CN1392668A

CN1392668A - 电压比较电路

Info

Publication number: CN1392668A
Application number: CN02123220A
Authority: CN
Inventors: 大城户敏夫
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2001-06-14
Filing date: 2002-06-13
Publication date: 2003-01-22
Anticipated expiration: 2022-06-13
Also published as: CN1321498C; US6559688B2; JP2002374153A; US20020196054A1; TWI262651B; EP1267492A1; KR20020095446A; JP3616353B2; DE60201778D1; EP1267492B1; KR100450165B1; DE60201778T2

Abstract

一种电压比较电路，包括：第一和第二电容器，它们一边的端子分别通过第一和第二开关连接到模拟输入信号的正端电压和参考电压的负端电压，另外一边的端子共连在一起；第三和第四电容器，它们一边的端子分别通过第三和第四开关连接到参考电压的正端电压和模拟输入信号的负端电压，另外一边端子共连在一起。第一和第二反向器分别连接到第一与第二电容器的公共连接端和第三与第四电容器的公共连接端，分别与输入和输出端之间的第五与第六开关连接，第七和第八开关分别连接在第一反向器的输入端和第二反向器的输出端之间，以及第二反向器的输入端和第一反向器的输出端之间，第九和第十开关分别连接在第一和第四电容器之间，以及第二和第三电容器之间。

Description

电压比较电路

技术领域

本发明涉及到一种电压比较电路，尤其是涉及到一种使用在高速A/D变换器等中的斩波器类型的电压比较电路。

背景技术

本申请的发明者已经在日本专利号No.3105862中提出了一种使用反向器的斩波器类型的电压比较电路。下面将参考图7到图10，描述说明公布的电压比较电路。图7显示已公布的电压比较电路，而图8A到8C分别显示图7中电压比较电路的输入采样模式、放大模式和锁定模式中的工作状态。此外，图9是显示各种模式中各个开关的工作时序图。在这些附图中，编号101到108表示开关，编号110、111、114和115表示电容器，而编号112和113表示反向器。再者，符号Vip表示模拟输入信号的正端电压，符号Vin表示模拟输入信号的负端电压，符号Vrp表示参考电压的正端电压，而符号Vrn表示参考电压的负端电压。

首先，在输入采样模式的情况下，如图8A和图9所示，开关101、102、105、106、107和108接通，而开关103和104断开。从而，模拟输入信号的正端电压Vip与反向器112的逻辑门限电压VLT112之间的差值被存储在电容器110中，而模拟输入信号的负端电压Vin与反向器113的逻辑门限电压VLT113之间的差值被存储在电容器111中。

在放大模式中，如图8B和图9所示，开关103和104接通，而开关101、102、105、106、107和108断开。从而，反向器112将模拟输入信号的正端电压Vip与参考电压的正端电压Vrp之间的差值放大，而反向器113将模拟输入信号的负端电压Vin与参考电压的负端电压Vrn之间的差值放大，因此分别地产生输出电压Vo1和Vo2。

接下来，当进入锁定模式时，如图8C和图9所示，开关103、104、107和108接通，而开关101、102、105和106断开。从而，由于正反馈通过电容器114和115加在反向器112和113之间，所以它们工作在触发器状态。在这种情况下，最后，在图10中所示反向器的输入电压Vin与输出电压Vout的传输特性中，由模拟输入信号的正端电压Vip与参考电压正端电压Vrp之间的差值，和模拟输入信号的负端电压Vin与参考电压的负端电压Vrn之间的差值产生了不平衡的输出振幅增大，这些反向器之一的输出电压改变达到接近电源电压VDD的A点，另一反向器的输出电压改变达到接近地电压VE的C点，并确定模拟输入信号与参考电压之间的大或小。

在这种情况下，当电容器110的静电电容是由符号C110表示，存储在电容器110的电荷是由符号QC110表示，电容器111的静电电容是由符号C111表示而存储在电容器111的电荷是由符号QC111表示时，在采样模式中存储在各个电容器的电荷如下面所示。

QC110＝C110(Vip-VLT112) (1)

