带宽增加。然而，频谱扩展现在是原始I和Q基带正交信号的谐波的函数，而不是如根据等式(21)至(24)的考虑的LINC发射机的情况那样是原始信号s(t)的相位调制或包络的函数。这导致对于所产生的异相信号的较小的带宽扩展。

信号I₁和I₂现在是I(t)的函数，而不是如等式(21)至(24)的情况那样是的函数。

在本示例中，为了克服发送信号的频谱扩展，恒定包络信号之间的充分匹配也是很重要的。对于正交异相系统，匹配要求将较低，因为所产生的恒定包络信号的带宽减小。主要失真产物将在信道本身和两个相邻信道中产生，尽管对于相邻信道的相邻信道功率比(ACPR)要求更加宽松。

图11示出了最终的正交异相框图。

图12示出了复混合器单元。

针对正交分离器的仿真如图13至15所示。利用与图7至9所示的相同的WCDMA信号来执行仿真，仿真示出了性能的提高，因为在基带和正交RF载波处存在非常少的带宽增加。

在将4个开关支路组合之后，看到原始发送的RF WCDMA信号。带外噪声远低于图7至9中所示的情况，这意味着，尽管基带中具有16的过采样因子，但是在传统方式的信号产生中，仍具有折叠失真。

Chireix原理

图16示出了示意Chireix原理的框图和等效电路；图17示出了通过将电感器和电容器添加至图16的电路而进行Chireix补偿的电路的框图和等效电路。

Chireix功率组合器电路300包括第一功率放大器和第二功率放大器。已知两个功率放大器产生的信号之间的相位差导致功率放大器的输出电压看到反作用分量。这意味着，随着功率放大器的输出信号之间的相位差降至0，异相作用减小了复合输出包络值，并且反作用分量开始对负载阻抗具有更大影响，导致效率降低。

Chireix组合器的主要思想是添加并联补偿电容器以分路(shunt)第一功率放大器的电压输出，并添加并联补偿电感器以分路第二功率放大器输出的电压。按照这种方式，可以消除负载阻抗的反作用部分，使得功率放大器的输出电压看到的负载阻抗为纯电阻，从而使得能够实现提高的或最大的功率组合效率。

在异相配置中，两个功率放大器(PA)的输出信号由以下给出：

$S_1\left(t\right)=+A_m{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t+{\mathrm{\θ}}_P+{\mathrm{\θ}}_M)}$

(41)

$S_2\left(t\right)=-A_m{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t+{\mathrm{\θ}}_P-{\mathrm{\θ}}_M)}$

针对S₂的等式具有负号，以对于ψ＝0得到最大输出信号。

总环路电流由以下给出：

$I_1\left(t\right)=\frac{S_1\left(t\right)-S_2\left(t\right)}{R}=\frac{2A_m\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{R}{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{c}t+{\mathrm{\θ}}_P)}---\left(42\right)$

信号S₁和S₂遇到的阻抗分别为：

$Z_1=\frac{S_1}{I_1}=\frac{R}{2\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{e}^{+j\left({\mathrm{\θ}}_M\right)}$

(43)

$Z_2=\frac{S_2}{I_2}=-\frac{S_2}{I_1}=\frac{R}{2\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{e}^{-j\left({\mathrm{\θ}}_M\right)}$

$Z_1=\frac{R}{2}\·\frac{\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)+j\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}=\frac{R}{2}(1+j\tan \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

(44)

$Z_2=\frac{R}{2}\·\frac{\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)-j\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}=\frac{R}{2}(1-j\tan \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

$Y_1=\frac{2}{R}\·\frac{\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)+j\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}=\frac{2\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{R}(\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)-j\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

(45)

$Y_2=\frac{2}{R}\·\frac{\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)-j\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}=\frac{2\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{R}(\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)+j\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

Y₁表示与线圈并联的等效电阻器，Y₂表示与电容器并联的相同电阻器。功率放大器的负载不是恒定的，并依赖于输出电压之间的相位差。负载为实数，并对于θ_M＝0具有R/2的值。对于θ_M＝π/2，阻抗为实数，但是无穷大(开路负载)。

