CN105871376A - 开关电容器数模转换器中的电压采样和驱动器放大器闪烁噪声消除 - Google Patents

开关电容器数模转换器中的电压采样和驱动器放大器闪烁噪声消除 Download PDF

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Abstract

本发明的各个实施例涉及在开关电容器数模转换器中的交叉耦合的输入电压采样和驱动器放大器闪烁噪声消除。切换部件包括被配置为在输入处接收差分信号的多个开关，并且被配置为：在第一操作阶段期间在输出处提供差分信号的非反相版本，并且在第二操作阶段期间在输出处提供差分信号的反相版本。驱动器放大器部件被配置为：在第一操作阶段期间在输入处接收差分信号的非反相版本，并且在第二操作阶段期间在输入处接收差分信号的反相版本。采样电容器部件被配置为：在第一操作阶段和第二操作阶段期间对驱动器放大器部件的输出进行采样。

Description

开关电容器数模转换器中的电压采样 和驱动器放大器闪烁噪声消除
技术领域
本公开涉及开关电容器系统，并且具体地涉及在开关电容器模数转换器(ADC)中的交叉耦合输入电压采样和驱动器放大器闪烁噪声消除。
背景技术
现代技术的发展已经引起数字应用的数量增加，并且从而引起对模数转换器(ADC)的需求增加。在多种类型的ADC中，增量求和(ΣΔ)ADC具有提供高分辨率的优点。ΣΔADC包括开关电容器积分器作为其第一级，以便对输入信号进行采样。开关电容器电路的性能的主要限制中的一个限制是噪声，诸如热噪声。在开关电容器系统中，该热噪声(例如，热KT/C噪声)限制了采样电路的精确度。进一步地，在一些应用中，ΣΔADC包括驱动器放大器，该驱动器放大器生成与其相关联的闪烁噪声，该闪烁噪声进一步降低了ΣΔADC的性能。因此，需要一种用于以低热噪声和低闪烁噪声操作的开关电容器。
发明内容
下文介绍了说明书的简要发明内容，以便提供对所描述的一些方面的基本理解。该发明内容不是说明书的详尽概述。该发明内容既不旨在识别说明书的关键要素或者决定性要素，也不旨在描绘说明书的任何具体实施例的范围或者权利要求书的任何范围。该发明内容的目的是以简化的形式介绍说明书的一些构思，作为在本公开中介绍的更加详细的说明书的序言。
在本公开的一个实施例中，开关电容器系统包括：切换级，该切换级包括多个开关，该多个开关被配置为：在切换级的输入处接收差分信号，并且，在第一操作阶段期间在切换级的输出处提供差分信号的非反相版本并且在第二操作阶段期间在切换级的输出处提供差分信号的反相版本。开关电容器系统进一步包括：驱动器级，该驱动器级包括放大器，位于切换级的下游，被配置为：在第一操作阶段期间在驱动器级的输入处接收差分信号的非反相版本并且在第二操作阶段期间在驱动器级的输入处接收差分信号的反相版本。采样电容器级被配置为：在第一操作阶段和第二操作阶段期间对驱动器级的输出进行采样，并且在第二操作阶段期间提供对驱动器级的偏置和闪烁噪声的消除。附加地，开关电容器系统包括切换控制器，该切换控制器被配置为：控制多个开关的交叉耦合配置，并且，通过使转移的电荷和跨采样电容器级的对应信号摆幅大致增为两倍，来增加采样电容器级的信噪比。
在本公开的另一实施例中，一种模数转换器系统包括：切换部件，该切换部件被配置为在第一信号支路和第二信号支路处接收差分信号，包括：被配置为在第一操作阶段期间在切换部件的输出处提供差分信号的非反相版本的第一组开关、和被配置为在第二操作阶段期间在切换部件的输出处提供差分信号的反相版本的第二组开关。模数转换器系统进一步包括驱动器部件，该驱动器部件被配置为：基于在第一操作阶段期间差分信号的非反相版本、并且基于在第二操作阶段期间差分信号的反相版本，来生成至第一信号支路和第二信号支路的驱动信号。采样部件被配置为：对驱动器部件的驱动信号进行采样，在第一操作阶段和第二操作阶段期间生成至第一采样电容器和第二采样电容器的电荷转移，并且在第二操作阶段期间生成对驱动器部件的偏置和闪烁噪声的消除。附加地，模数转换器系统包括切换控制部件，切换控制部件被配置为：控制第一组开关和第二组开关的交叉耦合配置，并且，通过使电荷转移和跨第一采样电容器和第二采样电容器的对应信号摆幅大致增为两倍，来增加采样部件的信噪比。
在本公开的另一个实施例中，一种用于模数转换器的方法包括：接收模拟差分信号；在第一操作阶段期间在第一采样电容处对模拟差分信号的第一部分进行采样，并且生成至第一采样电容的第一电荷转移。该方法进一步包括：对模拟差分信号的第二部分进行采样，包括在第二操作阶段中在第一采样电容处的差分信号的第一部分的反相版本，并且生成至第一采样电容的第二电荷转移；以及在至第一采样电容的第一电荷转移和第二电荷转移之前，经由第一放大器，提供模拟差分信号的第一部分和第二部分。该方法进一步包括：在第一操作阶段，在第二采样电容处对模拟差分信号的第二部分进行采样，并且生成至第二电容的第一电荷转移；对模拟差分信号的第一部分进行采样，包括在第二操作阶段中在第二采样电容处模拟差分信号的第二部分的反相版本，并且生成至第二采样电容的第二电荷转移；以及在至第二采样电容的第一电荷转移和第二电荷转移之前，经由第二放大器，提供模拟差分信号的第二部分和第一部分。
附图说明
在下文中，将参照所附附图借由具体示例实施例对本公开进行进一步地说明和描述。
图1图示了根据本公开的一个实施例的具有采样电路和积分器的ADC的框图；
图2图示了根据本公开的另一个实施例的积分器的采样电路的示意图；
图3图示了根据本公开的另一个实施例的具有全差分缓冲放大器的积分器的采样电路的另一示意图；
图4a图示了根据本公开的另一个实施例的具有采样电路的全差分开关电容器积分器的另一示意图；
图4b图示了由四个时钟波形Ф1、Ф1d、Ф2和Ф2d限定的两相非重叠时钟的示例；
图4c图示了在时钟波形Ф1和Ф2期间差分输入信号的幅度的示例。
图4d图示了在时钟波形Ф1和Ф2期间缓冲放大器的差分输出的幅度的示例。
图4e图示了在Ф1和Ф2期间差分缓冲输出低频噪声或者偏置的幅度的示例。
图5图示了根据本公开的另一个实施例的具有全差分缓冲放大器的全差分开关电容器积分器的另一示意图；
图6图示了根据本公开的具有实施为源极跟随器的缓冲放大器的全差分开关电容器积分器的另一示意图；以及
图7图示了根据本公开的一个实施例的对差分信号进行采样的方法的流程图。
具体实施方式
现在参照对应附图对本公开进行描述，其中贯穿整个附图相同的附图标记用于表示相同的元件，以及其中所图示的结构和装置并不一定是按比例绘制而成。如此处所使用的，术语“部件”、“系统”、“接口”等旨在表示计算机相关的实体、硬件、软件(例如，在执行中)、和/或固件。例如，部件可以是处理器、在处理器上运行的进程、控制器、对象、可执行文件、程序、存储装置、和/或具有处理装置的计算机。通过图示的方式，在服务器上运行的应用和该服务器也可以是部件。一个或者多个部件可以驻存在进程内，并且部件可以本地化在一个计算机上和/或分布在两个或者多个计算机之间。此处可以描述一组元件或者一组其它部件，其中，术语“组”可以理解为“一个或者多个”。
进一步地，例如，这些部件可以通过在其上诸如通过采用模块来存储有各种数据结构的各种计算机可读存储媒介来执行。部件可以经由本地进程和/或远程进程进行通信，诸如，根据具有一个或者多个数据分组的信号(例如，该数据来自一个部件，该部件经由该信号与在本地系统、分布式系统中的另一部件交互，以及/或者跨网络(诸如，互联网、局域网、广域网、或者相似的网络)与其它系统交互)。
