CN1182505C - 液晶显示器的源极驱动电路和方法 - Google Patents

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Abstract

公开了一种液晶显示器的源极驱动电路和方法，使负和正视频信号加到该液晶显示器的源极行，该液晶显示器包括了第一和第二板以及夹在两板之间的液晶，其中其电压被分成极性调制和灰度级判定两个阶段的每个视频信号被加到源极行。通过分阶段充电和放电实现了该极性调制。

Description

液晶显示器的源极驱动电路和方法
技术领域
本发明涉及一种液晶显示器，具体来说涉及驱动液晶显示器源极行(source line)的电路和方法，它降低了该液晶显示器源极行的功率消耗。
背景技术
作为一种显示视频信号的显示设备，液晶显示器(LCD)日益引起人们的注意，并且人们正在积极地对这种设备进行研究和探索。通常，LCD大致分为液晶板部分和驱动部分。该液晶板部分包括：底玻璃板、顶玻璃板以及在底玻璃板与顶玻璃板之间填充的液晶层，在底玻璃板上以矩阵形式排列了像素电极和薄膜晶体管(TFT)，在顶玻璃板上形成公用电极和滤色层。
该驱动部分包括：视频信号处理器、控制器、源极驱动器、以及栅极驱动器，该视频信号处理器处理外部输入的视频信号；控制器接收来自该视频信号处理器输出的复合同步信号，并且把它分成水平和垂直同步信号并且响应模式(NTSC、PAL和SECAM)选择信号控制计时；源极驱动器响应该控制器的输出信号，为液晶板的源极行提供信号电压；栅极驱动器响应该控制器的输出信号，为液晶板的扫描行继续提供驱动电压。人们已经进行了有效的探索，以降低具有上述结构的液晶显示器功率消耗。
结合附图将说明驱动LCD的源极的常规电路和方法。
图1示出常规TFT-LCD的结构。参考图1，该TFT-LCD包括：液晶显示器板10、源极驱动器20以及栅极驱动器30，液晶显示器板10有像素，每个像素设置于多个栅极行GL与多个源极行SL相互交叉的点，源极驱动器20通过源极行SL为每个像素提供视频信号，栅极驱动器30选择该液晶显示器板10上的某个栅极行GL，以便接通多个像素。这里，每个像素由TFT1构成，该TFT1的栅极连接到栅极行GL并且它的漏极连接到源极行SL、与TFT1的源极并联的存储电容器Cs以及液晶电容器C1c。
图2示出常规TFT-LCD的源极驱动器的结构。在这个图中，以384-沟道6-比特驱动器为例表示该源极驱动器。即，每个R、G和B数据是6比特，并且列排行(column line)的数量等于384。参考图2，该源极驱动器包括：移位寄存器21、取样锁存器22、保持锁存器23、数字/模拟转换器24以及输出缓冲器25。
移位寄存器21响应源极脉冲时钟HCLK，移位水平同步信号脉冲HSYNC，把锁存启动时钟输出给取样锁存器22。该取样锁存器22响应从寄存器21输出的锁存启动时钟，通过列排行取样并且锁存数字化的R、G和B数据。保持锁存器23响应锁存R、G和B数据装载信号(load signal)，同时接收取样锁存器22锁存的R、G和B数据。数字/模拟转换器24把保持锁存器23中存储的数字化的R、G和B数据转换成模拟R、G和B数据。然后输出缓冲器25放大对应于该模拟R、G和B数据的信号电流，把它们输出给液晶板的源极行。
上述结构的源极驱动器在一个水平周期期间取样并且保持数字化的R、G和B数据，把它们转换成模拟R、G和B数据，并且对它们进行电流放大。这里，当保持锁存器23保持对应于第n列排行的R、G和B数据时，取样锁存器22取样对应于第(n+1)列排行的R、G和B数据。
图3示出常规TFT-LCD的栅极驱动器。参考图3，该栅极驱动器包括：移位寄存器31、电平寄存器32以及输出缓冲器33。移位寄存器31响应栅极脉冲VCLK，移位垂直同步信号脉冲VSYNC，以便继续启动扫描行。电平寄存器32顺序水平位移送给扫描行的信号，以输出给输出缓冲器33。这样，就顺序启动与输出缓冲器33连接的多个扫描行。
