CN1317819C

CN1317819C - 电动机驱动器

Info

Publication number: CN1317819C
Application number: CNB038095963A
Authority: CN
Inventors: 八十原正浩; 杉浦贤治
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-07-15
Filing date: 2003-02-26
Publication date: 2007-05-23
Anticipated expiration: 2023-02-26
Also published as: MY137790A; DE60310394D1; EP1724912A1; US20040007998A1; MY134309A; DE60332669D1; CN1650509A; EP1724912B1; JP2004048951A; EP1495534B1; WO2004008625A1; EP1495534A1; JP3888247B2; DE60310394T2; US6812667B2

Abstract

在电动机驱动器中，基于由驱动波形发生器(80)产生的各个相的驱动波形，功率馈给器(20)将以正弦波连续变化的交流电流送入各个相线圈(11、13、15)。进而，相位超前控制器(50)调整所述驱动波形的相位并且执行相位超前控制，以使各个相线圈中感应的反电势的各个相位与流经所述线圈的交流电的相位总体上一致。在相位超前控制中，借助公共电流检测相电流。上述结构可以减少转矩脉动、振动和噪声，因此可以高效地驱动电动机。

Description

电动机驱动器

技术领域

本发明涉及适于驱动用在空调器、配备有燃烧风扇电动机的热水器、空气清洁器和诸如复印机和打印机的信息装置中的无刷直流电动机的电动机驱动器。具体地说，涉及将连续变化的交流电(优选地，近似为正弦波的电流)供给电动机驱动线圈的电动机驱动器。交流电的流动使得在这些线圈中感应出的反电势的相位与流经这些线圈的交流电的相位之间的相位差一般为零。结果可以获得具有更低转矩脉动、更少振动以及更低噪声的电动机。

背景技术

由于直流无刷电动机的诸如长使用寿命、高可靠性以及容易控制速度的优点，直流无刷电动机被广泛用作内置在例如空调器和包括复印机、打印机等的信息装置中的驱动电动机。

图17是传统电动机驱动器的电路图。图18示出了在电动机驱动器的各个部分处相对于该电动机的旋转角(电气角度)的波形。

如图17所示，无刷直流电动机(此后简称为电动机)的驱动器通常使用多个包含霍尔效应器件的位置检测器901、903和905来检测转子位置。三相分配器890接收位置信号Hu、Hv和Hw，并将三相分配信号UH0、UL0、VH0、VL0、WH0和WL0输出到脉冲宽度调制器(PWM调制器)840，在脉冲宽度调制器840处，这些信号被调制成具有对速度设置器860设置的信号S敏感的脉冲宽度的信号。调制器840输出信号，所述信号通过门驱动器830控制形成功率馈给器820的六个开关821-826顺序地导通或截止。因此，提供给三相线圈811、813和815的电源响应于转子位置(例如图18所示的信号U、V、W)顺序地切换，以使电动机旋转。

施加在各个相线圈中的每个相线圈的线圈端部与中性点N之间的电压形成矩形波形，从而改变各个相线圈中的电流，引起急剧的ON-OFF切换以响应该矩形波形信号。结果，产生了线圈振动，因此产生了机械噪声和电子噪声。各个相的切换频率产生了转矩脉动，其使采用电动机的装置振动，该振动引起装置的共振，从而产生了噪声。

一种以正弦波驱动波形驱动各个相的电动机驱动线圈以降低前面所述的噪声和电子噪声的电动机驱动器是公知的。这种类型的电动机披露于日本待审查专利申请No.H06-233583、H06-233584、H06-233585和日本专利No.2658085。披露于上述申请中的那些电动机使用从检测元件(检测主磁场以便驱动)检测到的输出，并且使用检测元件的输出所形成的地址信号，由此读出存储在存储器中的驱动波形以驱动电动机。

然而，在上述讨论的传统的电动机中，相对于转子的旋转位置的驱动波形，即，施加在各个相的线圈上的电压波形，唯一地由存储在上述讨论的存储器中的数字-信号数据确定。因此，在驱动器驱动具有相当大的电感(例如，定子铁心缠绕有线圈)的电动机的情况下，当所述驱动波形被施加到各个相上时，各个相的电流相对于施加在各个相上的电压的相位延迟变得更大。这种各个相电流中的延迟放大了各个相中感应的反电势(BEMF)与相电流之间的相位差。结果，减小了电动机的转矩，即，降低了电动机的效率。

通常，电动机的转矩近似地与cosφ成比例，其中φ是各个相中感应的BEMF与相电流之间的相位差。换言之，当相电流与BEMF之间的相位差变成零(φ＝0)时，可以最佳地提供电动机转矩。然而，驱动线圈的电感分量必定在相电流中产生相位延迟，从而产生了上述的相位差。预先对这种相位延迟加以考虑，以便机械地移动转子的位置检测器的安装位置，使施加在各个相上的各个电压被超前。这种方法是可以想象到的；然而，电流中相位延迟的数量不是恒定的，而是依据负载或每分钟的转数(rpm)而变化的。因此，该方法只能在特定的负载下产生最佳的效率。

如上所述，相电流的相位延迟依据使用中的电动机的状况(诸如负载或每分钟的转数)或电动机本身的特性(诸如BEMF、电感和电气时间常数)而改变。因此，上述相位差无法始终保持在零，以便以最佳效率驱动电动机。

然而，上面讨论的传统的电动机驱动器需要存储有预定驱动波形的存储器和在将数字信号转换为模拟信号以便驱动电动机之前读出所述驱动波形(数字信号)的数字-模拟(D/A)转换器。因此传统的电动机驱动器配备有复杂的电路。

发明内容

本发明解决了上述问题并且旨在提供一种可以以最佳效率在任何状况下以更低的转矩脉动、更少的振动和更低的噪音来驱动电动机的电动机驱动器。这种电动机驱动器结构简单，其中将近似正弦波形的交流电供给各个相的驱动线圈，并且所述交流电与所述线圈内感应的反电势(BEMF)之间的相位差始终保持接近零。

根据本发明的一个方面，提供了一种电动机驱动器，包括：

(a)三个相中的每个相的驱动线圈；

(b)布置在第一馈给线和第二馈给线之间的直流电源；

(c)用于对应于所述驱动线圈以电气角度上的一个周期为间隔产生驱动波形的驱动波形发生器；

(d)用于控制所述驱动波形的相位的相位超前控制器；以及

(e)功率馈给器，所述功率馈给器用于基于从所述驱动波形调制的脉冲宽度调制(PWM)信号将所述线圈连接到所述第一馈给线和所述第二馈给线中的一个馈给线，并且用于以连续变化的交流电(ac)驱动所述线圈，

其中所述驱动波形发生器通过来自所述相位超前控制器的相位超前操作信号的产生时刻来控制所述驱动波形的产生时刻，

其中所述功率馈给器形成第一连接状态，其中第二相线圈被连接到所述第一馈给线并且第一相线圈和第三相线圈被连接到所述第二馈给线，并且所述功率馈给器形成第二连接状态，其中所述第一相线圈和所述第二相线圈被连接到所述第一馈给线并且所述第三相线圈被连接到所述第二馈给线，

其中所述相位超前控制器包括相电流比较器，

其中所述相电流比较器采样在所述第一和第二连接状态中的一个连接状态中，在所述第一和第二功率馈给线中的一个馈给线中流动的公共电流值，并且在所述第一和第二连接状态中的另一个连接状态中提取所述采样的公共电流值与未被采样的公共电流值之间的比较的结果，并且由此将所述第一连接状态和所述第二连接状态中的所述公共电流值进行比较，

其中所述相位超前控制器控制所述相位超前操作信号的产生时刻，以使在每个连接状态中由所述相电流比较器对所述公共电流值进行的比较结果在所述第一相线圈中产生的反电势(BEMF)过零的附近近似相同，以及

其中所述驱动波形发生器的所述驱动波形的所述产生时刻通过控制由所述相位超前控制器产生的所述相位超前操作信号的产生时刻来控制，并且每个相线圈的所述BEMF和在其中流动的所述交流电被控制为在相位上大致匹配。

在本发明的一个实施例中，由所述相位超前控制器进行的驱动波形的所述相位控制以电气角度上“n”个周期为间隔进行一次，n是等于1或大于1的整数。

可替换地，由所述相位超前控制器进行的驱动波形的所述相位控制以机械角度上“n”个周期为间隔进行一次，n是等于1或大于1的整数。

可替换地，由所述相位超前控制器进行的所述相位控制以电气角度上“1/m”个周期为间隔进行，m是2、3或6。

在本发明的一个实施例中，当由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行相位超前控制时比较公共电流值的结果与在相同时刻的过去两个或更多连续结果一致时，可以对所述驱动波形进行所述相位控制。