QC111＝C111(Vin-VLT113) (2)

其中符号VLT112和VLT113分别表示反向器112和113的逻辑门限电压。

再者，当反向器112的输入端电压由符号Vg112表示而反向器113输入端的电压由符号Vg113表示时，因为在采样模式中存储在电容器的电荷在放大模式中也被保持，所以在放大模式中各个反向器的输入端电压如下面所示。

Vg112＝Vrp-(Vip-VLT112)

＝(Vrp-Vip)+VLT112 (3)

Vg113＝Vrn-(Vin-VLT113)

＝(Vrn-Vin)+VLT113 (4)

再者，当模拟输入信号的正端电压Vip和负端电压Vin是由正的和负的模拟输入信号Vi与模拟输入信号的共模电压Vic来表示作为参考时，而当参考电压的正端电压Vrp和负端电压Vrn是由正的和负的参考电压Vr与参考电压的共模电压Vrc来表示作为参考时，下列关系式成立。

Vip＝Vic+Vi (5)

Vin＝Vic-Vi (6)

Vrp＝Vrc+Vr (7)

Vrn＝Vrc-Vr (8)

因此，当方程式(5)到(8)代入方程式(3)和(4)时，下列的关系式成立。

Vg112＝(Vrc+Vr)-(Vic+Vi)+VLT112

＝(Vrc-Vic)+(Vr-Vi)+VLT112 (9)

Vg113＝(Vrc-Vr)-(Vic-Vi)+VLT113

＝(Vrc-Vic)-(Vr-Vi)+VLT113 (10)

当计算出Vg112与Vg113之间的差值时，虽然模拟输入信号的共模电压Vic与参考电压的共模电压Vrc之间的差值被消去，但是由于在放大模式中，电荷没有重新分配给电容器110和电容器111，反向器112和113的输入端被施加模拟输入信号Vi和参考电压Vr之间的差值与各个反向器逻辑门限电压作为参考，并被施加模拟输入信号的共模电压Vic与参考电压共模电压Vrc之间的差值。

在这种方式中，根据常规的平衡类型电压比较电路，反向器的输入端除了施加模拟输入信号和参考电压之间的差值以外，甚至也施加模拟输入信号的共模电压与参考电压的共模电压之间的差值，因此，当模拟输入信号的共模电压和参考电压的共模电压之间的差值增加时，反向器的输出饱和。所以，在锁定模式中，在反向器112和113的输出电压之间不会造成不平衡，模拟输入信号Vi和参考电压Vr之间的大或小是无法确定的。

当使用在电压比较电路中的反向器是理想的而在输出幅度上没有限制时，即使当模拟输入信号的共模电压与参考电压的共模电压之间的差值被加到该反向器的输入，输出也不会饱和，因此，在锁定模式中，这些反向器输出之间的差值可以放大，而且模拟输入信号与参考电压之间的大小可以正常地确定。然而，根据实际的反向器，反向器的输出幅度是受限制的，因此，当模拟输入信号的共模电压与参考电压的共模电压之间的差值增加时，反向器的输出饱和，而这些反向器输出之间的差值无效，因此在锁定模式中形成一个问题，即无法正常地确定模拟输入信号与参考电压之间的大或少。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种电压比较电路，它能够通过消去模拟输入信号和参考电压的共模电压，正常地确定模拟输入信号与参考电压之间的大或小。

本发明的电压比较电路包括第一和第二电容器，它们一边的端子分别地通过第一和第二开关连接到的模拟输入信号的正端电压和参考电压的负端电压，而它们的另外一边的端子共同地连接在一起；第三和第四电容器，它们一边的端子分别地通过第三和第四开关连接到参考电压的正端电压和模拟输入信号的负端电压，而它们另外一边的端子共同地连接在一起；第一和第二反向器，它们分别地连接到第一与第二电容器的公共连接端和第三与第四电容器的公共连接端，而且分别与输入和输出之间的第五与第六开关连接，第七和第八开关，它们分别连接在第一反向器的输入端和第二反向器的输出端之间，以及第二反向器的输入端和第一反向器的输出端之间；而第九和第十开关，它们分别连接在第一电容器和第四电容器之间，以及第二电容器和第三电容器之间。

