CN1191666C - 数字保护继电器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种数字保护继电器，其可不需要对时刻基准信号的输入回路的调整，并可减少电子部件，其由通过外部输入手段(1)输入时刻基准信号(T1)，通过全波整流装置(2)及平滑装置(3)，将平滑后的波形经A/D变换器(4)进行变换，通过与变换得到的值经CPU(6)的软件同某一定值的阈值相比较而判别H电平和L电平的。这时以从L电平变换到H电平时作为基准，按照H电平的持续时间分别识别代码“0”、“1”、“P”而得到时刻码。

Description

数字保护继电器
技术领域
本发明涉及数字保护继电器内的时刻基准信号的解码。
背景技术
由数字保护继电器，检测电力系统的状态变化，判断是否使断路器跳闸，并且，为了给其状态变化的信息附带正确的发生时刻，并进行记录，从数字保护继电器的外部导入时刻基准信号，取得内部计时器的时刻同步。
作为其时刻基准信号的一个例子，有IRIG(Inter-RangeInstrumentation Group，靶场时间组)信号。IRIG信号通过串行码发送时刻数据，以载波的上升边和帧的峰值的定时，传输精密的时刻的更新定时。IRIG信号是调幅信号，并规定其在振幅大时和振幅小时的振幅值比率是3.3∶1，却没有具体的电压电平或波形的定义。
在这里，振幅大时的波形称为VH，振幅小时的波形称为VL。以从VL变化到VH时为基准，VH和VL的持续时间比为5∶5时用“1”表示，2∶8时用“0”表示。8∶2时用作为时刻帧标记代码的“P”表示，“P”连续两次时成为时刻帧的峰值。
依据时刻的刻度不同，IRIG信号有数种，但载波信号为1kHz，时刻帧为1秒的IRIG-B信号应用得较为广泛。图6是IRIG-B信号的代码“0”的波形图，图7是代码“1”的波形图，图8是代码“P”的波形图。
由上述可知，为了由IRIG信号对时刻数据进行解码，要进行VH和VL的电平判断，有必要从VH或VL的持续时间判别和抽取“0”/“1”的二进制数据。
图9是原有的数字保护继电器内从加入IRIG信号到解码为止的框图，图10是图9中从T1到T6的信号关系图。外部输入绝缘装置1接收IRIG信号T1，通过全波整流装置2得到波形T2。
T2经平滑装置3得到平滑的T3，由比较器91将T3进行二进制编码(T4)，通过T4的上升边，使计时器93复位而开始计时，T4的下降边使计时器93停止，由此可以测定H电平的持续时间，通过代码判别器94从计时器数值的大小可以进行代码“1”、代码“0”、代码“P”的判别。
将其结果存入存储器5，通过CPU6的软件转换成时刻。将代码“P”连续2次时作为时刻帧的峰值，对时刻进行定时的各代码的加权已被确定，能转换为单值。
上述的现有装置的情况下，存在因为制造数字保护继电器时，必须用可变电阻调整比较器的阈电压，而花费工时数，并且因解码需要很多电子部件而使成本上升等问题。
发明内容
本发明的目的是为解决上述问题，而提供一种数字保护继电器，其可实现不需要对时刻基准信号的输入回路进行调整，并且减少电子部件数以降低成本。
为实现上述目的，本发明采取如下技术方案。
一种数字保护继电器，其包括：保护继电器运算装置，其是依据将系统电量变换为数字值而求出继电器判定量，进行为使断路继电器动作的动作判断或是不动作判断；和时刻同步装置，其导入时刻基准信号，使数字保护继电器自身的时钟同外部基准时刻同步，其特征在于，上述时刻同步装置具备：A/D变换装置，以2位以上的分辨率对时刻基准信号进行A/D变换；解码装置，对于A/D变换后的数字值，通过判断时刻基准信号的振幅的大小，对时刻码进行解码。