在本发明的一个实施例中，当运动部件被驱动为快于所希望的速度时，由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行所述相位控制。

在本发明的一个实施例中，当电动机的负载转矩不小于所希望的值时，由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行所述相位控制。

根据本发明的另一个方面，提供了一种电动机驱动器，包括：

(a)三个相中的每个相的驱动线圈；

(b)布置于第一馈给线和第二馈给线之间的直流电源；

(d)用于控制所述驱动波形的相位的相位超前控制器；以及

其中所述功率馈给器形成第一连接状态，其中第二相线圈被连接到所述第一馈给线并且第一相线圈和第三相线圈被连接到所述第二馈给线，所述功率馈给器形成第二连接状态，其中所述第一相线圈和所述第二相线圈被连接到所述第一馈给线并且所述第三相线圈被连接到所述第二馈给线，并且所述功率馈给器形成第三连接状态，其中所述第二相线圈和所述第三相线圈被连接到所述第一馈给线并且所述第一相线圈被连接到所述第二馈给线，

其中所述相位超前控制器将在所述第一连接状态和所述第二连接状态中在所述第一和所述第二功率馈给线中的一个馈给线内流动的公共电流进行比较，并且选择用于控制所述驱动波形的相位的第一控制状态，使得在所述诸连接状态中的所述公共电流在所述第一相线圈中产生的反电势(BEMF)过零处附近近似相同，

其中所述相位超前控制器将零值与在所述第三连接状态中在所述第一和所述第二馈给线的一个馈给线内流动的所述公共电流进行比较，并且选择用于控制所述驱动波形相位的第二控制状态，使得在所述第三连接状态中的所述公共电流在所述第一相线圈中产生的反电势(BEMF)过零附近近似为零，以及

其中在驱动波形的相位控制的所述电气角度约在所述驱动线圈的BEMF的30度内的情况下，所述相位超前控制器选择所述第一控制状态，并且在驱动波形的相位控制的所述电气角度大于所述驱动线圈的BEMF约30度的情况下，所述相位超前控制器选择所述第二控制状态，并且进行控制使得每个相线圈的所述BEMF的相位与在其中流动的交流电的相位近似匹配。

在本发明的一个实施例中，由所述相位超前控制器进行的驱动波形的所述相位控制以电气角度上“n”个周期为间隔进行一次，n是等于1或大于1的整数。可替换地，由所述相位超前控制器进行的驱动波形的所述相位控制以机械角度上“n”个周期为间隔进行一次，n是等于1或大于1的整数。

根据本发明的另一个方面，提供一种空调器，该空调器的吹风风扇电动机采用本发明提供的电动机驱动器。

根据本发明的另一个方面，提供一种空气清洁器，该空气清洁器的吹风风扇电动机采用本发明提供的电动机驱动器。

根据本发明的另一个方面，提供一种热水器，该热水器的燃烧风扇电动机采用本发明提供的电动机驱动器。

根据本发明的另一个方面，提供一种打印机，该打印机的驱动系统采用本发明提供的电动机驱动器。

根据本发明的另一个方面，提供一种复印机，该复印机的驱动系统采用本发明提供的电动机驱动器。

根据本发明的另一个方面，提供一种硬盘装置，该硬盘装置的驱动系统采用本发明提供的电动机驱动器。

根据本发明的另一个方面，提供一种光学介质装置，该光学介质装置的驱动系统采用本发明提供的电动机驱动器。

上面讨论的结构允许本发明的电动机驱动器以更小的转矩脉动、更少的振动和更低的噪声高效地驱动电动机。

由于本发明的这些装置采用了这种电动机驱动器，所述装置可以以更少的振动和更低的噪声高效地工作。

附图说明

图1示出了根据本发明的第一示例性实施例的电动机驱动器的电路图；

图2示出了如何由驱动波形发生器产生波形；

图3A、3B示出了当电动机开始被驱动时的驱动波形信号；

图4示出了当电动机正常运行时的驱动波形信号；

图5示出了驱动波形信号是如何被脉冲宽度调制(PWM)的；

图6示出了在调整相位(相位超前控制)之前各个部分的波形之间的相位关系；

图7示出了相位调整(相位超前控制)时的操作；

图8示出了反电势(BEMF)检测器和相位差比较器的具体结构；

图9示出了在相位调整(相位超前控制)之后各个部分的波形之间的相位关系；

图10示出了在第一和第二连接状态中公共电流和相电流之间的关系；

图11示出了如何通过比较第一和第二连接状态中的公共电流来检测相电流的过零；

图12示出了当相位超前的量较大时相位超前控制器的具体结构；

图13示出了在第三连接状态中公共电流和相电流之间的关系；

图14示出了如何通过比较第三连接状态中的公共电流来检测相电流的过零；

图15示出了在风扇电动机中采用本发明的电动机驱动器的空调器的室外单元的结构；

图16示出了在驱动系统中采用本发明的电动机驱动器的喷墨打印机的结构；

图17示出了传统的电动机驱动器的电路图；以及

图18示出了图17中示出的电动机驱动器的各个部分的信号的波形。

具体实施方式

下面通过参考附图说明本发明的示例性实施例。

示例性实施例1

在图1中，三个相(U、V、W)的驱动线圈11、13和15被以下面的方式连接到功率馈给器20：功率馈给器20使用场效应晶体管(FET)21、23和25形成上臂，并且使用FET 22、24和26形成下臂。相U的线圈11的第一端子连接到FET 21和FET 22的连接点，相V的线圈13的第一端子连接到FET 23和FET 24的连接点，并且相W的线圈15的第一端子连接到FET 25和FET 26的连接点。相U、V和W的线圈11、13和15的第二端子相互连接，由此形成了中性点N。

直流电源10将其正馈给端子连接到功率馈给器20，由此通过功率馈给器20为三相线圈供电。在电源10的负馈给端子和功率馈给器20之间的连线上，放置有用于检测流经该连线的公共电流“Icom”的公共电流检测电阻器27。

直接连接到直流电源10的正馈给端子的连线被称为第一馈给线，并且直接连接到直流电源10的负馈给端子的连线被称为第二馈给线。换言之，直流电源被连接在所述第一和第二馈给线之间。

位置检测器101、103和105包括霍尔元件或霍尔集成电路，并且检测运动部件相对于各个相线圈11、13和15的位置。(所述运动部件未在附图中示出。“运动部件”是一个通用术语，旋转电动机的运动部件被称为转子，而线性电动机的运动部件被称为运动部件。以下所述运动部件被称为转子。)位置检测器101、103和105提供位置检测信号Hu、Hv和Hw，并且信号Hu被提供给驱动波形发生器80。发生器80以信号Hu在电气角度上的一个周期为间隔产生彼此在电气角度上具有120度相位差的、对各个相驱动线圈11、13和15敏感的驱动波形信号U0、V0和W0。

驱动波形发生器80包括内插器81、分频器82、位置计数器83、解码器84、选择器85、直流电源86和串联电阻器87。相U的上述位置检测信号Hu被供给内插器81。内插器81将信号Hu在电气角度上的一个周期划分为更小的单元(例如，分为144个单元)，并输出划分后的信号DIV，划分后的信号DIV由分频器82分频(例如，分为四分之一)，然后被提供给位置计数器83(例如，以36计数法系统计数)。计数器83对信号DIV计数，从而产生更精细的转子位置检测信号，该信号被作为地址信号CSF提供给解码器84。选择器85包括模拟开关，并选择由串联电阻器87设置的电压级别L0-L9中的任意级别以便分别输出驱动波形信号U0、V0和W0。电压级别L0-L9是由来自解码器84的输出信号选择的。解码器84输出各个相的驱动波形信号，并且所述输出信号是对应于信号CSF的各个地址信号产生的。

驱动波形发生器80产生驱动波形信号U0、V0和W0。在这些信号中，图2示出了信号U0是如何产生的。如图2中所示，信号U0是具有电压级别L0-L9的阶梯形波形。信号V0和W0具有类似的形状。如图4所示，信号U0、V0和W0在电气角度上彼此具有120度的相位差。这些信号的峰值(波形高度)是由来自速度设置器100的输出信号Vsp确定的。