$Y_1=Y_R-j{Y}_L=\frac{2\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{R}(\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)-j\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

(46)

$Y_2=Y_R+j{Y}_C=\frac{2\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{R}(\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)+j\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right))$

信号S₁和S₂遇到的等效电阻器R_eq为：

$Y_R=\frac{2{\cos }^2\left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{R}$

(47)

$R_{\mathrm{eq}}=\frac{1}{Y_R}=\frac{R}{2{\cos }^2\left({\mathrm{\θ}}_M\right)}$

信号S₁遇到的等效电感器/线圈L₁为：

$Y_L=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_c{L}_1}=\frac{2\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{R}$

(48)

$L_1=\frac{R}{{\mathrm{\ω}}_c\·2\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}$

信号S₂遇到的等效电容器C₁为：

$Y_C={\mathrm{\ω}}_c{C}_1=\frac{2\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{R}$

(49)

$C_1=\frac{2\cos \left({\mathrm{\θ}}_M\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_M\right)}{{\mathrm{\ω}}_c\·R}$

对于RF载频和θ_M的相位值，仍可以通过将电容器和线圈分别置于两个功率放大器的输出处来使得负载为实数。

这是Chireix组合方法，示出等效电阻器R_eq、等效Chireix电感器L₁和等效电容器C₁的框图和Chireix等效电路如图17所示。这是Chireix补偿电路的示例。

返回图2的用于发射机的电路以及图3a和3b所示的Chireix补偿电路，现在接下来是对Chireix补偿电路的更详细分析。

现在参照图18来描述如图3a所示的第一Chireix补偿电路的设计。图18示出了用于设计Chireix电容器、Chireix电感器和对负载的连接的放置和朝向的功率放大器的输出的框图和等效电路。

对于功率放大器A1和A2的输出信号，可以写为：

S₁＝+A_me^jψ

(50)

S₂＝-A_me^-jψ

得到以下对负载阻抗的输出电压：

V_o＝V_AB＝S₁-S₂＝+A_me^jψ-(-A_me^-jψ)

(51)

V_o＝2A_mcos(ψ)

可以利用Kirchhoff电压定律来计算环路中的电流：

S₁-I₁R-S₂＝0

(52)

$I_1=\frac{S_1-S_2}{R}=\frac{2A_m\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)}{R}$

每个功率放大器看到不同的负载阻抗，由以下给出：

$Z_1=\frac{S_1}{I_1}=\frac{R}{2A_m\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)}{e}^{\mathrm{j\ψ}}$

(53)

$Z_2=\frac{S_2}{-I_1}=\frac{R}{2A_m\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)}{e}^{-\mathrm{j\ψ}}$

对于从0至90度的相位变化，Z₁具有电感性阻抗，Z₂具有电容性阻抗。这可以通过分别在功率放大器A1的输出处添加额外并联电容器以及在放大器A2的输出处添加额外并联电感器来进行补偿。

然而，由于正交LINC分离器的相位变化可以在0至180度之间，需要对于90至180度之间的相位变化将补偿电容器和电感器互换。在本实施例中，以上如图3b所示的附加电路用于从90至180度的范围。如图3b所示的附加电路可以或者可以不与第一Chireix补偿电路共享组件。

现在参照图19来描述如图3b所示的第二Chireix补偿电路的设计。图19示出了用于设计Chireix电容器、Chireix电感器和对负载的连接的放置和朝向的功率放大器的输出的框图和等效电路。

对于从90至180度范围的相位，I信号的极性反转。该信息用于切换为如图3b和19所示的配置。

功率放大器A3和A4的输出信号由以下给出：

V_o＝V_AB＝-S₂-(-S₁)＝S₁-S₂

(54)

V_o＝2A_mcos(ψ)

与图18的输出信号相比，输出信号未改变，并且在从90至180度范围的相位中变为负。

电流等式由以下给出：

-S₂-I₁R-(-S₁)＝0

(55)

$I_1=\frac{S_1-S_2}{R}=\frac{2A_m\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)}{R}$