作为另一示例，部件可以是具有特定功能的设备，该特定功能通过由电气的或者电子的电路系统操作的机械零部件提供，其中该电气的或者电子的电路系统可以通过由一个或者多个处理器执行的软件应用或者固件应用来操作。一个或者多个处理器可以在设备内部或者外部，并且可以执行软件应用或者固件应用的至少一部分。作为又一示例，部件可以是通过电子部件而非机械零部件提供特定功能的设备；电子部件可以在其中包括一个或者多个处理器，以执行至少部分地赋予了电子部件的功能的软件和/或固件。
词语“示例性”的使用旨在以具体的方式介绍构思。如在本申请中使用的，术语“或者”旨在表示包括性的“或者”而不是排他性的“或者”。即，除非另有指示，或者从上下文显而易见，否则“X采用A或者B”旨在表示自然包括性排列中的任何一个。即，在X采用A；X采用B；或者X采用A和B两者中的任何一种情况都满足“X采用A或者B”。附加地，如在本申请和随附权利要求书中使用的“一”和“一个”以及未指明个数的情况，可以理解为表示“一个或者多个”，除非另有指示或者从上下文显而易见是指单数形式。而且，在详细说明和权利要求书中使用了术语“包括”、“包含”、“含有”、“具有”、“带有”或者它们的变型的程度下，这种术语旨在按照与术语“包括”相似的方式是包括性的。
本公开涉及在开关电容器ADC中的交叉耦合输入电压采样和驱动器放大器闪烁噪声消除。增量-求和转换是在期望高分辨率时所使用的一种方法。ADC包括积分器，该积分器具有开关电容器采样电路作为第一操作级。进一步地，ADC包括驱动器放大器，以便提供信号源与采样电路的隔离，并且提供采样电路的低阻抗驱动。然而，开关电容器系统经受噪声的影响，这限制了采样电路的精确度。
与开关电容器ADC相关联的至少两种噪声效应可以包括驱动器放大器的闪烁噪声和热噪声。热噪声是在平衡下由在电导体内的载流子(通常是电子)的热骚动生成的电子噪声，无论所施加的电压如何，其都会发生。在采样电容器上的热噪声与电容器值(KT/C噪声)成反比。为了改进低噪声性能，可以将电容器值实现为足够高。然而，大电容器可以降低电路的速度，并且增加面积。附加地，闪烁噪声(在低频范围内占主导地位的一类电子噪声)可以由如下这样的载流子导致：在其在晶体管的沟道中移动时，其被捕获并且随后被释放。
为了提供一种减少与开关电容器采样电路相关联的热噪声和闪烁噪声的解决方案，采样电路的一个示例架构提供交叉耦合输入电压采样和驱动器放大器闪烁噪声消除的实施方式。在一些实施例中，采样电路使得能够减少驱动器放大器的偏置和闪烁噪声。
交叉耦合输入电压采样，操作以通过增加跨采样电容器的有效采样电荷来减少热噪声的影响，从而针对给定电容器值获得改进的信噪比性能。例如，在开关电容器求和增量ADC中，第一积分器的采样电路可以在Ф1和Ф2两个阶段(采样和积分)中都对输入信号进行采样，以便使在积分阶段期间转移至积分电容器的电荷的量增为两倍。在一个实施例中，具有差分输入信号的全差分电路通过使用交叉耦合切换电路来执行在Ф1和Ф2两个阶段中的对输入信号的采样，其在两个阶段Ф1和Ф2中采用相反极性对差分输入进行采样。该交叉耦合采样使跨采样电容器的有效电压摆幅增为两倍，从而使在积分阶段期间的所采样的电荷和所采样的信号功率增为两倍，而热噪声保持相同。该技术改进了采样电路的SNR性能。
图1描绘了根据本公开的示例ADC 100，包括具有采样电路104的积分器102。ADC 100在采样电路104的输入处接收差分输入信号106，采样电路104被配置为以特定采样频率对差分输入信号106进行采样。采样电路104进一步包括：切换级110，该切换级110被配置为在其输入处接收差分输入信号106；驱动器级112，该驱动器级112位于切换级110的下游；采样电容器级114，该采样电容器级114位于驱动器级112的下游；以及切换控制器116，该切换控制器116被配置为控制切换级110的配置。采样频率大于或者等于Nyquist频率，Nyquist频率是差分输入信号106的频率的两倍。在采样阶段期间，采样电路104对差分输入信号106进行采样。在积分阶段期间，将所采样的差分输入信号传递至积分器102，积分器102生成与所采样的差分输入信号的积分成比例的输出信号108。
切换级110，例如，可以包括不同的切换部件，诸如，例如，多个开关、晶体管、或者其它切换装置，以便生成切换模式或者切换操作。切换级110可以基于切换配置，来限定时间点或者一个或多个操作阶段。切换电路104的切换级110，可以操作以在不同的信号支路处、或者在不同的信号链路或者通路处，诸如，切换级的第一信号支路和第二信号支路，接收差分输入信号106。在一个实施例中，采样电路104的切换级110可以在切换级110的输出处提供差分输入信号106的非反相版本，这可以在第一操作阶段期间执行。附加地，切换级110可以操作以在第二操作阶段期间在切换级110的输出处提供差分输入信号106的反相版本。例如，在第一操作阶段中，切换级110可以将第一组开关(未示出)被配置为开通、启用、或者在作为例如在各种不同配置中的第一配置的配置或状态下。并行地或者同时，切换级110可以将第二组开关被配置为关断、禁用、或者在与第一配置状态不同的第二状态或者配置中。
附加地或者可替代地，切换级110可以在与第一操作阶段不同的第二操作阶段中操作。例如，第二组开关(未示出)可以被开通、启用、或者在第三状态下，而第一组开关可以被断开、或者禁用在第四状态下。
切换级110操作以沿着一个或者多个信号支路来改变采样电路的状态或者配置，并且操作以在第一状态或者第一配置中提供至驱动器级112的第一组控制信号、并且在第二状态或者第二配置中提供第二组输出信号或者控制信号。例如，基于由切换级110生成的不同切换状态，控制信号可以彼此不同(例如，不同的极性、反相、频率，或者其它参数差异)。附加地或者可替代地，例如，提供至驱动器级112的控制信号可以是单端信号或者差分信号。
附加地，由切换级110生成的不同配置可以基于差分输入信号106、和源自切换控制器116的控制信号，来配置或者动态地构建。切换级110可以操作以在不同信号通路、支路或者信号链路中生成不同的配置或者状态，作为第一和第二配置或者状态，或者彼此独立地在单独的信号支路或者通路内生成不同的配置或者状态。例如，切换级110可以通过将耦合至驱动器级112或者在采样电路104内的其它部件的两个或者多个信号通路交叉耦合来生成第一配置，并且，可以在每个信号通路内并且在不将信号通信的支路或者通路交叉耦合的情况下生成第二配置。
驱动器级112位于切换级110的下游，并且被配置为在第一操作阶段和第二操作阶段期间接收切换级110的输出。例如，切换级110的第一输出可以在第一操作阶段期间被接收，并且包括从切换级110的第一切换状态而得到的第一信号或者第一切换信号。切换级110的第二输出可以在第二操作阶段期间由驱动器级112接收，并且包括切换级110的第二输出信号或者第一切换信号。在一个方面中，驱动器级112可以包括一个或者多个放大器(例如，驱动器、缓冲器等)，该放大器生成驱动器输出，以驱动或者偏置采样电容器级114的一个或者多个部件。
