CN105937916B - 比较电路及传感器装置 - Google Patents

Abstract

本发明题为比较电路及传感器装置。提供除去比较电路中的比较器的偏置电压的影响并且在高温中也能得到高精度的比较判定结果的比较电路。比较电路具备：比较器，具有经由第一电容输入第一输入电压并经由第三电容输入第三输入电压的第一输入端子、经由第二电容输入第二输入电压并经由第四电容输入第四输入电压的第二输入端子、和输出端子；第一开关，其一端与第一输入端子连接，在采样相位导通而将第一输入端子的电压作为输出端子的电压；以及第二开关，其一端与第二输入端子连接，在采样相位导通而将第二输入端子的电压作为基准电压。

Description

比较电路及传感器装置

技术领域

本发明涉及高精度比较电压的大小的比较电路及具备比较电路的传感器装置。

背景技术

电子电路一般比较多个电压，作为判定其大小的电路使用比较电路（例如，参照专利文献1）。

在图7示出现有的比较电路的一个例子的电路图。现有的比较电路使用比较器（comparator），判定两个输入电压的差值的电压是比既定电压大或小。在该比较中，比较器所具有的偏置电压（输入偏置电压）或噪声成为误差的因素，从而存在精度下降这一问题。上述输入偏置电压作为一个例子因比较器的构成输入电路的元件的特性偏差而产生。另外上述噪声因构成电路的单个晶体管所具有的闪变噪声或单个晶体管、电阻元件所具有的热噪声而产生。

为了减少前述比较器所具有偏置电压的影响，图7所示的比较电路成为以下的结构。比较电路具有：比较器15；连接在比较器15的反相输入端子N13与输出端子之间的开关S13；连接在比较器15的反相输入端子N13与输入端子N11之间的电容13；连接在比较器15的同相输入端子N14与比较电压输入端子Nref10之间的开关S14；连接在比较器15的同相输入端子N14与连接点N141之间的开关S11；连接在输入端子N12与连接点N141之间的电容14；以及连接在连接点N141与比较电压输入端子N10之间的开关S12。在此，将比较电压输入端子N10的电压设为V0，将比较电压输入端子Nref10的电压设为Vref，将输入端子N11的电压设为V1，将输入端子N12的电压设为V2，将比较器15的反相输入端子N13的电压设为VN，将比较器15的同相输入端子N14的电压设为V4，将比较器15的输出端子的电压设为Vo。另外，将比较器15的输入偏置电压设为Voa。

图7的比较电路被如图8所示控制开关S11～S14而进行动作。动作的一个周期由采样相位（sample phase）φ1和比较相位φ2构成。在采样相位φ1中，开关S11截止，开关S12～S14导通。在比较相位φ2中，开关S11导通，开关S12～S14截止。另外，附在各连接点或端子的电压的末尾的φ1或φ2分别表示采样相位φ1或比较相位φ2中的电压。

在采样相位φ1中，开关S11截止，开关S12导通，对电容14充电ΔVC4φ1＝V0－V2φ1。由于开关S14导通，所以成为V4φ1＝Vref。比较器15因开关S13导通而作为电压输出器电路进行动作，由于具有输入偏置电压Voa，所以成为Voφ1＝V4φ1＋Voa。另外，由于开关S13导通，所以VNφ1＝Voφ1，即成为VNφ1＝Vref＋Voa，对电容13充电ΔVC3φ1＝VNφ1－V1φ1＝Vref＋Voa－V1φ1。若汇集采样相位φ1下的蓄积到电容13和电容14的电荷则如下。

ΔVC3φ1＝Vref＋Voa－V1φ1　（A1）

ΔVC4φ1＝V0－V2φ1　（A2）

在比较相位φ2中，开关S12～S14截止、开关S11导通。在电容13保持由式（A1）示出的ΔVC3φ1，因此电压VN成为如下。

VNφ2＝V1φ2＋ΔVC3φ1　（A3）

另一方面，在电容14保持由式（A2）示出的ΔVC4φ1，因此电压V4成为如下。

V4φ2＝V2φ2＋ΔVC4φ1　（A4）

最终，由式（A3）表示的电压VN和由式（A4）表示的电压V4在比较器15被比较，从输出端子输出高电平或低电平。

若考虑比较器15的输入偏置电压Voa，则在比较器15中比较的电压成为如下。

（V4φ2＋Voa）－VNφ2＝｛（V2φ2－V1φ2）－（V2φ1－V1φ1）｝－（Vref－V0）　（A5）

式（A5）中，不包含比较器15的输入偏置电压Voa。这表示比较器15的输入偏置电压被抵消。因此，在比较相位φ2比较器15中，比较输入电压分量｛（V2φ2－V1φ2）－（V2φ1－V1φ1）｝和基准电压分量（Vref－V0）。通过以上方式，消除成为误差因素的比较器的偏置电压分量的影响，能够实现误差少的高精度的输出的比较电路。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2008－236737号公报。

发明内容

发明要解决的课题

然而，在搭载到汽车等的电路中，近年要求在更高温下的动作，另外有要求进一步高精度化的倾向。在如前述的现有的比较电路存在这一课题，即，在比较相位中，因高温时变显著的开关的截止泄漏电流而电荷注入到电容，在比较的结果中产生误差。具体而言，在图7的比较电路中，在比较相位φ2对电容13只流入开关S13的泄漏电流，而对电容14流入开关S12及S14的泄漏电流，因此比较器的输入中的电压的变动量在反相输入端子N13侧和同相输入端子N14侧不同，从而在比较结果出现误差。一般而言，构成开关的晶体管的泄漏电流随着变高温而增加，因此误差越是高温就越显著。

另外，在现有的比较电路有这样的课题：关于构成开关的晶体管元件从导通迁移到截止时产生的噪声分量（例如，沟道电荷注入或时钟馈通）的影响，也因为开关对各电容的连接非对称而开关的噪声分量造成的比较器的输入中的电压的变动量在反相输入端子N3侧和同相输入端子N14侧不同，从而成为误差发生的因素。

本发明鉴于这样的点而构思，目的在于提供一种比较电路，能以简便的电路构成除去比较器的输入偏置电压的影响，并且抑制开关的截止泄漏电流或噪声分量造成的误差的影响，从而能够得到高精度的比较判定结果。

