CN1474221A - 信号线预充电方法、预充电电路、液晶屏用基片和液晶显示装置 - Google Patents

信号线预充电方法、预充电电路、液晶屏用基片和液晶显示装置 Download PDF

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Abstract

目的在于提供高速地生成正确而稳定的电位的装置。在使用二进位加权(2n)电容器的D/A变换器中，使实际的电容比偏离2n而构成。按照这种结构的D/A变换器，即使加权的多个电容(C1～C6)的电容比有偏差并且该偏差成为最坏的条件，第j个电容的电容值也一定大于从第1到第(j－1)电容的总电容值，因此，可以可靠地防止D/A变换器的“输出的逆转现象”。另外，还不必附加修正电路等多余的电路，成本低，制造也容易。

Description

信号线预充电方法、预充电电路、液晶屏用基片和液晶显示装置
技术领域
本发明涉及电位生成装置，特别是涉及D/A变换器、D/A变换器的设计方法、信号线预充电方法、信号线预充电电路以及使用它们的液晶屏用基片和液晶显示装置。
背景技术
为了根据指定的信号生成指定的电位，人们进行了各种研究，但是，在先有的技术中，存在不一定能够获得所希望的电位或者达到指定的电位需要一定的时间等缺点。下面，给出其具体例子。
(1)不能获得所希望的电位的情况
作为D/A变换器，有时使用电容器。使用电容器的D/A变换器在低耗电方面优于使用电阻的D/A变换器。作为使用电容器的D/A变换器的例子之一，大家所熟知的是使用二进位加权电容器的D/A变换器。图74是表示先有的使用二进位加权电容器的D/A变换器的图。
使用该D/A变换器可以获得与6位的数字输入值对应的模拟输出。具体地说，就是分别将与二进制数的第1位～第6位对应的数字信号D11～D16输入6条数字配线5001，从而可以输入「000000」～「111111」(与10进制数中的「0」～「63」相当))的数字输入。
各数字信号D11～D16保持在2级锁存电路A11～A16和B11～B16中。锁存电路A11～A16或B11～B16按照时钟CL1或CL2及其反相时钟nCL1或nCL2而动作。根据图中未示出的移位寄存器的输出信号生成时钟CL1、CL2及其反相时钟nCL1、nCL2。
在D/A变换器中，设置配线5002(电位V0)、配线5003(电位Vs)和配线5004(地电位)。电位V0＞电位Vs＞地电位。另外，从配线5005取出模拟输出。
变换电容C11～C16的1个极板与配线5002连接。变换电容C11～C16设计为二进位加权的值，它们的比值为
C11∶C12∶C13∶C14∶C15∶C16＝1∶2∶4∶8∶16∶32。
下面，以进行「000001」的数字输入时为例说明该D/A变换器的动作。这时，由于数字信号D11是高电平，所以，锁存电路A11保持高电平。由于数字信号D12～D16是低电平，所以，锁存电路A12～A16保持低电平。并且，输入锁存脉冲时，第1级的锁存电路A11～A16的信号按照时钟CL2和反相时钟nCL2传输给第2级的锁存电路B11～B16。
其次，配线5006的复位信号R成为高电平，各模拟开关Ta1～Ta6导通，在变换电容C11～C16上，两极板间的电位差消失，从而电荷消失。同时，模拟开关T3导通，由于配线5003(电位Vs)与配线5004(地电位)之间的电位差而在基准电容Cs1上积蓄指定的电荷。这时，在基准电容Cs1上积蓄的电荷Qs为
Qs＝Cs1Vs(1·1)
然后，复位信号R成为低电平，模拟开关Ta1～Ta6、T3截止。并且，配线5007的置位信号S成为「H」状态，利用置位信号S的信号电平(高电平)与锁存电路B11～B16的信号电平(高电平)或(低电平)的逻辑积控制模拟开关Tb1～Tb6。
具体地说，就是与锁存电路B11对应的模拟开关Tb1导通，从而变换电容C11与基准电容Cs1连接。并且，在基准电容Cs1上积蓄的电荷Qs的一部分流入变换电容C11。
另一方面，与锁存电路B12～B16对应的模拟开关Tb2～Tb6截止，从而变换电容C12～C16与基准电容Cs1不连接。
结果，配线5005的电位Vout可以按如下求出。在基准电容Cs1上积蓄的电荷Qs流入变换电容C11。这时，设在基准电容Cs1上积蓄的电荷为Qs’、在变换电容C11上积蓄的电荷为Q11’，则
Qs’＝Cs1Vout(1·2)
Q11’＝C11(Vout-V0)(1·3)
由于Qs＝Qs’+Q11’，所以，根据式(1·1)～(1·3)，可得
Cs1Vs＝Cs1Vout+C11(Vout-V0)
将上式加以整理，则得
Vout＝(Cs1Vs+C11V0)/(Cs1+C11)
以上所述，就是进行「000001」的数字输入时的例子，但是，若将其化为一般式，则为
Vout＝(Cs1Vs+V11∑DiCi)/(Cs1+∑DiCi)(1·4)
其中，i＝11，12，13，14，15，16。另外，Di是与数字信号D11～D16的各信号电平对应地将高电平时取为「1」、将低电平时取为「0」的量。
其次，图75是表示上述先有的D/A变换器的D/A变换特性的一例的图。如图所示，数字输入值与模拟输出的关系是平缓的曲线。即，在先有的D/A变换器中，不能获得具有线性关系的D/A变换特性。
其理由在于，在式(1·4)中，在分母中存在数字信号D11～D16的变量(∑DiCi)，所以，不是成正比例的函数。为了避免这种情况，必须使分母为常数。
另外，在先有的D/A变换器中，有时不能获得指定的模拟电压。例如，在图75中，数字输入值「32」(在二进制数中为「100000」)时的模拟输出小于数字输入值「31」(在二进制数中为「011111」)时的模拟输出，不连续地降低。其理由在于，与最高位的位对应的变换电容C16的电容值与低位的变换电容C11～C15的电容值的总和之比不是32∶31。
在电容的制造工序中，难于避免这种电容值的偏差。特别是大容量的电容与设计值的误差容易大。因此，对于数字输入值，有时不能获得指定的模拟输出，从而有时发生随着数字输入的增加而模拟输出减小的所谓的逆转现象。
(2)达到指定的电位需要一定的时间的情况
在有源矩阵式显示装置、特别是液晶显示装置中，有通过在向信号线供给图像信号之前将该信号线预充电到指定的电位从而减小图像信号本身对信号线的充放电量而实现液晶驱动高速化的技术(信号线预充电技术)。
图76A和图76B示出了对每1水平扫描期间(每1扫描线)反相驱动有源矩阵式液晶显示装置时的信号线预充电的简要情况及其效果。
在图76B中，「S1」表示信号线，「H1，H2」分别表示第1、第2扫描线，6012、6014表示TFT等开关元件，6022、6024表示液晶单元，「C30」表示信号线S1的寄生电容(即，信号线S1的等效电容)。另外，图76B左侧的「-」、「+」表示反相驱动液晶单元6022、6024。假定液晶单元6022、6024都显示为「黑」。
如图76A所示，在水平扫描期间T1，由液晶单元6002显示「黑」(黑电平电位B1)，在下一水平扫描期间T2，由液晶单元6024显示相同的「黑」(黑电平电位B2)。这时，由于即使同为「黑」而极性也是反相的，所以，黑电平电位B1和B2处于相互最远的位置。
因此，如果不进行预充电，将由图像信号本身对信号线S1的寄生电容C30进行充电(或放电)，如图中用「R1」所示的那样，必须使信号线的电位从黑电平电位B1向B2变化。
与此相反，在供给图像信号之前，如果进行与图像信号的极性相同极性的预充电，即，如果在期间T2之前进行预充电，将信号线S1保持为预充电电位PV2，则如图中用R2所示的那样，可以只使信号线的电位从预充电电位PV1向黑电平电位B1变化，从而可以减小信号线S1的寄生电容C30的充电(放电)的量。因此，液晶的驱动可以实现高速化。
如果使液晶屏高精细化，则随之而来的就必须高速驱动液晶，这时，希望缩短每1条信号线的预充电时间。另一方面，随着液晶屏的大型化，1条信号线的长度将变长，从而信号线的寄生电容也将增大，预充电本身将需要一定的时间。
因此，在信号线的电位未达到预充电电位时，预充电期间便有可能已结束了。这时，预充电不充分，结果，其误差将与液晶单元的显示误差有关。而且，要使用于供给预充电电压的配线高速进行充放电，电力消耗将增大。
本发明就是基于上述问题而提案的，目的在于提供高速生成正确而稳定的电位的装置。
发明的公开
一种D/A变换器，包括：具有根据输入位而加权的电容值并且一端为指定电位的多个变换电容，一端为指定电位的耦合电容，设置在上述各变换电容的另一端与上述耦合电容的另一端之间的、根据上述输入位而控制通/断的开关，从上述耦合电容的另一端与上述开关的共同连接点获得与数字输入值对应的模拟电压其特征在于：上述多个变换电容的设计值满足下述第(1)式所示的关系。
第(1)式
Coj-dCj＞∑(i＜j)(Coi+dCi)(对所有j)
其中，上式中的符号等的意义如下
Ci     ：第i个变换电容
Coi    ：第i个变换电容的设计值
dCi    ：第i个变换电容的偏差
Cj     ：第j个变换电容
Coj    ：第j个变换电容的设计值
dCj    ：第j个变换电容的偏差
∑(i＜j)：比j小的所有的i的总和
对所有j：对所有的j成立。
按照本D/A变换器，即使加权的多个电容的电容值有偏差并且该偏差成为最坏的条件，第j个电容的电容值也一定大于从第1个到第(j-1)个到所有的电容的电容值的总和，因此，可以可靠地防止D/A变换器的「输出逆转现象」。另外，也不必附加修正电路等多余电路，从而可以降低成本，制造也容易。
在本发明中，上述开关是使用薄膜晶体管(TFT)构成的模拟开关，另外，上述变换电容是通过将绝缘层夹在非晶型薄膜或多晶硅薄膜中构成的，构成上述模拟开关的薄膜晶体管(TFT)和上述变换电容可以在共同的基片上形成。
该D/A变换器使周在共同的基片上形成的薄膜电容和薄膜晶体管(TFT)构成。即，整个D/A变换器可以使用薄膜技术构成，紧凑并且容易制造。
本发明的D/A变换器的设计方法的特征在于：通过下述各步骤设计上述D/A变换器。
(步骤1)
设定Coi，dCi(对所有i)
(步骤2)
令j＝2
(步骤3)
判断上述第(1)式是否成立，不成立时就改变Coj。
(步骤4)
将j增加1
(步骤5)
对所有的j反复进行步骤3和步骤4的处理。
按照本D/A变换器的形成方法，由于将电容偏差dCi(对所有i)设定为所希望的值，所以，即使发生该设定范围内的误差，也不会发生「输出逆转现象」。因此，通过考虑制造条件的变化等适当地设定电容的偏差范围，便可可靠地确保所希望的可靠性。
在本发明中，Coi的初始设定值也可以是二进位加权值。
本发明提供了可以可靠地防止使用了具有加权电容值的电容器的D/A变换器的逆转现象的设计方法。
一种D/A变换器，包括：具有根据输入位而加权的电容值并且一端为指定电位的多个变换电容，一端为指定电位的耦合电容，设置在上述各变换电容的另一端与上述耦合电容的另一端之间的、根据上述输入位而控制通/断的开关：从上述耦合电容的另一端与上述开关的共同连接点获得与数字输入值对应的模拟电压，其特征在于：上述多个变换电容的各个比值满足下述第(2)式所示的关系。
第(2)式
Figure A0310600100121
上式中的符号等的意义如下。
Cs                 ：耦合电容的电容值
Vc                 ：开关闭合前的耦合电容的另一端的电位
Vo                 ：开关闭合前的各变换电容的另一端的电位
Coi                ：第i个变换电容的设计值
dCi                ：第i个变换电容的偏差
Coj                ：第j个变换电容的设计值
dCj                ：第j个变换电容的偏差
Vth                ：将D/A变换器的输出作为亮度信息使用
                    显示图像时人的视觉不能识别的电压差异的最
                    大值(视觉识别阈值)
∑(i＜j)           ：小于j的所有的i的总和
对所有j            ：对所有的j成立。
在本D/A变换器中，即使发生「输出逆转现象」，其逆转程度也小于视觉识别阈值(Vth)。因此，将D/A变换器的输出作为亮度信息使用显示图像时，人的视觉也识别不出发生了该逆转，因此，画面质量不降低。一般认为视觉识别阈值(Vth)的数值约为20mV。
本发明也可以通过如下各步骤设计上述D/A变换器。
(步骤1)
设定Coi，dCi(对所有i)
(步骤2)
令j＝2
(步骤3)
判断上述第(2)式是否成立，不成立时就改变Coj
(步骤4)
将j增加1
(步骤5)
对所有的j反复进行步骤3和步骤4的处理。
按照本D/A变换器的形成方法，由于将电容的偏差dCi设定为所希望的值，所以，即使在发生该设定范围内的误差时发生「输出逆转现象」，该逆转程度也不会超过视觉识别阈值，于是，画面质量不会降低。因此，通过考虑制造条件的变化等适当地设定电容的偏差范围，便可确保所希望的可靠性。
一种液晶屏用基片，包括：多个扫描线，多个信号线，在各扫描线与各信号线的交点设置的、控制液晶与信号线之间的电气连接的薄膜元件和用于驱动上述多个信号线的驱动电路，其特征在于：上述多个信号线的驱动电路具有上述D/A变换器。
可以实现装有不发生由D/A变换误差引起的亮度逆转、或者采取了将该逆转抑制为不能识别的电平的措施的D/A变换器的液晶屏用基片。
本发明也可以利用与控制液晶和信号线间的电气连接的薄膜元件共同的制造过程、将构成D/A变换器的上述变换电容和上述开关制造在同一基片上。
由于共用相同的制造过程，所以，制造容易。
本发明的液晶显示装置使用上述液晶屏用基片构成。
可以实现不发生由D/A变换误差引起的亮度逆转、或者可以将该逆转抑制为不能识别的电平的、可靠性高的液晶显示装置。