驱动器级112进一步操作以提供信号源(即，差分输入信号106)与采样电容器级114的隔离。驱动器级112也可以生成用于采样电路104的低阻抗驱动，该低阻抗驱动可以从根据不同的操作阶段(第一阶段和第二阶段)从切换级接收的控制信号而得到、或者基于该控制信号来操作。驱动器级112可以进一步被配置为，对在驱动器级112的输入处接收到的作为在不同阶段(第一操作阶段和第二操作阶段)期间的来自切换级110的输出信号的差分信号或者其它信号进行处理。附加地，驱动器级112提供具有驱动器信号或者其它放大器信号的处理过的信号的不同反相。例如，驱动器级112可以在第一操作阶段期间在其输出处提供差分信号106的非反相版本、并且在第二操作阶段期间在其输出处提供差分输入信号106的反相版本的情况下，生成电压源信号。如此，驱动器级112驱动具有切换级110输出的不同反向的驱动器信号或者偏置信号至采样电容器级114。
在一个实施例中，驱动器级112可以包括一个或者多个驱动器、缓冲放大器、或者其它驱动器电路，其可以沿着一个或者多个不同的信号支路或者通路，来提供具有切换级110的输出的反相版本和非反相版本的驱动器信号。例如，在第一信号支路或者通路(未示出)上的第一驱动器放大器(未示出)，可以被配置为在切换级110的输出的第一信号支路处接收差分信号，并且在第二信号支路上的第二驱动器放大器可以被配置为在切换级110的输出的第二信号支路处接收差分信号。第一驱动器放大器和第二驱动器放大器可以是，例如，具有单个输入端子和单个输出端子的放大器，或者可以分别包括多个不同的输入端子或者输出端子。
在另一实施例中，例如，驱动器级112可以包括具有两个输入和两个输出的全差分放大器。驱动器级112的两个输入包括：第一驱动器输入，该第一驱动器输入被配置为在切换级110的输出的第一信号支路处接收差分信号；以及第二驱动器输入，该第二驱动器输入被配置为在切换级110的输出的第二信号支路处接收差分信号。驱动器级112的两个输出包括：第一驱动器输出，该第一驱动器输出被配置为提供至第一信号支路的驱动信号；以及第二驱动器输出，该第二驱动器输出被配置为提供至第二信号支路的驱动信号。
采样电容器级114位于驱动器级112的下游，并且被配置为从驱动器级112接收驱动信号。在一个实施例中，采样电容器级114包括第一采样电容器，该第一采样电容器被配置为在第一操作阶段和第二操作阶段期间在驱动器级112的输出处对在第一信号支路上的驱动信号进行采样。附加地，采样电容器级114包括第二采样电容器，该第二采样电容器被配置为在第一操作阶段和第二操作阶段期间在驱动器级112的输出处对在第二信号支路上的驱动信号进行采样。
积分器102位于采样电容器级114的下游，并且可以包括具有两个输入和两个输出的全差分积分器。根据一个实施例，全差分积分器包括第一积分电容器，该第一积分电容器被配置为在第二操作阶段期间对跨第一采样电容器的所采样的电压进行积分。全差分积分器进一步包括第二积分电容器，该第二积分电容器被配置为在第二操作阶段期间对跨第二采样电容器的所采样的电压进行积分。
切换控制器116耦合至切换级110，并且被配置为控制在切换级110中的多个开关的配置。切换控制器116提供非重叠时钟方案，并且可以用硬件和/或软件来实施。在一个实施例中，例如，切换控制器116操作以诸如通过采用第一组开关或者切换部件，在切换级110中开启或者启用第一切换配置或者状态。如此，切换控制器116可以将切换级110调节为在第一操作阶段中操作，并且生成至采样电容器级114的第一电荷转移，该采样电容器级114可以包括，例如，一个或者多个电容器或者电容器部件，诸如，第一采样电容器和第二采样电容器。进一步地，切换控制器116可以操作以诸如通过采用切换级110的第二组开关或者切换部件，开启或者启用切换级110以在第二切换配置或者状态下操作。切换控制器116也可以启用切换级110，以在第二操作阶段中操作以生成至采样电容器级114的第二电荷转移。不同的电荷转移，例如，第一电荷转移和第二电荷转移，可以从不同配置或者阶段的输入信号而得到，其可以根据由切换级和驱动器级112生成的阶段和配置，来生成输入信号的不同反相和不同交叉耦合。由此，切换控制器116可以操作以将不同的阶段(例如，第一操作阶段和第二操作阶段)交替或者排序，以便生成不同的电荷，用于诸如通过采用第一采样电容器或者第二采样电容器，而在一个或者多个电容器部件中进行存储并且随后采样。
作为响应，可以在第一电荷转移期间将差分输入信号106的非反相版本采样到第一采样电容器和第二采样电容器上，并且可以在第二电荷转移期间将差分输入信号106的反相版本采样到第一采样电容器和第二采样电容器上。因为可以分别在第一操作阶段和第二操作阶段期间，采用相反的极性，将差分输入信号106采样到第一采样电容器和第二采样电容器上，所以采样电路104操作以使至采样电容器级114(诸如，至一个或者多个采样电容器(例如，第一采样电容器和第二采样电容器))的采样电荷增加或者大致增为两倍。例如，采样电路104被配置为将采样电容器级114的信噪比大致增加了因子2。
驱动器级112进一步操作以在第一电荷转移和第二电荷转移之前、分别提供至采样电容器级114的差分输入信号106。在第一操作阶段期间，将第一正闪烁噪声和第一偏置(例如，在驱动器级112内的放大器的输出的驱动器信号不匹配或者偏置)引入到至采样电容器级114的第一电荷转移中。附加地，在第二操作阶段期间，将第二正闪烁噪声和第二偏置引入到至采样电容器级114的第二电荷转移中。因为第一正闪烁噪声和第一偏置以及第二正闪烁噪声和第二偏置极性相反，所以采样电路104操作以生成对闪烁噪声和偏置的消除，并且从而在噪声减少的情况下提供更好的ADC稳定性和分辨率
图2图示了具体实施例，其中公开了用于全差分开关电容器积分器200的采样电路202。采样电路202包括交叉耦合切换级204，该切换级204包括多个开关210、212、214和216，该交叉耦合切换级204被配置为在其输入处接收模拟差分信号205，并且被配置为在第一操作阶段期间在其输出处提供差分信号的非反相版本、并且在第二操作期间在其输出处提供差分信号的反相版本。附加地，采样电路202包括驱动器放大器级206，该驱动器放大器级206位于交叉耦合切换级204的下游并且被配置为在第一操作阶段期间在其输入处接收差分信号的非反相版本、并且在第二操作阶段期间在其输入处接收差分信号的反相版本。而且，采样电路202包括在驱动器放大器级204的下游的采样电容器级208，该采样电容器级208被配置为在第一操作阶段和第二操作阶段期间对驱动器放大器级206的输出进行采样。
图2的驱动器放大器级206进一步包括：第一驱动器放大器218，该第一驱动器放大器218在交叉耦合切换级204的第一支路的下游；以及第二驱动器放大器220，该第二驱动器放大器220在交叉耦合切换级204的第二支路的下游。附加地，采样电容器级208包括：第一采样电容器222，该第一采样电容器222耦合至第一驱动器放大器218的输出；以及第二采样电容器224，该第二采样电容器224耦合至第二驱动器放大器220的输出。
而且，图2的交叉耦合切换级204包括：第一开关210，该第一开关210在模拟差分信号205的第一输入226与第一驱动器放大器218的输入之间；以及第二开关212，该第二开关212在模拟差分信号205的第二输入228与第二驱动器放大器220的输入之间。交叉耦合切换级204进一步包括：第三开关214，该第三开关214在模拟差分信号205的第一输入226与第二驱动器放大器220的输入之间；以及第四开关216，该第四开关216在模拟差分信号205的第二输入228与第一驱动器放大器218的输入之间，其中第三开关214和第四开关216操作以将模拟差分信号205的第一输入226和模拟差分信号205的第二输入228交叉耦合至第二驱动器放大器220和第一驱动器放大器218。