用于解决课题的方案

为了解决现有的这样的问题点，本发明的比较电路采用如下的结构。

一种比较电路，包括：比较器，具备：第一输入电压经由第一电容输入而第三输入电压经由第三电容输入的第一输入端子、第二输入电压经由第二电容输入而第四输入电压经由第四电容输入的第二输入端子和输出端子；第一开关，一端与第一输入端子连接，在采样相位导通而使第一输入端子的电压为输出端子的电压；以及第二开关，一端与第二输入端子连接，在采样相位导通而使第二输入端子的电压为基准电压。

发明效果

依据本发明的比较电路，通过有效活用开关、电容和比较器，能以简便的电路构成除去因比较器中产生的偏置分量或开关的截止泄漏电流分量或开关的噪声分量而产生的误差，从而能够广泛的温度区域中进行高精度的比较。

附图说明

图1是本发明的实施方式的比较电路的电路图。

图2是示出本发明的实施方式的各开关的动作的图。

图3是本发明的实施方式的其他例子的电路图。

图4是将本发明的实施方式应用于磁传感器装置的例子的电路图。

图5是示出磁传感器装置所使用的差动放大器的一个例子的电路图。

图6是示出磁传感器装置所使用的检测电压设定电路的一个例子的电路图。

图7是现有的比较电路的电路图。

图8是示出现有的比较电路的各开关的动作的图。

具体实施方式

本发明的比较电路作为半导体电路中的高精度的比较电路而得到广泛利用。以下，参照附图，对本发明的比较电路进行说明。

图1是示出本发明的比较电路的实施方式的电路图。本发明的比较电路具备：比较器1；电容C1、C2、C3、C4；以及开关S1、S2。

比较器1具有反相输入端子NN和同相输入端子NP和输出端子OUT。电容C1的一个端子与比较器1的反相输入端子NN连接，另一个端子与输入端子N1连接。电容C2的一个端子与比较器1的同相输入端子NP连接，另一个端子与输入端子N2连接。电容C3的一个端子与比较器1的反相输入端子NN连接，另一个端子与输入端子N3连接。电容C4的一个端子与比较器1的同相输入端子NP连接，另一个端子与输入端子N4连接。开关S1的一个端子与比较器1的反相输入端子NN连接，另一个端子与比较器1的输出端子OUT连接。开关S2的一个端子与比较器1的同相输入端子NP连接，另一个端子与基准电压输入端子Nref连接。开关S1、S2利用开关控制信号（电路图中未图示）来控制导通或截止。

在以下的说明中，将各端子N1～N4、NN、NP、Nref及OUT的电压分别设为V1～V4、VN、VP、Vref及Vo。

接着，说明本发明的比较电路的动作。

首先，说明比较器1的动作。比较器1具有输出放大一对输入电压之差的值的功能。若以式表示该放大功能，则成为

Vo＝A1×（VP－VN）　（1）。

这里A1为比较器1的放大率。

图1的比较电路中，比较器1的反相输入端子NN和输出端子OUT连接在开关S1的两端。在开关S1导通的状态下，Vo和VN成为大致相等的电压，因此Vo能从式（1）如下表示。

Vo＝A1/（1＋A1）×VP　（2）

说明的方便起见，设放大率A1为充分大时，得到下式。

Vo＝VP　（3）

即，在开关S1导通的状态下，比较器1进行电压输出器动作。

另一方面，在开关S1截止的状态下对比较器1不形成反馈环，因此比较器1作为比较器（comparator）本身而动作。由式（1），比较器1在开关S1截止的状态下，以放大率A1放大VP与VN的差值的电压，进行从输出端子OUT输出高电平信号（一般为正的电源电压电平）或低电平信号（一般为负的电源电压电平、或GND电平）的比较动作。

在此，若设比较器1的输入偏置电压在同相输入端子NN中为Voa，则表示考虑了输入偏置电压的比较器1的动作的式在开关S1导通时和截止时分别从式（3）、式（1）成为如下。

当开关S1导通时

Vo＝VP＋Voa　（4）

当开关S1截止时

Vo＝A1×（VP＋Voa－VN）　（5）

以上为比较器1的动作说明。

图2是示出各开关的动作的图。

比较动作的一个周期由采样相位φ1和比较相位φ2这两个相位构成。开关S1、S2利用开关控制信号来控制。开关S1在采样相位φ1导通，在比较相位φ2截止。另外，开关S2也同样，在采样相位φ1导通，在比较相位φ2截止。

说明图1的比较电路的各相位下的动作概略。

采样相位φ1是将输入端子N1的电压V1、输入端子N2的电压V2、输入端子N3的电压V3、输入端子N4的电压V4、基准电压输入端子Nref的电压Vref、比较器1的偏置电压Voa存储于电容C1、C2、C3及C4的相位。

比较相位φ2是抵消采样相位φ1中的比较器1的偏置分量，并且进行输入端子N1与输入端子N2之间的电压差和输入端子N3与输入端子N4之间的电压差的比较的相位。

以下，对采样相位φ1和比较相位φ2进行详细说明。

在采样相位φ1中，开关S1、S2导通。因此，对比较器1的各输入端子供给以下的电压。对比较器1的反相输入端子NN提供输出端子OUT的电压Vo，对同相输入端子NP提供基准电压Vref。