附图说明

下面通过参照附图对本发明进行详细的描述，本发明的上述和其他目的，特征和优点将变得更清楚，其中：

图1是一个显示根据本发明的电压比较电路的第一实施例的电路图；

图2A到2C是分别显示在图1所示实施例中的输入采样模式、放大模式和锁定模式中各个开关工作状态的示意图；

图3是显示图1中实施例的各个工作方式中各个开关的工作状态时序图；

图4是一个显示本发明第二实施例的电路图；

图5A到5C是分别显示在图4所示实施例中的输入采样模式、放大模式和锁定模式中各个开关工作状态的示图；

图6是一个显示图4所示实施例中的各种工作方式中各个开关工作状态的时序图；

图7是一个显示常规例子的电压比较电路的电路图；

图8A到8C是分别显示在图7中电压比较电路的输入采样模式、放大模式和锁定模式中的各个开关工作状态示意图；

图9是一个显示图7中电压比较电路的各种工作方式中各个开关工作状态的时序图；和

图10是一个显示反向器传输特性的示意图。

具体实施方式

接下来，将参考图1到图3对本发明进行描述。

在这些附图中，编号1到10表示与工作方式分别相对应的接通和断开的开关，编号11到14分别表示电容器，而编号21和22表示一对反向器。再者，符号Vip表示模拟输入信号的正端电压，符号Vin表示模拟输入信号的负端电压，符号Vrn表示参考电压的负端电压和符号Vrp表示参考电压的正端电压。

开关1连接在模拟输入信号的正端电压Vip与电容器11之间，开关2连接在模拟输入信号的负端电压Vin与电容器12之间，开关3连接在参考电压的负端电压Vrn与电容器13之间，而开关4连接在参考电压的正端电压Vrp与电容器14之间。在与这些开关相对边上的电容器11和电容器13以及电容器12和电容器14的端子分别共同地连接在一起。

开关5连接在反向器21的输入和输出端子之间，开关6连接在反向器22的输入和输出端子之间，开关7连接在反向器21的输入端和反向器22的输出端之间，而开关8连接在反向器21的输出端与反向器22的输入端之间。还有，开关9连接在开关1与电容器11的连接点和开关2与电容器12的连接点之间，以及开关10连接在开关3与电容器13的连接点和开关4与电容器14的连接点之间。

接下来，将参考图1到图3详细地描述该实施例的具体工作。如图2A、2B和2C所示，图1中电压比较电路的工作被分为输入采样模式、放大模式和锁定模式。对于各种模式的工作描述说明如下。

首先，在输入采样模式情况下，如图2A和图3所示，开关1、2、3、4、5、6、7和8接通而开关9和10断开。因此，模拟输入信号的正端电压Vip与反向器21逻辑门限电压VLT1之间的差值被存储在电容器11中，而参考电压的负端电压Vrn与反向器21逻辑门限电压VLT1之间的差值被存储在电容器13中。还有，模拟输入信号的负端电压Vin与反向器22逻辑门限电压VLP2之间的差值被存储在电容器12中，而参考电压的正端电压Vrp与反向器22的逻辑门限电压VLP2之间的差值被存储在电容器14中。

这里，在图10所显示的传输特性中，逻辑门限电压表示B点的电压，在这点输入电压Vin和输出电压Vout是彼此相等的，而且它是在各个反向器中具有固有数值的电压，并且是当反向器的输入与输出被短路时特定输出的。

接下来，当进入放大模式时，如图2B和图3所示，开关9和10接通，而开关1、2、3、4、5、6、7和8断开。因此，电容器11和电容器12串联连接，而该串联的电路与同样串联连接的电容器13和14并行连接在一起。从而，电容器11、12、13和14存储的电荷被重新分配，而除去共模电压的模拟输入信号与除去共模电压的参考电压之间的差值形成在反向器21和22的输入与输出端之间。在这种情况下，反向器21放大来自逻辑门限电压VLT1输入端的电位变化，反向器22放大来自逻辑门限电压VLT2输入端的电位变化，并且分别产生输出电压Vo1和Vo2。