在一个实施例中，在第一操作阶段中，交叉耦合切换级204被配置为开通第一开关210和第二开关212，而关断第三开关214和第四开关216。进一步地，在第二操作阶段中，交叉耦合切换级204被配置为开通第三开关214和第四开关216，而关断第一开关210和第二开关212。
图3图示了另一实施例，其中公开了用于全差分开关电容器积分器300的采样电路302。采样电路302包括交叉耦合切换级304，该切换级304包括多个开关310、312、314和316，该切换级304被配置为在其输入处接收模拟差分信号305，并且被配置为在第一操作阶段期间在其输出处提供差分信号的非反相版本、并且在第二阶段期间在其输出处提供差分信号的反相版本。附加地，采样电路302包括驱动器放大器级306，该驱动器放大器级306位于交叉耦合切换级204的下游、并且被配置为在第一操作阶段期间在其输入处接收差分信号的非反相版本、并且在第二操作阶段期间在其输入处接收差分信号的反相版本。而且，采样电路302包括在驱动器放大器级306的下游的采样电容器级308，该采样电容器级308被配置为在第一操作阶段和第二操作阶段期间对驱动器放大器级306的输出进行采样。
图3的驱动器放大器级306包括全差分驱动器放大器318，其中其第一输入319耦合至交叉耦合切换电路304的第一支路、并且其第二输入320耦合至交叉耦合切换电路304的第二支路。附加地，采样电容器级308包括：第一采样电容器322，该第一采样电容器322耦合至驱动器放大器318的第一输入330；以及第二采样电容器324，该第二采样电容器324耦合至驱动器放大器318的第二输出332。
而且，图3的交叉耦合切换电路304包括：第一开关310，该第一开关310在模拟差分信号305的第一输入326与第一驱动器放大器318的第一输入319之间；以及第二开关312，该第二开关312在模拟差分信号305的第二输入328与驱动器放大器318的第二输入320之间。交叉耦合切换电路304进一步包括：第三开关314，该第三开关314在模拟差分信号305的第一输入326与驱动器放大器318的第二输入320之间；以及第四开关316，该第四开关316在模拟差分信号305的第二输入328与驱动器放大器318的第一输入319之间，其中第三开关314和第四开关316操作以将模拟差分信号305的第一输入326和第二输入328交叉耦合至驱动器放大器318的第二输入320和第一输入319。
图4a示出了根据本公开的开关电容器采样网络400的示意图，其可以用作用于ADC诸如ΣΔADC的输入电路。网络400包括交叉耦合切换电路402，该交叉耦合切换电路402包括：第一开关S1 410，该第一开关S1 410在模拟差分信号405的第一输入446与第一驱动器放大器418的输入之间；以及第二开关S2 412，该第二开关S2 412在模拟差分信号405的第二输入448与第二驱动器放大器420的输入之间。交叉耦合切换电路402进一步包括：第三开关S3 414，该第三开关S3 414在模拟差分信号405的第一输入446与第二驱动器放大器420的输入之间；以及第四开关S4 416，该第四开关S4 416在模拟差分信号405的第二输入448与第一驱动器放大器420的输入之间，其中第三开关S3 414和第四开关S4 416操作以将模拟差分信号405的第一输入446和第二输入448交叉耦合至第二驱动器放大器420和第一驱动器放大器418。
网络400进一步包括驱动器放大器系统404，该驱动器放大器系统404包括：第一驱动器放大器418，该第一驱动器放大器418在交叉耦合切换电路402的第一支路的下游；以及第二驱动器放大器420，该第二驱动器放大器420在交叉耦合切换电路402的第二支路的下游。附加地，网络400包括采样电容器部件406，该采样电容器部件406包括：第一采样电容C1 422，该第一采样电容C1 422耦合至第一驱动器放大器418的输出445；以及第二采样电容C2 424，该第二采样电容C2 424耦合至第二驱动器放大器420的输出447。
而且，网络400包括积分器407，该积分器407包括具有反相端子438和非反相端子440的运算放大器408。积分器407生成积分的信号，该积分的信号包括正电压输出信号“Voutp”442和负电压输出信号“Voutn”444。正电压积分器反馈电容器C4 434与在438与“Voutp”442之间的运算放大器408并联连接。负电压积分器反馈电容器C3 436与在440与“Voutn”444之间的运算放大器408并联连接。附加地，网络400包括求和点开关S4、S5、S6和S7。开关S4 428设置在C1 422与参考接地之间。开关S6 426设置在C1 422与运算放大器408的反相端子438之间。同样，开关S5 430设置在C2 424与参考接地之间。开关S7 432设置在C2 424与运算放大器408的非反相端子440之间。
图4b图示了由四个时钟波形限定的两相非重叠时钟450：“Ф1”452、“Ф1d”454、“Ф2”456和“Ф2d”458。每个开关在任何给定时间时的位置由其对应的时钟波形确定。在代表性实施例中，开关在其对应的时钟波形为“关断”时断开，并且，开关在其对应的时钟波形为“开通”时为闭合。然而，在其它实施例中，开关可以配置有，在开关的状态与它们的对应的时钟波形之间的其它关系。
可以通过追踪响应于时钟450的时钟波形的周期运行而建立的电路，来说明网络400的操作。在时间t0时，时钟波形Ф1 452和Ф1d 454周期运行至开通状态，而时钟波形Ф2 456和Ф2d 458保持在关断状态下。响应于Ф1 452的开通状态，开关S4 428和S5 430闭合。响应于Ф1d 454的开通状态，开关S1 410和S2 412闭合。通过闭合S1 410和S4 428，通过驱动器放大器418和C1 422，在第一输入446(即，Vp)与接地449之间建立电路。该电路允许第一输入466(即，Vp)作为在C1 422上的电荷而被采样。进一步地，该电路将驱动器放大器418的闪烁噪声Vfp作为在C1 422上的电荷而进行采样。相似地，通过闭合S2 412和S5 430，通过驱动器放大器420和C2 424，在第二输入448(即，Vn)与接地449之间建立电路。该电路允许第二输入448(即，Vn)作为在C2 424上的电荷而被采样。进一步地，该电路将驱动器放大器420的闪烁噪声Vfn作为在C2 424上的电荷而进行采样。
在时间t1时，时钟波形Ф1 452周期运行至关断状态，而Ф1d 454保持在开通状态下。时钟波形Ф2 456和Ф2d 458保持在关断状态下。响应于Ф1 452的关断状态，开关S4 428和S5 430断开。断开开关S4 428使得在第一输入466(即，Vp)与接地449之间的电路断路。这隔离了存储在C1 422上的电荷，由此对第一输入446(即，Vp和Vfp)进行有效地采样。在第一操作阶段结束时在电容C1 422上采样的总电荷定义为：