VPφ1＝Vrefφ1　（6）

另外，当开关S1导通时，比较器1如式（4）所示那样进行动作，因此反相输入端子NN的电压VN能如下表示。

VNφ1＝Vrefφ1＋Voaφ1　（7）

各电压的末尾的φ1表示是采样相位φ1中的电压。此后为其他电压，另外对于比较相位φ2也同样记载。

对电容C1、C2、C3及C4蓄积与各电容的两个端子的电压差和电容值相应的电荷。若将该电荷量分别设为Q1、Q2、Q3及Q4，则分别如下表示。

Q1φ1＝C1×（VNφ1－V1φ1）　（8）

Q2φ1＝C2×（VPφ1－V2φ1）　（9）

Q3φ1＝C3×（VNφ1－V3φ1）　（10）

Q4φ1＝C4×（VPφ1－V4φ1）　（11）

在此，使电容C1～C4的电容值分别为C1～C4。

另一方面，在比较相位φ2中，开关S1、S2截止。在比较相位φ2中对电容C1～C4蓄积的电荷量分别如下表示。

Q1φ2＝C1×（VNφ2－V1φ2）　（12）

Q2φ2＝C2×（VPφ2－V2φ2）　（13）

Q3φ2＝C3×（VNφ2－V3φ2）　（14）

Q4φ2＝C4×（VPφ2－V4φ2）　（15）

由于开关S1截止，所以蓄积到电容C1和电容C3的电荷量的总和根据电荷守恒定律在采样相位φ1和比较相位φ2不变。将它由式表示则成为如下式。

Q1φ1＋Q3φ1＝Q1φ2＋Q3φ2　（16）

向式（16）代入式（8）、（10）、（12）、（14），并对于VNφ2进行求解，则得到下式。

VNφ2＝VNφ1＋C1/（C1＋C3）×（V1φ2－V1φ1）＋C3/（C1＋C3）×（V3φ2－V3φ1）　（17）

若向式（17）代入式（7），则得到下式。

VNφ2＝Vrefφ1＋Voaφ1＋C1/（C1＋C3）×（V1φ2－V1φ1）＋C3/（C1＋C3）×（V3φ2－V3φ1）　（18）

另外，与开关S1同样地开关S2截止，因此蓄积到电容C2和电容C4的电荷量的总和根据电荷守恒定律在采样相位φ1和比较相位φ2不变，由下式表示。

Q2φ1＋Q4φ1＝Q2φ2＋Q4φ2　（19）

向式（19）代入式（9）、（11）、（13）、（15），并对于VPφ2进行求解，则得到下式。

VPφ2＝VPφ1＋C2/（C2＋C4）×（V2φ2－V2φ1）＋C4/（C2＋C4）×（V4φ2－V4φ1）　（20）

若向式（20）代入式（6），则得到下式。

VPφ2＝Vrefφ1＋C2/（C2＋C4）×（V2φ2－V2φ1）＋C4/（C2＋C4）×（V4φ2－V4φ1）　（21）

另外，当开关S1截止时，比较器1如式（5）所示那样进行动作，因此比较器1的输出端子OUT的电压Vo则如下表示。

Voφ2＝A1×（VPφ2＋Voaφ2－VNφ2）　（22）

向上式（22）代入由式（18）表示的VNφ2、由式（21）表示的VPφ2，则得到下式。

Voφ2＝A1×｛－C1/（C1＋C3）×（V1φ2－V1φ1）＋C2/（C2＋C4）×（V2φ2－V2φ1）－C3/（C1＋C3）×（V3φ2－V3φ1）＋C4/（C2＋C4）×（V4φ2－V4φ1）＋（Voaφ2－Voaφ1）｝　（23）

以后说明的方便起见，使电容值C1和电容值C2等于电容值C，使电容值C3和电容值C4等于电容值C的n倍，则式（23）如下表示。

Voφ2＝A1×[1/（1＋n）×｛（V2φ2－V2φ1）－（V1φ2－V1φ1）｝－n/（1＋n）×｛（V3φ2－V3φ1）－（V4φ2－V4φ1）｝＋（Voaφ2－Voaφ1）｝]　（24）

为了便于理解式（24），设从输入端子N1及输入端子N2供给的电压分量为ΔVin、从输入端子N3及输入端子N4供给的电压分量为ΔVref，则式（24）如下表示。

Voφ2＝A1×｛（ΔVin－n×ΔVref）/（1＋n）＋（Voaφ2－Voaφ1）｝　（25）

在此，

ΔVin＝（V2φ2－V1φ2）－（V2φ1－V1φ1）　（26）

ΔVref＝－｛（V4φ2－V3φ2）－（V4φ1－V3φ1）｝　（27）。

在此，比较器1的输入偏置电压Voa严格而言为显示出老化、温度变化（温度漂移）而不是恒定的值，但是，如果采样相位φ1及比较相位φ2的时间为相对于输入偏置电压的老化、温度变化而言充分短的时间，则输入偏置电压的值能够在采样相位φ1和比较相位φ2视为大致相等的值。因此式（25）中，Voaφ2－Voaφ1成为大致零的值，当比较相位φ2的比较器1中的比较动作时会除去比较器1的偏置分量。因而式（25）如下表示。

Voφ2＝A1×｛（ΔVin－n×ΔVref）/（1＋n）｝　（28）

因此，比较从输入端子N1及输入端子N2供给的电压分量ΔVin和从输入端子N3及输入端子N4供给的电压分量ΔVref的结果，被以充分大的放大率A1放大，最终作为高电平信号或低电平信号而从比较器1的输出端子OUT输出。即，除去作为误差分量的偏置电压的影响，能够得到高精度的比较结果。

在此，以使决定ΔVin的输入端子N1及输入端子N2的电压例如成为V2φ2＝V1φ1＝V2’、V1φ2＝V2φ1＝V1’的方式输入的情况下，由式（26）成为ΔVin＝2×（V2’－V1’），将V2’和V1’之差2倍后的电压作为输入电压分量而会向比较器1输入。

另外一方面，以使决定ΔVref的输入端子N3及输入端子N4的电压例如成为V4φ2＝V3φ1＝V4’、V3φ2＝V4φ1＝V3’的方式输入的情况下，由式（27）成为ΔVref＝2×（V3’－V4’），将V3’和V4’之差2倍后的电压作为输入电压分量而会向比较器1输入。

为了方便起见，以成为n＝1的方式选定电容C1～C2的电容值时，该例子的情况下式（28）成为

Voφ2＝A1×｛（V2’－V1’）－（V3’－V4’）｝　（29），

能从输出端子得到输入电压（V2’－V1’）与输入电压（V3’－V4’）的比较结果。

在此，关注式（23），该式中不包含Vref的项。这是因为由式（18）表示的VNφ2和由式（21）表示的VPφ2双方都包含Vrefφ1的项，所以当将这些代入由式（21）表示的Voφ2时Vref的项被抵消。该情况表示在本发明的比较电路中，无论提供给基准电压输入端子Nref的电压Vref为何值，比较结果都与Vref的电压无关。在实际的电路中，能够向比较器1输入的电压的范围有称为同相输入电压范围的限制，在脱离该电压范围的情况下，有无法正常进行高精度的比较的可能性。即便输入端子N1、输入端子N2、输入端子N3及输入端子N4的电压为比较器1的同相输入电压范围外的电压，本发明的比较电路还有通过以使基准电压输入端子Nref的电压处于比较器1的同相输入电压范围内的方式选择，能够进行高精度的比较的优点。若说别的表现，有能够显著缓冲对比较器1所要求的同相输入电压范围的优点。