在另一方面，三相分配器90接收在电气角度上彼此具有120度的相位差的位置检测信号Hu、Hv和Hw，并且如图3A或3B所示，输出三相分配信号U1、V1和W1。虽然没有示出详细的结构，在启动电动机时，三相分配信号U1、V1和W1被用作驱动波形信号，直到由内插器81进行的信号分割操作稳定为止。在电动机启动之后，电动机由驱动波形信号U0、V0和W0驱动。

信号U0、V0和W0分别被提供给比较器41、43和45，在比较器41、43和45，将这些信号与从斩波发生器47提供的斩波信号CY进行比较。斩波信号CY就脉冲宽度调制(PWM)而言是所谓的载波信号，其频率范围从几kHz到几百kHz，这比信号U0、V0和W0的频率高得多。

布置了启动延迟(on-delay)电路组块40(以下简称为启动延迟40)以便防止在PWM时上臂晶体管21、23、25和下臂晶体管22、24、26之间同时导通，其中上臂和下臂形成了功率馈给器20。门驱动器30包括缓冲器31、32、33、34、35和36。

从比较器41提供的输出信号被作为信号G1H经由启动延迟40送入缓冲器31，同时，在被作为信号G1L经由启动延迟40提供给缓冲器32之前，由反相器37反转。从比较器43提供的输出信号被作为信号G2H经由启动延迟40送入缓冲器33，同时，在被作为信号G2L经由启动延迟40提供给缓冲器34之前，由反相器38反转。以同样的方式，来自比较器45的输出信号被作为信号G3H经由启动延迟40送入缓冲器35，同时，在被作为信号G3L经由启动延迟40提供给缓冲器36之前，由反相器39反转。来自缓冲器31、32、33、34、35和36的各个输出被送入晶体管21、22、23、24、25和26的各个门。

流经电阻器27的公共电流“Icom”被检测为跨电阻器27的端到端电压，并且此检测到的电压“VIcom”被送入相位超前控制器50，相位超前控制器50包括相电流比较器60和相位超前运算器70。

相电流比较器60接收检测到的电压VIcom和输出信号G1H、G1L、G2H、G2L、G3H、G3L，并且向相位超前运算器70提供信号CPI。相位超前运算器70接收信号CPI、位置检测信号Hu和来自内插器81的输出信号DIV，并且向分频器82以及位置计数器83的重置输入端提供信号RST，其中分频器82和计数器83被包括在驱动波形发生器80中。

以下将说明上面讨论的电动机驱动器的运行，首先参考图2-图5说明基本的运行。

图3A示出了当电动机启动时，相对于电动机旋转角(电气角度)，在图1的各个部分处的信号波形。布置位置检测器101、103和105以使位置检测信号Hu、Hv和Hw在电气角度上彼此具有120度的相位差。信号Hu、Hv和Hw由三相分配器90合成，并且如图3A所示，分别形成三相分配信号U1、V1和W1。在电动机启动时，对应于三相分配信号U1、V1和W1的各个相的驱动信号被PWM调制，并且被施加到功率馈给器20。此时，三相线圈的中性点处的电压成为图3A中示出的“N”，并且跨相U的线圈的第一端子和其第二端子(即，中性点N)的电压绘制出图3A中示出的波形U-N。以相同的方式，虽然这在图中没有示出，可以为相V和相W绘制具有120度(电气角度)相位差的类似波形。

位置检测信号Hu、Hv和Hw正好被整形成图3B中示出的三相分配信号U1、V1和W1，并且这些信号可以在启动电动机时被用作驱动波形。在这种情况下，电路可以被简化，并且相线圈的端子间的电压U-N与图3A中所示的相比，变得更类似正弦波形，从而可以减小电动机启动时的噪声。

图4示出了在正常旋转时，相对于电动机的旋转角(电气角度)的电动机驱动器中各个部分的信号波形。如果以电气角度表示X轴中示出的旋转角，信号Hu、Hv和Hw将绘制出与图3A或3B中示出的波形类似的波形。信号Hu被提供给驱动波形发生器80，以形成为三个相绘制出如图4所示的电压波形的驱动波形信号U0、V0、W0。严格地说，信号U0、V0和W0绘制出如图2中所示的阶梯状波形。在电动机正常旋转过程中，相应于信号U0、V0、W0的各个相驱动信号被施加到功率馈给器20。此时，三相线圈的中性点处的电压绘制出图4所示的曲线“N”。施加在相U的线圈11的第一端子和其第二端子(即，中性点N)之间的电压绘制出类似于图4中的正弦波的曲线“U-N”。在各个相V和W中，该电压绘制出具有120度相位差的类似的近似正弦波的曲线(未示出)。这样，各个连续地改变并且形状为正弦波的交流电流经三相线圈，由此驱动线圈。

增大或减小从速度设置器100提供的信号Vsp可以改变电动机的速度。换言之，增大或减小信号Vsp可以改变驱动波形信号U0、V0、W0的峰值(波形高度)。结果，可以改变要供给各个线圈的功率的量，从而可以改变电动机的速度。

图5示出了如何对施加到三相线圈的各个相线圈的电压进行脉冲宽度调制(PWM)。在图5中，比较器41、43、45以电压的形式将由斩波振荡器47产生的载波信号CY与由驱动波形发生器80产生的各个相的驱动波形信号U0、V0、W0进行比较。如图5所示的Vu、Vv、Vw的PWM电压波形经由启动延迟40、门驱动器30和功率馈给器20被施加到输出端Vu、Vv、Vw，即，三相线圈的各个第一端子。实际上，上述PWM电压波形被施加到各个相线圈；然而，一般来说施加的是与驱动波形信号U0、V0、W0的波形类似的波形，从而三相线圈是由彼此具有120度相位差的正弦波交流电驱动的，即，由相电流Iu、Iv、Iw驱动。

如上所述，流经三相线圈的各个相电流可以因此平滑地切换，并且不论旋转角怎样变化，所合成的三相转矩是一样的。结果，可以获得一种产生更小转矩脉动、更少振动和更低噪音的电动机驱动器。

可以通过简单的结构产生用于获得正弦波交流电的驱动波形信号U0、V0、W0，其中选择器85从级别L0-L9中选择一个电压级别，所述级别L0-L9由图1所示布置于驱动波形发生器80内的串联电阻器87设置。不需要诸如ROM之类的存储器或D/A转换器。因此，可以以低廉的成本获得该驱动器。

在另一方面，相位超前控制器50接收流经公共电流检测电阻器27的公共电流“Icom”的检测电压“VIcom”。基于包括在电压VIcom中的信息，布置在控制器50中的相电流比较器60将流经三相线圈中的两个线圈的两个相电流彼此进行比较，并将结果信号CPI提供给相位超前运算器70。运算器70在相线圈中感应出的反电势(BEMF)的过零时刻，调整驱动波形信号U0、V0、W0的相位以响应信号CPI的值。这种相位调整被称为相位超前控制。

这种相位超前控制使得各个相线圈的BEMF的相位与流经各个线圈的相电流的相位一致，从而在任意情况下可以始终以最佳效率驱动电动机。

上面说明了第一示例实施例的基本电路、其运行和优点。下面，将详细说明相位超前控制器50的结构和运行。

如图1所示，相位超前控制器50包括相电流比较器60和相位超前运算器70。相电流比较器60包括结构化部件61-67。在比较器60中，差分放大器61将检测到的电压“VIcom”放大为适合后续电路容易地处理信号的电压。此时，流经直流电源10负侧的馈给线的公共电流“Icom”产生电压“VIcom”。来自差分放大器61的输出被提供给比较器65的第一输入端，并且还通过由模拟开关63和电容器64形成的采样保持电路67提供给第二输入端。采样保持电路67采样从放大器61提供的电压并借助于从采样脉冲发生器62提供的脉冲信号SPL1将它们保持在电容器64内。当来自启动延迟40的输出信号G1H、G1L、G2H、G2L、G3H、G3L变成给定状态(稍后说明)时，发生器62输出信号SPL1。当输出信号G1H、G1L、G2H、G2L、G3H、G3L变成另一给定状态而不是上述给定状态时，发生器62输出脉冲信号SPL2，脉冲信号SPL2被提供给D型触发器66的时钟输入端(C)。来自比较器65的一个输出被提供给触发器66的数据输入端(D)，并且D型触发器66的输出被作为从相电流比较器60提供的输出信号CPI提供给相位超前运算器70。