接下来，当进入锁定模式时，如图2C和图3所示，开关7、8、9和10接通，而开关1、2、3、4、5和6断开。因此，因为反向器21和22被施加有正反馈，所以反向器21和22工作在触发器状态。在这种情况下，增大了反向器21和和输出幅度的不对称，它是由模拟输入信号的正端电压Vip与负端电压Vin的差分电压，以及参考电压的正端电压Vrp和负端电压Vrn的差分电压之间的差值而产生的，最后，在图10所示的反向器输入电压Vin与输出电压Vout之间的传输特性中，反向器之一的输出电压改变达到接近电源电压VDD的A点，而另外一个反向器的输出电压改变达到接近地电压VE的C点，从而决定了模拟输入信号与参考电压之间的大或小。其后，输入采样模式、放大模式和锁定模式在各自的时间被反复地执行，并且确定模拟输入信号与参考电压之间的大或小。

下面将描述说明在模拟输入信号参考电压之间大或小的确定方面没有引起影响的原理，该确定是根据本实施例的参考方程式，通过消除模拟输入信号与参考电压的各自共模电压来实现的。

首先，电容器11的静电电容由符号C11表示，存储在电容器11的电荷由符号QC11表示，电容器12的静电电容由符号C12表示，存储在电容器12的电荷由符号QC12表示，电容器13的静电电容由符号C13表示，存储在电容器13的电荷由符号QC13表示，电容器14的静电电容由符号C14表示而存储在电容器14的电荷由符号Q14表示，存储在各个电容器的电荷在采样模式中如下所示。

QC11＝C11(Vip-VLT1) (11)

QC12＝C12(Vin-VLT2) (12)

QC13＝C13(Vrn-VLT1) (13)

QC14＝C14(Vrp-VLT2) (14)

当反向器21的输入端与反向器22的输入端之间的电压差值由符号Vd表示时，因为在采样模式时存储在电容器的电荷在放大模式时也保持，所以当存储在电容器11、12、13和14的电荷被重新分配时，在放大模式中电压差值Vd如下面所示。

Vd = \frac{(QC 11 - QC 12) + (QC 13 - QC 14)}{\frac{C 11 \times C 12}{C 11 + C 12} + \frac{C 13 \times C 14}{C 13 + C 14}} - - - (15)

在此，当关于采样电容C11、C12、C13和C14被设置为C11＝C12＝C13＝C14＝CS时，而方程式(15)用方程式(1)、(2)、(3)和(4)代入时，下列关系式成立。

Vd = \frac{{CS (Vip - VLT 1) - CS (Vin - VLT 2)} + {CS (Vrn - VLT 1) - CS (Vrp - VLT 2)}}{CS}

= \frac{CS (Vip - VLT 1 - Vin + VLT 2 + Vrn - VLT 1 - Vrp + VLT 2)}{CS}

＝(Vip-Vin)-(Vrp-Vrn)-2VLT1+2VLT2 (16)

当反向器21的逻辑门限电压VLT1与反向器22的逻辑门限电压VLT2被强迫彼此相等时，方程式(16)变成如下所示。

Vd＝(Vip-Vin)-(Vrp-Vrn) (17)

再者，当模拟输入信号的正端电压Vip和负端电压Vin是通过具有模拟输入信号的共模电压Vic的正和负模拟输入信号Vi表示作为参考电压时，以及当参考电压的正端电压Vrp和负端电压Vrn是通过具有参考电压的共模电压Vrc的正和负的参考电压Vr表示作参考电压时，下列关系式成立。

Vip＝Vic+Vi (5)

Vin＝Vic-Vi (6)

Vrp＝Vrc+Vr (7)

Vrn＝Vrc-Vr (8)

因此，当方程式(5)、(6)、(7)和(8)代入方程式(17)时，下面的关系式成立。

Vd＝{(Vic+Vi)-(Vic-Vi)}-{(Vrc+Vr)-(Vrc-Vr)}

＝2(Vi-Vr) (18)