本发明的D/A变换器的特征在于：在将n位(n是自然数)的数字信号Di(i＝1，2，…，n)变换为模拟输出Vout的D/A变换器中，具有：与上述数字信号Di的各位对应的n个变换电容Cxi，供给与上述数字信号Di的各位对应的n种电位Vxi的至少1个变换选择配线，取出上述模拟输出Vout的输出配线，与上述变换电容Cxi的一边的极板连接的电位Vs1的第1基准配线；与接通的数字信号Di对应的上述变换电容Cxi的另一边的极板与上述变换选择配线连接，由于对应的电位Vxi与Vs1的电位差而在上述变换电容Cxi上积蓄变换电荷；与截止的数字信号Di对应的上述变换电容Cxi的另一边的极板与指定的配线连接，上述另一边的极板在积蓄上述变换电荷后，与上述变换选择配线和上述指定配线的电气切断，而与上述输出配线连接，与将对上述各变换电荷求和的总电荷对应地供给模拟输出Vout。
按照本发明，与数字信号D1～Dn对应地设置变换电容Cx1～Cxn。电位Vs1供给变换电容Cx1～Cxn的一边的极板。可以将电位Vx1～Vxn或指定的电位供给变换电容Cx1～Cxn的另一边的极板。
如果数字信号D1～Dn是接通的，则电位Vx1～Vxn供给变换电容Cx1～Cxn的另一边的极板，由于与电位Vs1的电位差而积蓄电荷。
如果数字信号D1～Dn是截止的，则指定的电位供给变换电容CX1～Cxn的另一边的极板，例如，如果该电位与上述一边的极板的电位相同，就不会积蓄电荷。详细地说，就是如果将变换电容Cx1～Cxn的另一边的极板与第1基准配线连接，则两极板的电位就相同。
或者，数字信号D1～Dn截止时，也可以将变换电容Cx1～Cxn的另一边的极板与有别于第1基准配线的其他配线连接。
如上所述，在变换电容Cx1～Cxn上积蓄的电荷随数字信号D1～Dn的通/断而变化。因此，如果设定电位Vx1～Vxn和指定的电位，使由数字信号D1～Dn的通/断所表示的数字输入值和模拟输出对应，就可以进行D/A变换。设定的电位在D/A变换器制造之后也可以很容易进行调整。通过调整该电位，可使D/A变换特性具有连续性。
本发明的D/A变换器具有：电位Vs2的第2基准配线，和在上述输出配线上形成的、由于第1和第2基准配线的电位Vs1与Vs2的电位差而积蓄基准电荷的基准电容Cs；与上述截止的数字信号Di对应的上述指定的配线是上述第1基准配线，上述总电荷是上述变换电荷与上述基准电容之和，模拟输出Vont可以表示为
Vout＝(∑Cxi(DiVxi+Vs1(1-Di))+CsVs2)/(∑Cxi+Cs)
[Di最好在数字信号Di接通时取为1，截止时取为0]
在本发明中，数字信号D1～Dn截止时，为将同一电位Vs1供给变换电容Cx1～Cxn的两极板，所以，不积蓄电荷。
另外，不论数字信号D1～Dn的通/断如何，对基准电容Cs都供给电荷，在输出配线上，模拟输出Vout一律升高。
并且，上式可按如下方式求出。首先，设在变换电容Ci上最初积蓄的电荷的总和为∑Qi，则
∑Qi＝∑Cxi(Di(Vxi-Vs1))
Di是根据数字信号D11～D16的各信号电平将高电平时取为「1」、将低电平时取为「0」的量。
另外，设在基准电容Cs上积蓄的电荷为Qs，则
Qs＝Cs(Vs2-Vs1)
其次，设变换电容Ci与上述变换选择配线和上述指定的配线电气切断而与上述输出配线连接时在变换电容Ci上积蓄的电荷的总和为∑Qi’、在基准电容Cs上积蓄的电荷为Qs’，则
∑Qi’＝∑Cxi(Vout-Vs1)
Qs’＝Cs(Vout-Vs1)
因
∑Qi+Qs＝∑Qi’+Qs’
故可得
∑Cxi(Di(Vxi-Vs1)+Cs(Vs2-Vs1)
＝∑Cxi(Vout-Vs1)+Cs(Vout-Vs1)
整理上式，可得
Vout＝(∑Cxi(DiVxi+Vs1(1-Di))
+CsVs2)/(∑Cxi+Cs)
上式的分母与数字信号Di的值无关，是常数，所以，模拟输出Vout与数字信号Di成为正比例的关系。这样，便可获得具有线性的D/A变换特性。
本发明的D/A变换器最好具有连接在上述变换电容Cxi的另一极板与上述变换选择配线之间的第1开关、连接在上述变换电容Cxi的另一极板与上述指定的配线之间的第2开关和连接在上述变换电容Cxi的另一极板与上述输出配线之间的第3开关。
或者，本发明的D/A变换器最好具有连接在上述变换电容Cxi的另一极板与上述变换选择配线之间的第1开关、连接在上述变换电容Cxi的另一极板与上述第1基准配线之间的第2开关、连接在上述变换电容Cxi的另一极板与上述输出配线之间的第3开关和控制从上述第1及第2基准配线向上述基准电容Cs施加电压的第4开关。
利用这些开关，可以控制向变换电容Cxi和基准电容Cs上施加电压。
本发明的D/A变换器最好利用n条变换选择配线供给n种电位Vxi。这就是用于供给n种电位Vxi的最简单的形式。
或者，本发明的D/A变换器最好具有高电位配线、低电位配线和串联连接在上述高电位配线与上述低电位配线之间的n-1个电阻，而上述变换选择配线最好由上述高电位配线和与该高电位配线直接连接的上述电阻之间的配线、最相邻的电阻间连接的配线、上述低电位配线与和该低电位配线直接相连的上述电阻之间的配线构成。
按照本发明，高电位配线和与高电位配线直接相连的电阻之间的配线就成为电位Vxi中最高电位的变换选择配线。并且，每增加1个电阻，电压降增加，所以，在相邻的电阻间连接的配线就成为电位逐渐降低的变换选择配线。低电位配线和与低电位配线直接连接的电阻之间的配线就成为最低电位的变换选择配线。
本发明的D/A变换器最好具有1条上述变换选择配线，通过使供给该变换选择配线的电位随时间而变化，供给n种电位Vxi。
具体地说，就是本发明的D/A变换器最好与上述n个变换电容Cxi对应地具有n条变换脉冲配线，在上述变换选择配线上变化的电位成为供给对应的变换电容Cxi的电位Vxi时，脉冲信号就加到各变换脉冲配线上，根据上述脉冲信号，将电位Vxi供给变换电容Cxi。
这样，如果将随时间而变化的电位供给1条变换选择配线，便可将变换选择配线的条数减少到最低限度。这时，通过向n条变换脉冲配线输入脉冲信号，便可根据该脉冲信号取出所需要的电位。
本发明到D/A变换器最好使供给上述变换选择配线的n种电位Vxi成为公比为2的等比数列。
这样，便可在变换电容Cxi上积蓄与二进位加权对应的电荷。并且，可以获得具有线性的D/A变换器。
本发明的D/A变换器的特征在于：在将n位(n是自然数)数字信号Di(i＝1，2，…，n)变换为模拟输出Vout的D/A变换器中，具有与上述数字信号Di的各位对应的n个变换电容Cxi和供给多种电位Vxi的至少1条变换选择配线，根据上述数字信号Di的位设定上述电位Vxi和上述变换电容Cxi的电容值，以便在上述n个变换电容Cxi上积蓄变换电荷，与上述各变换电荷的和的总电荷对应地供给模拟输出Vout。
按照本发明，由于积蓄与数字信号Di的位对应的变换电荷，所以，可以使用多种电位Vxi。因此，利用与各电位Vxi对应的变换电容Cxi的实际的电容值，可以调整电位Vxi的值。并且，可以获得具有线性的D/A变换器。
本发明的D/A变换方法是一种将n位(n是自然数)数字信号Di(i＝1，2，…，n)变换为模拟输出Vout的D/A变换方法，根据与接通的上述数字信号Di的位对应的n种电位Vi，在n个变换电容Cxi上积蓄变换电荷，同时，与截止的上述数字信号Di对应地，使在上述变换电容Cxi上积蓄的变换电荷与位无关保持一定，与对上述变换电荷求和的总电荷对应地供给模拟输出Vout。
特别是，在上述变换电容Cxi的电容值与设计值不同时，本发明的D/A变换方法最好通过调整上述电位Vi而使对应的变换电荷的值基本上与设计值一致。
例如，虽然变换电容Cxi’的电容值与设计值Cxi0不同，但是，电容值的平均值与设计值相等时，可以调整设计上的电位Vxi0而使电位Vxi’成为
Vxi’＝(Cxi0/Cxi’)×Vxi0
或者，当变换电容Cxi″的电容值与设计值不同并且电容值的平均值与设计值不同时，则可调整电位Vxi″而使
Vxi″＝(Cxi0/Cxi″)×(∑Cxi″+Cs)/(∑Cxi0+Cs)×Vxi0
这样，即使变换电容Cxi的电容值与设计值不同，也可以得到如设计值那样的模拟输出电压。即，通过进行上述调整，可以获得具有线性的D/A变换特性。
本发明的D/A变换方法不论上述数字信号Di的通/断如何，为了提高上述模拟输出Vout的电位，在基准电容上积蓄基准电荷，上述总电荷最好为上述变换电荷和上述基准电荷的合计值。这样，便可提高模拟输出Vout的最低值。
在上述基准电容的电容值与设计值不同时，本发明的D/A变换方法最好通过调整外加的电压而使上述基准电荷的值与设计值基本上相等。
这种调整和变换电容Cxi的电容值与设计值不同时的调整一样。
本发明的D/A变换方法是一种将n位(n为自然数)数字信号Di(i＝1，2，…，n)变换为模拟输出Vout的D/A变换方法，与接通的上述数字信号Di的位对应地选择多种电位Vxi中的一种，分别在n个变换电容Cxi上积蓄变换电荷，同时，与截止的上述数字信号Di对应地使在上述变换电容Cxi上积蓄的变换电荷一定，与位无关，与将上述变换电荷求和而得的总电荷对应地供给模拟输出Vout。
按照本发明，为了积蓄与数字信号Di的位相应的变换电荷，可以使用多种电位Vxi。因此，可以根据与各电位Vxi对应的变换电容Cxi的实际的电容值调整电位Vxi。并且，可以进行具有线性的D/A变换。
本发明的液晶屏用基片是液晶屏中一边的基片，具有用于驱动上述液晶屏的驱动电路、用于向上述液晶上加电压的象素电极和控制向该象素电极供给电位的薄膜晶体管，上述驱动电路包括上述D/A变换器。
按照本发明，由于可以使用具有线性的D/A变换器，所以，可以获得不会发生灰度逆转现象的液晶屏。
在本发明的液晶屏用基片中，最好通过和上述薄膜晶体管共同的制造工序将上述变换电容Cxi或上述基准电容Cs中的至少一方制造在同一基片上。
本发明的液晶显示装置可以使用上述液晶屏用基片。
本发明的液晶显示装置，1水平扫描期间由扫描信号的选择期间和该选择期间与下一选择期间之间的消隐期间构成，在上述消隐期间，积蓄上述总电荷并供给模拟输出Vout。
本发明的液晶显示装置，1水平扫描期间由扫描信号的选择期间和该选择期间与下一选择期间之间的消隐期间构成，在上述消隐期间，开始积蓄上述总电荷，在下一水平扫描期间的选择期间，结束上述总电荷的积蓄，供给模拟输出Vout。
按照本发明，可以延长从开始积蓄总电荷到结束总电荷的积蓄的期间，所以，可以充分地进行充电。
本发明是在供给图像信号之前对具有多条扫描线、多条信号线和与各扫描线及各信号线连接的开关元件的有源矩阵式显示装置的上述信号线进行预充电的方法，其特征在于：对每一条信号线，预先准备用于有选择地将多种预充电用直流电位与上述信号线连接的开关，切换上述开关，将上述信号线与某一上述预充电用直流电位连接，借此，以与上述图像信号的振幅的中心电位对应的极性相同的极性对上述信号线进行预充电。
在有源式矩阵显示装置(例如液晶显示装置)中，为了防止液晶退化，必须对液晶进行反相驱动，由于反相驱动方式有若干种，所以，必须适当地改变信号线的预充电的极性，使之与其反相驱动的极性一致。这时，还可以考虑生成具有与反相驱动一致的周期的脉冲，将该脉冲供给信号线进行预充电。但是，这时必须有用于将该脉冲传递给信号线的配线，由于伴有该配线的充放电，所以，在高速化进行预充电时将增大电力消耗。另外，伴随液晶屏的大型化，配线的长度将增长，寄生电容也将增大，所以，该配线的时间常数将增大，预充电用的脉冲将变钝，从而预充电的正确性(精度)降低。另外，按照线顺序驱动并且采用对每条信号线使极性反相的驱动(信号线反相驱动)方式时，由于必须同时进行两极性的预充电，所以，难于应用。
因此，在该预充电方法中，预先准备不同的直流电位，采用与液晶的反相驱动的极性对应地适当控制这些直流电位与信号线之间的连接进行预充电的新的方法。通过操作处于直流电位与信号线之间的开关，进行该连接的控制。
这时，伴随预充电的充放电可以只是信号线，即使高速化进行预充电，也可以抑制电力消耗的增大。另外，可以将正确的电压加到信号线上，从而可以提高预充电的正确性(稳定性)。另外，如果适当地控制开关的操作，则可自由地与各种反相驱动方式对应。
在本发明中，对于上述各电位，可以准备保持为上述预充电用直流电位的配线。
通过预先准备多条预充电电位线，只控制开关便可自由地与各种反相驱动方式对应。
在本发明中，上述配线的各自的等效电容可以大于上述信号线的各自的等效电容。
如果使预充电用直流电位线的等效电容(寄生电容)远远大于信号线的等效电容(寄生电容)，则可不计信号线电容的影响，从而可以进一步提高预充电的精度。
预充电用直流电位线本身具有相当大的电容。另外，当进一步增大电容时，可以采用例如附加使用MOS晶体管的栅极绝缘膜构成的电容器等方法。
本发明可以使1条或多条扫描线随时间而使预充电的极性反相。
与液晶的扫描线反相驱动对应地使预充电的极性反相。扫描线反相驱动对于防止闪烁、亮度倾斜和纵串音是有效的。
本发明在按照线顺序驱动有源矩阵式显示装置时，对1条或多条信号线，可以使预充电的极性周期地反相。
与液晶的「按线顺序驱动」并且是「信号线反相驱动」对应地使预充电的极性反相。液晶的信号线反相驱动对于防止闪烁、横串音和纵串音是有效的，本发明采用这种驱动方式时，也可以高速地并且高精度地进行信号线预充电。
本发明在按点顺序驱动有源矩阵式显示装置时，对1条或多条信号线，可以使预充电的极性周期地反相。
将液晶进行「按点顺序驱动」并且进行「信号线反相驱动」时，按照与此对应的极性进行预充电。
在本发明中，上述信号线预充电在水平选择期间之前的水平消隐期间，至少对于某一信号线在某一期间可以同时进行。
可以有效地利用水平扫描期间和水平消隐期间进行预充电。
本发明在按点顺序驱动有源矩阵式显示装置时，通过在上述按点顺序驱动之前的水平消隐期间和水平选择期间在指定的时刻顺序切换与上述各信号线连接的上述开关，可以进行信号线的预充电。
在进行液晶的「按点顺序驱动」时，也是按点顺序形式进行预充电。在各信号线中，在供给图像信号之前的时刻进行预充电，所以，可以进一步提高预充电的精度。
在本发明中，上述预充电用直流电位分别可以是与上述图像信号的灰色电平相当的电位。