接着，说明按本发明的结构连接开关S1、S2时的效果。作为截止状态的开关的理想特性，能举出电阻值无限大，即端子间无电流流过的情形，但是在实际的电路中，开关的端子间有泄漏电流流过。为此能举出许多降低泄漏电流的开关电路的结构，但是泄漏电流不会成为零而成为有限的值。在使用电容和开关的比较电路中，因截止时的开关的泄漏电流流入电容而蓄积在电容的电荷量发生变化，能成为比较结果中发生误差的因素。另外一般泄漏电流具有越是高温就越增加的倾向，因此具有越为高温，比较电路的误差就越增大的倾向。

本发明的电路结构中，对于电容C1的一个端子和电容C3的一个端子和比较器1的反相输入端子NN的连接点、电容C2的一个端子和电容C4的一个端子和比较器1的同相输入端子NP的连接点以分别对称的方式连接开关S1、S2。因此，在比较相位φ2开关S1和S2截止时，即便开关S1和S2产生泄漏电流，也因开关S1和S2采用具有大致相等的特性的开关而开关的泄漏电流向各连接点以大致相等地流入，反相输入端子NN的电压VN和同相输入端子NP的电压VP虽然会分别变化，但以使该变化量大致相等的方式动作。因而，电压的差值即VP－VN的值不变，结果具有比较结果的误差成为最小源，能够得到高精度的比较判定结果的构成上的优点。

另外，作为开关的非理想成分，除了上述泄漏电流之外，能举出构成开关的晶体管元件从导通迁移到截止时产生的噪声分量，例如沟道电荷注入、时钟馈通。在本发明的电路结构中，对于电容C1的一个端子和电容C3的一个端子和比较器1的反相输入端子NN的连接点、电容C2的一个端子和电容C4的一个端子和比较器1的同相输入端子NP的连接点以分别对称的方式连接开关S1、S2，因此由开关的噪声分量而产生的电荷大致相等地向各连接点注入，反相输入端子NN的电压VN和同相输入端子NP的电压VP虽然分别变化，但是以使该变化量大致相等的方式动作。这与泄漏电流的情况同样。因此，具有抑制开关从导通状态迁移到截止状态时产生的噪声分量造成的误差的影响，从而能够得到高精度的比较判定结果的构成上的优点。

本说明中虽然示出具体的开关控制的时间图，但是，只要为进行本说明内记载的动作的构成，未必一定受该定时的限制。例如，在图2中，记载为使从采样相位φ1向比较相位φ2迁移时、或相反迁移时切换开关的导通或截止的定时成为同时，但是以在开关S1截止后使开关S2截止的方式错开定时地进行控制也可。在比较器1的过渡响应特性优良的情况下、或者比较器1的反相输入端子NN与同相输入端子NP之间的寄生电容为不能忽略的大小等的情况下，使开关S2截止时产生的开关噪声从同相输入端子NP传播到反相输入端子NN，有时在向电容C1充电的电压产生不能忽略的误差的情况。在这样的情况下，更优选的是使开关S2截止的定时相对于开关S1截止的定时推迟。

另外本说明中，对于电容C1～C4的电容值C1～C4的值的关系举出了具体的比，但是也可以不必一定为说明中示出的比。

另外本说明中，举出了对输入端子N1和输入端子N2施加的输入电压的一个例子以及对输入端子N3和输入端子N4施加的电压的一个例子，但不必一定局限于该例子。例如，如现有技术所示那样，对与施加到传感器元件的物理量的强度相应地进行逻辑输出的信号检测电路适用本实施方式的比较电路的情况下，输入电压分量的例子则成为如下。

V1φ1＝Vcmφ1＋Vsigφ1＋Voffφ1

V2φ1＝Vcmφ1－Vsigφ1－Voffφ1

V1φ2＝Vcmφ2－Vsigφ2＋Voffφ2

V2φ2＝Vcmφ2＋Vsigφ2－Voffφ2

在此，Vcm为传感器元件的信号电压的同相电压分量，Vsig为传感器元件的信号电压分量，Voff为传感器元件的偏置电压分量（误差因素）。将以上的各输入电压代入式（26），则成为

ΔVin＝2×（Vsigφ2＋Vsigφ1）－2×（Voffφ2－Voffφ1）　（30）。

传感器元件的偏置电压分量在采样相位φ1和比较相位φ2显示出大致相等的值，因此被抵消。因而，只有传感器元件的信号电压分量作为输入电压分量ΔVin而会向比较器1输入。在这样的输入电压分量的情况下，也不会脱离作为本发明的宗旨的、除去比较器的输入偏置电压的影响，并且抑制开关的截止泄漏电流或噪声分量造成的误差的影响，从而得到高精度的比较判定结果的特点。

图3是本发明的实施方式的其他例子的电路图。与图1所示的电路图的差异在于追加了电容C5和电容C6这一点。追加的要素如下构成并连接。

电容C5的一个端子与比较器1的反相输入端子NN连接，另一个端子与输入端子N5连接。电容C6的一个端子与比较器1的同相输入端子NP连接，另一个端子与输入端子N6连接。关于其他的连接及结构，与图1所示的本发明的实施方式相同。

接着，说明本发明的比较电路的动作。

开关S1、S2与图1的电路时同样地被控制，如图2所示动作。

在采样相位φ1中，开关S1、S2导通，向电容C1～C4蓄积与式（8）～（11）同样的电荷量，而且对电容C5、C6分别蓄积由下式表示的电荷量Q5、Q6。

Q5φ1＝C5×（VNφ1－V5φ1）　（31）

Q6φ1＝C6×（VPφ1－V6φ1）　（32）

另一方面，在比较相位φ2中，开关S1、S2截止，向电容C1～C4蓄积与式（12）～（15）同样的电荷量，而且对电容C5、C6分别蓄积由下式表示的电荷量Q5、Q6。