所述的数字保护继电器，其特征在于：作为将上述时刻基准信号变换为数字量的A/D变换装置，而共用取入系统电量以在保护继电器运算中使用的A/D变换装置。
如所述的数字保护继电器，其特征在于：根据上述时刻基准信号的输入电压电平，而改变振幅电平判断处理装置的电平阈值。
所述的数字保护继电器，其特征在于：作为对上述时刻基准信号进行A/D变换时的取样频率，对于时刻基准信号的载波频率，选择非同步的取样频率。
第1发明的数字保护继电器，通过A/D变换的时刻基准信号的值和作为CPU上的软件的一定阈值比较，进行H电平和L电平的判别，以从L电平变到H电平时为基准，依照H电平持续的时间，分别识别代码“0”、”1”、“P”而得到时刻码。这种装置，不需要比较器、计时器、计时器值判断回路，也不需要对比较器的电压进行调整。
第2发明的数字保护继电器，是在第1发明中的保护继电器运算中使用的A/D变换装置及利用CPU进行时刻基准信号的A/D变换和对时刻码进行解码的发明。利用这种装置，不需要重新置备硬件，而减少对硬件的费用。
第3发明的数字保护继电器，是第1发明中进行A/D变换后的时刻基准信号的数据，由CPU上的软件算出峰值，依照此峰值决定VH和VL的阈值，根据该阈值进行H电平和L电平的判别，以L电平变为H电平为基准，按照H电平的持续时间，分别识别代码“0”、“1”、“P”而得到时刻码的发明。
图1所示的时刻基准信号的输入回路，因为一旦时刻基准信号的电压电平上升，VL时的平滑装置3的输出电压电平也上升，为分开H电平和L电平的阈值在一定时，限制了可能输入的时刻基准信号的电压。按照这个装置，时刻基准信号的电压大时，能取大阈值，时刻基准信号的电压小时，能取小阈值，所以能扩大解码的时刻基准信号的电压范围。
第4发明的数字保护继电器，是进行A/D变换后的时刻基准信号的数据，由CPU上的软件算出峰值，依照此峰值决定VH和VL的阈值，根据该阈值进行H电平和L电平的判别，以L电平变为H电平为基准，按照H电平的持续时间，分别识别代码“0”、“1”、“P”而得到时刻码的第1发明的数字保护继电器中，针对于时刻基准信号的载波频率，通过非同步取样频率A/D变换时刻基准信号，算出峰值的发明。
时刻基准信号的载波频率和取样频率的最大公约数越大，取样角就越大，可能有无法以精确的精度检测时刻基准信号的峰值的情况，按照这个装置，因为在这种情况下也能在峰值附近取样而进行取样相位移动，所以可以准确的设定阈值，提高时刻码的解码的余量。
本发明的效果：
依照本发明，可实现不需要对时刻基准信号的输入回路进行调整，并且可减少电子部件和降低费用。
附图说明
以下参照附图，详细说明本发明的实施例。
图1是本发明的第1实施例所示的数字保护继电器的时刻基准信号解码部。
图2是本发明的第1实施例所示的数字保护继电器中从加入时刻基准信号到A/D变换前为止的信号关系图。
图3是本发明的第1实施例所示的数字保护继电器的软件处理的流程图。
图4是本发明的第2实施例所示的数字保护继电器的时刻基准信号解码部。
图5是本发明的第3实施例所示的数字保护继电器的软件处理的流程图。
图6是IRIG-B信号的代码“0”的波形图。
图7是IRIG-B信号的代码“1”的波形图。
图8是IRIG-B信号的代码“P”的波形图。
图9是现有的数字保护继电器的从取入时刻基准信号到解码为止的方框图。
图10是现有数字保护继电器中从时刻基准信号取入到解码为止的信号关系图。
具体实施方式
第1实施例的情况