该关系与图18的情况并无不同。然而，负载阻抗改变，并由以下等式给出：

$Z_1=\frac{-S_2}{I_1}=\frac{R}{2A_m\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)}{e}^{-\mathrm{j\ψ}}$

(56)

$Z_2=\frac{-S_1}{-I_1}=\frac{R}{2A_m\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)}{e}^{\mathrm{j\ψ}}$

对于从90至180度的相位区域，阻抗与从0至90度范围中的先前状态的阻抗相同，这意味着不需要将补偿电容器和电感器互换。

按照这种方式，Chireix补偿在从0至180度的整个相位范围上工作。

Claims (15)

1.一种用于发射机的电路，所述电路被配置为接收一个或多个输入信号(102)，所述电路包括：

负载(242)；

第一Chireix补偿电路(108)，包括第一功率放大器(230)、第二功率放大器(232)、Chireix电感器(238)和Chireix电容器(240)，其中，第一Chireix补偿电路(108)的输出耦合至负载(242)；

第二Chireix补偿电路(110)，包括第三功率放大器(234)、第四功率放大器(236)、Chireix电感器(238)和Chireix电容器(240)，其中，第二Chireix补偿电路(108)的输出耦合至负载(242)；

开关(112)，被配置为根据所述一个或多个输入信号(102)的特性，将从所述一个或多个输入信号导出的一个或多个Chireix输出信号耦合至第一或第二Chireix补偿电路(108，110)；

其中，第一和第二Chireix补偿电路(108，110)的输出以相对于彼此相反的偏置耦合至负载(242)。

2.根据权利要求1所述的电路，其中，所述一个或多个输入信号(102)的特性是所述一个或多个输入信号的相位。

3.根据权利要求1所述的电路，其中，相同的Chireix电感器(238)和相同的Chireix电容器(240)用于第一和第二Chireix补偿电路。

4.根据之前任一权利要求所述的电路，其中，第一功率放大器(230)和第二功率放大器(232)具有正增益，第三功率放大器(234)和第四功率放大器(236)具有负增益。

5.根据之前任一权利要求所述的电路，被配置为处理同相和正交实射频包络信号(I₁，I₂，Q₁，Q₂)作为所述一个或多个输入信号。

6.根据权利要求1至4中任一项所述的电路，其中，所述一个或多个输入信号包括实和虚基带信号(I_1i，I_1q，Q_1i，Q_1q)，所述电路还包括：

混合器单元(218)，被配置为处理实和虚基带信号(I_1i，I_1q，Q_1i，Q_1q)以产生所述一个或多个Chireix输入信号；

其中，所述一个或多个Chireix输入信号包括实射频RF包络信号(I₁，I₂，Q₁，Q₂)。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的电路，其中，所述一个或多个输入信号包括同相信号(I)和正交信号(Q)，所述电路还包括：

分离器电路(210)，被配置为处理同相和正交信号(I，Q)并产生实和虚基带信号(I_1i，I_1q，Q_1i，Q_1q)；以及

混合器单元(218)，被配置为处理实和虚基带信号(I_1i，I_1q，Q_1i，Q_1q)以产生所述一个或多个Chireix输入信号；

其中，所述一个或多个Chireix输入信号包括实射频RF包络信号(I₁，I₂，Q₁，Q₂)。

8.根据权利要求7所述的电路，其中，分离器单元(210)是正交LINC分离器单元。

9.根据权利要求7或8所述的电路，还包括：

正交支路负载；

第三Chireix补偿电路，包括第一功率放大器(B1)、第二功率放大器(B2)、Chireix电感器和Chireix电容器，其中第三Chireix补偿电路的输出耦合至正交支路负载；以及

第四Chireix补偿电路，包括第三功率放大器(B3)、第四功率放大器(B4)、Chireix电感器和Chireix电容器，其中第四Chireix补偿电路的输出耦合至正交支路负载；

其中，第三和第四Chireix补偿电路的输出以相对于彼此相反的偏置耦合至正交支路负载；以及

其中，第一和第二Chireix补偿电路被配置为处理同相信号，第三和第四Chireix补偿电路被配置为处理正交信号。

10.根据权利要求9所述的电路，其中，第三Chireix补偿电路的第一功率放大器(B1)和第二功率放大器(B3)具有正增益，第四Chireix补偿电路的第三功率放大器(B3)和第四功率放大器(B4)具有负增益。