下面说明驱动如上所述的结构的常规TFT-LCD的方法。
首先，源极驱动器20的取样锁存器22顺序接收对应于单一像素的视频信号并且存储对应于源极行SL的视频数据。栅极驱动器30输出栅极行选择信号GLSS，选择多个栅极行GL之一。然后，接通与所选择的栅极行GL连接的TFT1，以便把保持锁存器23锁存储的视频数据送到它的漏极。因此，在液晶板10上显示了视频数据。
然后，重复上述操作在液晶板10上显示视频数据。
此时，源极驱动器20为液晶板10提供VCOM、正和负视频信号，以便在该液晶板10上显示视频数据。
图4示出图1的视频信号的电压范围。参考图4，每次改变帧就交替把正和负视频信号送到像素，为了在操作TFT-LCD期间不直接把直流电压送给液晶，为此，向TFT-LCD上板的电极提供VCOM，该VCOM是正和负视频信号之间的中间电压。但是，在以VCOM为基准交替向像素提供正和负视频信号的情况下，液晶的光透射特性曲线并不彼此一致，因此产生闪烁。
因此，为了减少产生闪烁，采用了如图5A、5B、5C和5D所示的4个反转模式(inversion mode)。它们是帧反转、行反转、列反转和点反转模式。
图5A示出仅仅当改变帧时才调制视频信号的极性的帧反转模式，而图5B示出每次改变栅极行GL就变化视频信号的极性的行反转模式，另外，图5C示出当改变源极行和帧时变化视频信号的极性的列反转模式，以及图5D示出只要改变每个源极行SL和栅极行GL并且改变帧就变化极性的点反转模式。按照帧反转、行反转、列反转和点反转顺序，则画面就好，并且与画面质量成正比，极性改变次数变得更大，结果增加了功率消耗。下面结合图6所示的驱动常规LCD的点反转模式，将作详细说明。图6示出加到液晶板10的奇数源极行SL或偶数源极行SL的视频信号的波形。该图说明了在以VCOM为基准每次改变栅极行时调制源极行SL的视频信号的极性。
这里，假设全部TFT-LCD板显示相同的灰色，源极行SL的视频信号的变化宽度(V)变成VCOM脉冲正视频信号或VCOM脉冲负视频信号变化宽度的2倍。因此常规点反转就消耗了大量的功率，这是因为视频信号的极性每次当改变栅极行GL时就以VCOM为基准从正到负或从负到正变化。
图6示出当使用通常白模式液晶显示器显示黑图像时视频信号摆幅(swing)宽度。此时，每个水平周期要求宽的宽度的电压摆幅，这个电压摆幅是通过输出放大器的电源电压VDD所提供的能量所获得的，并且每2水平周期(周期：H)就出现功率消耗。
图7是驱动电容负载的一般CMOS的电路方框图。参考图7，PMOS晶体管P1的源极连接到供电电源VH，并且它的漏极连接到NMOS晶体管N1的漏极，形成了输出端，NMOS晶体管N1的源极连接到另一个供电电源VL，NMOS和PMOS晶体管N1和P1的栅极接收一个输出信号(或输入信号)频率F，并且负载电容CLOAD连接在NMOSH和PMOS晶体管N1和P1的漏极与NMOS晶体管N1的栅极之间。
由后面等式(1)表示了如上所结构的常规CMOS驱动电路的功率消耗。
PCONV＝CLOAD·VH·(VH-VL)·F        ---------(1)
这里CLOAD表示负载电容CLOAD的电容量，而F表示输出信号(或输入信号)频率，以及VH＞VL。
但是，在驱动LCD源极的常规方法中，每2水平周期就出现大量功率消耗，这是因为驱动源极功率消耗量正比于视频信号的摆幅宽度，因此要求大量功率消耗。
发明内容
因此，本发明致力于一种驱动液晶显示器的源极行的方法和电路，它极大地克服了由于现有技术的局限和缺点所造成的一个或多个问题。
本发明的一个目的是提供一种驱动液晶显示器的源极行的方法和电路，它降低了伴随宽的宽度的电压摆幅的极性反转所要求的功率消耗，同时，减少了放大器的驱动功率消耗。