Q5φ2＝C5×（VNφ2－V5φ2）　（33）

Q6φ2＝C6×（VPφ2－V6φ2）　（34）

由于开关S1截止，所以蓄积到电容C1和电容C3和电容C5的电荷的总和与图1的情况同样，根据电荷守恒定律在采样相位φ1和比较相位φ2不变。若将它用式表示，则成为如下式。

Q1φ1＋Q3φ1＋Q5φ1＝Q1φ2＋Q3φ2＋Q5φ2　（35）

向式（35）代入式（8）、（10）、（12）、（14）、（31）、（33），对VNφ2进行求解，则得到下式。

VNφ2＝VNφ1＋C1/（C1＋C3＋C5）×（V1φ2－V1φ1）＋C3/（C1＋C3＋C5）×（V3φ2－V3φ1）＋C5/（C1＋C3＋C5）×（V5φ2－V5φ1）　（36）

若向式（36）代入式（7），则得到下式。

VNφ2＝Vrefφ1＋Voaφ1＋C1/（C1＋C3＋C5）×（V1φ2－V1φ1）＋C3/（C1＋C3＋C5）×（V3φ2－V3φ1）＋C5/（C1＋C3＋C5）×（V5φ2－V5φ1）　（37）

另外，与开关S1同样地开关S2截止，因此蓄积到电容C2和电容C4和电容C6的电荷量的总和与图1的情况同样，根据电荷守恒定律在采样相位φ1和比较相位φ2不变，而由下式表示。

Q2φ1＋Q4φ1＋Q6φ1＝Q2φ2＋Q4φ2＋Q6φ2　（38）

向式（38）代入式（9）、（11）、（13）、（15）、（32）、（34），对VPφ2进行求解，则得到下式。

VPφ2＝VPφ1＋C2/（C2＋C4＋C6）×（V2φ2－V2φ1）＋C4/（C2＋C4＋C6）×（V4φ2－V4φ1）＋C6/（C2＋C4＋C6）×（V6φ2－V6φ1）　（39）

若向式（39）代入式（6），则得到下式。

VPφ2＝Vrefφ1＋C2/（C2＋C4＋C6）×（V2φ2－V2φ1）＋C4/（C2＋C4＋C6）×（V4φ2－V4φ1）＋C6/（C2＋C4＋C6）×（V6φ2－V6φ1）　（40）

当开关S1截止时，与图1的情况同样，比较器1的输出端子OUT的电压Vo如式（22）那样表示。若向式（22）代入由式（37）表示的VNφ2、由式（40）表示的VPφ2，则得到下式。

Voφ2＝A1×｛－C1/（C1＋C3＋C5）×（V1φ2－V1φ1）＋C2/（C2＋C4＋C6）×（V2φ2－V2φ1）－C3/（C1＋C3＋C5）×（V3φ2－V3φ1）＋C4/（C2＋C4＋C6）×（V4φ2－V4φ1）－C5/（C1＋C3＋C5）×（V5φ2－V5φ1）＋C6/（C2＋C4＋C6）×（V6φ2－V6φ1）＋（Voaφ2－Voaφ1）｝　（41）

以后为了说明的方便起见，使电容值C1和C2与电容值C相等、使电容值C3和电容值C4等于电容值C的n倍、使电容值C5和电容值C6等于电容值C的m倍，则式（41）如下表示。

Voφ2＝A1×[＋1/（1＋n＋m）×｛（V2φ2－V2φ1）－（V1φ2－V1φ1）｝＋n/（1＋n＋m）×｛（V4φ2－V4φ1）－（V3φ2－V3φ1）｝＋m/（1＋n＋m）×｛（V6φ2－V6φ1）－（V5φ2－V5φ1）｝＋（Voaφ2－Voaφ1）｝]　（42）

为了便于理解式（42），与图1的说明的情况同样，设从输入端子N1及输入端子N2供给的电压分量为ΔVin、从输入端子N3及输入端子N4供给的电压分量为ΔVref、进而从输入端子N5及输入端子N6供给的电压分量为ΔVin2，则式（42）如下表示。

Voφ2＝A1×｛（ΔVin－n×ΔVref＋m×ΔVin2）/（1＋n＋m）＋（Voaφ2－Voaφ1）｝　（43）

在此，ΔVin与式（26）同样，ΔVref与式（27）同样，为

ΔVin＝（V2φ2－V1φ2）－（V2φ1－V1φ1）　（26）

ΔVref＝－｛（V4φ2－V3φ2）－（V4φ1－V3φ1）｝　（27）

ΔVin2＝（V2φ2－V1φ2）－（V2φ1－V1φ1）　（44）。

在此，比较器1的输入偏置电压Voa与图1的说明的情况同样，能够在采样相位φ1和比较相位φ2中视为大致相等的值，因此式（43）能如下表示。

Voφ2＝A1×｛（ΔVin－n×ΔVref＋m×ΔVin2）/（1＋n＋m）｝　（45）

因而，对从输入端子N1及输入端子N2供给的电压分量ΔVin与从输入端子N5及输入端子N6供给的电压分量ΔVin2的m倍之和、与从输入端子N3及输入端子N4供给的电压分量ΔVref的n倍进行比较的结果，被以充分大的放大率A1放大，最终会从比较器1的输出端子OUT作为高电平信号或低电平信号而输出。即，除去作为误差分量的偏置电压的影响，从而能够得到高精度的比较结果。

另外，与图1的情况下的式（23）同样，式（45）中不包含Vref的项。因此，可以说本结构也具有能够显著缓冲对比较器1所要求的同相输入电压范围的优点。另外，关于开关S1、S2的连接，也与图1的情况同样，由于对比较器1反相输入端子NN和同相输入端子NP分别以对称的方式连接开关S1、S2，所以具有开关的非理想成分即泄漏电流或从导通迁移到截止时产生的噪声分量的影响造成的误差成为最小值、能够得到高精度的比较判定结果的构成上的优点。

在图1的说明中列举了向如现有技术所示的、与施加到传感器元件的物理量的强度相应地进行逻辑输出的信号检测电路适用本实施方式的比较电路的情况。在图3所示的本电路结构中也同样，向ΔVin输入传感器元件的信号、向ΔVin2输入其他传感器元件信号时，能够高精度地比较除去了传感器元件和其他传感器元件的信号电压的同相电压分量、偏置电压分量（误差因素）的、传感器元件和其他传感器元件的信号电压分量之和与ΔVref。