通过将信号线预先预充电到图像信号振幅的大约中间电位，实现液晶的高速驱动。
本发明也可以通过控制上述开关与上述信号线的连接时间，调整上述信号线的充放电的电流量而将上述信号线预充电到指定的电压电平。
在本预充电方法中，通过控制预充电用直流电位与信号线的连接时间而控制「移动电荷的积分值(即电流量)」，以此将信号线预充电到所希望的电压。
如果使预充电用直流电位的绝对值远远大于实际的信号线的预充电电位，就可以利用电位差进行高速的充放电。因此，可以缩短预充电所需要的时间。
本发明是在供给图像信号之前对具有多条扫描线、多条信号线和与各扫描线及各信号线连接的开关元件的有源矩阵式显示装置的上述信号线进行预充电的方法，对每一条信号线预先准备第1预充电电位线、与该第1预充电电位线的电位不同的第2预充电电位线和有选择地将上述第1或第2预充电电位线与上述信号线连接的开关，切换上述开关，将上述信号线与上述第1或第2预充电电位线连接，进行上述信号线的预充电，同时，使上述第1和第2预充电电位线的电位周期地反相。
在本预充电方法中，不将预充电用电位固定，而使第1和第2预充电电位线的电位周期地反相。这样，便可使开关的结构简化。
本发明是在供给图像信号之前对具有多条扫描线、多条信号线和与各扫描线及各信号线连接的开关元件的有源矩阵式显示装置的上述信号线进行预充电的信号线预充电电路，具有第1预充电电位线、与上述第1预充电电位线的电位不同的第2预充电电位线、有选择地将上述第1或第2预充电电位线与上述信号线连接的开关和控制上述开关的切换的开关控制电路。
是用于实现上述预充电方法的电路。通过基于开关控制电路的开关操作，即使是与各种液晶的反转驱动对应的极性，也能进行信号线的预充电。
本发明是在供给图像信号之前对具有多条扫描线、多条信号线和与各扫描线及各信号线连接的开关元件的有源矩阵式显示装置的上述信号线进行预充电的信号线预充电电路，具有第1预充电电位线、与上述第1预充电电位线的电位不同的第二预充电电位线、为了切换上述第1预充电电位线与各信号线的连接/非连接而对各信号线设置的第1开关、为了切换上述第2预充电电位线与各信号线的连接/非连接而对各信号线设置的第2开关和控制上述第1开关及第2开关的通/断的开关控制电路。
在本预充电电路中，在第1和第2预充电电位线与各信号线之间设置开关。即，对每1条信号线设置2个开关(第1开关和第2开关)。并且，开关控制电路相应地控制第1和第2开关的通/断，只使某一种电位线与信号线连接，进行该信号线的预充电。
在本发明中，预充电电路也可以具有发生用于按点顺序对各信号线进行预充电的脉冲的移位寄存器。
为了实现与上述液晶的「按点顺序驱动」对应地按点顺序形式进行预充电的方法，在预充电电路内设置移位寄存器。
在本发明中，上述移位寄存器也可以兼作用于顺序将图像信号供给信号线的移位寄存器。有效地使用1个移位寄存器。
本发明的液晶屏用基片具有上述信号线预充电电路。
可以提供装有可以进行高速和高精度的信号线预充电的预充电电路的液晶屏用基片。预充电电路可以使用例如在基片上形成的薄膜晶体管(TFT)构成。
本发明也可以通过共同的制造工序将构成信号线预充电电路的晶体管和控制设在上述各扫描线与各信号线的交点的液晶与信号线之间的电气连接的开关元件制造在同一基片上。
由于利用共同的制造工序将构成液晶矩阵的开关晶体管和构成预充电电路的晶体管在同一基片上形成，所以，制造容易。
本发明的液晶显示装置使用上述液晶屏用基片构成。
可以实现能够进行高精度的预充电、高性能的液晶显示装置。
附图的简单说明
图1是表示本发明的D/A变换器的主要部分的结构例的图。
图2是用于说明决定图1的变换电容C1～C6的实际的电容值的方法的原理的图。
图3是表示图1的D/A变换器的输入输出特性的一例的图。
图4是用于说明决定图1的变换电容C1～C6的实际的电容值的顺序的图。
图5是表示本发明的D/A变换器的一例的输入输出特性的图。
图6是用于说明具有图5所示的输入输出特性的D/A变换器的制作顺序的图。
图7是表示使用本发明的D/A变换器的液晶显示装置的具体的结构例的图。
图8A和图8B是表示图7的液晶显示装置的V0、VC、VCOM的相互关系的图。
图9是用于说明图7的液晶显示装置的动作的一例的图。
图10是用于说明图7的液晶显示装置的动作的其他例的图。
图11是用于说明本发明的液晶显示装置的结构的图。
图12是表示本发明的液晶屏用基片的结构例的图。
图13是表示图12的液晶屏用基片的主要部分的剖面结构的图。
图14A和图14B是用于说明电容分割方式的D/A变换器的原理的图。
图15是表示电容分割方式的D/A变换器的输入输出特性的例子的图。
图16是用于说明由本发明者研究清楚的电容分割方式的D/A变换器的问题的图。
图17A和图17B是用于定性地说明发生图16所示的问题的原因的图。
图18是用于定量地说明发生图16所示的问题的原因的图。
图19是表示用于将本发明使用的TFT和MOS电容制造在同一基片上的制造方法的第1工序的器件的剖面图。
图20是表示用于将本发明使用的TFT和MOS电容制造在同一基片上的制造方法的第2工序的器件的剖面图。
图21是表示用于将本发明使用的TFT和MOS电容制造在同一基片上的制造方法的第3工序的器件的剖面图。
图22是表示用于将本发明使用的TFT和MOS电容制造在同一基片上的制造方法的第4工序的器件的剖面图。
图23是表示用于将本发明使用的TFT和MOS电容制造在同一基片上的制造方法的第5工序的器件的剖面图。
图24是表示用于将本发明使用的TFT和MOS电容制造在同一基片上的制造方法的第6工序的器件的剖面图。
图25是表示用于将本发明使用的TFT和MOS电容制造在同一基片上的制造方法的第7工序的器件的剖面图。
图26是表示本发明实施例4的D/A变换电路的图。
图27是表示本发明实施例4的液晶显示装置用的驱动电路的图。
图28是表示本发明实施例4的液晶显示装置的图。
图29是表示本发明实施例4的D/A变换特性的图。
图30是表示本发明实施例4的液晶显示装置的驱动方法的图。
图31A和图31B是说明液晶显示装置的反相驱动的动作的图。
图32A和图32B是说明实施例4的变换电容和电位的调整方法的图。
图33是表示本发明实施例4的变形例的图。
图34是表示本发明实施例5的D/A变换电路的图。
图35是表示本发明实施例6的D/A变换电路的图。
图36是表示应用图35所示的D/A变换电路的液晶显示装置的驱动方法的图。
图37是表示本发明实施例7的D/A变换电路的图。
图38是表示实施例7的变换电容的电容值和电位的图。
图39是表示本发明实施例8的液晶显示装置的驱动方法的图。
图40是表示本发明实施例9的D/A变换电路的图。
图41是表示本发明实施例10的D/A变换电路的图。
图42A和图42B是表示本发明实施例11的液晶显示装置的驱动方法的图。
图43A和图43B是表示本发明实施例12的液晶显示装置的驱动方法的图。
图44是表示实施例12的D/A变换特性的图。
图45A和图45B是表示实施例12的驱动方法的变形例的图。
图46A是用于说明本发明的信号线预充电方法的一例的原理图，图46B是表示伴随预充电的信号线的电位变化的图，图46C是用于说明本预充电方法的效果之一的图。
图47A和图47B是表示液晶显示装置的反相驱动的形式的图。
图48是表示用于说明本发明的预充电方法的效果的、对比例的液晶显示装置的主要部分的结构的图。
图49A和图49B是用于说明本发明的信号线预充电方法的其他例的特征的图。
图50是表示用于实现图49的预充电方法的电路的一例的图。
图51是表示本发明的液晶显示装置(按线顺序驱动)的结构的一例的图。
图52是表示图51的液晶显示装置的反相驱动方式和预充电方式的一例(按线顺序进行扫描线反相的方式)的图。
图53是表示进行图52的驱动和预充电时图51的预充电电路的动作例的图。
图54是表示用于进行图53的驱动和预充电的预充电电路的结构例的图。
图55是表示进行图54的驱动和预充电时的动作例的图。
图56是表示用于实行图54的预充电方法的预充电电路的一例的图。
图57是表示图51的液晶显示装置的反相驱动方式和预充电方式的其他例(按线顺序进行扫描线反相和信号线反相的方式)的图。
图58是表示用于发生图54和图56的开关控制信号的电路的例子的图。
图59是表示本发明的液晶显示装置(按点顺序驱动一并进行预充电的方式)的结构的一例的图。
图60是表示图56的液晶显示装置的反相驱动方式和预充电方式的一例(按点顺序驱动在此之前的消隐期间一并进行扫描线反相和信号线反相的预充电的方式)的图。
图61是表示进行图59的驱动和预充电时的动作例的图。
图62是表示本发明的液晶显示装置(按点顺序驱动、以按点顺序形式进行预充电的方式)的结构的一例的图。
图63是表示按点顺序驱动进行扫描线反相和信号线反相并同样进行预充电的方式的图。
图64是表示用于实现预充电方式的预充电电路的主要部分的结构例的图。
图65是表示进行图63的驱动和预充电时的动作的图。
图66是表示本发明的液晶显示装置(采用按点顺序驱动、一并进行预充电并且使预充电电位Vpca、Vpcb周期地反相的方式)的结构的一例的图。
图67是表示图66的液晶显示装置的动作例的图。
图68是表示采用利用1个移位寄存器进行信号线的驱动和预充电的方式的液晶显示装置的主要部分的结构例的图。
图69是用于说明本发明的液晶显示装置的结构的图。
图70是本发明的液晶屏用基片的平面图。
图71是图70的液晶屏用基片的一部分剖面图。
图72是用于说明用于同时驱动多条信号线的驱动电路系统的结构例的图。
图73是表示图72的采样装置和信号线驱动电路的具体结构例的图。
图74是表示先有的使用二进位加权电容器的D/A变换电路的图。
图75是表示先有的D/A变换器的D/A变换特性的一例的图。
图76A和图76B是用于说明信号线预充电的效果的图。
实施发明的最佳形式
在说明本发明的具体的内容之前，先说明「电容分割方式的D/A变换器的变换原理」和「D/A变换器的输出逆转现象」。
(电容分割方式的D/A变换器的变换原理)
如图14A所示，考虑2个电容200和2100。如图14A的右侧所示，电容200的积蓄电荷(电位VX一侧的电荷)QA和电容2100的积蓄电荷(电位VC一侧的电荷)QB可以表示为QA＝CA(VX-V0)、QB＝CB(VC-VCOM)。这里，CA是电容2000的电容值，CB是电容2100的电容值。
其次，如图14B所示，将电容2000和电容2100连接时，便流过与VC和VX的大小对应的电流(VC＜VX时为电流IS，VC＞VX时为电流IR)，可利用共同连接端获得输出电压V。
这时，如图14B的右侧所示，电容2000的积蓄电荷(电位V一侧的积蓄电荷)QA’和电容2100的积蓄电荷(电位V一侧的积蓄电荷)QB’可以表为QA’＝CA(V-V0)、QB’＝CB(V-VCOM)。
由于总电荷量不变化，所以，QA+QB＝QA’+QB’成立。根据这一关系求输出电压V，则得V＝(CAVX+CBVC)/(CA+CB)。这里，如果电容2000的电容值「CA」随输入数字信号值而变化，便可相应地获得模拟变换输出电压(V)。
在本说明书中，将电容2000称为「变换电容」，将电容2100称为「耦合电容」。
并且，当设定VC＜VX时，如果变换电容也随数字输入的增加而增加，则输入输出特性就如图15的(1)所示的那样，成为输出值随输入值的增加而增加的特性；当设定为VC＞VX时，就如图15当(2)所示当那样成为输出值随输入值的增加而减小的特性。
(D/A变换器的输出逆转现象)
①以具有图15(2)的特性的D/A变换器为例进行说明。如图16所示，在数字输入从「31」向「32」变化的时刻，可以看出在输出值本来应减小的地方反而增大的现象(输出逆转现象)。
②发生输出逆转的理由
图17A是表示使用二进位加权电容器(变换电容)C10～C15的D/A变换器的基本结构的图。图中，「CS」表示耦合电容，「SW1～SW6」是与6位的数字输入的各位的「1」和「0」对应地通/断的开关。
变换电容C10～C15的比值的设计值分别为「1」、「2」、「4」、「8」、「16」、「32」，实际上，如图18的「实际值」所示，电容值具有相当大的偏差。
在图18中，假定误差的比例为「0.1」，即，假定偏差的最大幅度为设计值的10％，并且，对于C10～C15，在电容值增大的方向(正(+)方向)发生10％的误差，另一方面，对于电容C15，假定在电容值减小的方向(负(-)方向)发生10％的误差。因此，变换电容C10～C15的比值的实际值成为「1.1」、「2.2」、「4.4」、「8.8」、「17.6」、「28.8」。
这里，作为数字输入而输入「31」时，图17A所示，开关Sw1～SW5接通，只有SW6断开，发生电荷Q1～Q5的移动(图中用箭头表示)，从变换电容C11～C15与耦合电容CS的共同连接点可以获得模拟变换电压「V」。
其次，在将全部电容复位后，作为数字输入而输入「#2」时，如图17B所示，开关Sw1～SW5断开，只有开关SW6接通，发生电荷Q6的移动(图中，用箭头表示)。这时，由于图17B所示的移动电荷量Q6小于图17A所示的移动电荷量(Q1+Q2+Q3+Q4+Q5)，所以，模拟变换输出(V)反而增大，从而发生图16那样的逆转现象。
电容器的电荷量取决于电容值与电压的乘积，电压一定时，取决于电容值，结果，如图18的下侧所示，如果与某一位(j)对应的电容器的电容值小于与比该位低的低位(i)对应的所有电容器的电容值，就会发生逆转现象。
图18的情况，只有变换电容C15的偏差方向不同，所以，变换电容C15的电容值(＝28.8)小于变换电容C11～C14的总电容值(＝34.1)(即，发生「电容值的逆转」)，从而与输入值对应地发生图16那样的逆转。
在上述例中，假定是只有电容C15在负(-)方向发生偏差的情况，但是，对于电容C11～电容C14，偏差的方向是不定的，对其他位也有可能发生同样的逆转现象。
在液晶屏上显示亮度逐渐变化的背景色(层次)时，如果发生「输出逆转现象」，明亮背景中的一部分将变暗，从而使看液晶屏的人感到不协调。这种画面质量的降低特别容易引起人的注意，因此，对显示板来说，是致命的缺点。