为了实现本发明的这个目的，提供了一种液晶显示器的源极驱动电路，具有移位寄存器、取样锁存器、保持锁存器、数字/模拟转换器以及输出缓冲器，包括：n个外部电容器，分别利用在上电压VH和下电压VL之间的分阶段极性电压对所述n个外部电容器充电，其中n是不小于2的整数；第一极性调制器，通过将分阶段极性电压从n个外部电容器提供到连接于奇数源极行的负载电容器，以及在n个外部电容器从连接于奇数源极行的负载电容器恢复所述分阶段极性电压，执行连接于n个外部电容器的奇数源极行的分阶段极性调制；第二极性调制器，通过将所述分阶段极性电压从n个外部电容器提供到连接于偶数源极行的负载电容器，以及在n个外部电容器从连接于偶数源极行的负载电容器恢复所述分阶段极性电压，执行连接于n个外部电容器的偶数源极行的分阶段极性调制，其中所述n个外部电容器被连接于第一极性调制器和第二极性调制器；以及多个乘法器，用于在极性调制阶段选择第一极性调制器或第二极性调制器的输出，在灰度级判定阶段选择所述输出缓冲器的输出，然后用于向像素输出所选输出。
还提供了一种在极性反转模式的液晶显示器的源极驱动方法，其中所述液晶显示器包括具有电容器的多个源极行，用于将负视频信号或正视频信号施加于所述多个源极行的输出缓冲器，用于表达通过所述源极行所提供的视频信号的液晶板，以及n个外部电容器，其中n是不小于2的整数，所述方法包括步骤：a.利用在上电压和下电压之间的分阶段极性电压对所述n个外部电容器充电，其中所述上电压表示与所述正视频信号的预定灰度值相对应的电压，以及所述下电压表示与所述负视频信号的预定灰度值相对应的电压；b.执行分阶段极性调制，其中通过将奇数源极行电容器分阶段连接到所述n个外部电容器而从所述n个外部电容器利用分阶段极性电压对奇数源极行电容器进行充电，并且同时通过将偶数源极行电容器分阶段连接到所述n个外部电容器而在所述n个外部电容器从偶数源极行电容器恢复分阶段极性电压，从而，偶数源极行电容器被分阶段放电；c.执行分阶段极性调制，其中通过将偶数源极行电容器分阶段连接到所述n个外部电容器而从所述n个外部电容器利用分阶段极性电压对偶数源极行电容器进行充电，并且同时通过将奇数源极行电容器分阶段连接到所述n个外部电容器而在所述n个外部电容器从奇数源极行电容器恢复分阶段极性电压，从而，奇数源极行被分阶段放电；以及d.执行灰度级判定，其中所述输出缓冲器的电压被施加到所述源极行电容器，所述源极行电容器的极性已经在步骤b或步骤c被调制。
应理解前面的一般说明和后面的详细说明都仅是示例，并且目的是进一步说明所要求保护的发明。
说明书中包括的附图用于进一步理解本发明并且与说明书相互结合构成了该说明书的一部分，这些附图表示了本发明的实施例，并且与说明一起起到解释本发明的目的的作用。
附图说明
在这些图中：
图1示出常规TFT-LCD的结构；
图2示出该常规TFT-LCD的源极驱动电路的结构；
图3示出该常规TFT-LCD的栅极驱动电路的结构；
图4示出图1的视频信号的电压范围；
图5A、5B、5C和5D示出TFT-LCD的反转模式(inversion mode)；
图6示出依据点反转方法的常规源极驱动电路的输出波形；
图7示出驱动电容负载的一般CMOS的电路方框图；
图8示出结合本发明的依据点反转方法的源极驱动电路的输出波形；
图9A示出按照分阶段源极驱动方法的全黑图像的驱动信号的波形；
图9B示出按照分阶段源极驱动方法的全白图像的驱动信号的波形；
图10A、10B和10C示出根据本发明的TFT-LCD的源极驱动电路的结构；
图11A和11B示出控制图10A、10B和10C的MUX-A和MUX-B或开关的控制信号的波形；
图12A和12B示出图10B和10C的输出缓冲器的放大器的电路方框图；
图13示出极性调制器的电路方框图；
图14示出根据本发明的驱动源极驱动电路的极性调制电路的示例；
图15示出根据本发明的驱动源极驱动电路的极性调制电路的另外一个示例；
图16示出30-英寸UXGA面板；
图17示出被分成10部分的负载模型(load model)；