另外，若代替式（44）而设为

ΔVin2＝－[（V2φ2－V1φ2）－（V2φ1－V1φ1）]　（44’），

则式（45）如下表示。

Voφ2＝A1×[｛ΔVin－（n×ΔVref＋m×ΔVin2）｝]/（1＋n＋m）｝　（46）

由上述说明和式（46）可知，在向ΔVin输入传感器元件的信号、向ΔVref和ΔVin2输入基准电压分量的情况下，能够对传感器元件信号电压分量与基准电压分量ΔVref和ΔVin之和高精度地进行比较。

图4是将本发明的实施方式应用于磁传感器装置的例子的电路图。图4的磁传感器装置的特点在于追加了图1的比较电路、作为电磁转换元件的霍尔元件2、开关电路3、差动放大器4、检测电压设定电路5和基准电压电路ref0。检测电压设定电路5由基准电压电路ref1及基准电压电路ref2构成。

追加的要素如下构成并连接。霍尔元件2具备第一端子对A－C和第二端子对B－D。开关电路3具有与霍尔元件1的各端子A、B、C及D连接的4个输入端子、和第一输出端子及第二输出端子。差动放大器4具有：分别连接开关电路3的第一输出端子及第二输出端子的第一输入端子N1S及第二输入端子N2S；和与电容C1的另一个端子即输入端子N1连接的第一输出端子N1及与电容C2的另一个端子即输入端子N2连接的第二输出端子N2。与电容C3的另一个端子连接的输入端子N3，与基准电压电路ref1的正极连接，与电容C4的另一个端子连接的输入端子N4，与基准电压电路ref2的正极连接，与开关S2的另一个端子连接的基准电压输入端子Nref，与基准电压电路ref0的正极连接。关于其他的连接及结构，与图1所示的本发明的实施方式相同。

接着，说明本应用例的磁传感器装置的动作。

开关电路3具有对向霍尔元件2的第一端子对A－C输入电源电压并从第二端子对B－D输出信号电压的第一检测状态T1和向第二端子对B－D输入电源电压并从第一端子对A－C输出信号电压的第二检测状态T2进行切换的功能。

霍尔元件2输出与磁场强度（或磁通密度）相应的信号电压，并且输出作为误差分量的偏置电压。在以下的说明中，霍尔元件2设为在采样相位φ1时处于第一检测状态T1、在比较相位φ2时处于第二检测状态T2。另外，若设霍尔元件2的元件信号电压Vh、偏置电压Voh，在第一检测状态T1和第二检测状态T2下元件信号电压Vh为反相、偏置电压Voh为同相，则相位φ1、相位φ2各自的相位中的端子N1S及N2S的电压V1S及V2S由以下的式表示。

V1Sφ1＝Vcm1＋Vh1/2＋Voh1/2　（47）

V2Sφ1＝Vcm1－Vh1/2－Voh1/2　（48）

V1Sφ2＝Vcm2－Vh2/2＋Voh2/2　（49）

V2Sφ2＝Vcm2＋Vh2/2－Voh2/2　（50）

在此，附在霍尔元件2的元件同相电压Vcm、元件信号电压Vh、偏置电压Voh的末尾的“1”或“2”，分别表示霍尔元件2及开关电路3的检测状态分别在第一检测状态T1或第二检测状态T2下的值。通过式（47）到式（50），在各相位向差动放大器4输入的电压成为如下。

V2Sφ1－V1Sφ1＝－Vh1－Voh1　（51）

V2Sφ2－V1Sφ2＝＋Vh2－Voh2　（52）

差动放大器4具有放大两个输入电压之差并作为两个输出电压之差而输出的功能。若用式表示该放大功能，则成为

V2－V1＝G×（V2S－V1S）　（53）。

在此，G为差动放大器的放大率，V1及V2为端子N1、N2的电压。进而，将差动放大器4的输入端子N1S、N2S上的输入偏置电压设为Voa1及Voa2而进行考虑，则式（53）能如下表示。

V2－V1＝G×（V2S－V1S）＋G×（Voa2－Voa1）　（54）

因而差动放大器4的输出中，不仅有输入电压的差值V2S－V1S，而且输入偏置电压的差值Voa2－Voa1也按放大率放大G倍后输出。由式（54），各相位中的差动放大器4的差值输出V2－V1则成为如下。

V2φ1－V1φ1＝G×（V2Sφ1－V1Sφ1）＋G×（Voa2φ1－Voa1φ1）　（55）

V2φ2－V1φ2＝G×（V2Sφ2－V1Sφ2）＋G×（Voa2φ2－Voa1φ2）　（56）

向式（55）及式（56）分别代入式（51）及式（52），则得到下式。

V2φ1－V1φ1＝G×（－Vh1－Voh1）＋G×（Voa2φ1－Voa1φ1）　（57）

V2φ2－V1φ2＝G×（＋Vh2－Voh2）＋G×（Voa2φ2－Voa1φ2）　（58）

由电容C1～C4、比较器1、开关S1、S2构成的结构与图1所示的结构相同，进行与图1相同的动作。在与电容C1的另一个端子连接的输入端子N1和与电容C2的另一个端子连接的输入端子N2，连接有差动放大器4的输出，经由开关电路3输入来自霍尔元件2的与磁场强度相应的信号电压和作为误差分量的偏置电压。另外，与电容C3的另一个端子连接的输入端子N3与基准电压电路ref1的正极连接，并被供给来自基准电压电路ref1的基准电压Vref1。与电容C4的另一个端子连接的输入端子N4与基准电压电路ref2的正极连接，并被供给来自基准电压电路ref2的基准电压Vref2。与开关S2的另一个端子连接的基准电压输入端子Nref与基准电压电路ref0的正极连接，并被供给来自基准电压电路ref0的基准电压Vref0。

由电容C1～C4、比较器1、开关S1、S2构成的结构进行与图1所示的结构相同的动作，因此比较相位φ2中的比较器1的输出会与式（25）相同。在此，说明的方便起见，使电容值C1和C2等于电容值C、使电容值C3和电容值C4等于电容值C的n倍。