(实施例1)
(a)本实施例的特征
根据上述考察，在实施例1中，采用完全防止D/A变换器的「输出的逆转现象」的结构。
即，本实施例的特征在于：预先设计电容器的电容值，以便即使比某一位(j)低的所有的低位(i)发生同一方向的电容值的偏差、而只有该位(j)在相反方向发生电容值的偏差时(即，最坏的情况)，也决不会发生「电容值的逆转」。
图1是表示本实施例的D/A变换器20的结构的图。如图1的下侧所示，该D/A变换器20的特征是从开始将变换电容C1～C6的电容比的「设计值」取为C1∶C2∶C3∶C4∶C5∶C6＝1∶2∶4∶8.56∶19.02∶42.27。
在图1中，参考符号10～15表示输入端子，参考符号16表示输出端子，CS表示耦合电容。
图2是与前面说明过的图18对应的图。在图2的下侧，对于本实施例的D/A变换器20，示出了与某一位(j)对应的电容器的电容值和与比该位低的低位的位(i)对应的所有的电容器的电容值的总和比较的结果。
由图可知，在本实施例中，输入值从「31」变为「32」时，不发生在图18中看到的「电容值的逆转」。因此，如图3所示，  不发生D/A变换器的「输出的逆转」。此外，在本实施例中，设计为不论各位的电容值有什么样的偏差(即，即使不论哪一位都发生上述最坏的偏差的情况)，都不会发生「输出的逆转」。
(b)设计方法
下面，说明如何设计变换电容的电容值。
考虑上述发生电容值的「最坏的偏差」的情况，设计在相邻的电容间以下(1)式的关系总是成立的电容值。
Coj-dCj＞∑(i＜j)(Coi+dCi)(对所有j)
...(1)
其中，(1)式中的符号等的意义如下：
Ci             ：第i个变换电容
Coi            ：第i个变换电容的设计值
dCi            ：第i个变换电容的偏差
Cj             ：第j个变换电容
Coj                ：第j个变换电容的设计值
dCj                ：第j个变换电容的偏差
∑(i＜j)           ：对小于j的i的总和
对所有j            ：对所有的j成立
这里，值得注意的是，「dCi」的符号为正(+)，而「dCj」的符号为负(-)。
如果使各变换电容满足(1)式的关系，即使加权的多个电容的电容比有偏差并且该偏差为最坏的条件，第j个电容的电容值也一定大于从第1个到第(j-1)个所有的电容的电容值的总和，从而权重不会逆转。因此，可以可靠地防止D/A变换器的「输出的逆转现象」。另外，也不必附加修正电路等多余的电路，从而成本低，制造也容易。
但是，如果进行上述设计，由于现实的加权偏离理论值(二进位加权)，所以，D/A变换器的变换误差将增大。但是，将D/A变换器作为用于图像显示的驱动电路使用时，即使各位的权重偏离理论值(二进位加权)，人的视觉也难于清楚地识别出该偏离量，从而不会发生特别不协调的感觉。与此相反，如上所述，如果发生「输出的逆转现象」，明亮背景中的一部分将变暗，从而就不能清楚地识别了。即，画面质量将明显地降低。
本实施例考虑了这种图像显示时人眼的特性，采用基于与变换精度相比更重视「防止输出的逆转」的新看法的结构。
如果具体地示出电容值的决定顺序，即为图4。
即，首先设定「变换电容的设计值(Ci)和预想的偏差(dCi)」(S100)。假定预想的偏差(dCi)考虑电容值的模式精度及生产线能力等，就可以确保所希望的可靠性的值。
其次，令j＝2(S110)，判断上述(1)式是否成立(S120)，不成立时就改变Coj(S130)。改变时为了抑制变换误差，最好选择满足上述(1)式的最小的Coj。
在S120，(1)式成立时就判断j是否为最高位(MSB)(S140)，如果不是最高位，就将j的值增加1(S150)，以后，同样对所有的j反复进行S120、130、140的处理。
(实施例2)
在实施例1中，是以防止「D/A变换器的输出的逆转」为前提的，但是，有时也可以随用途不同而按略微放宽的标准进行设计。
这时，放宽设计的标准后，如图5所示，假定发生逆转，也可以设计为只要该逆转电压(ΔV)小于阈值(Vth)就可以。
这里，引入称为视觉识别阈值的基准，设计变换电容的电容值，使逆转电压(ΔV)不超过视觉识别阈值。所谓「视觉识别阈值」，就是在将D/A变换器的输出作为亮度信息使用而显示图像时，人的视觉所不能识别的差异的最大值，约为20mV。
图1所示的电容分割方式的D/A变换器的输出(V)如前面使用图14A、图14B在D/A变换器的原理一栏说明的那样，可以表示为
{(变换电容的另一端的电位·变换电容的电容值)+(耦合电容的另一端的电位变换电容的电容值)}/(变换电容与耦合电容之和)。
因此，若考虑上述电容值的最坏的偏差的情况，则可决定各电容的电容值以满足以下的(2)式。
其中，上式中的符号等的意义如下：
Cs                  ：耦合电容的电容值
Vc                  ：开关闭合前的耦合电容另一端的电位
Vo                  ：开关闭合前的各变换电容另一端的电位
Coi                 ：第i个变换电容的设计值
dCi                 ：第i个变换电容的偏差
Coj                 ：第j个变换电容的设计值
dCj                 ：第j个变换电容的偏差
Vth                 ：在将D/A变换器的输出作为亮度信息使
                用而显示图像对人的视觉所不能识别的差异
                (视觉识别阈值)
∑(i＜j)            ：对小于j的所有的i的总和
对所有j             ：对所有的j成立
并且，作为设计顺序，可以执行图6所示的各S200～250。该顺序和图4的情况一样。
(实施例3)
下面，说明将上述D/A变换器装到液晶屏用基片上的液晶显示装置。
(a)液晶显示装置到概要
液晶显示装置例如如图11所示，由背照光1000、偏振片1200、TFT基片1300、液晶1400、对置基片(彩色滤光基片)1500和偏振片1600构成。在本实施例中，在TFt基片1300上形成驱动电路1310。
如图12所示，在TFT基片1300上，形成扫描线W1～Wn、信号线D1～Dn、象素部到TFT、扫描线驱动电路1320和信号线驱动电路1330。并且，如图13所示，液晶1400封入到TFT基片1300和对置基片1500之间。参考符号1520、1522是定向膜。
(b)信号线驱动电路的结构
如图7(的右侧)所示，信号线驱动电路1330具有移位寄存器300、锁存器400、锁存器500、门电路600和D/A变换电路700。
移位寄存器300具有与液晶屏800的数据线(D1等)的条数相当的级数的寄存器(310、311)，输出用于对6位的输入数字信号D1～D6进行采样的采样脉冲(SP1、SP2等)。该采样脉冲(SP1、SP2等)成为锁存器400的动作时钟(CL1等)。
如图7的左侧所示，锁存器400具有使用同步脉冲反相器构成的暂时存储电路A1～A6和用于生成反相时钟(nCL1)的反相器24。暂时存储电路A1由3个反相器21、22、23构成。
同样，锁存器500也具有使用同步脉冲反相器构成的暂时存储电路B1～B6和用于生成反相时钟(nCL2)的反相器28。暂时存储电路B1由3个反相器25、26、27构成。锁存脉冲(LP)从外部输入该锁存器500。
门电路600由2输入「与非门」30～35构成，耦合脉冲(CP)共同输入到各门中。
D/A变换器700根据在上述实施例中说明的方法进行设计。即，变换电容C1～C6的电容值进行与通常的二进位加权不同的设计，设法抑制不发生由D/A变换误差引起的亮度逆转，或者设法将该逆转抑制为识别不出来的电平。
由n型MOS晶体管(M1、M2)构成的开关E1具有将变换电容C1复位的功能。该开关E1的通/断由复位信号(RS)控制。开关E2～E6也具有同样的结构。模拟开关F1是控制变换电容C1与耦合电容CS的连接/非连接的开关，由p型MOS晶体管P1、n型MOS晶体管M3和反相器40构成。模拟开关F2～F6也具有同样的结构。
另外，由n型MOS晶体管M4和M5构成的开关50具有将耦合电容CS复位的功能，由复位信号(RS)控制其通/断。
另外，D/A变换器700的动作电位V0、VC、VCOM分别处于图8A或图8B所示的关系。处于图8A所示的关系时，VC＞V0，因此，成为具有图15的(2)的特性的减法型D/A变换器。为了反相驱动液晶屏，使电位V0、VC周期地反相。另外，在图8中，「RA1」、「RA2」表示D/A变换器的输出的定时范围。
另一方面，在图8B的情况下，Vc＜Vo，成为具有图15(1)的特性的加法型D/A变换器。「RB1」、「RB2」表示D/A变换器的输出的定时范围。
(c)信号线驱动电路的动作
图9示出了图7的信号线驱动电路的动作定时的一例。液晶屏800的1水平扫描期间(Th)由选择期间(Ts)和消隐期间(Tb)构成。
在时刻t0～t1期间，根据从移位寄存器300输出的采样脉冲SP1～SPn，将1行图像数据读入锁存器400。这期间，复位信号RS是高电平状态，各变换电容和耦合电容复位。在时刻t2，复位信号RS成为低电平，复位结束，接着，在时刻t3，锁存脉冲LP成为高电平，在锁存器400中存储的图像数据转而输入锁存器500。
然后，在时刻t4，耦合脉冲CP成为高电平，各变换电容C1～C6与耦合电容CS耦合，在时刻t4～t5期间进行D/A变换。并且，在时刻t6，复位信号RS再次成为高电平，进行各电容的复位。
如图10所示，也可以将进行D/A变换的期间延长为时刻t4～t7，确保足够的D/A变换期间。这样，便可进行更正确的D/A变换。
使用具有上述结构的驱动电路的液晶显示装置，成为可以不发生由D/A变换误差引起的亮度逆转或者将该逆转抑制为识别不出来的电平。
(d)电容和TFT的制造过程
下面，使用图19～图25说明构成D/A变换器的TFT、象素部的TFT和构成D/A变换器的变换电容的制造过程(低温多晶硅过程)。在以下的制造过程中，为了简化制造工序，在共同的工序中分别形成构成D/A变换器的TFT、象素部的TFT和构成D/A变换器的变换电容。
由于不是积极地将D/A变换器的耦合电容(CS)制作到D/A变换器内，而是由液晶单元内的源总线配线与对置基片的寄生电容形成，所以，此处说明从略。
首先，如图19所示，在基片4000上设置缓冲层4100，在该缓冲层4100上形成非晶型硅层4200。
其次，如图20所示，通过向整个非晶型硅层4200上照射激光进行退火处理，使非晶型硅发生多结晶，形成多结晶硅层4220。
其次，如图21所示，在多晶硅层4220上制作布线图案，形成岛区域4230、4240、4250。岛区域4230、4240是形成MOS晶体管的能动区域(源极，漏极)的层。另外，岛区域4250是成为薄膜电容的一极的层。
然后，如图22所示，形成掩膜层4300，将磷(P)离子只注入岛区域4250内，实现低电阻化。
接着，如图23所示，形成栅极绝缘膜4400，在该栅极绝缘膜上形成TaN层4500、4510、4520。TaN层4500，4510是成为MOS晶体管的栅极的层，TaN层4520是成为薄膜电容的另一极的层。然后，形成掩膜层4600，将栅极TaN层4500作为掩膜，通过自调节进行磷(P)离子注入，形成n型的源极层4231、漏极层4232。
其次，如图24所示，形成掩膜层4700a、4700b，将栅极TaN层4510作为掩膜，通过自调节进行硼(B)离子注入，形成p型的源极层4241、漏极层4242。
然后，如图25所示，形成层间绝缘膜4800，在该层间绝缘膜上形成接触孔后，形成由ITO及Al构成的电极层4900、4910、4920、4930。另外，虽然图25中未示出，但是，电极还通过接触孔与TaN层4500、4510、4520及多晶硅层4250连接。这样，就完成了n沟道TFT、p沟道TFT和MOS电容。
通过使用上述那样的使工序共同化的制造过程，便可使制造容易，同时也有利于降低成本。即，利用共同的过程可以制造图7中的模拟开关E1～En及F1～Fn、变换电容C1～C6和象素部的TFT(M100、M200)。
并且，通过使用上述实施例中说明的D/A变换器，在使用简化的过程时也可以确保液晶显示装置的所希望的可靠性(显示品质)。
(实施例4)
图27是实施例4的液晶显示装置用的驱动电路。另外，图28是液晶显示装置的分解斜视图。如图28所示，该液晶显示装置具有有源矩阵式的液晶屏5040。液晶屏5040是将液晶5046封入到具有控制向象素电极5041供给电位的薄膜晶体管5042的TFT基片5043与具有对置电极5044的滤色基片5045之间而构成。并且，偏振片5047、5048安装在液晶屏5040的两面，背照光5049安装在一边的偏振片5048上。另外，驱动电路5050在TFT基片5043上形成。
如图27所示，驱动电路5050包括本发明的D/A变换电路5100。D/A变换电路5100可以将6位数字信号变换为模拟电压。
另外，TFT基片5043上的电路由全部通过低温过程形成的多晶硅构成。
在图27中，数字信号D11～D16输入6条数字配线5010。数字信号D11～D16根据时钟CL1和反相时钟nCL1保持在锁存电路A11～A16中。锁存电路A11～A16和图74所示的相同。
移位寄存器5020具有与液晶显示装置的信号线的条数对应的级的寄存器5021、5022、…，它们分别输出作为时钟CL1的采样脉冲SP。采样脉冲SP的信号电平由反相器5012进行反相，生成反相时钟nCL1。
与各寄存器5021、5022、…对应地设置锁存电路A11～A16。信号保持在锁存电路A11～A16中时，所有的信号就一起向后级的锁存电路B11～B16转移。因此，时钟CL2和反相时钟nCL2输入锁存电路B11～B16。