图18示出用于显示全黑图像的驱动信号波形和控制信号波形；
图19示出用于显示全白图像的驱动信号波形和控制信号波形；
具体实施方式
现在将参考本发明的优选实施例以及结合附图所示的示例进行详细地介绍。
图8示出结合本发明的依据点反转模式的视频信号的操作范围。
在作为依据本发明的用于TFT-LCD的源极驱动方法的分阶段源极驱动方法中，执行视频信号的传递过程被分成两个阶段：极性调制和灰度级判定。参考图8，依据极性调制执行设置于电压VL与电压VH之间的电压摆幅B，电压VL对应于负视频信号的中间灰度，电压VH对应于正视频信号的中间灰度，然后由源极驱动器的放大器完成判断灰度级的电压摆幅C和D。这里，电压VL与电压VH不局限于正和负视频信号的中值电压，它们可以是正和负视频信号的之内任意的电压。
下面说明结合本发明的依据点反转驱动方法的功率消耗，按照极性调制导致的功率消耗和灰度级判定导致的功率消耗这两部分说明。参考图8，利用极性调制电压VH提供了极性调制B导致的功率消耗，而灰度级显示C所要求的功率消耗则由放大器的供电电压VDD提供。另外，在对负视频信号之内的电压VL进行极性调制之后显示白图像需要仍然由放大器的供电电压VDD提供的电压摆幅D。但是，当对负视频区之内的电压VL进行极性调制之后显示黑图像时，则不出现放大器所导致的功率消耗，而当回到对正视频区之内的电压VH进行行极性调制时，发生由于极性调制所导致的功率消耗。下面表1排列了这些情况。
表1
  电压摆幅     A     B     C     D
  电源 极性调制VL 极性调制VH   放大器   放大器
表1示出本发明的依据点反转驱动方法的功率消耗的形成。
图9A和9B分别以全黑图像和全白图像的示例性情况为例示出本发明的分阶段源极驱动电路的驱动信号波形。即，图9A示出按照分阶段源极驱动方法全黑图像的驱动信号的波形，而图9B示出按照分阶段源极驱动方法全白图像的驱动信号的波形。
参考图9A和9B，依据本发明的点反转方法用一个水平周期H驱动源极行，这个水平周期H分成极性调制和灰度级判定2个阶段。按照这个分阶段源极驱动方法，使用经过分阶段充电的充电复原，则宽的电压摆幅宽度的极性调制减少了功率消耗，并且允许放大器仅提供灰度级显示所需要的功率消耗，从而降低了驱动功率消耗。
下面将说明依据本发明的能够降低源极驱动电路功率消耗的TFT-LCD的源极驱动电路的结构。
图10A、10B和10C示出了依据本发明的TFT-LCD的源极驱动电路的结构。参考图10A，多个乘法器(MUX)80或开关81响应外部控制信号CON，从输出缓冲器50的输出信号和奇数极性调制器60和偶数极性调制器70的输出信号中选择出一个，把选定的一个输出信号传递给像素。
在TFT-LCD的点反转(dot inversion)中，由于相邻源极行的信号极性彼此相反，因此源极行中分阶段充电驱动方向也彼此相反。即，在奇数源极行电容器中进行分阶段充电的情况下，应在偶数源极行电容器中分阶段放电。同样，构成极性调制器的开关也接彼此相反次序操作。因此，本发明的源极驱动电路彼此分别地设置奇数极性调制器60和偶数极性调制器70，以便分别驱动奇数源极行和偶数源极行。
依据本发明的TFT-LCD的源极驱动电路包括：输出缓冲器50、奇数极性调制器60、偶数极性调制器70、多个MUX 80或开关81，输出缓冲器50放大图2的数字/模拟转换器24所转换的模拟数据信号的电流，并且输出给显示板的源极行，奇数极性调制器60驱动奇数源极行，偶数极性调制器70驱动偶数源极行，多个MUX 80或开关81响应外部控制信号CON，从输出缓冲器50的输出信号和奇数极性调制器60和偶数极性调制器70的输出信号中选择出一个，把选定的一个输出信号传递给像素。
即，除了选择下面的输出缓冲器，即，奇数和偶数极性调制器60和70以及MUX 80或开关81以外，依据本发明的TFT-LCD的源极驱动电路具有与常规TFT-LCD的源极驱动电路相同的电路。MUX 80响应外部控制信号CON，决定进行极性调制还是进行灰度级判定。