图1是表示第1发明的实施例的数字保护继电器的时刻基准信号解码部，图2是图1中从T1到T3的信号的关系图。另外，在图1中，对于与图9相同功能部分给于相同代码，省略了说明。在本实施例中，和图9的不同是省略了比较器91、边缘触发器92、计时器93、代码判别器94，在平滑装置3和存储器5之间设置了A/D变换器4。
设定时刻基准信号为IRIG-B。通过外部输入绝缘装置1接收IRIG-B信号，通过全波整流装置2进行全波整流而得到波形T2，经过平滑装置3，如T3一样，将IRIG-B信号的振幅大时的输出能保持在一定值以上。以2880Hz进行取样，对平滑装置3的输出进行A/D变换。A/D变换值通过存储器5被送到CPU6，由CPU6上的软件进行处理。
图3是软件处理的流程图。A/D变换值比某一定阈值大时作为H电平，比某一定阈值小时作为L电平，进行二进制编码(S1、S2、S3)。以VH时的A/D变换值为H电平，VL时的A/D变换值为L电平，来选定阈值。
当以2880Hz取样进行A/D变换时，1代码10ms是28.8取样，以从L电平变换到H电平时为基准，划分数据，得到28或29取样(S4、S6)。在这里，在各代码的28.8取样中，比阈值电平大的H电平的数据的数目如下所示：
代码“0”：2ms/10ms×28.8取样＝5.76取样
代码“1”：5ms/10ms×28.8取样＝14.4取样
代码“P”：8ms/10ms×28.8取样＝23.04取样
因此，H电平的数据数如果是5或6，则代码为“0”，如果是14或是15，则代码为“1”，若是22至24，则代码为“P”，以此可进行代码是的解码(S9)。以后，和现有的形式同样，进行时刻的变换即可。依照本实施例的形式，不需要制造时对硬件部分的调整。
第2实施例的情况
图4是第2发明的实施例所示的数字保护继电器的时刻基准信号解码部。在图4中，对于与图1相同功能的部分给与相同代码，省略了说明。本实施例的构成特点是，平滑装置3和A/D变换器4之间设置了多路转换器41。
将平滑装置3的输出T3导入为了转换电力系统的电量，以向A/D变换器4输入的多路转换器41，使用保护继电器运算用的A/D变换器进行A/D变换。A/D变换的取样频率越高，越能高精度地检测出时刻更新的定时，即高精度地检测出从VL到VH的变化。比如，以1kHz取样的时候，取样的间隔是1ms，可使时刻的更新定时的检出延时为1ms以下。
数字保护继电器，最低也以系统频率的12倍，即以600Hz或700Hz以上的取样频率进行系统电量的A/D变换，具有在时刻同步精度方面，具备很实用的取样频率。依照本实施例，利用向多路转换器41的空闲通道导入时刻基准信号，由此省掉了为了时刻基准信号的解码而新需要的硬件。
第3实施例的情况(对应于第三方案3)
本发明的第3实施例的情况，是在第1或第2实施例中，为了求分开High/Low电平的阈值，算出被A/D变换的时刻基准信号的最大值。图5是阈值计算处理的流程图。
将IRIG-B信号全波整流后的波形，是相当于1kHz×2＝2kHz的信号。以2880Hz对其取样时，取样角为250°。如确保和360°的最大公约数是10°，最小公倍数9000°(36取样)，而得到相当于取样角10的数据，由此36取样作为最大值检出的单位取样数。
另外，IRIG-B的时刻码格式化的后半部基本上是比特(bit)“0”，该每位帧(10ms)的高电平的信号只有20％。因此以相当于10°的取样为目标时，36取样的至少5倍(180取样)是必要的。
但是10ms位帧和36取样(12.5ms)的最小公倍数是50ms，折合为取样数是144取样。因此即使采用180取样，其中有20％不能取得高电平的信号。据此取样得到的最大值和实际的峰值的相位偏差有可能扩大到±15°。