所以，从方程式(18)明显地可以看出，模拟输入信号的共模电压Vic与参考电压的共模电压Vrc可以消除，而且仅仅是模拟输入信号与参考电压之间的差值形成在反向器21和22的输入端之间。即使当模拟输入信号的共模电压与参考电压的共模信号之间出现差值时，在放大模式时放大的仅仅是模拟输入信号与参考电压之间的差值，模拟输入信号Vi与参考电压Vr之间的大、小可以确定，而不受在锁定模式中模拟输入信号的共模电压和参考电压的共模电压的影响。

还有，因为模拟输入信号和参考电压是同时采样的，所以即使当反向器的逻辑门限电压受电源电压等的变化而改变时，在模拟输入信号和参考电压上的影响也彼此相等，因此在确定模拟输入信号和参考电压之间大小上，也能够实现减轻逻辑门限电压变化的影响的效果。

接下来，将参考图4到图6描述本发明的第二实施例。

在这些附图中，编号1到10表示开关、编号11到16表示电容器，而编号21和22表示反向器。

根据该实施例，与图1所示实施例不同于的是电容器15连接在反向器21和开关8之间，电容器16连接在反向器22的输出与开关7之间，由开关7和8构成的正反馈电路被插入电容器15和16。其他的结构类似于图1中的电路。

接下来，参考图4到图6将详细说明该实施例的工作。根据该实施例，在这里实现的工作类似于第一实施例的电压比较电路，而且因为电容器15和16是插入到由开关7和8形成的正反馈环路中，所以当在锁定模式中确定模拟输入信号与参考电压之间的大或小时，根据反向器21和22的输出端，在图10所示反向器的输入电压Vin和输出电压Vout之间的传输特性中，反向器之一的输出电压改变达到接近电源电压VDD的A点，而另外一个反向器的输出电压改变达到接近于地电压VE的C点。

在这种情况下，分别通过开关和电容器，反向器21的输入端被连接到反向器22的输出端，而反向器22的输入端连接到反向器21的输出端，反向器21的输入端电压固定到由电容器16的容量和反向器21输入端的输入电容对反向器22输出端的电压分压而产生的电压，而反向器22的输入端电压固定到由电容器15的电容和反向器22输入端的输入电容对反向器21输出端的电压分压而产生的电压。

根据本实施例的电压比较电路的工作方式可以分为输入采样模式、放大模式和锁定模式，它们分别显示在图5中。下面将描述说明各种工作方式。

首先，在输入采样模式中，如图5A和图6所示，开关1、2、3、4、5、6、7和8接通，而开关9和10断开。因此，模拟输入信号的正端电压Vip与反向器21的逻辑门限电压VLT1之间的差值被存储在电容器11中，而参考电压的负端电压Vrn和反向器21的逻辑门限电压VLT1之间的差值被存储在电容器13中。再者，模拟输入信号的负端电压Vin与反向器22的逻辑门限电压VLT2之间的差值被存储在电容器12中，参考电压的正端电压Vrp与反向器22的逻辑门限电压VLT2之间的差值被存储在电容器14中，而逻辑门限电压VLT1和VLT2之间的差值被存储在电容器15和16中。

接下来，当进入放大模式时，如图5B和图6所示，开关9和10接通而开关1、2、3、4、5、6、7和8断开。因此，电容器11和电容器12是串联地连接，而且该串联的电路与同样串联连接的电容器13和14并行地连接。因此，存储在电容器11、12、13和14的电荷被重新分配，而且除去共模电压的模拟输入信号与除去共模电压的参考电压之间的差值，形成在反向器21和22的输入端之间。在这种情况下，反向器21放大来自输入端逻辑门限电压VLT1的电位变化，反向器22放大来自输入端逻辑门限电压VLT2的电位变化，而且分别产生输出电压Vo1和Vo2。