参考图10B，提供有第一乘法器部分MUX-A 80a和第二乘法器部分MUX-B 80b。第一乘法器部分MUX-A 80a接收了输出缓冲器50的输出信号，放大器AMP-H和放大器AMP-L构成了输出缓冲器50，输出缓冲器50放大图2的数字/模拟转换器24所转换的模拟数据信号的电流，并且第一乘法器部分MUX-A 80a响应外部控制信号EO选择输出信号中的一个，把选定的信号输出给像素。第二乘法器部分MUX-B 80b接收第一乘法器部分MUX-A 80a和奇数和偶数调制器60和70的输出信号，并且响应外部控制信号CON从它们中选定一个输出给像素。
图10C是比图10A和图10B更简单的电路。使用图10C所示的3个开关81代替用于每列的多个第一乘法器部分MUX-A 80a和第二乘法器部分MUX-B 80b。图10C所示的PMO和PME分别意指奇数列的极性调制器和偶数列的极性调制器。
图11A示出控制图10A和图10B的MUX-B和MUX-A的控制信号的波形，而图11B示出控制图10C的开关的控制信号的波形，图12A和12B是图10B和10C的输出缓冲器的放大器的电路图。参考图11A，当控制信号CON处于“1”状态时执行极性调制，而当控制信号CON处于“0”状态时执行灰度级判定。这里，控制信号CON控制图10A和10B的MUX-B，而控制信号EO控制图10A的MUX-A。
图11B所示的控制信号控制图10C所示的电路。在电路操作过程中，当控制信号CON处于“1”状态(CON＝1)时执行极性调制，而当控制信号CON处于“0”状态(CON＝0)时执行灰度级判定。按照灰度级判定，随EO＝1或EO＝0时，决定显示负或正视频信号。
输出缓冲器50的放大器包括AMP-H和AMP-L两种，它们具有如图12A和12B所示的彼此不同的供电电压VDD。即，APM-H(VDD＝10V)仅用于正视频信号区的灰度级判定，而APM-L(VDD＝5V)仅用于负视频信号区的灰度级判定。
另外，当传送如图6所示的D的负视频信号时，可以使用低压放大器，以便与仅采用高压放大器的情况相比，降低功率消耗。下面将详细说明奇数和偶数极性调制器的结构。
图13是每个极性调制器的电路图。参考图13，当使用经5(通常，N)等分从VL至VH的电压所获得的分阶段电压，驱动负载电容器CLOAD时，功率消耗PSTEPWISE降低至等式(1)所表示的功率消耗的1/5(通常，1/N)。即，如下式(2)所示。
PSTEPWISE＝CLOAD·VH·F(VH-VL)/5＝PCONV/5    --------(2)
这里，负载电容器CLOAD是M列排行的电容器的总和，其中M对应于单一源极驱动器的输出个数的1/2。
在本发明的源极驱动方法中，需要极性调制电路PM执行偶数列的极性调制，而用于点反转驱动的偶数列的极性调制则彼此相反，因此单一的源极驱动电路彼此分开分别对奇数列和偶数列进行充电。因此，一个源极驱动电路就需要两个极性调制电路。例如，当这个方法适用于具有300输出的TFT-LCD的源极驱动电路时，M就变成150。
外部电容器CEXT1、CEXT2、CEXT3和CEXT4是设置于源极驱动器芯片之外安装的电容器，每个尺寸近似对应于M负载电容器CLOAD的一百倍。分别用等分VL至VH之间的电压差所获得的电压VL+(4/5)(VH-VL)、VL+(3/5)(VH-VL)、VL+(2/5)(VH-VL)和VL+(1/5)(VH-VL)充电这些外部电容器CEXT1、CEXT2、CEXT3和CEXT4。这里VH大于VL。另外VH、VL和这些外部电容器CEXT1、CEXT2、CEXT3和CEXT4经开关SW6、SW5、SW4、SW3、SW2和SW1连接到负载电容器CLOAD，由外部信号，分别接通或打开这些开关SW6、SW5、SW4、SW3、SW2和SW1。