由于最大值位置产生的取样相位偏差带来的影响，即使取样波形看成以峰值作为振幅的2kHz的正弦波，成为cos(15°)-1＝-3.4％。将最大值检测的取样数进行36取样×16＝576取样(200ms)，其5组(1秒)的平均作为最大值的话，最大值的变动可控制在±1.7％(S37)。
按照得出的最大值选定阈值，但是考虑到全波整流装置2和平滑装置3的特性，决定对H电平和L电平双方给出足够的电平容限(レベルマ-ジン)而确定最大值和阈值的比率。这里最大值的50％作为阈值(S38)，和第1的实施例的情况同样，判定阈值以上的A/D变换值为H电平，判定阈值以下的A/D变换值为L电平。
在2880Hz的取样中，1代码10ms做为28.8取样，以从L电平变化到H电平时为基准划分数据，而得到28取样或29取样，与第1实施例的情况同样，依据H电平的取样数判断代码，和现有的实施例形态同样变换为时刻码即可。依照本实施例，能进行对应于时刻基准信号的电压高低的高低判断，能扩大时刻基准信号的输入电压范围。
第4实施例的情况
本发明的第4实施例是，对于第3实施例中时刻基准信号的载波频率，通过非同步的取样频率，对时刻基准信号进行A/D变换，更加正确地计算时刻基准信号的电压的最大值。
取样的频率是2440Hz的情况下，对相当于2kHz的信号进行取样时，取样角成为300°，超过6取样以上无论进行多少取样只能是相当于60°的取样数据。所以从由此的最大值位置产生的取样相位偏差带来的影响，取样波形做成以峰值作为振幅的2kHz的正弦波，成为cos(30°)-1＝-13.4％。
这里，取样频率从2400Hz开始的话，能更精确的检测出最大值。比如，错开80ppm而选用2400.192Hz时，因0.5秒钟就偏差40μs，就能使2kHz的电角度大约滑动29度。因此，即使通过取样的定时得不到电压最大值附近的A/D变换值，如果针对与0.5秒的取样，进行检测，也能够得到十分接近最大值的值。
另外，在第1实施例中说明的取样频率2880Hz等的时刻同步信号的取样相位，以相当于10度这样足够微小的间隔，选择取样频率也可以。相对于时刻同步信号的载波频率的2倍的取样角，对于360如果有足够小的最大公约数的话，A/D变换值的最大值和实际的时刻同步信号的最大值误差变小。依照本实施例，由于时刻基准信号的输入值的检测误差变小，在时刻基准信号的振幅电平的判断处理装置中，能设定合适的阈值，且提高时刻基准信号的解码的余量。
如以上说明，依照本发明，可实现不需要对时刻基准信号的输入回路的调整，并可减少电子部件以降低费用。

Claims (4)

1、一种数字保护继电器，其包括：保护继电器运算装置，其是依据将系统电量变换为数字值而求出继电器判定量，进行为使断路继电器动作的动作判断或是不动作判断；和时刻同步装置，其导入时刻基准信号，使数字保护继电器自身的时钟同外部基准时刻同步，其特征在于，上述时刻同步装置具备：A/D变换装置，以2位以上的分辨率对时刻基准信号进行A/D变换；解码装置，对于A/D变换后的数字值，通过判断时刻基准信号的振幅的大小，对时刻码进行解码。
2、如权利要求1所述的数字保护继电器，其特征在于：作为将上述时刻基准信号变换为数字量的A/D变换装置，而共用取入系统电量以在保护继电器运算中使用的A/D变换装置。
3、如权利要求1所述的数字保护继电器，其特征在于：根据上述时刻基准信号的输入电压电平，而改变振幅电平判断处理装置的电平阈值。
4、如权利要求1所述的数字保护继电器，其特征在于：作为对上述时刻基准信号进行A/D变换时的取样频率，对于时刻基准信号的载波频率，选择非同步的取样频率。
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