QC11＝C1*(Vp+Vfp) (1)
相似地，断开开关S5 430使得在第二输入448(即，Vn)与接地449之间的电路断路。这隔离了存储在C2 424上的电荷，由此对第二输入448(即，Vn和Vfn)进行有效地采样。在第一操作阶段结束时在电容C2 424上采样的总电荷定义为：
QC21＝C2*(Vn+Vfn) (2)
在时间t2时，时钟波形Ф1d 454周期运行至关断状态。时钟波形Ф1452、Ф2 456和Ф2d 458保持在关断状态下。响应于Ф1d 454的关断状态，开关S1 410和S2 412断开。通过延迟开关S1 410和S2 412的断开直到在已经断开了开关S4 428和S5 430之后为止，并且由此隔离存储在C1 422和C2 424上的电荷，所采样的信号不受在已经断开的开关S4428和S5 430之后发生的电荷注入的影响。
在时间t3时，时钟波形Ф2 456和Ф2d 458周期运行至开通状态，而时钟波形Ф1 452和Ф1d 454保持在关断状态下。响应于Ф2d 458的开通状态，开关S3 414和S4 416闭合。响应于Ф2 456的开通状态，开关S6 426和S7 432闭合。通过闭合开关S6 426和S4 416，通过驱动器放大器418和C1 422，在第二输入448(即，Vn)与运算放大器408的反相端子438之间建立电路。该电路允许第二输入448(即，Vn)、和驱动器放大器418的闪烁噪声，作为在C1 422上的电荷而被采样，并且进一步使得能够将在C1 422上的总电荷QC1 +转移至C4 434。所转移的电荷QC1 +定义为：
QC1 +＝C1*((Vp+Vfp)-(Vn+Vfp))＝C1*(Vp-Vn) (3)
相似地，通过闭合开关S7 432和S3 414，通过驱动器放大器420和C2 424，在第一输入446(即，Vn)与运算放大器408的非反相端子440之间建立电路。该电路允许第一输入446(即，Vp)和驱动器放大器420的闪烁噪声Vfn作为在C2 422上的电荷而被采样，并且进一步使得能够将在C2 424上的总电荷QC2 +转移至C3 436。所转移的电荷QC2 +定义为：
QC2 +＝C2*((Vn+Vfn)-(Vp+Vfn))＝C2*(Vn-Vp) (4)
通过上面的分析，显而易见的是：交叉耦合采样在第一阶段和第二阶段期间，通过对差分信号采用相反极性进行采样，使跨采样电容C1422和C2 424的有效电压摆幅增为两倍(即，Vp-Vn和Vn-Vp)，从而使跨C4 434和C3 436的积分的电荷增为两倍，同时热噪声保持相同。这就改进了采样电路的SNR性能。进一步地，在第一阶段和第二阶段期间，将缓冲放大器的闪烁噪声Vfp和Vfn采用相同极性采样到采样电容C1 422和C2 424上，从而使得能够在积分阶段期间消除闪烁噪声。
在时间t4时，时钟波形Ф2 456周期运行至关断状态，而Ф2d 458保持在开通状态下。时钟波形Ф1 452和Ф1d 454保持在关断状态下。响应于Ф2 456的关断状态，开关S6 426和S7 432断开。断开开关S6 426使在第一输入446(即，Vp)与运算放大器408的反相端子438之间的电路断路。这隔离了转移至C4 434的电荷。附加地，断开开关S7 432使在Vn第二输入448(即，Vp)与运算放大器408的非反相端子440之间的电路断路。这隔离了转移至C3 436的电荷。
在时间t5时，时钟波形Ф2d 458周期运行至关断状态。时钟波形Ф1452、Ф1d 454和Ф2d 456保持在关断状态下。响应于Ф2d 458的关断状态，开关S3 414和S4 416断开。通过延迟开关S3 414和S4 416的断开直到在已经断开了开关S7 432和S6 426之后为止，并且由此隔离了存储在C4 434和C3 436上的电荷，所采样的信号不受在已经断开了开关S6 426和S7 432之后发生的电荷注入的影响。
在时间t6时，时钟波形Ф1 452和Ф1d 454周期运行至开通状态，而时钟波形Ф2 456和Ф2d 458保持在关断状态下。网络400对Ф1 452的开通状态的响应，与对如上面说明的在时间t0时的开通状态的响应相同。同样，在继t6之后的时间处，网络400按照上面说明的方式操作。
图4c图示了在第一阶段Ф1和第二阶段Ф2中差分输入信号的幅度Vdiff(即，Vp-Vn)。由于采样频率远高于输入信号的频率，所以在Ф1与Ф2之间差分输入信号的幅度变化不大，如图4c中所示。图4d图示了在Ф1和Ф2期间驱动器放大器的差分输出的幅度。由于差分输入信号在第一操作阶段Ф1和第二操作阶段Ф2中采用相反的极性被采样，所以驱动器放大器的差分输出在第一操作阶段Ф1和第二操作阶段Ф2中具有相反的极性(即，在Ф1处为A*Vdiff并且在Ф2处为-A*Vdiff，其中A是驱动器放大器的增益)。相似地，图4e图示了在Ф1和Ф2期间差分驱动器放大器输出闪烁噪声和偏置的幅度。由于驱动器放大器闪烁噪声和偏置在第一操作阶段Ф1和第二操作阶段Ф2中采用相同的极性被采样，所以差分驱动器放大器输出闪烁噪声和偏置在第一操作阶段Ф1和第二操作阶段Ф2中具有相同的极性(即，Vbuf_noise)。闪烁噪声的幅度在Ф1和Ф2中大致相等，这是因为闪烁噪声是低频噪声。用于过采样ADC的时钟频率，通常远高于闪烁噪声的转角频率。
图5示出了开关电容器采样网络500的另一实施例，与开关电容器采样网络400相似。然而，驱动器放大器系统504包括全差分驱动器放大器518，该全差分驱动器放大器518具有两个差分输入519和520和两个差分输出542和544。对开关电容器采样网络500的分析，与上面对开关电容器采样网络400的说明相似。
图6示出了示例实施例，其中开关电容器采样网络600，与开关电容器采样网络400相似，将它们的驱动器放大器实施为源极跟随器601和602。对开关电容器采样网络600的分析与上面对开关电容器采样网络400的说明相似。在图6中的积分器实施方式与在图4a和图5中的积分器相比具有优点，这是因为其包括积分器的内部闪烁噪声的闪烁噪声消除。S5和S6在Ф1期间对积分器放大器的闪烁噪声和差分输入信号进行采样。S7和S8使得能够在Ф2期间对反相的差分输入信号进行积分、并且对积分器闪烁噪声进行消除。在其它实施例中，开关电容器积分器可以通过其它技术来实施，以消除或者减少其内部闪烁噪声。
图7示出了对根据本公开的一个实施例的差分信号进行采样的方法700的流程图。此处参照具有第一驱动器放大器Bufp 418和第二驱动器放大器Bufn 420的图4a的开关电容器采样网络400，对方法700进行描述，然而，该方法也可以应用于具有全差分驱动器放大器的其它开关电容器采样网络，如图5所示。
在方法700中，在702处，在交叉耦合切换电路402的第一输入446和第二输入448处，接收模拟差分信号405。在704处，在第一操作阶段中在第一采样电容C1 422处对来自第一输入446的模拟差分信号405的第一部分Vp进行采样，并且生成至第一采样电容C1 422的第一电荷转移。在706处，在第二操作阶段中在第一采样电容C1 422处对模拟差分信号405的第二部分Vn，包括模拟差分信号405的第一部分Vp的反相版本，进行采样，由此产生至第一采样电容C1 422的第二电荷转移。在708处，在至第一采样电容C1 422的第一和第二电荷转移之前，通过驱动器放大器418，提供模拟差分信号405的第一部分Vp和第二部分Vn。