相位超前运算器70包括结构化部件71-75。在相位超前运算器70中，信号CPI被提供给相差检测器72的第一输入端。BEMF过零检测器71接收位置检测信号Hu和来自内插器81的输出信号DIV，并且这些信号输出各个相线圈的BEMF的过零时刻脉冲信号EZ。信号EZ被提供到相差检测器72的第二输入端。检测器72输出信号LR，信号LR基于信号CPI和EZ确定流经相线圈的相电流的相位相对于相线圈的BEMF的相位是超前还是落后。同时，检测器72输出略落后于信号EZ的脉冲信号PL。计数器73是一个加减计数器，包括时钟输入端(CL)和加减控制端(U/D)，并且时钟输入端(CL)接收信号PL，加减控制端(U/D)接收信号LR。计数器74对信号DIV计数，并且其重置输入端接收位置检测信号Hu。来自计数器73和74的输出信号CB和CA分别被提供给一致检测器75，一致检测器75在信号CA和CB彼此一致时输出相位超前操作信号RST。信号RST形成了来自相位超前运算器70的输出信号，并且该输出信号被提供给分频器82和位置计数器83的重置输入端。分频器82和计数器83是驱动波形发生器80的部件。

相位超前控制器50的结构及其部件，即，相电流比较器60和相位超前运算器70已经在前面具体地说明了。下面，将详细说明通过相位超前控制器50调整流经相线圈的相电流的相位。

图6描述了相位调整之前在相U的线圈中产生的BEMF、位置检测信号Hu、相位超前操作信号RST、驱动波形检测信号U0(来自驱动波形发生器80的输出信号)、施加在相U的线圈端部与中性点N之间的电压的波形U-N以及流经相U的线圈的相电流Iu之间的相位关系。

如图6所示，相U的线圈的BEMF在电气角度上相对于位置检测信号Hu的下降唯一地超前30度。由于出于设计上的考虑，确定将位置检测器101在定子中相对于相U的线圈放置，以使BEMF和信号Hu之间的相位差通常在电气角度上为30度。相V的线圈的位置检测器103和相W的线圈的检测器105被以类似的方式放置，并且它们各自的BEMF和位置检测信号之间的相位差与相U的相类似。

如图1所示，信号RST分别用作分频器82和位置计数器83的重置信号。因此，当产生信号RST时(信号RST变为低电平)，从计数器83提供的地址信号CSF变为0(零)，并且刚好在信号RST产生之后(在信号RST变为高电平时)，信号CSF的地址值开始改变。驱动波形发生器80使用相应于信号CSF的地址值产生的选择信号，从由串联电阻器87设置的级别L0-L9中选择一个电压级别。然后发生器80输出驱动波形信号U0、V0、W0。这种机构已经说明过了。换言之，在任何时候，信号RST的产生重置了信号CSF的地址值，从而任意地控制信号U0、V0、W0的输出时刻。具体地说，按照信号Hu控制产生信号RST的时刻，可以任意地调整相U的驱动波形信号U0相对于相U的BEMF的相位差。显然，相U中的相位调整必然引起相V和相W中的BEMF和驱动波形信号间的相位差调整。

在完成上述相位调整之前的初始状态中，如图6所示，在第一实施例中，已经预先以下面的条件设置了信号RST：这样设置信号RST，以使信号RST的产生在电气角度上落后位置检测信号Hu的上升120度(即，在电气角度上超前信号Hu的下降60度，即超前相U的BEMF 30度)。

在此初始状态中，施加在相U的线圈的第一端子与中性点N之间的电压波形U-N具有与相U的BEMF的相位一致的相位。然而，由于驱动线圈的电感分量，相电流Iu具有落后波形U-N的相位。相V和W处于类似的状态，因此在这种状态下，电动机以低的效率产生转矩。

接着，调整此相位延迟并控制此相位延迟大致为零，即，以下将说明相位超前控制的操作。图7示出了如何调整相位。相位主要是通过图1中所示的相位超前运算器70调整的。在相位超前运算器70中，当位置检测信号Hu转为“L”时计数器74被重置，并且计数器74使其输出信号CA为零(0)。当信号Hu转为“H”，计数器74对由内插器81精细划分的信号DIV计数并输出信号CA。图7中以信号CA示出了计数器74的这种操作。一致检测器75将以信号CA表示的计数值与来自计数器73的输出信号CB进行比较。当信号CA的值与信号CB的值一致时，产生相位超前操作信号RST(信号RST转为“L”)。如上所述，可借助信号RST的产生时刻来调整驱动波形相对于相线圈的BEMF的相位差。然而，在初始状态中，预先设置计数器73的计数值，以使信号RST的产生在电气角度上落后信号Hu的上升120度，该预先设置值以信号CB表示。

BEMF过零检测器71检测相U的线圈的BEMF的过零时刻。检测器71接收位置检测信号Hu和对信号Hu进行更精细划分所得到的信号DIV。检测器71从信号Hu上升的时刻对信号DIV计数，并且当计数值达到相应于相U的BEMF的过零位置的电气角度时，检测器71输出过零时刻脉冲信号EZ。

如图7所示，在第一个实施例中，BEMF相位在电气角度上超前信号Hu的上升30度，或者从前一周期的上升计数，落后330度(360-30＝330)。在此实施例中，脉冲信号EZ作为过零检测信号在落后信号Hu的前一周期的上升330度的时刻被提供。如前所述，信号Hu和BEMF之间的相位关系被唯一地确定，显然，可以借助位置检测信号Hu检测BEMF的过零。

相差检测器72接收脉冲信号EZ和来自相电流比较器60的输出信号CPI。如图7所示，信号CPI包括在相电流Iu的过零处相互改变的电平“L”或“H”。下面将更详细地说明信号CPI。检测器72通过借助脉冲信号EZ锁存信号CPI的电平来输出信号LR。此时，信号LR还起确定相U的电流的相位是超前还是落后相U的BEMF的相位的作用。此功能将在以下详细说明。

假设信号CPI在电流Iu的过零时刻将其电平从“L”改变为“H”。在相U的BEMF的过零时刻产生脉冲信号EZ。如果电流Iu在相位上落后于BEMF，信号CPI在信号EZ产生时不会将其电平从“L”改变为“H”，即，信号CPI仍停留在电平“L”。相反，如果电流Iu在相位上超前于相U的BEMF，信号CPI在信号EZ产生时已经将其电平从“L”改变为“H”，即，信号CPI已停留在电平“H”。这样，当在BEMF的过零处产生信号EZ时，信号CPI的电平被锁存，由此确定Iu的相位是超前还是落后。在图7中，信号EZ锁存信号CPI，并且锁存信号LR显示为“L”，即，其显示电流Iu的相位落后于BEMF的相位。

当信号LR停留在电平“L”时，计数器73被设置为逆计数，并且当信号LR停留在电平“H”时，即，电流Iu的相位超前于BEMF，计数器73被设置为正计数。

相差检测器72除了信号LR之外还输出信号PL。信号PL是脉冲信号，它在时间上落后于脉冲信号EZ，用作计数器73的时钟输入信号并改变计数器73的计数值。信号PL的延迟时间被设置为足够长，以便可以在由信号EZ锁存信号CPI之后，使信号LR稳定并提供信号LR。在计数器73结束根据信号LR的电平来逆计数或正计数后，信号PL开始改变计数器73的计数值。图8示出了BEMF过零检测器71和相差检测器72的结构。

前面所说明的操作可以总结如下：当相U的电流Iu在相位上落后于相U的BEMF时，BEMF的过零时刻的脉冲信号EZ的产生将信号LR转变为电平“L”(这意味着电流Iu是落后的)并将计数器73设置为逆计数模式。在设置了此模式后，信号PL启动计数器73逆计数。相反，当电流Iu在相位上超前BEMF时，信号EZ的产生将信号LR转变为电平“H”(这意味着电流Iu是超前的)并将计数器73设置为正计数模式。在设置了此模式后，信号PL启动计数器73正计数。

计数器73的计数值被作为信号CB提供，并且如前所述，一致检测器75将信号CB与来自计数器74的输出信号CA进行比较。信号CB与信号CA一致将产生相位超前操作信号RST。