11.根据权利要求9或10所述的电路，其中，分离器单元(210)被配置为产生表示同相信号(I)的相位的第一相位信号(212)和表示正交信号(Q)的相位的第二相位信号，所述电路还包括：

第一开关(226)，能够根据第一相位信号(212)操作，以将第一同相实射频包络信号(I₁)与第一Chireix补偿电路连接或断开；

第二开关(226)，能够根据第一相位信号(212)操作，以将第二同相实射频包络信号(I₂)与第一Chireix补偿电路连接或断开；

第三开关(226)，能够根据第一相位信号(212)操作，以将第一同相实射频包络信号(I₁)与第二Chireix补偿电路连接或断开；

第四开关(226)，能够根据第一相位信号(212)操作，以将第二同相实射频包络信号(I₂)与第二Chireix补偿电路连接或断开；

第五开关(226)，能够根据第二相位信号操作，以将第一正交实射频包络信号(Q₁)与第三Chireix补偿电路连接或断开；

第六开关(226)，能够根据第二相位信号操作，以将第二正交实射频包络信号(Q₂)与第三Chireix补偿电路连接或断开；

第七开关(226)，能够根据第二相位信号操作，以将第一正交实射频包络信号(QI₁)与第四Chireix补偿电路连接或断开；以及

第八开关(226)，能够根据第二相位信号操作，以将第二正交实射频包络信号(Q₂)与第四Chireix补偿电路连接或断开。

12.根据权利要求11所述的电路，其中，第一和第二开关与第三和第四开关互斥操作；第五和第六开关与第七和第八开关互斥操作。

13.根据根据之前任一权利要求所述的电路，其中：

Chireix电感器(238)和Chireix电容器(240)串联连接在第一功率放大器(230)和第二功率放大器(232)的输出之间；以及

Chireix电感器(238)和Chireix电容器(240)串联连接在第三功率放大器(234)和第四功率放大器(236)的输出之间。

14.一种用于发射机的电路(200)，包括：

同相支路组件(2020)和正交支路组件(204)；

其中，同相支路(202)被配置为接收第一和第二同相恒定基带信号(I₁，I₂)和第一相位信号，并包括：

负载(242)；

第一Chireix补偿电路(108)，包括第一功率放大器(230)、第二功率放大器(232)、Chireix电感器(238)和Chireix电容器(240)，其中，第一Chireix补偿电路(108)的输出耦合至负载(242)；

第二Chireix补偿电路(110)，包括第三功率放大器(234)、第四功率放大器(236)、Chireix电感器(238)和Chireix电容器(240)，其中，第二Chireix补偿电路(108)的输出耦合至负载(242)；

其中，第一和第二Chireix补偿电路(108，110)的输出以相对于彼此相反的偏置耦合至负载(242)；

第一开关(226)，被配置为根据第一相位信号(212)，将第一同相恒定基带包络信号(I₁)和第二同相恒定基带包络信号(I₂)耦合至第一或第二Chireix补偿电路；以及

其中，正交支路(204)被配置为接收第一和第二正交恒定基带信号(Q₁，Q₂)和第二相位信号，并包括：

正交支路负载；

第三Chireix补偿电路，包括第一功率放大器(B1)、第二功率放大器(B2)、Chireix电感器和Chireix电容器，其中第三Chireix补偿电路的输出耦合至正交支路负载；以及

第四Chireix补偿电路，包括第三功率放大器(B3)、第四功率放大器(B4)、Chireix电感器和Chireix电容器，其中第四Chireix补偿电路的输出耦合至正交支路负载；

其中，第三和第四Chireix补偿电路的输出以相对于彼此相反的偏置耦合至正交支路负载；以及

第二开关，被配置为根据第二相位信号，将第一正交恒定基带包络信号和第二正交恒定基带包络信号耦合至第三或第四Chireix补偿电路。

15.一种发射机，包括根据之前任一权利要求所述的电路。

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