在710处，在第一操作阶段中在第二采样电容C2 424处对来自第二输入448的模拟差分信号405的第二部分Vn进行采样，并且生成至第二采样电容C2 424的第一电荷转移。在712处，在第二操作阶段中在第二采样电容C2 424处对模拟差分信号405的第一部分Vp，包括模拟差分信号405的第二部分Vn的反相版本，进行采样，由此产生至第二采样电容C2 424的第二电荷转移。在714处，在至第二采样电容C2 424的第一和第二电荷转移之前，通过驱动器放大器420，提供模拟差分信号405的第二部分Vn和第一部分Vp。
虽然上面将各种方法图示并且描述为一系列动作或者事件，但是要理解，这种动作或者事件的图示顺序不应该解释为是限制意义的。例如，除了此处图示和/或描述的顺序之外，一些动作可以与其它动作或者事件按照不同的顺序和/或并行地发生。附加地，并非需要所有图示的动作以实施本公开的一个或者多个方面或者实施例。同样，此处描绘的动作中的一个或者多个可以在一个或者多个单独的动作和/或阶段中执行。
如上面所高亮的，具有在交叉耦合采样电路的下游的缓冲放大器系统的开关电容器采样网络具有多种优点。将缓冲放大器设置在交叉耦合采样电路的下游，提供了减少的与采样电容串联的电阻，并且提供了采样电容器与输入信号源的隔离，从而减少了用于输入源的负载。附加地，高效的闪烁噪声消除使得能够减少针对驱动器放大器的内部闪烁噪声的设计要求，从而能够选择较小的输入晶体管尺寸以便减少用于输入信号源的开关电容性负载。对闪烁噪声的抑制，使得能够向着低热噪声的实现优化驱动器放大器，同时维持小的输入电容。
虽然已经相对于一个或者多个实施方式对本公开进行了图示和描述，但是在不背离随附权利要求书的精神和范围的情况下，可以对图示的示例进行更改和/或修改。具体而言，就由上面描述的部件或者结构(组件、装置、电路、系统等)执行的各种功能而言，除非另有指示，否则用于描述这种部件的术语(包括提及“装置”)，旨在与执行所描述的部件(例如，是功能上等效的)的指定功能的任何部件或结构相对应，即使在结构上与所公开的执行此处在本公开的图示的示例性实施方式中的功能的结构不等效。

Claims (25)

1.一种开关电容器系统，包括：
切换级，所述切换级包括多个开关，被配置为：在所述切换级的输入处接收差分信号，并且在第一操作阶段期间在所述切换级的输出处提供所述差分信号的非反相版本，并且在第二操作阶段期间在所述切换级的输出处提供所述差分信号的反相版本；
驱动器级，所述驱动器级包括放大器，位于所述切换级的下游，被配置为：在所述第一操作阶段期间在所述驱动器级的输入处接收所述差分信号的所述非反相版本，并且在所述第二操作阶段期间在所述驱动器级的输入处接收所述差分信号的所述反相版本；
采样电容器级，所述采样电容器级被配置为：在所述第一操作阶段和所述第二操作阶段期间对所述驱动器级的输出进行采样，并且在所述第二操作阶段期间提供对所述驱动器级的偏置和闪烁噪声的消除；以及
切换控制器，所述切换控制器被配置为：控制所述多个开关的交叉耦合配置，并且通过使跨所述采样电容器级的对应信号摆幅和转移的电荷大致增为两倍，来增加所述采样电容器级的信噪比。
2.根据权利要求1所述的系统，其中所述驱动器级包括：第一放大器，所述第一放大器位于所述切换级的输出的第一支路的下游；以及第二放大器，所述第二放大器位于所述切换级的输出的第二支路的下游；以及
其中所述采样电容器级包括耦合至所述第一放大器的输出的第一采样电容器、和耦合至所述第二放大器的输出的第二采样电容器。
3.根据权利要求2所述的系统，其中所述切换级包括：在所述第一放大器的输入与被配置为传送所述差分信号的第一部分的第一信号通路之间的第一开关、和在所述第二放大器的输入与被配置为传送所述差分信号的第二部分的第二信号通路之间的第二开关。
4.根据权利要求3所述的系统，其中所述切换级进一步包括在所述第二放大器的输入与所述第一信号通路之间的第三开关、和在所述第一放大器的输入与所述第二信号通路之间的第四开关，其中所述第三开关和所述第四开关被配置为将所述第一信号通路和所述第二信号通路交叉耦合至所述第二放大器的输入以及至所述第一放大器的输入。
5.根据权利要求4所述的系统，其中所述切换控制器被配置为：在所述第一操作阶段中，启用所述第一开关和所述第二开关，同时禁用所述第三开关和所述第四开关。
6.根据权利要求4所述的系统，其中所述切换控制器被配置为：在所述第二操作阶段中，启用所述第三开关和所述第四开关，同时禁用所述第一开关和所述第二开关。
7.根据权利要求1所述的系统，其中所述切换控制器被配置为：将所述采样电容器级的信噪比增加了因子2。
8.根据权利要求1所述的系统，其中所述驱动器级包括全差分放大器，所述全差分放大器包括第一驱动器输入、第二驱动器输入、第一驱动器输出和第二驱动器输出；以及
其中所述采样电容器级包括耦合至所述第一驱动器输出的第一采样电容器、和耦合至所述第二驱动器输出的第二采样电容器。
9.根据权利要求8所述的系统，其中所述切换级包括在所述第一驱动器输入与被配置为传送所述差分信号的第一部分的第一信号通路之间的第一开关、和在所述第二驱动器输入与被配置为传送所述差分信号的第二部分的第二信号通路之间的第二开关。
10.根据权利要求9所述的系统，其中所述切换级进一步包括在所述第二驱动器输入与所述第一信号通路之间的第三开关、和在所述第一驱动器输入与所述第二信号通路之间的第四开关，其中所述第三开关和所述第四开关被配置为将所述第一信号通路和所述第二信号通路交叉耦合至所述第二驱动器输入和所述第一驱动器输入。
11.一种模数转换器系统，包括：
切换部件，所述切换部件被配置为在第一信号支路和第二信号支路处接收差分信号，包括：被配置为在第一操作阶段期间在所述切换部件的输出处提供所述差分信号的非反相版本的第一组开关、和被配置为在第二操作阶段期间在所述切换部件的输出处提供所述差分信号的反相版本的第二组开关；
驱动器部件，所述驱动器部件在所述切换部件的下游，被配置为：在所述第一操作阶段期间基于所述差分信号的所述非反相版本、以及在所述第二操作阶段期间基于所述差分信号的所述反相版本，来生成至所述第一信号支路和所述第二信号支路的驱动信号；
采样部件，所述采样部件被配置为：对所述驱动器部件的所述驱动信号进行采样，在所述第一操作阶段和所述第二操作阶段期间生成至第一采样电容器和第二采样电容器的电荷转移，并且在所述第二操作阶段期间生成对所述驱动器部件的偏置和闪烁噪声的消除；以及
切换控制部件，所述切换控制部件被配置为：控制所述第一组开关和所述第二组开关的交叉耦合配置，并且通过使跨所述第一采样电容器和所述第二采样电容器的对应的信号摆幅以及所述电荷转移增为两倍，来增加所述采样部件的信噪比。
12.根据权利要求11所述的系统，进一步包括全差分积分器，所述全差分积分器包括：被配置为在所述第二操作阶段期间对跨所述第一采样电容器的采样电压进行积分的第一积分电容器、和被配置为在所述第二操作阶段期间对跨所述第二采样电容器的采样电压进行积分的第二积分电容器。
13.根据权利要求11所述的系统，其中所述采样部件进一步被配置为：对所述驱动器部件的所述偏置进行采样，并且在所述采样部件处减去所述偏置。
14.根据权利要求11所述的系统，其中所述采样部件被配置为：通过在所述第一操作阶段和所述第二操作阶段期间、在所述采样部件中对所述闪烁噪声进行采样，来消除来自所述驱动器部件的所述闪烁噪声。