如上所述，响应于计数器73的计数值的上升和下降，由信号RST产生的时刻将改变。例如，如图7所示，当电流Iu在相位上落后时，信号CB的值下降，并且与信号CB没有下降的情况相比，信号RST被更早地产生。这种机制必然更早地从驱动波形发生器80提供相U的驱动波形信号U0。换言之，信号U0的相位被超前，以便减少电流Iu的相位延迟。相反，当电流Iu的相位是超前的，信号CB的值上升，并且信号RST的产生比信号CB没有上升的情况要延迟。这种机制必然延迟从驱动波形发生器80提供相U的驱动波形信号U0。换言之，信号U0的相位被延迟，以便减少电流Iu的相位超前。

如上面讨论的，计数器73的计数值(信号CB)将改变信号RST的产生时刻，从而可以控制驱动波形信号U0的相位。结果，相U的BEMF与相U的电流Iu之间的相位差可以被自动地并且最终调整成近似为零(0)。此时，图7示出了计数器73的计数值下降了“3”；然而，这是为了方便写作，不具有任何特定的含义。如果需要更精细的相位调整，计数器73可以被设置为以最小间隔“1”正或逆计数而不会有任何问题。

图9示出了相位调整后的状态。在图9中，驱动波形信号U0以图中标出的“相位超前”的量(电气角度)进行相位调整。这种相位调整伴随着跨相U的线圈的电压U-N的相位的超前，以使电流Iu相对于相U的BEMF的相位延迟被调整为零(0)。显然，相U中的相位调整为零自动地将相V和相W中的相位差调整为零(0)。

如上所述，各个相的BEMF与流经各个相线圈的电流之间的相位差可以始终被调整成通常为零(0)，从而在任意情况下(包括改变负载和每分钟转数)，相位差都变成零。结果，虽然电动机具有较大的电感分量和电气时间常数，电动机还是可以以最高效率转动并产生转矩。

前面已经说明了信号CPI具有电平“L”或“H”，在相U的电流Iu的过零处，电平“L”和“H”彼此互换。下面详细说明输出此信号CPI的相电流比较器60的运行。图1示出了比较器60的结构。采样脉冲发生器62在相V被连接到直流电源10的正馈给线(第一馈给线)，并且相U、W被连接到负馈给线(第二馈给线)的时刻输出第一脉冲信号SPL1。三个相的这种连接状态被称为第一连接状态。发生器62在相U、V被连接到正馈给线并且相W被连接到负馈给线的时刻输出第二脉冲信号SPL2。三个相的这种连接状态被称为第二连接状态。

采样脉冲发生器62使用来自启动延迟40的输出信号G1H、G1L、G2H、G2L、G3H、G3L识别当前状态是哪个状态，即，是第一连接状态还是第二连接状态。这些信号被送入门驱动器30。例如，在第一连接状态期间，功率馈给器20的晶体管21、22、23、24、25、26分别变成截止、导通、导通、截止、截止、导通。此时，提供给门驱动器30的信号G1H、G1L、G2H、G2L、G3H、G3L分别处于电平“L”、“H”、“H”、“L”、“L”、“H”。检测这些信号的逻辑电平可以识别出第一连接状态。在另一方面，在第二连接状态期间，功率馈给器20的晶体管21、22、23、24、25、26分别变成导通、截止、导通、截止、截止、导通。此时，提供给门驱动器30的信号G1H、G1L、G2H、G2L、G3H、G3L分别处于电平“H”、“L”、“H”、“L”、“L”、“H”。检测这些信号的逻辑电平可以识别出第二连接状态。

在第一连接状态中，来自采样脉冲发生器62的脉冲信号SPL1的输出导通模拟开关63，然后电容器64保持差分放大器61的输出电压。该输出电压是通过放大检测到的流经直流电源10负馈给线的公共电流Icom的电压VIcom来产生的。因此，可以认为电容器64保持了第一连接状态中公共电流Icom的值。

比较器65将由电容器64保持的公共电流Icom的值SH与根据各种连接状态(诸如第一和第二连接状态以及由导通-截止功率馈给器20的各个晶体管产生的其它状态)而改变的公共电流Icom的各个值进行比较。由比较器65进行的这种比较的结果信号，在产生于第二连接状态的脉冲信号SPL2的产生时刻，由D型触发器66锁存。换言之，比较器65仅从结果信号提取将第一连接状态中的公共电流Icom与第二连接状态中的公共电流Icom比较的结果，并且该提取的信号被提供给D型触发器66。来自触发器66的输出信号是上面讨论过的信号CPI。上面的说明可以总结如下：将第一连接状态中的公共电流Icom与第二连接状态中的公共电流Icom进行比较，结果信号是信号CPI。

通过上述讨论的操作获得的信号CPI是在相U的电流Iu过零处检测到的信号，并且在电流Iu的过零时刻，其电平从“L”改变为“H”。这将在下面进一步说明。

图10示出了功率馈给器20的三相输出端的电压Vu、Vv、Vw与公共电流Icom和相电流Iu、Iv、Iw之间的关系。在第一连接状态中，电压Vu、Vv、Vw分别处于电平“L”、“H”和“L”。此时，晶体管21、22、23、24、25和26分别被“截止”、“导通”、“导通”、“截止”、“截止”和“导通”。在第一连接状态中，第一电流从直流电源10的正极端子流出，经过晶体管23、相V的线圈13、中性点N、相U的线圈11、晶体管22、公共电流检测电阻器27，返回直流电源10的负极端子。第二电流从直流电源10的正极端子流出，经过晶体管23、相V的线圈13、中性点N、相W的线圈15、晶体管26、公共电流检测电阻器27，返回直流电源10的负极端子。因此，在第一连接状态中，流经相V的线圈的电流Iv是公共电流Icom，即，Icom＝Iv，这意味着可以检测电流Iv。

在另一方面，在第二连接状态中，电压Vu、Vv和Vw分别处于电平“H”、“H”和“L”。此时，晶体管21、22、23、24、25、和26分别被“导通”、“截止”、“导通”、“截止”、“截止”和“导通”。在第二连接状态中，第一电流从直流电源10的正极端子流出，经过晶体管21、相U的线圈11、中性点N、相W的线圈15、晶体管26、公共电流检测电阻器27，返回直流电源10的负极端子。第二电流从直流电源10的正极端子流出，经过晶体管23、相V的线圈13、中性点N、相W的线圈15、晶体管26、公共电流检测电阻器27，返回直流电源10的负极端子。假设从功率馈给器20的三相输出端子流向中性点N的电流方向为正，并且反方向为负。则在第二连接部分中，相W的线圈电流“-Iw”是公共电流Icom，即，Icom＝-Iw。因此在第二连接状态中可以检测Iw。

从图10可以清楚地理解，第一和第二连接状态在PWM载波信号CY的一个周期内，在彼此接近的时刻出现。因此，在第一连接状态中检测到的相V的电流Iv和在第二连接状态中检测到的相W的电流Iw可以看作实际上具有相同时刻的电流。因为由于每个线圈的电感分量，流经每个相线圈的电流不能在短时间内改变。换言之，三个相的线圈电流中的相V和相W的相电流可以被几乎同时地检测。因为这样的原理，即，三相电流的总和为零(0)，所以剩下的相U的电流Iu可以很容易地得到。

实际上，在当相U的电流Iu成为零的过零时刻，关系Iv＝-Iw成立。这意味着将第一连接状态中的公共电流(＝Iv)与第二连接状态中的公共电流(公共电流＝-Iw)进行比较，这两个公共电流的一致可以检测出相U的电流的过零时刻。

通过上述的讨论可以清楚地了解到，通过将第一连接状态中的公共电流Icom与第二连接状态中的公共电流Icom进行比较而得到的信号CPI是用于检测相U的电流Iu的过零的信号。在电流Iu过零之前和之后，第一和第二连接状态中的公共电流，即，Iv和-Iw之间的大小关系被切换了，从而信号CPI在电流Iu的过零处将其电平从“L”改变为“H”。图11示出了这种情况。

在第一示例实施例中，当第一连接状态中的公共电流(＝Iv)小于第二连接状态中的公共电流(公共电流＝-Iw)时，即，Iu＞0，信号CPI变成电平“L”。当第一连接状态中的公共电流(＝Iv)大于第二连接状态中的公共电流(＝-Iw)时，即，Iu＜0，信号CPI变成电平“H”。相电流比较器60被构造为按上述方式工作。

相电流比较器60仅从公共电流Icom的信息中提取有关流经驱动线圈的相电流的信息，由此产生相U的过零信号CPI。广为人知的是，诸如电流互感器之类的电流传感器可以用于检测相电流。然而，本实施例证明，检测公共电流可以检测相电流，从而公共电流检测电阻器27可以检测相电流。因此，本实施例可以简化结构，降低成本。