Voφ2＝A1×｛（ΔVin－n×ΔVref）/（1＋n）＋（Voaφ2－Voaφ1）｝　（25）

向式（26）代入式（56）和式（58），若重写式（27）则成为如下。

ΔVin＝G×｛（Vh2＋Vh1）－（Voh2－Voh1）｝＋G×｛（Voa2φ2－Voa2φ1）－（Voa1φ2－Voa1φ1）｝　（59）

ΔVref＝－｛（Vref2φ2－Vref1φ2）－（Vref2φ1－Vref1φ1）｝　（60）

在此，差动放大器4及比较器1的输入偏置电压Voa1、Voa2、Voa严格而言显示出老化或温度变化（温度漂移），因此不是恒定的值，但是，如果采样相位φ1及比较相位φ2的时间相对于输入偏置电压的老化、温度变化而言是充分短的时间，则能够视输入偏置电压的值在采样相位φ1与比较相位φ2中为大致相等的值。因此，在式（25）及式（59）中，Voaφ2－Voaφ1、Voa2φ2－Voa2φ1、Voa1φ2－Voa1φ1成为大致零的值，在比较相位φ2的比较器1中的比较动作时，能除去差动放大器4及比较器1的偏置分量。

另外，霍尔元件2的元件偏置电压Voh一般具有在第一检测状态T1和第二检测状态T2下成为大致相等的值的特性，因此Voh2－Voh1成为大致零的值，在比较相位φ2的比较器1中的比较动作时，会除去元件偏置分量。若从式（25）、式（59）删除这些除去的分量，则得到下式。

Voφ2＝A1×｛（ΔVin－n×ΔVref）/（1＋n）｝　（61）

ΔVin＝G×（Vh2＋Vh1）　（62）

因而，对以差动放大器4的放大率G放大霍尔元件2的第一检测状态T1和第二检测状态T2下的元件信号电压Vh之和后的电压分量ΔVsig、和以电容C1～C4的电容值的比放大从检测电压设定电路5供给的电压分量ΔVref后的电压进行比较的结果，最终作为高电平信号或低电平信号而会从比较器1的输出端子OUT输出。

综上所述，如前述的式（61）、（62）、（60）所示，应用本发明的比较电路的磁传感器装置中，除去在霍尔元件2、差动放大器4、比较器1中产生的全部的偏置分量，能够比较霍尔元件的信号分量和基准电压，从而实现高精度的磁场强度的检测。另外，在理想的霍尔元件中，第一检测状态T1和第二检测状态T2的元件同相电压Vcm1及Vcm2相等，但是实际的霍尔元件中未必是相等的值，这也成为在高精度的磁场强度的检测中产生误差的因素。在应用本发明的比较电路的磁传感器装置中，如式（61）、（62）、（60）所示，在表示比较结果的式中不包含这些项，从而能实现除去了霍尔元件的同相电压的非理想成分的高精度的磁场强度的检测。另外，应用本发明的比较电路的磁传感器装置，能够在采样相位φ1和比较相位φ2的两个相位进行磁场强度的检测，不需要复杂的信号处理的步骤，能实现高速且高精度的磁场强度的检测。另外，与霍尔元件的信号分量进行比较的基准电压分量ΔVref，如式（60）所示，根据基准电压电路ref1和基准电压电路ref2的采样相位φ1中的值、和比较相位φ2中的各自的值，能够任意设定。即，通过任意设定基准电压，能够任意设定检测的磁场强度。另外，一般霍尔元件的灵敏度具有温度依赖性，因此与霍尔元件2输出的磁场强度相应的信号电压也具有温度依赖性。为了对此进行修正，例如，使基准电压电路ref1和基准电压电路ref2具有温度依赖性，从而能够抑制检测到的磁场强度的温度依赖性。通过以上方式，示出通过将本发明的比较电路应用于磁传感器装置，实现高精度的磁场强度的检测的情况。

本说明中，作为传感器元件的例子举出磁传感器，特别是对采用霍尔元件的例子进行了说明，但是作为能够应用的传感器元件，不限于此，例如对根据加速度、压力等而输出电压的传感器元件或电阻值根据物理量而变化的传感器元件也能广泛应用。

在此，示出作为构成图4的磁传感器装置的要素即差动放大器4的电路构成的一个例子。

图5是示出磁传感器装置所使用的差动放大器的一个例子的电路图。

图5的差值放大器4具备差动放大器41、42和电阻R11、R12、R13。差动放大器4的第一输入端子N1S与差动放大器41的同相输入端子连接，第二输入端子N2S与差动放大器42的同相输入端子连接，第一输出端子N1与差动放大器41的输出端子连接，第二输出端子N2与差动放大器42的输出端子连接。电阻R11、R12、R13串联连接在第一输出端子N1与第二输出端子N2之间，R11和R12的连接点N1’与差动放大器41的反相输入端子连接，R12和R13的连接点N2’与差动放大器42的反相输入端子连接。

差动放大器4如以上那样连接，并且如下动作。

差动放大器41作为非反相放大器而动作，与反相输入端子连接的连接点N1’以大致等于与同相输入端子连接的N1S的方式动作。另外，差动放大器42作为非反相放大器而动作，与反相输入端子连接的连接点N2’以大致等于与同相输入端子连接的N2S的方式动作。另外，流过电阻R11、R12、R13的电流相等，因此得到下式。

（V1－V1S）/R11＝（V1S－V2S）/R12　（63）

（V2S－V2）/R13＝（V1S－V2S）/R12　（64）

在此，将第一输入端子N1S、第二输入端子N2S、第一输出端子N1、第二输出端子N2的电压分别设为V1S、V2S、V1、V2。若从式（63）和式（64）计算V1及V2，则成为如下。

V1＝－（R11/R12＋1/2）×（V2S－V1S）＋（V2S＋V1S）/2　（65）

V2＝＋（R13/R12＋1/2）×（V2S－V1S）＋（V2S＋V1S）/2　（66）

若将式（65）和式（66）的右边的包含电阻的括弧的项分别设为放大率G1、G2：

G1＝R11/R12＋1/2　（67）；

G2＝R13/R12＋1/2　（68），

则式（65）和式（66）成为如下。

V1＝－G1×（V2S－V1S）＋（V2S＋V1S）/2　（69）

V2＝＋G2×（V2S－V1S）＋（V2S＋V1S）/2　（70）

若从式（69）和式（70）计算V2－V1，则成为如下。

V2－V1＝（G1＋G2）×（V2S－V1S）　（71）

在此，若放大率G设为

G＝G1＋G2　（72），

则式（71）成为

V2－V1＝G×（V2S－V1S）　（73），

得到与式（53）相同的结果。即，图5所示的电路例具有放大两个输入电压之差，并作为两个输出电压之差而输出的功能。另外，图5所示的电路例通过采用这样的仪表放大器结构，能够抑制输入中的同相噪声的影响。此外，由式（72）及（67）、（68）成为