15.根据权利要求11所述的系统，其中所述驱动器部件包括：第一放大器，所述第一放大器位于所述切换部件的所述第一信号支路的下游；以及第二放大器，所述第二放大器位于所述切换部件的所述第二信号支路的下游。
16.根据权利要求15所述的系统，其中所述第一放大器和所述第二放大器分别包括源极跟随器。
17.根据权利要求15所述的系统，其中所述切换部件被配置为：在所述第一操作阶段中，将所述第一放大器耦合至被配置为传送所述差分信号的第一部分的第一信号通路，并且将所述第二放大器耦合至被配置为传送所述差分信号的第二部分的第二信号通路。
18.根据权利要求17所述的系统，其中所述切换部件进一步被配置为：在所述第二操作阶段中，将所述第一放大器耦合至被配置为传送所述差分信号的所述第二部分的所述第二信号通路，并且将所述第二放大器耦合至被配置为传送所述差分信号的所述第一部分的所述第一信号通路。
19.根据权利要求11所述的系统，其中所述切换控制部件被配置为：将所述采样部件的信噪比增加了因子2。
20.根据权利要求11所述的系统，其中所述驱动器部件包括全差分放大器，所述全差分放大器包括第一驱动器输入、第二驱动器输入、第一驱动器输出和第二驱动器输出，以及
其中所述切换部件被配置为：在所述第一操作阶段中，将所述第一驱动器输入耦合至被配置为传送所述差分信号的第一部分的第一信号通路，并且将所述第二驱动器输入耦合至被配置为传送所述差分信号的第二部分的第二信号通路；并且
所述切换部件进一步被配置为：在所述第二操作阶段中，将所述第一驱动器输入耦合至被配置为传送所述差分信号的所述第二部分的所述第二信号通路，并且将所述第二驱动器输入耦合至被配置为传送所述差分信号的所述第一部分的所述第一信号通路。
21.一种用于数模转换器的方法，包括：
接收模拟差分信号；
在第一操作阶段中，在第一采样电容处对所述模拟差分信号的第一部分进行采样，并且生成至所述第一采样电容的第一电荷转移；
在第二操作阶段中，在所述第一采样电容处对所述模拟差分信号的所述第二部分，包括所述模拟差分信号的所述第一部分的反相版本，进行采样；并且生成至所述第一采样电容的第二电荷转移，
在至所述第一采样电容的所述第一电荷转移和所述第二电荷转移之前，经由第一放大器提供所述模拟差分信号的所述第一部分和所述第二部分，
在所述第一操作阶段中，在第二采样电容处对所述模拟差分信号的所述第二部分进行采样，并且生成至所述第二采样电容的第一电荷转移；
在所述第二操作阶段中，在所述第二采样电容处对所述模拟差分信号的所述第一部分，包括所述模拟差分信号的所述第二部分的反相版本，进行采样；并且生成至所述第二采样电容的第二电荷转移；以及
在至所述第二采样电容的所述第一电荷转移和所述第二电荷转移之前，经由第二放大器提供所述模拟差分信号的所述第二部分和所述第一部分。
22.根据权利要求21所述的方法，其中生成至所述第一采样电容的所述第一电荷转移和生成至所述第一采样电容的所述第二电荷转移包括：生成至所述第一采样电容的第一正总电荷，并且使至所述第一采样电容的电荷转移大致增为两倍；以及
其中生成至所述第二采样电容的所述第一电荷转移和生成至所述第二采样电容的第二电荷转移包括：生成至所述第二采样电容的第一负总电荷，并且使至所述第二采样电容的电荷转移大致增为两倍。
23.根据权利要求21所述的方法，其中在至所述第一采样电容的所述第一电荷转移和所述第二电荷转移之前经由所述第一放大器提供所述模拟差分信号的所述第一部分并且提供所述模拟差分信号的所述第二部分进一步包括：提供低阻抗驱动，并且在所述第一操作阶段期间对所述第一电荷转移引入第一正闪烁噪声和第一偏置，并且在所述第二操作阶段期间对所述第二电荷转移引入第二正闪烁噪声和第二偏置；以及
其中生成至所述第一采样电容的所述第一电荷转移和生成至所述第一采样电容的所述第二电荷转移包括：生成在所述第一采样电容中的所述第一正闪烁噪声和所述第二正闪烁噪声的消除以及偏置消除。
24.根据权利要求21所述的方法，其中在至所述第二采样电容的所述第一电荷转移和所述第二电荷转移之前经由所述第二放大器提供所述模拟差分信号的所述第二部分和所述第一部分进一步包括：提供低阻抗驱动，并且在所述第一操作阶段期间对所述第一电荷转移引入第一正闪烁噪声和第一偏置，并且在所述第二操作阶段期间对所述第二电荷转移引入第二正闪烁噪声和第二偏置；以及
其中生成至所述第二采样电容的所述第一电荷转移和生成至所述第二采样电容的所述第二电荷转移进一步包括：生成对在所述第二采样电容中的所述第一正闪烁噪声和所述第二正闪烁噪声的消除以及偏置消除。
25.根据权利要求21所述的方法，其中对所述模拟差分信号的所述第一部分和所述第二部分进行采样包括：
在所述第一操作阶段期间，经由所述第一放大器提供所述模拟差分信号的所述第一部分，并且经由所述第二放大器提供所述模拟差分信号的所述第二部分；以及
在所述第二操作阶段期间，经由所述第二放大器提供所述模拟差分信号的所述第一部分，并且经由所述第一放大器提供所述模拟差分信号的所述第二部分。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111082806A (zh) * 2019-12-26 2020-04-28 北京化工大学 一种消除噪声的方法及系统
CN111758220A (zh) * 2018-02-20 2020-10-09 亚德诺半导体无限责任公司 相关的双采样模数转换器
CN111865307A (zh) * 2020-07-09 2020-10-30 同济大学 噪声整形模数转换器
CN111953323A (zh) * 2020-07-28 2020-11-17 北京中星微电子有限公司 用于采集信号的电路
CN113225059A (zh) * 2020-02-05 2021-08-06 亚德诺半导体国际无限责任公司 开关电容电路
CN113225059B (zh) * 2020-02-05 2024-05-14 亚德诺半导体国际无限责任公司 开关电容电路

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6711691B2 (ja) * 2016-05-17 2020-06-17 アズビル株式会社 Ｏｐアンプおよび電子回路
EP3300251B1 (en) * 2016-09-27 2020-11-18 ams International AG Integration circuit and method for providing an output signal
US10291226B1 (en) 2018-09-27 2019-05-14 IQ-Analog Corporation Sample-and-hold circuit with enhanced noise limit
KR102160153B1 (ko) * 2018-10-31 2020-09-25 성균관대학교 산학협력단 스위치드-커패시터 고속 적분장치 및 방법
US11108404B1 (en) 2020-07-22 2021-08-31 Analog Devices, Inc. Low noise integrated circuit techniques