将作为时钟CL2的锁存脉冲LP输入到锁存脉冲配线5030。锁存脉冲LP的信号电平由反相器5014进行反相，生成反相时钟nCL2。
信号转移到后级的锁存电路B11～B16时，按照该信号进行D/A变换的处理。在该处理中，可以将下一信号顺序输入到分别与各寄存器5021、5022、…对应的锁存电路A11～A16。
锁存电路B11～B16和锁存电路A11～A16一样，所以，详细的说明从略。
将锁存电路B11～B16保持的信号输入到D/A变换电路5100。D/A变换电路5100包括变换电容部5101。变换电容部5101通过根据锁存电路B11～B16保持的信号改变积蓄的电荷，输出对应的模拟电压。
图26是表示D/A变换电路5100的详细情况的图。D/A变换电路5100具有变换电容Cx11～Cx16，分别根据数字信号D11～D16改变所积蓄的电荷，从输出配线5102的输出端子5102a输出对应的模拟电压Vout。变换电容Cx11～Cx16是图27所示的变换电容部5101的主要部分。
详细地说，就是变换电容Cx11～Cx16分别连接在变换选择配线5110～5115中的1条与共同电位配线5119之间。将Vx11～Vx16的电位供给变换选择配线5110～5115，将Vcom的电位供给共同电位配线5119。因此，由于Vx11～Vx16中的1个与Vcom的电位差而在变换电容Cx11～Cx16上积蓄电荷。
但是，可以由模拟开关Ta11～Ta16将变换电容Cx11～Cx16与变换选择配线5110～5115电气切断。这时，如果其他的模拟开关Tb11～Tb16接通，则变换电容Cx11～Cx16的两电极板便如图26所示的那样都与共同电位配线5119连接。并且，由于电位差消失，所以，不积蓄电荷。
变换电容Cx11～Cx16的电容值成为
Cx11＝Cx12＝Cx13＝Cx14＝Cx15＝Cx16另外，Vx11～Vx16的电位以Vcom为基准成为
Vx11∶Vx12∶Vx13∶Vx14∶Vx15∶Vx16
＝1∶2∶4∶8∶16∶32即，成为公比为2的等比数列。
模拟开关Ta11～Ta16由锁存电路B11～B16保持的信号与输入变换脉冲配线5116的变换脉冲XP的逻辑积所控制。具体地说，就是模拟开关Ta11～Ta16由“与”门5120～5125的输出控制。
模拟开关Tb11～Tb16由锁存电路B11～B16保持的信号的反相信号与输入变换脉冲配线5116的变换脉冲XP的逻辑积所控制。具体地说，就是锁存电路B11～B16保持的信号由反相器5130～5135进行反相，而模拟开关Tb11～Tb16由“与”门5140～5145的输出控制。
基准电容Cs1连接在输出配线5102与共同电位配线5119之间。另外，模拟开关Ts连接在输出配线5102与变换基准配线5118之间。Vxs的电位供给变换基准配线5118。如果模拟开关Ts接通，则由于Vcom与Vxs的电位差而在基准电容Cs1上积蓄电荷。利用基准电容Cs1上积蓄的电荷，可以提高模拟输出的最低值。并且，将D/A变换电路5100应用于液晶显示装置时，可以外加偏置电压。
基准电容Cs1通过模拟开关Tc11～Tc16分别与变换电容Cx11～Cx16串联连接。模拟开关Tc11～Tc16由输入耦合脉冲配线5117的耦合脉冲CP所控制。
D/A变换电路5100按上述方式构成，下面，说明其D/A变换方法。
作为前提，假定数字信号D11～D16的信号保持在锁存电路B11～B16中。
首先，模拟开关Ta11～Ta16或Tb11～Tb16根据输入变换脉冲配线5116的变换脉冲XP而接通。具体地说，就是数字信号D11～D16的信号为高电平时，模拟开关Ta11～Ta16接通。并且，由于变换选择配线5110～5115的电位Vx11～Vx16与共同电位配线5119的电位Vcom的电位差而在变换电容Cx11～Cx16上积蓄电荷。假定该电荷分别为Qi，则可表示为
Qi＝Cxi(Vxi-Vcom)(2·1)其中，i＝11，12，13，14，15，16。
或者，数字信号D11～D16的信号为低电平时，模拟开关Tb11～Tb16接通。这时，变换电容Cx11～Cx16的两极板间的电位差消失，不积蓄电荷，所以，
Qi＝0(2·2)将(2·1)式和(2·2)式合并，则得
∑Qi＝∑Cxi(Di(Vxi-Vcom))(2·3)Di与数字信号D11～D16的各信号电平对应地将高电平时取为「1」，将低电平时取为「0」。
另外，在这些动作的同时，模拟开关Ts接通。并且，由于变换基准配线5118的电位Vxs与共同电位配线5119的电位Vcom的电位差而在基准电容Cs1上积蓄电荷。假定这时的电荷为Qs，则有
Qs＝Cs1(Vxs-Vcom)(2·4)
其次，输入变换脉冲配线5116的信号成为低电平，模拟开关Ta11～Ta16、Tb11～Tb16、Ts接通。接着，耦合脉冲CP输入耦合脉冲配线5117，模拟开关Tc11～Tc16接通。
这样，变换电容CX11～Cx16便分别与基准电容Cs1串联连接。这时，设变换电容Cx11～Cx16积蓄的电荷的总和为∑Qi′、基准电容Cs1积蓄的电荷为Qs′，则有
∑Qi′＝∑Cxi(Vout-Vcom)(2·5)
Qs′＝Cs1(Vout-Vcom)(2·6)其中，i＝11、12、13、14、15、16，Vout是输出配线5102的电位。
因为
∑Qi+Qs＝∑Qi′+Qs′所以，由(2·3)～(2·6)式可得
∑Cxi(Di(Vxi-Vcom))+Cs1(Vxs-Vcom)
＝∑Cxi(Vout-Vcom)+Cs1(Vout-Vcom)整理上式，可得
Vout
＝(∑Cxi(DiVxi+(1-Di)Vcom)
+Cs1Vxs)/(∑Cxi+Cs1)
其中，i＝11、12、13、14、15、16。另外，Di与数字信号D11～D16的各信号电平对应地将高电平时取为「1」、将低电平时取为「0」。
将这样得到的电位作为模拟输出从输出端子5102a输出。
图29是表示上述D/A变换电路5100的D/A变换特性的图。在该D/A变换电路5100中，变换电容Cxi都相等，全部为1.0pF，基准电容Cs1为2.0pF。变换选择配线5110～5115的电位Vx11、Vx12、Vx13、Vx14、Vx15、Vx16分别为0.5、1.0、2.0、4.0、8.0、16.0V，构成公比为2的等比数列。变换基准配线5118的电位Vxs为4.0。另外，共同电位配线5119的电位Vcom为地电位。
如图29所示，可知在6位的数字输入值与模拟输出之间有完全的线性。其理由在于，在导出模拟输出Vout的(2·7)式中，不论数字输入值如何，分母的(∑Cxi+Cs1)的值都是常数。并且，由于数字输入值与模拟输出为正比例的关系，所以，D/A变换电路5100具有线性特性。在图29中，数字输入值为0时，模拟输出也等于1V。这是因为，即使数字输入值为0，在基准电容Cs1上也积蓄电荷。
其次，图30是表示使用上述D/A变换电路5100的液晶显示装置的驱动方法的图。换言之，就是说明图27所示的液晶显示装置用的驱动电路的动作的图。
如图30所示，液晶驱动的1水平扫描期间Th由扫描信号的选择期间Ts和选择期间Ts与下一选择期间Ts之间的消隐期间Tb构成。
在选择期间Ts中，在时刻t0～t1期间，数字信号D11～D16通过采样脉冲SP1～SPn而读入锁存电路A11～A16。
消隐期间Tb是转移为下一个选择期间Ts之前的期间，利用该期间进行包括D/A变换的各种处理。
在消隐期间Tb中，在时刻t2，耦合脉冲CP成为低电平，模拟开关Tc11～Tc16断开，变换电容Cx11～Cx16与基准电容Cs1电气切断。其次，在时刻t3，读入锁存电路A11～A16的信号由锁存脉冲LP转移到锁存电路B11～B16中。
在时刻t4，由锁存电路B11～B16的信号和变换脉冲XP控制模拟开关Ta11～Ta16、Tb11～Tb16。并且，在变换电容Cx11～Cx16中，在与高电平的数字信号对应的电容上积蓄电荷，在与低电平的数字信号对应的电容上不积蓄电荷。同时，在基准电容Cs1上积蓄电荷。由于积蓄电荷，所以，与其他脉冲相比，变换脉冲XP长时间成为高电平。
在时刻t5，变换脉冲XP成为低电平，上述电荷的积蓄结束。
并且，在时刻t6，变换电容Cx11～Cx16与基准电容Cs1通过耦合脉冲CP而耦合，可以从输出端子5102a输出指定的输出电压。
其次，图31A和图31B是说明液晶显示装置的反相驱动的动作的图。
在液晶显示装置中，根据防止液晶的品质老化等理由，进行反相驱动。因此，如图31A和图31B所示，即使是包括上述D/A变换电路5100的驱动电路5050(图27和图28)，也进行反相驱动。详细地说，就是该反相驱动对每1水平扫描线并且对每1画面进行，而不是对每1信号进行。
图31A是变换选择配线5110～5115的电位Vx11、Vx12、Vx13、Vx14、Vx15、Vx16和变换基准配线5118的电位Vxs的供给方法。图31B是上述这些电位的具体的数值。
在该D/A变换电路5100中，变换电容Cxi都相等，全部为1.0pF，基准电容Cs1为2.0pF。另外，共同电位配线5119的电位Vcom为地电位。
并且，如图31A所示，进行反相驱动。动作的详细情况是大家所熟知的，所以，说明从略。
(实施例4的调整方法)
上述D/A变换电路5100通过使变换电容Cx11～Cx16全部为相同的电容值，并分别加上二进位加权的电压，可以进行D/A变换。这里，电容的电容值在制造后就难于改变了，但是，可以很容易地改变电压。因此，下面说明上述变换电容Cx11～Cx16的电容值与上述设计值不同时电压的调整方法。
首先，在图32A中示出了变换电容Cxi′的电容值与设计值Cxi(1.0pF)不同而电容值的平均值与设计值相等的例子。在该例中，调整设计上的电位Vxi0，将电位Vxi′供给变换选择配线5110～5115。其中，i＝11、12、13、14、15、16。详细地说，就是调整为
Vxi′＝(Cxi/Cxi′)×Vxi0例如，在最低位，因为
Cx11＝1.0pF、Cx11′＝0.9pF、Vx11＝0.5V所以，有
Vx11′＝(1.0/0.9)×0.5＝0.5556V
其次，图32B是变换电容Cxi″的电容值与设计值不同并且电容值的平均值也与设计值不同的例子。在该例中，调整电位Vxi″使之成为
Vxi″
＝(Cxi0/Cxi″)×(∑Cxi″+Cs1)/(∑Cxi0+Cs1)×Vxi例如，在最低位，因为
Cxi＝1.0pF、Cxi″＝0.9pF、∑Cxi″+Cs1＝7.4pF、∑Cxi+Cs1＝8.0pF、Vx11＝0.5V，所以，有
Vxi″＝(1.0/0.9)×(7.4/8.0)×0.5n
＝0.5139V
在图32A或图32B的例中，完全地调整变换选择配线5110～5115的电位Vxi′和Vxi″，便可得到，D/A变换特性与图29所示的完全相同。并且，即使变换电容Cx11～Cx16的电容值不是设计的值，也可以获得与设计值一致的模拟输出电压。
因此，按照使用该D/A变换电路5100的液晶显示装置用的驱动电路5050，完全不会发生由逆转现象引起灰度反相等的画面质量问题。
在本实施例中，考虑的是变换电容Cx11～Cx16与设计值不同的情况，但是，对于基准电容Cs1与设计值不同的情况，通过调整电位Vx11～Vx16和Vxs，也可以获得指定的液晶外加电压。另外，在上述调整方法中，是通过计算进行电位调整的，但是，按照这里说明的思想，利用试行错误调整电位也有效果。
另外，在本例中，是假定预先知道变换电容Cx11～Cx16的实际的值进行计算的，但是，在现实当中，多数情况是不知道的。这时，通过调整电位Vx11～Vx16，也可以获得理想的D/A变换特性。
上述D/A变换电路5100应用于无源矩阵式显示装置、或者例如在印刷电路板上而非在玻璃基片上形成，或者在非晶型硅、高温多晶硅、结晶硅或砷化镓等半导体上形成都有效果。
另外，不论是否是按每1画面或多个画面、每1水平扫描线或多条水平扫描线、每1信号线或多条信号线进行极性反相的，上述驱动电路5050的反相驱动都有效果。
在本实施例中，是将变换电容Cx11～Cx16的一边的极板与共同电位配线5119连接的，但是，也可以与其他配线连接。另外，在本实施例中，假定在数字信号D11～D16为低电平(断开)时将电位Vcom加到变换电容Cx11～Cx16的两极板上，但是，也可以加上其他电位来取代Vcom。
图33示出了作为考虑了这些因素的变形例的D/A变换电路5200。在D/A变换电路5200中，变换电容Cx11～Cx16的一边的极板与变换基准配线5118而不是共同电位配线5119连接。另外，变换电容Cx11～Cx16的另一边的极板通过模拟开关Tb11～Tb16与变换基准配线5118连接。除此之外，和图26所示的D/A变换电路5100相同。
按照该D/A变换电路5200，在数字信号D11～D16为低电平(断开)时，将电位Vxs供给变换电容Cx11～Cx16，但是，由于这些电容的两极板间没有电位差，所以，不积蓄电荷。在数字信号D11～D16为高电平(接通)时，在变换电容Cx11～Cx16上，由于电位Vx11～Vx16与电位Vxs之间的电位差而积蓄电荷。其他动作与D/A变换电路5100相同，所以，说明从略。
(实施例5)
图34是本发明实施例5的D/A变换电路5300。在图27所示的液晶显示装置用的驱动电路5050中，该D/A变换电路5300取代D/A变换电路5100使用。这时，液晶显示装置的驱动方法和实施例4一样。另外，对于和实施例4相同的结构，标以相同的符号，并省略其说明。
在图26所示的D/A变换电路5100中，为了供给构成公比为2的等比数列的电位Vx11～Vx16，设置变换选择配线5110～5115。与此相反，在图34所示的D/A变换电路5300中，电阻Rx11～Rx16串联连接在高电位配线5310与低电位配线5312之间。
高电位一侧的电位VxH加到高电位配线5310上，低电位一侧的电位VxL加到低电位配线5312上。电阻Rx11～Rx16的各电阻值构成公比为2的等比数列，以使实施例4中的电位Vx11～Vx16中的最高的电位Vx16与高电位一侧的电位VxH相等，使实施例4中的最低电位Vx11与低电位一侧的电位VxL相等。这样，在本实施例中，也可以将与实施例4相等的电位Vx11～Vx16作为分压电压从各电阻Rx11～Rx16间取出。