如上所述，在第一实施例中，相电流比较器60将流经第一连接状态中的馈给线的公共电流Icom与流经第二连接状态中的馈给线的公共电流进行比较，并且将结果信号作为信号CPI输出到相位超前运算器70。运算器70借助在相U的线圈中的BEMF的过零处产生的脉冲信号EZ锁存信号CPI，由此确定相U的电流Iu在相位上是超前还是落后于BEMF。然后相位超前运算器70向驱动波形发生器80输出相位超前操作信号RST，从而信号RST调整驱动波形信号U0、V0、W0各自的相位，以便减少相电流Iu的延迟量或超前量。结果，可以自动地调节相位，以使在各个相线圈中感应出的BEMF的相位与流经该线圈的交流电(正弦波电流)的相位一致。这种机制可使电动机始终高效地旋转，即使例如电动机的负载发生了变化。

在此实施例中，在第一连接状态中，相V被连接到直流电源10的正馈给线上，并且相U、W被连接到负馈给线。在第二连接状态中，相U、V被连接到正馈给线，相W被连接到负馈给线。然而，与上述第一连接状态不同，相V可以被连接到负馈给线，相U、W可以被连接到正馈给线。还可以与上述第二连接状态不同，相U、V可以被连接到负馈给线，相W可以被连接到正馈给线。在这种情况下，虽然当检测电流时颠倒了极性，还是可以将相电流与公共电流进行比较。换言之，还是可以得到用于检测相U的过零的信号CPI。

同时，当在各个相线圈中感应的BEMF的相位与流经线圈的交流电(正弦波电流)的相位一致，并且电动机被驱动时，驱动波形信号U0、V0、W0的相位，或施加在中性点与各个相的线圈端子间的电压U-N、V-N、W-N的相位被在超前方向上正向地调整，即，相位超前。这是必然的，因为由于相线圈中所包括的电感分量而引起的交流电的延迟被向减少的方向调整了。

当在超前方向上相位调整的量(此下称为“相位超前量”)很大的情况下(例如，从调整之前的初始状态起，在电气角度上30度或更多)，将采取以下措施。相V和相W被连接到直流电源10的正馈给线，并且相U被连接到负馈给线。这被称为第三连接状态。将第三连接状态中的公共电流Icom与零进行比较，从而可以检测相U的电流Iu的过零。此机制将参考图12到图14详细说明。

图12示出了在相位超前量较大的情况下的相位超前控制器50b的结构，并且特别详细说明了相电流比较器60b的结构。在图12示出的控制器50b中，相位超前量检测器611、选择器612、613以及“异或”(EX-OR)门614被添加到比较器60b中，并且采样脉冲发生器62b被设置为在第三连接状态中输出脉冲信号SPL3。其它部件与图1中示出的相位超前控制器50中的那些部件相比，基本上保持不变。相位超前检测器611检测相对于初始状态，相位超前量在电气角度上是否超过30度。当超前量为30度或更多时，检测器611将输出信号SGR转变为电平“H”。可以借助例如在相位超前运算器70中准备好的计数器73的计数值信号CB来检测相位超前量。驱动波形信号的相位调整量使用信号CB来控制，因此，从前面的说明中明显可知，可以使用信号CB来检测相位超前量。

首先，存在相位超前量小并且来自检测器611的输出信号SGR停留在电平“L”的情况。下面将对其进行说明。在这种情况下，选择器612从提供自采样脉冲发生器62b的信号SPL2和SPL3中选择信号SPL2，并且将其输入D型触发器66。信号SPL2与从图1中示出的采样脉冲发生器62提供的信号SPL2相同，并且它是在上面的第二连接状态中产生的脉冲信号。选择器613从零电平信号Z和信号SH中选择提供自采样保持电路67的信号SH，并将其输入比较器65。由于信号SGR停留在电平“L”，EX-OR门614将与来自比较器65的输出逻辑相同的逻辑电平输入到D型触发器66。最终，当信号SGR停留在电平“L”，图12中示出的相电流比较器60b借助选择器612、613和EX-OR门614以与图1中示出的相电流比较器60相同的方式处理信号。因为在比较器60的情况下已经说明了其操作，所以此处略去详细的说明。

在另一方面，还存在相位超前量大并且提供自检测器611的信号SGR停留在电平“H”的情况。下面将对其进行说明。在这种情况下，选择器612选择信号SPL3并将其输入D型触发器66。选择器613选择信号Z并将其输入比较器65。因为信号SGR停留在电平“H”，EX-OR门614将与提供自比较器65的逻辑相反的逻辑电平输入D型触发器。通过这些操作，当信号SGR停留在电平“H”时，相电流比较器60b将第三连接状态中的公共电流Icom与零值的比较结果作为信号CPI输出。这将详细说明如下：

比较器65的反相输入端接收由差分放大器61放大的、来自公共电流Icom的检测出的电压VIcom。换言之，对公共电流Icom(根据驱动线圈的各种连接状态而变化)敏感的各个电压被提供给比较器65的反相输入端。同时，功率馈给器20中各个晶体管的PWM操作形成了上面的连接状态。所提供的这些电压中的每个电压被与由选择器613选择的零电平信号Z相比较，并由比较器65反转。然后，该电压进一步被EX-OR门614反转以便进行逻辑匹配，并被送入D型触发器66的数据输入端。当公共电流Icom取零值时，信号Z具有与来自差分放大器61的输出电压相等的恒定电压值。结果，D型触发器66的数据输入端接收通过将零值与公共电流Icom的值(根据驱动线圈的各种连接状态而改变)相比较而产生的结果信号。

另一方面，D型触发器66的时钟输入端接收由选择器612选择的脉冲信号SPL3。当驱动线圈处于第三连接状态时，信号SPL3被提供，并且将信号SPL3输入到触发器66的时钟输入端仅从上述结果信号(通过将零值与不断改变的公共电流Icom的值相比较而产生)提取出第三连接状态中的比较结果信号。然后从相电流比较器60b提供该提取的信号作为输出信号CPI。

下面将说明第三连接状态。在第三连接状态中，相V和相W被连接到直流电源10的正馈给线，并且相U被连接到负馈给线。具体地说，在第三连接状态中，功率馈给器20的三相输出端子的电压Vu、Vv、和Vw分别处于电平“L”、“H”和“H”。此时，晶体管21、22、23、24、25和26分别被“截止”、“导通”、“导通”、“截止”、“导通”和“截止”。在此第三连接状态中，第一电流从直流电源10的正极端子流出，经过晶体管23、相V的线圈13、中性点N、相U的线圈11、晶体管22、公共电流检测电阻器27，返回直流电源10的负极端子。第二电流从直流电源10的正极端子流出，经过晶体管25、相W的线圈15、中性点N、相U的线圈11、晶体管22、公共电流检测电阻器27，返回直流电源10的负极端子。假设从功率馈给器20的三相输出端子流向中性点N的方向为正，并且相反的流动方向为负，则在第三连接状态中，相U的线圈电流“-Iu”是公共电流Icom，即，Icom＝-Iu。因此，在第三连接状态中可以检测相U的电流Iu。将检测到的相U的电流与零电平比较，从而可以容易地检测相U的电流的过零。

图13示出了功率馈给器20的三相输出端子的电压Vu、Vv、Vw与公共电流Icom以及相电流Iu、Iv、Iw之间的关系。所述关系在第三连接状态发生的时刻附近出现。在图13中，在第三连接状态中可以识别出关系Icom＝-Iu。

图14示出了相U的电流的过零检测信号CPI是通过将Icom与零值进行比较来提供的。同时，当相位超前量较小时，所述第三连接状态在相U的电流的过零时刻附近不会出现。因此图1中示出的相电流比较器60通过将在第一连接状态中检测到的相V的电流与在第二连接状态中检测到的相W的电流进行比较来检测相U的过零。然而，在相位超前量较大的情况下，所述第三连接状态发生在相U的电流的过零时刻附近。因此，可以直接从公共电流Icom来检测相U的电流。然后，如图12中示出的相电流比较器60b所做的，可以通过将零值与在第三连接状态中检测到的相U的电流进行比较来检测相U的过零。在检测到相U的电流的过零之后，提供信号CPI，并且以与图1中所示的情况相同的方式调整各相。