G＝（R11＋R12＋R13）/R12　（74），

因此放大率G可以根据电阻R11、R12、R13任意设定。

接着，示出构成图4的磁传感器装置的要素即检测电压设定电路5的电路构成的一个例子。

图6是示出磁传感器装置所使用的检测电压设定电路5的一个例子的电路图。

图6的检测电压设定电路5具有电阻R51、R52、R53和开关S51、S51x、S52、S52x，如以下那样连接而构成。电阻R53、R52、R51串联连接在正的电源电压端子（以下电源电压端子）VDD与负的电源电压端子（以下，接地端子）VSS之间。将R51和R52的连接点设为Nn，将R52与R53的连接点设为Nnx。开关S51、S51x、S52、S52x具有两个端子，通过开关控制信号（未图示）来控制导通或截止。开关S51的一个端子与连接点Nn连接，另一个端子与基准电压电路ref1的正极Nref1连接。开关S51x的一个端子与连接点Nnx连接，另一个端子与基准电压电路ref1的正极Nref1连接。开关S52的一个端子与连接点Nn连接，另一个端子与基准电压电路ref2的正极Nref2连接。开关S52x的一个端子与连接点Nnx连接，另一个端子与基准电压电路ref2的正极Nref2连接。在以下的说明中，以电源电压端子VDD及接地端子VSS的电压分别为VDD、VSS；连接点Nn、Nnx的电压分别为Vn、Vnx；基准电压电路ref1的正极Nref1、基准电压电路ref2的正极Nref2的电压分别为基准电压Vref1、Vref2而进行说明。

检测电压设定电路5如以上那样连接，并且如下动作。

连接点Nn和Nnx的电压Vn和Vnx为用电阻R53、R52、R51对VDD及VSS进行分压后的电压，因此成为

Vn＝R51/（R51＋R52＋R53）×（VDD－VSS）　（75）；

Vnx＝（R51＋R52）/（R51＋R52＋R53）×（VDD－VSS）　（76）。

电压Vn及Vnx可以通过电阻R51、R52、R53任意设定。

开关S51和S51x被控制成为哪一个导通则另一个截止。因此，对Vref1输出Vn或Vnx的哪一个电压。另外，关于开关S52和S52x也同样，被控制成为哪一个导通则另一个截止。因此，对Vref2输出Vn或Vnx的哪一个电压。作为一个例子，按以下情况进行说明：开关S51在采样相位φ1导通、在比较相位φ2截止，开关S51x在采样相位φ1截止、在比较相位φ2导通，开关S52在采样相位φ1和比较相位φ2导通，开关S52x在采样相位φ1和比较相位φ2截止。

如以上那样控制各开关，因此各相位中的基准电压Vref1、Vref2成为如下。

Vref1φ1＝Vn

Vref1φ2＝Vnx

Vref2φ1＝Vn

Vref2φ2＝Vn

基准电压电路ref1的正极Nref1及基准电压电路ref2的正极Nref2，在图4所示的磁传感器装置中，分别与输入端子N3及输入端子N4连接，因此由上式及式（60）成为

ΔVref＝（Vnx－Vn）　（77）。

因而，在比较器1中与来自霍尔元件2的信号分量比较的ΔVref以能够任意设定的电压Vn、Vnx的差值提供。因此，能够任意设定基准电压，即，能够任意设定检测到的磁场强度。另外，来自霍尔元件2的信号电压一般在S极和N极上正负的符号不同，因此能够通过ΔVref的符号的正负，容易实现对S极和N极的判别。另外，当磁场强度从弱的状态迁移到强的状态之际进行检测时、和当磁场强度从强的状态迁移到弱的状态之际进行解除时，改变ΔVref的值，从而能够容易实现对检测和解除的滞后的设定。

标号说明

1　比较器

2　霍尔元件

3　开关电路

4　差动放大器

5　检测电压设定电路。

Claims (2)

1.一种比较电路，其特征在于，具备：

第一电容、第二电容、第三电容和第四电容；

比较器，具备：经由所述第一电容输入第一输入电压并经由所述第三电容输入第三输入电压的第一输入端子，经由所述第二电容输入第二输入电压并经由所述第四电容输入第四输入电压的第二输入端子，和输出端子；

基准电压端子，输入基准电压；

第一开关，其一端与所述第一输入端子连接，在采样相位导通而将所述第一输入端子的电压作为所述输出端子的电压；以及

第二开关，其一端与所述第二输入端子连接，在所述采样相位导通而将所述第二输入端子的电压作为所述基准电压。

2.一种传感器装置，与施加在传感器元件的物理量的强度相应地进行逻辑输出，其特征在于，具有：

权利要求1所述的比较电路；

传感器元件；

开关电路，连接有所述传感器元件的第一端子对及第二端子对，对被供给电源的端子对和输出与物理量的强度相应的信号电压的端子对进行切换控制，输出从所述传感器元件的端子对输入的第一信号电压和第二信号电压；以及

检测电压设定电路，输出第一基准电压和第二基准电压，

基于所述第一信号电压的电压作为所述第一输入电压而输入，并且基于所述第二信号电压的电压作为所述第二输入电压而输入，

所述第一基准电压作为所述第三输入电压而输入，并且所述第二基准电压作为所述第四输入电压而输入，

对所述基准电压端子输入第三基准电压，

所述开关电路具有对于向所述传感器元件的所述第一端子对供给电源并从所述第二端子对输出所述信号电压的第一检测状态、和向所述传感器元件的所述第二端子对供给电源并从所述第一端子对输出所述信号电压的第二检测状态进行切换的功能，

所述比较电路通过1次所述第一检测状态和1次所述第二检测状态，进行所述逻辑输出。

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