在本实施例中，和实施例4一样，可以实现数字输入与模拟输出值的线性关系。
在本实施例中，设置1组高电位配线5310和低电位配线5312，但是，通过设置2组以上的高电位配线和低电位配线并分别加上不同的电位、将多个电阻与其串联连接，就可以联合使用实施例4和实施例5。
(实施例6)
图35是本发明实施例6的D/A变换电路5400。在图27所示的液晶显示装置用的驱动电路5050中，该D/A变换电路5400也取代D/A变换电路5100使用。这时，液晶显示装置的驱动方法和实施例4相同。另外，对于和实施例4相同的结构，标以相同的符号，并省略其说明。
为了供给多个电位Vx11～Vx16，图26所示的D/A变换电路5100设置1条变换脉冲配线5116和多条变换选择配线5110～5115。与此相反，在图35所示的D/A变换电路5400中，为了供给多个电位，具有多条变换脉冲配线5410～5415和1条变换选择配线5420。
概括地讲，在图35的电路，后级的锁存电路B11～B16的信号在与对应的变换脉冲配线5410～5415的变换脉冲XP1～XP6求逻辑积后输入到模拟开关Ta11～Ta16。模拟开关Ta11～Ta16连接为控制变换选择配线5420对变换电容Cx11～Cx16的输出。
同时，锁存电路B11～B16的信号在取反后，与对应的变换脉冲xP1～XP6求逻辑积并输入模拟开关Tb11～Tb16。
图36是应用上述D/A变换电路5400的液晶显示装置的驱动方法。数字输入D11～D16和采样脉冲SR与实施例4相同。电位Vx加到变换选择配线5420上，在消隐期间随时间而变化。变换脉冲XP1～XP6加到多个变换脉冲配线5410～5415上。
下面，参照图35和图36，说明本实施例的液晶显示装置的驱动电路的动作。如图所示，与电位Vx的变化同步地输入变换脉冲XP1～XP6，所以，可以选择输出指定的电位Vx11～Vx16。并且，如果与数字输入D11～D16相应地使模拟开关Ta11～Ta16导通，则上述选择输出的电位Vx11～Vx16就供给变换电容Cx11～Cx16，从而积蓄电荷。或者，如果模拟开关Tb11～Tb16导通，则电位Vcom供给变换电容Cx11～Cx16，从而不积蓄电荷。这样，便可取出指定的模拟输出Vout。
在本实施例中，也可以实现和实施例4相同的效果。
作为变形例，也可以将随时间而变化的变换选择电位加到多个变换选择配线上。
(实施例7)
图37是本发明实施例7的D/A变换电路5500。在图27所示的液晶显示装置用的驱动电路5050中，该D/A变换电路5500也取代D/A变换电路5100使用。这时，液晶显示装置的驱动方法和实施例4相同。另外，对于和实施例4相同的结构，标以相同的符号，并省略其说明。
实施例7是选择多个电位、同时使变换电容的电容值不同而获得指定的模拟输出电压的实施例。在图37中，形成3个变换选择配线5510～5512。变换电容Cx51～Cx56的电容值满足下式。
Cx51∶Cx52∶Cx53∶Cx54∶Cx55∶Cx56＝1∶2∶1∶2∶1∶2
图38是实施例7的变换电容Cx51～Cx56、基准电容Cs1的电容值和电位Vx11～Vx13以及电位Vxs的值。电位Vx11、电位Vx12或Vx13分别供给变换电容Cx51和Cx52、Cx53和Cx54、Cx55和Cx56。
在本实施例中，也可以获得和实施例4相同的效果。
(实施例8)
图39是实施例8的液晶显示装置的驱动方法。在本实施例中，液晶显示装置的驱动电路和D/A变换电路与实施例4或实施例5相同。
在图30所示的驱动方法中，在选择期间Ts中，在数字输入D11～D16和采样脉冲SP的输入结束后，进入消隐期间。并且，锁存脉冲LP从截止电位成为导通电位后，再次成为截止电位。其次，变换脉冲XP从截止电位成为导通电位后，再次成为截止电位。然后，耦合脉冲CP从截止电位成为导通电位后，再次成为截止电位。
这里，必须满足如下条件。这就是，锁存脉冲LP的输入是在数字输入D11～D16和采样脉冲SP的输入结束之后，变换脉冲XP的输入是在锁存脉冲LP的输入结束之后，耦合脉冲CP的输入是在变换脉冲XP的输入结束之后。
只要满足这一条件，不论在选择期间Ts还是消隐期间Tb，变换脉冲XP和耦合脉冲CP的通/断都可以进行。另外，锁存脉冲LP和耦合脉冲CP的输入期间也可以重复。
因此，为了使向变换电容Cx11～Cx16和基准电容Cs1的充电以及变换电容Cx11～Cx16保持的电荷向基准电容Cs1的供给都充分地进行，最好使变换脉冲XP的导通期间的长度和耦合脉冲CP的导通期间的长度为最佳长度。
特别是，与选择期间Ts相比，消隐期间Tb短时，如果在消隐期间Tb中使变换脉冲XP的导通电位结束，则向变换电容Cx11～Cx16的充电和向基准电容Cs1的充电就有可能不充分。
因此，在本实施例中，通过使变换脉冲XP的导通电位结束在选择期间Ts中进行，便可充分地对它们进行充电。
在本实施例中，也可以获得和实施例4相同的效果。
本实施例不仅可以适用于将电位Vx11～Vx16通过多条变换选择配线或分压电阻进行供给的情况，而且也可以适用于将随时间变化的电位加到1条变换选择配线上的情况。
(实施例9)
图40是本发明实施例9的D/A变换电路5600。在图27所示的液晶显示装置用的驱动电路5050中，该D/A变换电路5600也是取代D/A变换电路5100使用。这时，液晶显示装置的驱动方法和实施例4相同。另外，对于和实施例4相同的结构，标以相同的符号，并省略其说明。
薄膜晶体管(特别是通过低温过程制造的多晶硅薄膜晶体管)截止时的漏电流大。因此，在本实施例中，将由薄膜晶体管构成的一对模拟开关Ta11～Ta16串联连接。按照该结构，可以减小截止时的漏电流，另外，也可以利用另一边的薄膜晶体管对一边的薄膜晶体管突发性的截止特性的恶化进行补偿。
在本实施例中，也可以获得和实施例4相同的效果。
作为变形例，对于模拟开关Tb11～Tb16、Tc11～Tc16和Ts或者图27所示的移位寄存器5020、锁存电路A11～A16和B11～B16等所有的元件，可以考虑将2个薄膜晶体管串联连接。另外，也可以考虑将3个以上的薄膜晶体管串联连接的结构。
(实施例10)
图41是本发明实施例10的D/A变换电路5700。在图27所示的液晶显示装置用的驱动电路5050中，该D/A变换电路5700也是取代D/A变换电路5100使用。这时，液晶显示装置的驱动方法和实施例4相同。另外，对于和实施例4相同的结构，标以相同的符号，并省略其说明。
利用薄膜(特别是通过低温过程制造的多晶硅薄膜)形成的MOS型晶体管不仅阈值电压高，而且导通时的充电电流小。并且，n沟道型晶体管在导通时，正的电位加到栅极上，所以，源极或漏极的电位高，该电位与栅极的电位之差小，从而动作速度慢。另外，p沟道型晶体管在导通时，负的电位加到栅极上，所以，源极或漏极的电位低，该电位与栅极的电位之差小，从而动作速度慢。
因此，在实施例10中，采用n沟道的晶体管和p沟道的晶体管并联连接的CMOS结构的模拟开关Tb71～Tb76。并且，不论源极或漏极的电位如何，都可以获得良好的充电特性。
在本实施例中，也可以获得和实施例4相同的效果。
CMOS结构对模拟开关Ta11～Ta16、Tc11～Tc16和Ts或图27所示的移位寄存器5020、锁存电路A11～A16和B11～B16等所有的元件都可以适用。
(实施例11)
图42A和图42B是实施例11的液晶显示装置的驱动方法。在本实施例中，液晶显示装置的驱动电路和D/A变换电路与实施例4相同。
图42A是电位Vx11～Vx16、Vxs、Vcom的供给方式，图42B示出了这些电位。变换电容Cx11～Cx16都相等，全部为1.0pF，基准电容Cs1为2.0pF。
在本实施例中，电位Vx11～Vx16和电位Vxs每隔1画面并且每隔1水平扫描线而极性反相、每隔1信号线进行不反相的驱动。电位Vcom也与电位Vx11～Vx16和Vxs同步地进行极性反相。但是，是逆极性的反相。
本实施例的特征在于，电位Vcom发生极性反相。该电位Vcom加到夹持液晶的电极的1个极板上。输出端子5102a(参见图26)的模拟输出Vout加到电极的另一个极板上。通过电位Vcom发生极性反相，可以形成两电极间的电位差。该电位差成为液晶驱动所需要的电压的一部分。因此，在需要偏置电压时，数字输入值为0时的模拟输出Vout可以很小。即，可以减小加到基准电容Cs1上的电压。
在本实施例中，电位Vcom的单边振幅为1V，电位Vxs为0V。
如果进一步提高电位Vcom的振幅，为了获得相同的D/A变换特性，必须反相驱动电位Vxs。电位Vxs的反相与电位Vx11～Vx16是逆极性。另外，通过调整电位Vcom、Vxs的振幅，可以降低电源电压的电压值和电压电平。
在本实施例中，也可以获得和实施例4相同的效果。
(实施例12)
图43是实施例12的液晶显示装置的驱动方法。在本实施例中，液晶显示装置的驱动电路及D/A变换电路和实施例4相同。
图43A是电位Vx11～Vx16、Vxs和Vcom的供给方式，图43B示出了电位Vx11～Vx16、Vxs和Vcom的值。在本实施例中，电位Vx11～Vx16和Vxs每隔1画面并且每隔1水平扫描线而进行反相，每隔1信号线进行不反相的驱动。电位Vcom是恒定电位。
本实施例的特征在于，电位Vx11～Vx16和电位Vxs相互相位相反地发生极性反相。因此，在图26所示的D/A变换电路5100中，基准电容Cs1积蓄的电荷与变换电容Cx11～Cx16积蓄的电荷极性相反。并且，如果基准电容Cs1的电荷与变换电容Cx11～Cx16的电荷合成，总电荷便减少，从而可以进行与迄今为止的加法式不同的所谓减法式的D/A变换。
图44是本实施例的D/A变换特性。由于是减法式，所以，斜率与图29所示的特性相反，但是，由图可知，对所有的数字输入值(0～63)，在1V～5V的范围内，模拟输出实现了完全的线性。
在本实施例中，也可以获得和实施例4相同的效果。
在本实施例中，通过调整电位Vcom和Vxs的振幅，可以降低电源电压的电压值和电压电平。下面，参照图45A和图45B说明该例子。
图45A是实施例12的变形例中电位Vx11～Vx16、Vxs和Vcom的供给方式，图45B是电位Vx11～Vx16、Vxs和Vcom的值。如图所示，电位Vcom也与电位Vx11～Vx16和变换基准电位Vxs同步地发生极性反相。另外，电位Vcom的极性反相与电位Vxs的极性反相是相位相反的。
对于实施例11，如上所述，电位Vcom加在夹持液晶的电极的1个极板上，负担驱动所需要的一部分电压。因此，在该变形例中，由于发生极性反相的电位Vcom加到电极的1个电极上，所以，加在另一个电极上的电位Vxs可以很小。具体地说，就是电位Vcom的振幅为3V，电位Vxs的振幅是反极性的8V。与图43所示的值相比，该值是非常小的值，对降低电力消耗是有效果的。
本发明的液晶显示装置不仅包括直视式的而且包括投影式的。
另外，本发明的D/A变换电路也可以适用于光快门那样的众所周知的液晶光学装置。
(实施例12)
图46A～图46C示出了本发明的信号线预充电方法的实施例12的特征。
在图46A中，参考符号6010是与信号线(S)和扫描线(H)连接的开关元件(TFT)，参考符号6020是液晶。图像信号通过信号线(S)传递给液晶6020，按照该图像信号进行显示。为了防止液晶的老化，或者为了提高显示特性，使图像信号的极性周期地发生反相。
所谓「图像信号的极性」，对于有源矩阵式的液晶屏，是指图像信号相对于振幅中心的极性。以后，简单地称为「图像信号的极性」。
作为图像信号的极性反相的方式，有图47A、图47B所示的方式。图47A、图47B对由信号线(S1～S3)和扫描线(H1～H3)特定的9个液晶单元示出了驱动的极性，「+」表示正极性，「-」表示负极性。图47A表示按扫描线进行反相驱动，在本说明书中，称为「扫描线反相驱动」。另外，图47B表示既进行扫描线反相也进行按信号线的反相驱动。在本说明书中，将按信号线的反相驱动称为「信号线反相驱动」。
信号线预充电在供给图像信号之前进行，该预充电电压的极性与图47A、图47B所示的液晶的反相驱动的极性对应地周期地变化。
在本实施例中，预先准备第12预充电电位(高电平电位)Vpca和第12预充电电位(低电平电位)Vpcb，通过适当地切换开关(SW)，在进行极性反相的同时对信号线(S)进行预充电，以使与图像信号的极性一致。即，信号线(S)的电位变化例如如图46B所示的那样周期地变化(周期T1)。
另外，预充电线L1、L2的寄生电容(等效电容)C22、C23的电容值可以远远大于信号线(S)的寄生电容(等效电容)C21，最好使C22、C23的电容值增大到可以将C21忽略不计的程度。
通过与图48所示的对比例的结构进行比较，即可明白本实施例的预充电方法的效果。
作为图48的对比例的液晶显示装置，例如是特开平7-295521号公报所登载的装置，如图所示，从端子6702输入预充电信号(周期地变化的脉冲信号)6704，通过配线L6和开关(SW100～SW104)供给信号线S1～S4，进行预充电。参考符号6700是开关控制电路。
在该图48的对比例中，有如下缺点：
①由于必须对用于传递预充电信号6704的配线L6进行充放电，所以，在使预充电实现高速化时，电力消耗将增大。
②随着液晶屏的大型化，配线L6的长度增长，寄生电容C24增大，所以，该配线的时间常数将增大，预充电用的脉冲变钝，从而，预充电的正确性(精度)将降低(发生亮度倾斜)。另外，随着显示图像的高精细化，配线L6的驱动频率也必须提高，从而将增大驱动电路的负担。
③由于只有1条配线L6，所以，采用按线顺序驱动并且按信号线使极性反相的驱动(信号线反相驱动)方式时，就不能进行预充电。
与此相反，在本实施例的预充电方法中，采用预先准备不同的直流电位、通过适当地切换开关而与液晶的反相驱动的极性对应地将所希望的直流电位与信号线连接的新的方式。