CN114079470A (zh) * 2020-08-14 2022-02-22 恩智浦美国有限公司 能够在传感器系统中使用的模拟前端电路
GB2598121B (en) * 2020-08-18 2022-08-24 Crypto Quantique Ltd Fully differential switched capacitor integrator circuit
US11515884B2 (en) 2021-04-14 2022-11-29 Analog Devices, Inc. Noise reducing capacitance driver
US11418890B1 (en) * 2021-04-15 2022-08-16 Knowles Electronics, Llc Digital sensors, electrical circuits and methods

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5589831A (en) * 1995-01-30 1996-12-31 Samsung Semiconductor, Inc. Fully differential flash ADC based on the voltage follower amplifier structure
US20060097899A1 (en) * 2004-11-10 2006-05-11 Fujitsu Limited Adaptive-type sigma-delta a/d converter
CN101355351A (zh) * 2007-07-23 2009-01-28 杭州中科微电子有限公司 一种cmos低功耗、低失调电压、低回程噪声比较器
CN102545908A (zh) * 2011-12-01 2012-07-04 香港应用科技研究院有限公司 一种斩波稳定西格玛-德尔塔调制器

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5675334A (en) * 1996-02-12 1997-10-07 Analog Devices, Inc. Analog to digital conversion system
US6411242B1 (en) * 2000-06-13 2002-06-25 Linear Technology Corporation Oversampling analog-to-digital converter with improved DC offset performance
EP1495546B1 (en) 2002-03-22 2008-03-05 Broadcom Corporation Delta sigma modulator
US6650263B1 (en) * 2002-11-04 2003-11-18 Analog Devices, Inc. Differential sampler structures with reduced distortion and current demand
US7167119B1 (en) * 2005-12-20 2007-01-23 Cirrus Logic, Inc. Delta-sigma modulators with double sampling input networks and systems using the same
KR20080075737A (ko) * 2007-02-13 2008-08-19 삼성전자주식회사 스위치드 커패시터 회로를 이용한 아날로그 디지털 변환방법 및 장치
WO2008151265A1 (en) 2007-06-05 2008-12-11 Analog Devices, Inc. Cross-coupled switched capacitor circuit with a plurality of branches
US7982526B2 (en) * 2008-09-17 2011-07-19 Qualcomm, Incorporated Active-time dependent bias current generation for switched-capacitor circuits
KR101087246B1 (ko) * 2009-09-10 2011-11-29 연세대학교 산학협력단 스위치드 커패시터 회로
US9154155B2 (en) * 2013-02-27 2015-10-06 Microchip Technology Incorporated 2-phase switched capacitor flash ADC
WO2015004863A1 (ja) * 2013-07-09 2015-01-15 パナソニック株式会社 スイッチトキャパシタ回路及びその駆動方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5589831A (en) * 1995-01-30 1996-12-31 Samsung Semiconductor, Inc. Fully differential flash ADC based on the voltage follower amplifier structure
US20060097899A1 (en) * 2004-11-10 2006-05-11 Fujitsu Limited Adaptive-type sigma-delta a/d converter
CN101355351A (zh) * 2007-07-23 2009-01-28 杭州中科微电子有限公司 一种cmos低功耗、低失调电压、低回程噪声比较器
CN102545908A (zh) * 2011-12-01 2012-07-04 香港应用科技研究院有限公司 一种斩波稳定西格玛-德尔塔调制器

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111758220A (zh) * 2018-02-20 2020-10-09 亚德诺半导体无限责任公司 相关的双采样模数转换器
CN111758220B (zh) * 2018-02-20 2024-04-02 亚德诺半导体国际无限责任公司 相关的双采样模数转换器
CN111082806A (zh) * 2019-12-26 2020-04-28 北京化工大学 一种消除噪声的方法及系统
CN113225059A (zh) * 2020-02-05 2021-08-06 亚德诺半导体国际无限责任公司 开关电容电路
CN113225059B (zh) * 2020-02-05 2024-05-14 亚德诺半导体国际无限责任公司 开关电容电路
CN111865307A (zh) * 2020-07-09 2020-10-30 同济大学 噪声整形模数转换器
CN111953323A (zh) * 2020-07-28 2020-11-17 北京中星微电子有限公司 用于采集信号的电路

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