如上所述，在图12中示出的实施例中，在具有较大电感分量(其增加了相位超前量)的电动机中进行了驱动波形的相位调整，从而可以高效地驱动电动机。

在图12示出的实施例中，在第三连接状态，相V、W被连接到直流电源10的正馈给线，并且相U被连接到负馈给线。然而，与前面的第三连接状态不同，相V、W可以被连接到负馈给线，并且相U可以连接到正馈给线。在这种情况下，虽然当检测到电流时极性反转了，但还是可以将相电流与公共电流进行比较。换言之，还是可以得到用于检测相U过零的信号CPI。

在前面的实施例中，可以以电气角度上“n”个周期(n＝一个等于1或大于1的整数)为间隔进行驱动波形的相位调整。这可以通过以下布置来轻易地实现：过零时刻脉冲信号EZ被设置成以电气角度上“n”个周期为间隔从相位超前运算器70的BEMF过零检测器71来提供。在这种情况下，磁化转子磁铁或安装位置检测器中的错误在电气角度上的每个周期都大致相同，因此可以以稳定的方式控制相位超前。

在上面的实施例中，可以以机械角度上“n”个周期(n＝一个等于1或大于1的整数)为间隔进行驱动波形的相位调整。这可以通过以下布置来轻易地实现：脉冲信号EZ被设置成以机械角度上的“n”度为间隔来提供。在这种情况下，由于机械不平衡(诸如转子的偏心)引起的错误以及磁化转子磁铁或安装位置检测器中的错误在机械角度上的每个间隔都大致相同，因此可以以更稳定的方式控制相位超前。

在上面的实施例中，可以以电气角度上“1/m”个周期(m＝2，3或6)为间隔进行驱动波形的相位调整。使用此间隔具有如下含义：在所述实施例中，仅使用与相U的一侧过零时刻有关的信息进行相位超前控制；然而，可以使用相U的双侧过零时刻以及与相V、W的过零时刻有关的信息进行相位超前控制。在磁化转子磁铁或安装位置检测器中的错误或由于机械不平衡(诸如转子的偏心)引起的错误足够小的情况下，可以借助大量的这些信息完成相位超前控制，从而可以增大控制的敏感度。

在前面的实施例中，可以在下面的情况下进行相位超前控制：在对驱动波形进行相位超前控制的时刻，公共电流的比较结果与在同样时刻的过去两个或更多结果一致。在这种情况下，如果由于噪声引起的错误临时出现在公共电流的比较结果中，可以以稳定的方式控制相位超前。

在前面的实施例中，当转子的每分钟转数超过所希望的速度时，可以调整驱动波形的相位。通常，电动机在较低的每分钟转数时承受较轻的负载，并且相电流以及流经驱动线圈的公共电流很小。此时，由于驱动线圈的电感分量，相电流产生很小的相位延迟。因此，当以低速驱动转子时，有时最好禁止调整相位，而不是通过努力检测很小的公共电流来调整相位。在这种情况下，当以较高速度驱动转子并且由电感分量引起的相位延迟开始影响电动机效率时，可以调整相位。较高的驱动速度增大了负载电流和公共电流，从而可以更准确地检测公共电流并可以更可靠地调整相位。

在上面的实施例中，可以当电动机的负载转矩超出所希望的级别时调整驱动波形的相位。当负载转矩很小时，相电流和流经驱动线圈的公共电流很小。此时，由于驱动线圈的电感分量，相电流产生很小的相位延迟。因此，当负载转矩很小时，有时最好禁止调整相位，而不是通过努力检测很小的公共电流来调整相位。在这种情况下，当负载转矩变得很大并且由电感分量引起的相位延迟开始影响电动机效率时，可以调整相位。较大的负载转矩增大了公共电流，从而可以更准确地检测公共电流并更可靠地调整相位。

在内插位置信号、产生驱动波形以及控制相位超前时处理信号(无需再说)可以使用微处理器或软件来完成。

如上所述，根据本发明，基于由驱动波形发生器产生的各个相的驱动波形，功率馈给器将以正弦波连续变化的交流电送入各个相线圈。所述驱动波形通过相位超前控制器进行相位调整，并且进行相位超前控制，以使各个相线圈中的每个相线圈的BEMF的相位与流经每个线圈的交流电的相位近似一致。在相位超前控制的情况下，将第一和第二连接状态中的公共电流彼此进行比较，由此检测相电流的过零。

在相位超前量较大的情况下，将第三连接状态中的公共电流与零值进行比较，由此检测相电流的过零。换言之，无需电流互感器来检测相电流，而是可以借助公共电流来检测相电流，从而可以得到简单的结构。用于将正弦波交流电送入各个相线圈的驱动波形的产生不需要ROM或D/A转换器，而是可以由更简单的结构(诸如使用用于从由串联电阻器确定的各个电压级别中选择一个电压的选择器)来产生。由于使用了正弦波形的交流电，此结构可以使本发明的电动机驱动器以简单的结构和低廉的成本，以更低的转矩脉动、更小的振动、更低的噪声始终高效地驱动电动机，即使电动机的负载或每分钟转数发生了改变。如果电动机具有较大的电感分量和电气时间常数，所述电动机驱动器可以以与上述方式相同的方式驱动电动机并且不受相电流中的相位延迟的影响。

示例性实施例2

图15示出了使用采用了本发明的电动机驱动器的风扇电动机的空调器的室外单元。在图15中，垂直布置在底板202上的分隔部分204将室外单元201分成压缩机室206和热交换室209。压缩机205置于室206内，并且热交换器207以及送风风扇电动机208置于室209内。包含电气设备的箱210置于分隔部分204上。

通过在无刷直流电动机的旋转轴上安装送风风扇来构造风扇电动机208。风扇电动机208由安装在箱210中的电动机驱动器驱动。风扇电动机208旋转以转动送风风扇，并且来自风扇的风冷却热交换室209。

根据第一实施例的电动机驱动器203可以被用于第二实施例中。因此，连续改变的交流电(优选地，正弦波电流)流经电动机驱动线圈，从而可以减小驱动电动机中的转矩脉动、振动和噪声，并且进一步地，可以实现高效的电动机驱动。结果，根据此第二示例实施例的空调器的室外单元有利地实现了更低的噪声、更少的振动和更高的效率。

如上所述，当本发明的电动机驱动器被用于风扇电动机中时，使用该风扇电动机的装置可以降低其噪声和振动，并实现高效率运行。此处给出了适于采用具有本发明的电动机驱动器的风扇电动机的装置的几个实例。

首先，在空调器的情况下，本发明不仅可以应用于室外单元，还可以应用于向室内吹冷风或热风的室内单元。使用具有本发明的电动机驱动器的风扇电动机的室内单元可以以更小的振动实现非常平稳的运行。

接着，本发明还可以应用于空气清洁器。采用具有本发明的电动机驱动器的风扇电动机的空气清洁器可以以更小的振动实现非常平稳的运行。特别是晚上在卧室中，这种空气清洁器可以有利地实现这些特征。

本发明还可以应用于诸如燃气热水器和燃油热水器的热水器。采用具有本发明的电动机驱动器的燃烧风扇电动机的热水器可以以更低的噪声实现非常平稳且高效的运行。

示例实施例3

图16示出了在驱动系统中采用了本发明的电动机驱动器的喷墨打印机的结构。在图16中，喷墨打印机(以下简称为打印机)310在驱动系统中采用了用于扫描安装在托架上的打印头307的托架电动机301和用于走纸的走纸电动机306。托架电动机301是无刷直流电动机并由电动机驱动器300驱动。走纸电动机306是步进电动机。

当走纸电动机306旋转时，其转矩被传递到走纸滚筒305，走纸滚筒305将打印纸308送入图16中的这一侧。在另一方面，滑轮302安装在托架电动机301的旋转轴上，同步带303绕滑轮302被带动并且打印头307安装在带303上。头307通过喷嘴(未示出)将液态墨水喷射到打印纸308上。托架电动机正向和反向的旋转(通过所述滑轮和带)可以使打印头307扫描图16中的两个方向。扫描打印头307、从头307喷射墨水以及走纸308可以在纸张308上形成图像。

托架电动机301的性能决定性地影响诸如高图像质量和高速打印之类的打印性能。特别地，在彩色打印时，基色(黄、品红、青和黑)墨水被混合以便产生各种颜色，因此打印头的扫描性能是极其重要的。结果，市场上需要具有优越性能的托架电动机301。