按照这一方式，有以下效果：
①伴随预充电的充放电可以只是信号线(图46A的电容C21)，即使高速化时也可以抑制电力消耗的增大。
②由于不发生在对比例中所看到的、由用于将预充电信号传递到信号线的配线的电容引起的预充电信号变钝的现象，所以，可以将正确的电压加到信号线上，因此，可以提高预充电的(稳定性)精度。如果使预充电线L1、L2的寄生电容(等效电容)C22、C23的电容值远远大于信号线(S)的寄生电容(等效电容)C21，可以进一步提高预充电的精度。另外，不发生由配线的电容引起的预充电信号变钝的现象，与预充电的高速化有关。
③只要适当地控制开关的操作，就可以自由地与各种反相驱动方式对应。
关于本实施例的上述②的效果，下面，使用图46C更具体地进行说明。本实施例的信号线的预充电的情况，可以用信号线(S)的寄生电容C21与预充电线L1或L2的寄生电容(C22或C23)之间的电荷的移动进行说明。
现在，如图46C所示，假定电容C21用电压V1进行充电，电容C22用电压V2进行充电。这时，电容C21的积蓄电荷QA为QA＝C21·V1，电容C22的积蓄电荷QB为QB＝C22·V2。假定电容C21、C22的电容值为「C21」、「C22」，另外，假定电容C21的开关一侧的端子的电位为VX，电容C22的开关一侧的端子的电位为VC(与预充电电位相当)。
在该状态下，如果将开关SW闭合，就发生电荷的移动，从而电容C21的开关SW一侧的端子的电位V(与信号线的电位相当)发生变化。与此相应地，假定电容C21的积蓄电荷变化为QA’，电容C22的积蓄电荷变化为QB’。
这时，由于开关的总电荷量不变化，所以，QA+QB＝QA’+QB’成立。根据这一关系求电容C21的开关SW一侧的端子的电位V，则得
V＝(C21VX+C22VC)/(C21+C22)        (1)
这里，电容C22的电容值「C22」远远大于电容C21的电容值「C21」，假定电容C21可以忽略不计。于是，(1)式可以近似地表示为V＝VC。即，信号线的电位(V)与预充电电位VC(＝Vpca，Vpcb)基本上一致。
根据上述说明可知，按照本实施例的预充电方法，可以提高信号线的预充电精度。通常，预充电线的电容大，但是，作为进一步增大该电容的方法，例如可以考虑将利用TFT10的栅极氧化膜构成的电容与预充电线L1、L2并联连接的方法。
(实施例13)
图49A和图49B示出了本发明的信号线预充电方法的实施例13。
本实施例的基本动作和图46A～图46C相同。但是，在本实施例中，将预先准备的预充电用电位VA、VB的值设定得高于信号线的实际的预充电电位PV1、PV2，通过控制信号线与预充电线的连接时间来控制电荷的移动量(电荷的积分值＝电流量)，将信号线预充电到所希望的电位。
在本实施例中，如图50所示，开关SW根据从PWM电路6060输出的脉冲的脉冲宽度，控制与信号线(S)的连接时间。定时控制电路6070的定时信号和脉冲宽度控制信号PCS输入PWM电路6060。
下面，使用图49A、图49B说明本实施例的预充电动作。如图49A所示，考虑根据扫描线反相驱动顺序将象素6022、6024、6026进行「黑」显示的情况。
如图49B所示，设正极性的黑电平为「B1」、负极性的黑电平为「B2」时，则正极性的预充电用电位VA、负极性的预充电用电位VB分别设定得大于各黑电平B1、B2的绝对值。
即，预先增大信号线与预充电用电位的电位差，使信号线的充放电实现高速化。在达到黑电平B1、B2的时刻，如果将图50的开关SW断开，便如图49B的下侧所示的那样，预充电所需要的期间就成为「T2」、「T2」，比图46的情况短。
所谓「预充电用电位」的术语，就是为了进行预充电而准备的电位与信号线实际预充电时的电位不同。
(实施例14)
(液晶显示装置的电路结构)
图51是采用在上述实施例12中说明的预充电方法(图46)的有源矩阵式液晶显示装置的一例。
如图52所示，作为图51的液晶显示装置的信号线(液晶)的驱动方式，采用「线顺序驱动和扫描线反相驱动方式」，另外，如图53所示，信号线的预充电采用在此之前的消隐期间统一进行的方式。
在图52中，上侧标注的「+」和下侧标注的「+」表示驱动和预充电的极性，另外，用虚线包围这些「+」的意义是表示，不是按点顺序而是按线顺序统一地供给电压。在其他图上，也进行了同样的标注。
信号线驱动电路6100具有移位寄存器6110、用于对图像信号(Vsig)进行采样的采样开关6120、第1和第2锁存器6130、6140和D/A变换器6150。由D/A变换器6150的各输出驱动信号线S1～S2n。
扫描线H1、H2、…由扫描线驱动电路6200驱动。扫描线成为高电平时，TFT12导通，图像信号通过信号线S1～S2n中的某一信号线供给液晶6022。
信号线预充电电路6300具有开关控制电路6320和分别施加预充电用电位Vpca、Vpcb的预充电线L1、L2(和图46一样)，开关控制电路6320输出控制信号PC1a、PC1b、PC2a、PC2b、…、PC2na、PC2nb，用于控制对每一信号线设置2个的开关SW1a、SW1b、SW2a、SW2b、…、SW2na、SW2nb的通断。
在本实施例的预充电电路的结构中，值得注意的是，用2个开关(例如，对信号线S1，是开关SW1a、SW1b)构成图46A的开关SW，将带脚标「a」的开关与高电平的预充电用电位Vpca连接，将带脚标「b」的开关与低电平的预充电用电位Vpcb连接，利用从开关控制电路6320输出的控制信号PC1a～PC2nb辅助地控制各开关的通/断。
(驱动和预充电的定时)
如上所述，在图51的液晶显示装置中，进行图52所示的驱动和预充电，其时序图示于图53。
在图53中，「BL1st」表示第1个水平消隐期间，「BL2nd」第2个水平消隐期间，「H1st」表示第1个水平选择期间，「H2nd」表示第2个水平选择期间。
信号线S1～S2n在水平选择期间成为有源状态(在图53中，用高电平表示该状态)，在该期间供给图像信号。
信号线的预充电在水平选择期间之前的水平消隐期间进行。
即，在第1个水平消隐期间(BL1st)，开关控制电路6320输出的开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2na、PC2nb中，带脚标「a」的控制信号在时刻t1同时成为高电平，与此相应地，开关SW1a、SW2a、…、SW2na导通，各信号线S1～S2n预充电到和高电平的预充电用电位Vpca相同的电位。
在第2个水平消隐期间(BL2nd)，与扫描线反相驱动对应地，开关控制电路6320输出的开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2na、PC2nb中，带脚标「b」的控制信号在时刻t2同时成为高电平。与此相应地，开关SW1b、SW2b、…、SW2nb导通，各信号线S1～S2n预充电到和低电平的预充电用电位Vpcb相同的电位。
这样，便可进行高速而高精度的信号线预充电，从而可以提高液晶显示装置的显示品质。
(预充电电路的具体结构)
如果使用例如图54那样的结构，便可很容易地生成图53所示的切换高电平/低电平的开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2na、PC2nb。在图54中，在开关控制电路6320内，例如设置可编程序逻辑器件等，利用由连线决定的程序控制生成的脉冲信号的极性。
即，用于输出开关控制信号PC1a、PC2a、PC3a、PC4a、…的端子与门电路G1的输出端连接。用于输出开关控制信号PC1b、PC2b、PC3b、PC4b、…的端子与门电路G2的输出端连接。
在使能信号EN成为有源信号时，各门电路G1、G2可以生成脉冲，在第1个水平消隐期间(BL1st)，将指定宽度的正极性的脉冲输入门电路G1的输入端子6420，门电路G2的输入端子6430保持为0电平。在第2个水平消隐期间(BL2nd)，门电路G1的输入端子6420保持为0电平，将指定宽度的正极性的脉冲输入门电路G2的输入端子6430。通过反复进行这样的动作，便可生成图53那样的开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2ha、PC2nb。
在图54的上侧，示出了图51的开关SW1a、SW1b、SW2a、SW2b等具体的结构例。各开关由n型MOS晶体管(TFT)6400、p型MOS晶体管(TFT)6402和反相器6404构成。构成开关的TFT6400、6402最好通过和液晶矩阵的开关元件(图51的参考符号12)共同的制造过程，在同一基片上生成。关于液晶屏用基片的具体结构，后面再作介绍。
在图51中，作为液晶屏的驱动电路，是使用数字驱动器，但是，并不限于此，同样也可以使用模拟驱动器。
(实施例15)
在本实施例中，是在图51的液晶显示装置中进行图55所示的驱动和预充电。即，在本实施例中，除了进行「按线顺序驱动和按扫描线反相驱动」外，进而还采用进行「信号线反相驱动」的方式，并且采用在此之前的消隐期间统一进行信号线的预充电的方式。
图55是表示本实施例的预充电动作的时序图。
为了使预充电用电位的极性按与信号线反相驱动的极性对应地进行预充电的各扫描线进行反相，使图51的开关SW1a、SW1b、SW2a、SW2b等交替地操作。在水平选择期间之前的水平消隐期间进行信号线的预充电。
在第1个水平消隐期间(BL1st)，对于奇数号的扫描线，如图55所示，从图51的开关控制电路6320输出的开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2na、PC2nb中带脚标「a」的控制信号在时刻t3同时成为高电平。与此相应地，开关SW1a、SW3a、…导通，奇数号的信号线S1、S3、S5、…、S2n-1预充电到和高电平的预充电用电位Vpca相同的电位。
另一方面，对于偶数号的扫描线，开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2na、PC2nb中带脚标「b」的控制信号在相同的时刻t3同时成为高电平。与此相应地，偶数号的开关SW2b、SW4b、…导通，偶数号的信号线S2、S4、…、S2n预充电到和低电平的预充电用电位Vpcb相同的电位。
在第2个水平消隐期间(BL2nd)，反过来进行与扫描线反相驱动对应的、上述偶数号的扫描线的开关操作和奇数号的扫描线的开关操作。
如果使用例如图56那样的结构，便可很容易生成按扫描线切换高电平/低电平的开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2na、PC2nb。在图56中，在开关控制电路6320内，例如设置可编程序逻辑器件等，利用由连线决定的程序控制生成的脉冲信号的极性。
即，用于输出开关控制信号PC1a、PC2b、PC3a、PC4b、…的端子与门电路G1的输出端连接。用于输出开关控制信号PC1b、PC2a、PC3b、PC4a、…的端子与门电路G2的输出端连接。
在使能信号EN成为有源信号时，各门电路G1、G2可以生成脉冲，在第1个水平消隐期间(BL1st)，将指定宽度的正极性的脉冲输入门电路G1的输入端子6420，门电路G2的输入端子6430保持为0电平。在第2个水平消隐期间(BL2nd)，门电路G1的输入端子6420保持为0电平，将指定宽度的正极性的脉冲输入门电路G2的输入端子6430。通过反复进行这样的动作，便可生成图57那样的开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2na、PC2nb。
按照本实施例，和前面所述的实施例一样，可以进行高速而高精度的信号线预充电，从而可以提高液晶显示装置的显示品质。另外，由于进行信号线反相起动，所以，还可以减少液晶显示的横串音。
在图54和图56中，用于生成开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2na、PC2nb的配线的连线状态不同。如果使用例如图58所示的电路，在电气上就容易进行这种连线状态的改变。
即，图58的结构是图54及图56所示的结构的发展，具有门电路G1～G4、开关SW2000及2100、SW2200、SW2300和选择信号输入端子6435等。
并且，当高电平的选择信号输入选择信号输入端子6435时，就可以生成图53所示的不发生信号线反相时的开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2na、PC2nb。
另一方面，当低电平的选择信号输入选择信号输入端子6435时，就可以生成图55所示的发生信号线反相时的开关控制信号PC1a、PC1b、…、PC2na、PC2nb。
(实施例16)
下面，使用图59～图61说明实施例16。
(液晶显示装置的结构)
图59是本实施例的液晶显示装置的结构的简要情况。该液晶显示装置采用点顺序驱动方式，为了驱动各信号线，设置移位寄存器6500和开关KW1～KW(2n)。开关KW1～KW(2n)的开关由从移位寄存器6500顺序输出的控制信号SR1～SR2n进行控制。图像信号Vsig从端子6002供给。信号线预充电电路的结构和图51相同。
(驱动和预充电的方式)
如图60所示，在本实施例中，采用进行「点顺序的信号线反相驱动」和「扫描线反相驱动」的方式，并且采用在此之前的消隐期间统一进行信号线的预充电的方式。
在图60的上侧，倾斜地标注着「+」、「-」，这表示是点顺序驱动。这种表示方法在其他图中也一样。
(驱动和预充电的定时)
如图61所示，在第1个水平消隐期间(BL1st)，在时刻t5统一进行预充电。在第2个水平消隐期间(BL2nd)，在时刻t6统一进行预充电。在预充电后的水平选择期间，从移位寄存器6500顺序输出控制信号SR1～SR2n，开关KW1～KW(2n)顺序导通，进行信号线的驱动。
(实施例17)
下面，使用图62～图64说明本发明的实施例17。
(驱动和预充电的方式)