在锁定模式中，如图5C和6所示，开关7、8、9和10接通而开关1、2、3、4、5和6断开。从而，因为反向器21和22通过电容器15和16被施加有正反馈，所以反向器21和22工作为触发器状态。在这种情况下，增大了反向器21和22输出幅度的不对称，它是由模拟输入信号的正端电压Vip和负端电压Vin的差分电压，以及参考电压的正端电压Vrp和负端电压Vrn的差分电压之间的差值产生的，最后，在图10所示的反向器输入电压与输出电压Vout之间的传输特性上，反向器之一的输出电压改变达到接近电源电压VDD的A点，而另外一个反向器的输出电压改变达到接近地电压VE的C点，从而决定了模拟输入信号与参考电压之间的大或小。

根据该实施例，类似于第一实施例，能够确定模拟输入信号Vi与参考电压Vr之间的大或小，而不受模拟输入信号的共模电压和参考电压的共模电压的影响。还有，通过被插入到由开关7和8构成的正反馈电路中的电容器15和16的操作，在锁定模式中，减小了反向器21和22输入端的电压与反向器21和22各自逻辑门限电压之间的差值，当锁定模式过渡到采样模式时，反向器21和22输入端对各自反向器的逻辑门限电压的充电或放电的时间周期可以缩短，因此采样所需的时间周期可以缩短，所以电压比较电路可以高速工作。

还有，在第一和第二实施例中，恒流电路可以插入在电源输入端和反向器21和22的电源之间。因此，反向器21和22两部分中流动的最大电流实质上是恒定的，而与电源电压以及甚至电源电压的改变无关，这可以减小反向器的电流消耗的变化。

如上面所描述的，根据本发明，通过消除模拟输入信号的共模电压和参考电压的共模电压，可以确定模拟输入信号和参考电压之间的大或小，而不受共模电压的影响和作用。还有，通过将电容器插入到正反馈环路，采样所需的时间周期可以缩短，而且能够高速地进行操作。

虽然本发明已经参照具体的实施例进行了描述，但是这个描述并不是限制于这些情况。参考本发明的描述，对于那些本领域技术上熟练的人来说，显然是能够对这些公开的实施例做出各种修改和改变的。因此，附加的权利要求将覆盖落在本发明范围内的任何修改或实施例。

Claims

1.一种电压比较电路，其中包括：

第一和第二电容器，它们一边的端子分别地通过第一和第二开关连接到的模拟输入信号的正端电压和参考电压的负端电压，而它们另外一边的端子共同地连接在一起；

第三和第四电容器，它们一边的端子分别地通过第三和第四开关连接到参考电压的正端电压和模拟输入信号的负端电压，而它们另外一边端子共同地连接在一起；

第一和第二反向器，它们分别地连接到第一和第二电容器的公共连接端和第三和第四电容器的公共连接端，而且分别与输入和输出之间的第五与第六开关连接；

第七和第八开关，它们分别连接在第一反向器的输入端和第二反向器的输出端之间，以及第二反向器的输入端和第一反向器的输出端之间；和

第九和第十开关，它们分别连接在第一电容器和第四电容器之间以及第二电容器和第三电容器之间；

其中所述电压比较电路分别包括除了第九和第十开关以外使所有开关都接通的第一种模式、使第九和第十开关接通而使其余开关断开的第二种模式、以及使第七至第十开关接通而使第一到第六开关都断开的第三种模式。

2.根据权利要求1所述的电压比较电路，其特征在于第七和第八开关分别与第五和第六电容器串联连接。

3.根据权利要求1所述的电压比较电路，其特征在于第一种工作模式、第二种工作模式和第三种工作模式重复地执行并且在各自的时序上执行，比较模拟输入信号与参考电压的结果从第一和第二反向器的输出端输出。

4.根据权利要求1所述的电压比较电路，其特征在于在第二种工作模式中，通过使第九和第十开关的接通，将第一电容器与第四电容器的串联电路和第二电容器与第三电容器的串联电路并行连接，消除模拟输入信号的共模电压和参考电压的共模电压。

5.根据权利要求1所述的电压比较电路，其特征在于在电源输入与第一和第二反向器的电源之间插入恒流电路。