根据第一实施例的电动机驱动器可应用于此实施例中的电动机驱动器300。因此，连续变化的交流电(优选地，正弦波电流)流经电动机驱动线圈，从而可以减小驱动电动机中的转矩脉动、振动和噪声，并且进一步可以实现高效的电动机驱动。结果，根据第三实施例的打印机可以以更低的噪声、更小的振动被高效地驱动，并且有利地还可以以高打印速度产生高质量的图像。

在此第三实施例中，采用喷墨打印机作为一个例子；然而，棱镜扫描器电动机(激光打印机的驱动系统中的一种电动机，用于扫描激光束)可以采用本发明的电动机驱动器。其不仅可使激光打印机以更低的噪声和更小的振动高效地运行，而且还可以有利地以高打印速度产生高质量图像。

此处还列举了几种其它装置作为适于采用本发明的电动机驱动器的例子。首先，在复印机中用于驱动光敏鼓的无刷直流电动机可以采用所述电动机驱动器，以使复印机不仅可以以更低噪声、更小振动高效地运行，还可以有利地以高复印速度产生高质量的图像。在硬盘装置或光学介质装置中，用于驱动盘的主轴电动机可以采用所述电动机驱动器，从而可以以更低的噪声、更小的振动高效地运行这些装置。

工业实用性

在本发明的电动机驱动器中，基于由驱动波形发生器产生的各个相的驱动波形，功率馈给器将以正弦波连续变化的交流电送入各个相线圈。进而，通过相位超前控制对所述驱动波形进行相位调整，从而各个相线圈的BEMF的相位近似与流经所述线圈的交流电的相位一致。在相位超前控制中，借助公共电流检测相电流，从而减小了转矩脉动、振动和噪声，并且可以以高效率驱动电动机。在装置的风扇电动机或驱动系统内采用本发明的电动机驱动器，可以使所述装置以更低的噪声和更少的振动高效运行。

Claims

1.一种电动机驱动器，包括：

(a)三个相中的每个相的驱动线圈；

(b)布置在第一馈给线和第二馈给线之间的直流电源；

(d)用于控制所述驱动波形的相位的相位超前控制器；以及

(e)功率馈给器，所述功率馈给器用于基于从所述驱动波形调制的脉冲宽度调制信号将所述线圈连接到所述第一馈给线和所述第二馈给线中的一个馈给线，并且用于以连续变化的交流电驱动所述线圈，

其中所述相位超前控制器包括相电流比较器，

其中所述相电流比较器采样在所述第一和第二连接状态中的一个连接状态中，在所述第一和第二馈给线中的一个馈给线中流动的公共电流值，并且在所述第一和第二连接状态中的另一个连接状态中提取所述采样的公共电流值与未被采样的公共电流值之间的比较的结果，并且由此将所述第一连接状态和所述第二连接状态中的所述公共电流值进行比较，

其中所述相位超前控制器控制所述相位超前操作信号的产生时刻，以使在每个连接状态中由所述相电流比较器对所述公共电流值进行的比较结果在所述第一相线圈中产生的反电势过零的附近近似相同，以及

其中所述驱动波形发生器的所述驱动波形的所述产生时刻通过控制由所述相位超前控制器产生的所述相位超前操作信号的产生时刻来控制，并且每个相线圈的所述反电势和在其中流动的所述交流电被控制为在相位上大致匹配。

2.如权利要求1所述的电动机驱动器，其中由所述相位超前控制器进行的驱动波形的所述相位控制以电气角度上“n”个周期为间隔进行一次，n是等于1或大于1的整数。

3.如权利要求1所述的电动机驱动器，其中由所述相位超前控制器进行的驱动波形的所述相位控制以机械角度上“n”个周期为间隔进行一次，n是等于1或大于1的整数。

4.如权利要求1所述的电动机驱动器，其中由所述相位超前控制器进行的所述相位控制以电气角度上“1/m”个周期为间隔进行，m是2、3或6。

5.如权利要求2所述的电动机驱动器，其中当由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行相位超前控制时比较公共电流值的结果与在相同时刻的过去两个或更多连续结果一致时，可以对所述驱动波形进行所述相位控制。

6.如权利要求3所述的电动机驱动器，其中当由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行相位超前控制时比较公共电流值的结果与在相同时刻的过去两个或更多连续结果一致时，可以对所述驱动波形进行所述相位控制。

7.如权利要求4所述的电动机驱动器，其中当由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行相位超前控制时比较公共电流值的结果与在相同时刻的过去两个或更多连续结果一致时，可以对所述驱动波形进行所述相位控制。

8.如权利要求1所述的电动机驱动器，其中当运动部件被驱动为快于所希望的速度时，由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行所述相位控制。

9.如权利要求1所述的电动机驱动器，其中当电动机的负载转矩不小于所希望的值时，由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行所述相位控制。

10.一种电动机驱动器，包括：

(a)三个相中的每个相的驱动线圈；

(b)布置于第一馈给线和第二馈给线之间的直流电源；

(d)用于控制所述驱动波形的相位的相位超前控制器；以及

其中所述相位超前控制器将在所述第一连接状态和所述第二连接状态中在所述第一和所述第二馈给线中的一个馈给线内流动的公共电流进行比较，并且选择用于控制所述驱动波形的相位的第一控制状态，使得在所述各连接状态中的所述公共电流在所述第一相线圈中产生的反电势过零处附近近似相同，

其中所述相位超前控制器将零值与在所述第三连接状态中在所述第一和所述第二馈给线的一个馈给线内流动的所述公共电流进行比较，并且选择用于控制所述驱动波形相位的第二控制状态，使得在所述第三连接状态中的所述公共电流在所述第一相线圈中产生的反电势过零附近近似为零，以及

其中在驱动波形的相位控制的所述电气角度约在所述驱动线圈的反电势的30度内的情况下，所述相位超前控制器选择所述第一控制状态，并且在驱动波形的相位控制的所述电气角度大于所述驱动线圈的反电势约30度的情况下，所述相位超前控制器选择所述第二控制状态，并且进行控制使得每个相线圈的所述反电势的相位与在其中流动的交流电的相位近似匹配。

11.如权利要求10所述的电动机驱动器，其中由所述相位超前控制器进行的驱动波形的所述相位控制以电气角度上“n”个周期为间隔进行一次，n是等于1或大于1的整数。

12.如权利要求10所述的电动机驱动器，其中由所述相位超前控制器进行的驱动波形的所述相位控制以机械角度上“n”个周期为间隔进行一次，n是等于1或大于1的整数。

13.如权利要求10所述的电动机驱动器，其中由所述相位超前控制器进行的所述相位控制以电气角度上“1/m”个周期为间隔进行，m是2、3或6。

14.如权利要求11所述的电动机驱动器，其中当由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行相位超前控制时比较公共电流值的结果与在相同时刻的过去两个或更多连续结果一致时，可以对所述驱动波形进行所述相位控制。

15.如权利要求12所述的电动机驱动器，其中当由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行相位超前控制时比较公共电流值的结果与在相同时刻的过去两个或更多连续结果一致时，可以对所述驱动波形进行所述相位控制。

16.如权利要求13所述的电动机驱动器，其中当由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行相位超前控制时比较公共电流值的结果与在相同时刻的过去两个或更多连续结果一致时，可以对所述驱动波形进行所述相位控制。

17.如权利要求10所述的电动机驱动器，其中当运动部件被驱动为快于所希望的速度时，由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行所述相位控制。

18.如权利要求10所述的电动机驱动器，其中当电动机的负载转矩不小于所希望的值时，由所述相位超前控制器对所述驱动波形进行所述相位控制。

19.一种空调器，所述空调器的吹风风扇电动机采用如权利要求1到18中任一权利要求所定义的所述电动机驱动器。

20.一种空气清洁器，所述空气清洁器的吹风风扇电动机采用如权利要求1到18中任一权利要求所定义的所述电动机驱动器。

21.一种热水器，所述热水器的燃烧风扇电动机采用如权利要求1到18中任一权利要求所定义的所述电动机驱动器。

22.一种打印机，所述打印机的驱动系统采用如权利要求1到18中任一权利要求所定义的所述电动机驱动器。

23.一种复印机，所述复印机的驱动系统采用如权利要求1到18中任一权利要求所定义的所述电动机驱动器。

24.一种硬盘装置，所述硬盘装置的驱动系统采用如权利要求1到18中任一权利要求所定义的所述电动机驱动器。

25.一种光学介质装置，所述光学介质装置的驱动系统采用如权利要求1到18中任一权利要求所定义的所述电动机驱动器。