如图62所示，在本实施例中，采用进行「点顺序的信号线反相驱动」和「扫描线反相驱动」的方式，并且，信号线的预充电也与此对应地采用以点顺序形式进行的方式。由于信号线预充电在各扫描线的驱动之前进行，所以，从预充电到信号线驱动的时间，在所有的各信号线中都相同，因此，可以进行更高精度的预充电。
(液晶显示装置的结构)
图62是本实施例的液晶显示装置的结构的简要情况。该液晶显示装置和图59的情况相同，采用点顺序驱动方式，信号线驱动电路的结构和图59相同。
但是，在本实施例中，在预充电也以点顺序形式进行的信号线预充电电路6300内，也设置移位寄存器6324。该移位寄存器6324与信号线驱动电路的移位寄存器6500对应。并且，将指示各移位寄存器的动作开始的信号(起动信号)ST直接输入移位寄存器6324。另一方面，通过延迟电路6504少许延迟后，输入移位寄存器6500。
设置在信号线预充电电路6300内的开关控制电路6320根据从移位寄存器6324顺序输出的脉冲生成并输出开关控制信号PC1a～PC2nb，从而进行信号线预充电。
例如，如图64所示，开关控制电路6320具有切换开关SW1000、SW1100、SW1200、SW1300、SW1400、…，通过适当地切换这些开关，便可将从移位寄存器6324输出的脉冲作为高电平的开关控制信号而输出。
(驱动及预充电的定时)
如图65所示，在控制用于驱动信号线的开关KW1～KW(2n)的打开/关闭的控制信号SR1～SR2n成为激活信号(高电平)之前，对各信号线顺序进行预充电。
例如，在第1个水平消隐期间(BL1st)，对于信号线S1，在「SR1」成为高电平的时刻t9之前，信号线预充电电路的开关控制信号PC1a在时刻t6成为高电平，并进行预充电。同样，对于信号线S2，在时刻t7进行预充电，对于信号线S3，在时刻t8进行预充电。同样，在第2个水平消隐期间(BL2nd)，在时刻t12、t13、t14顺序进行预充电。即，在水平消隐期间和水平选择期间，以点顺序形式进行预充电。
(实施例18)
下面，使用图66和图67说明本实施例的液晶显示装置。
本实施例的特征在于：每隔1水平选择期间，使预充电用电位Vpca、Vpcb的电平反相。这样，就是使信号线预充电电路6300内的开关为SW1a、SW2b、SW3a、SW4b、…、SW2nb，将开关数减为上述实施例的一半。这样，开关的结构便可简化，从而可以实现信号线预充电电路6300的小型化。
如图67所示，预充电用电位Vpca、Vpcb的电平周期地反相，在1水平选择期间(和此前的1消隐期间)内，预充电用电位Vpca、Vpcb的电平是一定的，这一点和上述实施例相同。即，在本发明中，至少在「1水平选择期间(和此前的1消隐期间)」，预充电用电位Vpca、Vpcb的电平是一定(即直流)的。
(实施例19)
图68是本发明实施例19的液晶显示装置。
本实施例的特征在于：图62的装置中的信号线预充电电路6300内的移位寄存器6324和为了驱动信号线而使用的移位寄存器6500成为同一个移位寄存器。
这样，预充电电路的结构便可简化。
在图68中，参考符号6600是信号线驱动电路兼预充电电路。开关控制电路6614与移位寄存器6620的动作同步，适当地切换开关6040。将图像信号Vsig输入到端子6008。
移位寄存器6620的输出「D21」使SW50导通，进行信号线S1的预充电。
其次，移位寄存器6620的输出「D22」使开关「SW51」导通，将图像信号Vsig供给「信号线S1」。另外，移位寄存器6620的输出「D22」同时使开关SW52导通，进行「信号线S2」的预充电。以后，同样，同时进行将图像信号Vsig供给信号线和进行下一个信号线的预充电。
在本实施例中，预充电和图像信号的供给是只隔1行，但是，并不限于此，也可以相隔更多行进行。
(实施例20)
图70～图69是液晶显示装置(液晶屏用基片)的整个结构的简要情况。
如图69所示，液晶显示装置由背照光7000、偏振片7200、TFT基片7300、液晶7400、对置基片(滤色器基片)7500和偏振片7600构成。
在本实施例中，如图70所示，在TFT基片7300上形成驱动电路7310。驱动电路7310包括信号线驱动电路7305、扫描线驱动电路7320和信号线预充电电路7330。另外，在TFT基片7300上形成扫描线W1～Wn、信号线D21～Dn和象素部的TFT。这些电路最好使用共同的制造过程(例如，低温多晶硅过程)形成。
并且，如图71所示，液晶7400封入到TFT基片7300与对置基片7500之间。参考符号7520、7522是定向膜。
上面，说明了本发明的实施例，但是，本发明不限于上述实施例，可以有各种变形和应用。例如，对于使用图72、图73所示的同时驱动多条信号线的驱动方式的情况，也可以应用本发明。
在图72中，7条信号线6112a～6112g是属于1个系列的信号线，这些信号线被同时驱动。即，采样装置6106a～6106g根据信号线驱动电路6100的定时信号同时导通，同时取入并列的图像信号VD1～VD6。在图72中，定时电路时钟6025生成并输出决定各电路的动作定时的定时信号。另外，相展开电路6032根据基准时钟对模拟图像信号VIDEO进行采样，并列地输出多个相展开信号，将一定象素的信息展开成具有基准时钟的整数倍的数据长度的象素数据。另外，放大反相电路34将图像信号周期地反相并放大。
图73是采样装置6106a～6106g和信号线驱动电路6100的具体的结构例。信号线驱动电路6100基本上以构成3个CMOS反相器的同步脉冲(クロツクド)反相器为单位而构成，各采样装置6106a～6106g由n型MOS晶体管构成。
本发明如图46A所示，是通过切换开关来控制与预充电用电位的连接/非连接的简单的方式，因此，对于采用图72、图73那样的驱动方式的情况，也可以顺利地对应。即，可以与各种驱动方式对应地进行正确而高速的信号线预充电。
另外，本发明不仅可以应用于使用TFT的有源矩阵式液晶显示装置，而且也可以应用于使用MIM元件作为开关元件以及使用STN液晶的无源式液晶等。

Claims (35)

1.一种预充电的方法，在供给图像信号之前对具有多条扫描线、多条信号线和与各扫描线和各信号线连接的开关元件的有源矩阵式显示装置的上述信号线进行预充电，该信号线预充电方法的特征在于：对每1条信号线预先准备用于将多种预充电用直流电位有选择地与上述信号线连接的开关；切换上述开关，使上述信号线与某一上述预充电用直流电位连接，籍此，以与和上述图像信号的振幅的中心电位对应的极性相同的极性对上述信号线进行预充电。
2.按权利要求1所述的信号线预充电方法，其特征在于：对上述各电位准备分别保持为上述预充电用直流电位的配线。
3..按权利要求2所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述各配线间的等效电容大于上述各信号线间的等效电容。
4..按权利要求1所述的信号线预充电方法，其特征在于：每隔1条或多条扫描线，使预充电的极性随时间反相。
5.按权利要求2所述的信号线预充电方法，其特征在于：每隔1条或多条扫描线，使预充电的极性随时间反相。
6.按权利要求3所述的信号线预充电方法，其特征在于：每隔1条或多条扫描线，使预充电的极性随时间反相。
7.按权利要求1～6的任一权项所述的信号线预充电方法，其特征在于：按线顺序驱动有源矩阵式显示装置时，每隔1条或多条信号线，使预充电的极性随时间反相。
8.按权利要求1～6的任一权项所述的信号线预充电方法，其特征在于：按点顺序驱动有源矩阵式显示装置时，每隔1条或多条信号线，使预充电的极性随时间反相。
9.按权利要求4～6的任一权项所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述信号线预充电在水平选择期间之前的水平消隐期间，至少对某一信号线在某一期间同时进行。
10.按权利要求7所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述信号线预充电在水平选择期间之前的水平消隐期间，至少对某一信号线在某一期间同时进行。
11.按权利要求8所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述信号线预充电在水平选择期间之前的水平消隐期间，至少对某一信号线在某一期间同时进行。
12.按权利要求1～6的任一权项所述的信号线预充电方法，其特征在于：按点顺序驱动有源矩阵式显示装置时，在上述点顺序驱动之前的水平消隐期间和水平选择期间，按指定的定时顺序切换与上述各信号线连接的上述开关，以此进行信号线的预充电。
13.按权利要求1、2、3、4、5或6所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述多种预充电用直流电位分别是与上述图像信号的灰度电平相当的电位。
14.按权利要求7所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述多种预充电用直流电位分别是与上述图像信号的灰度电平相当的电位。
15.按权利要求8所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述多种预充电用直流电位分别是与上述图像信号的灰度电平相当的电位。
16.按权利要求9所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述多种预充电用直流电位分别是与上述图像信号的灰度电平相当的电位。
17.按权利要求10所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述多种预充电用直流电位分别是与上述图像信号的灰度电平相当的电位。
18.按权利要求11所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述多种预充电用直流电位分别是与上述图像信号的灰度电平相当的电位。
19.按权利要求12所述的信号线预充电方法，其特征在于：上述多种预充电用直流电位分别是与上述图像信号的灰度电平相当的电位。
20.按权利要求1、2、3、4、5或6所述的信号线预充电方法，其特征在于：通过控制上述开关与上述信号线的连接时间，调整上述信号线的充放电的电流量，以此将上述信号线预充电到指定的电压电平。
21.按权利要求7所述的信号线预充电方法，其特征在于：通过控制上述开关与上述信号线的连接时间，调整上述信号线的充放电的电流量，以此将上述信号线预充电到指定的电压电平。
22.按权利要求8所述的信号线预充电方法，其特征在于：通过控制上述开关与上述信号线的连接时间，调整上述信号线的充放电的电流量，以此将上述信号线预充电到指定的电压电平。
23.按权利要求9所述的信号线预充电方法，其特征在于：通过控制上述开关与上述信号线的连接时间，调整上述信号线的充放电的电流量，以此将上述信号线预充电到指定的电压电平。
24.按权利要求10所述的信号线预充电方法，其特征在于：通过控制上述开关与上述信号线的连接时间，调整上述信号线的充放电的电流量，以此将上述信号线预充电到指定的电压电平。
25.按权利要求11所述的信号线预充电方法，其特征在于：通过控制上述开关与上述信号线的连接时间，调整上述信号线的充放电的电流量，以此将上述信号线预充电到指定的电压电平。
26.按权利要求12所述的信号线预充电方法，其特征在于：通过控制上述开关与上述信号线的连接时间，调整上述信号线的充放电的电流量，以此将上述信号线预充电到指定的电压电平。
27.一种预充电的方法，在供给图像信号之前对具有多条扫描线、多条信号线和与各扫描线和各信号线连接的开关元件的有源矩阵式显示装置的上述信号线进行预充电，该信号线预充电方法的特征在于：对每1条信号线预先准备第1预充电电位线、与该第1预充电电位线的电位不同的第2预充电电位线和用于有选择地将上述第1或第2预充电电位线与上述信号线连接的开关；切换上述开关，将上述信号线与上述第1或第2预充电电位线连接，进行上述信号线的预充电，同时，周期地使上述第1和第2预充电电位线的各电位反相。
28.一种信号线预充电电路，在供给图像信号之前对具有多条扫描线、多条信号线和与各扫描线和各信号线连接的开关元件的有源矩阵式显示装置的上述信号线进行预充电，其特征在于：具有第1预充电用电位线、电位与上述第1预充电用电位线不同的第2预充电用电位线、用于有选择地将上述第1或第2预充电用电位线与上述信号线连接的开关和控制上述开关的切换的开关控制电路。
29.一种信号线预充电电路，在供给图像信号之前对具有多条扫描线、多条信号线和设置在各扫描线与各信号线的交点的控制液晶与信号线间的电气连接的开关元件的液晶显示装置的上述信号线进行预充电，其特征在于：具有第1预充电电位线、电位与上述第1预充电电位线不同的第2预充电电位线、为了切换上述第1预充电电位线与各信号线的连接/非连接而对各信号线设置的第1开关、为了切换上述第2预充电电位线与各信号线的连接/非连接而对各信号线设置的第2开关和控制上述第1开关和上述第2开关的通/断的开关控制电路。
30.按权利要求29所述的信号线预充电电路，其特征在于：预充电电路具有发生用于按点顺序对各信号线进行预充电的脉冲的移位寄存器。
31.按权利要求30所述的信号线预充电电路，其特征在于：上述移位寄存器兼作用于顺序向各信号线供给图像信号的移位寄存器。
32.一种液晶屏用基片，其特征在于：具有权利要求74～77的任一权项所述的信号线预充电电路。
33.按权利要求32所述的液晶屏用基片，其特征在于：信号线预充电电路与设置在上述各扫描线和各信号线交点的、控制液晶与信号线间的电气连接的开关元件通过共同的制造过程制造在同一基片上。
34.一种液晶显示装置，其特征在于：使用权利要求78所述的液晶屏用基片构成。
35.一种液晶显示装置，其特征在于：使用权利要求79所述的液晶屏用基片构成。
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