同时，这种分阶段源极驱动方法应当提供每个分阶段所需相当短的时间周期以及小的驱动电路尺寸，以便既降低功率消耗又实用地驱动TFT-LCD的源极驱动电路。
下面将说明作为本发明的TFT-LCD的源极驱动电路的采用极性调制电路的分阶段源极驱动电路能够降低功率消耗的原因。
参考图13，当假设初始按照该电压充电这些外部电容器CEXT1、CEXT2、CEXT3和CEXT4时，同等地呈现邻近外部电容器的电压之间的1/5的差。当假设用电压VL初始地充电负载电容器CLOAD，并且要求充电至VH时，则从SW1和SW6依次接通开关。为此，它们的电压从VL增加至VH，并且每个分阶段的电压对应于已经充电的外部电容器的结果。
相反，当从VH放电至VL时，则与充电相反从SW6至SW1依次断开开关。这里，当每个外部电容器充电至VH时送到负载电容器CLOAD的VL+(1/5)(VH-VL)，在每个外部电容器放电至VL的时候返回，因此每个外部电容器加给负载电容器CLOAD的电压基本变成“0”。
另外，接通开关SW6就完成了依据VH的供电。这里，恰好在接通开关SW6之前已经按VL+(4/5)(VH-VL)充电负载电容器CLOAD，因此基本按VH充电的电压是1/5(VH-VL)，并且功率消耗减少至等式(1)所示的1/5。
图14是驱动依据本发明的源极驱动电路的极性调制电路的实施例的电路图。参考图14，奇数调制器60和偶数调制器70共享外部电容器。电阻器R是用于确定外部电容器的初始充电电压。当由处于源极驱动电路的初始阶段的信号STR所控制的开关S被接通时，电流流经电阻器R，因此依据各电阻对电容器进行分压，并且在每个外部电容器存储每个分压的电压。一旦在每个外部电容器中存储了需要的电压，则通过信号STR断开开关，以便防止不要的电流流经电阻器，从而发生功率消耗。这样，如图13所示，可以在源极驱动芯片集成电阻器，而外部电容器设置于芯片之外。
图14所示的第一和第二移位寄存器90a和90b生成用于控制分阶段源极驱动电路的开关SW1-SW6的信号。利用这些第一和第二移位寄存器90a和90b在源极驱动芯片之内初始生成控制每个开关的信号，而这些信号不是由芯片之外得到的，因此就减少了输入信号的数量。在图14中，CLK 2是用于第一和第二移位寄存器90a和90b的时钟信号，PMS是第一和第二移位寄存器90a和90b的触发信号，PMD是确定移位方向的信号。
当PMD信号为‘1’加给第一移位寄存器90a时，‘0’加给第二移位寄存器90b。按照下面的方式就可以完成上述的操作：在第一或第二移位寄存器90a或90b把彼此反向的信号提供移位寄存器之前设置反相器100。之所以需要这样是因为，在奇数调制器60和偶数调制器70，因为接通和断开这些开关中之一的顺序与另外一个开关的顺序不同，接通信号加给这些开关中之一的顺序也会与加给另外一个开关的顺序不同。
另外，代替第一和第二移位寄存器90a和90b，也可以仅使用如图15所示的一个移位寄存器。在这个情况下，开关的连接顺序与图14的开关的安排顺序相反。
下面就说明有关本发明的点反转方法的定时和所使用的电路尺寸的模拟结果。
例如，本发明应用在30英寸UXGA显示板和14英寸XGA。这里主要说明30英尺UXGA显示板。
如图16所示，因为目前开发的30英寸LCD是由四等分(four division)驱动方式工作，因此本发明在假设也用四等分驱动的方式操作30英寸LCD的基础上进行模拟。在四等分驱动的情况下，4个等分的显示板相当于一个15英寸SVGA显示板。这里，用C＝128微微法和R＝2.5千欧的负载操作列排行，并且行时间等于22微秒。通过Raphae1 3D模拟典型像素就得到C和R的值。因为C和R分布在实际源极行中，因此使用了如图17所示的等分成10部分的负载模型。
假设使用图13所示的5-阶段方法，极性调制所需的时间周期限制在一水平周期1H的1/2之内，剩余的时间周期分配给依据放大器的灰度级判定所需的时间周期，XGA显示板有近似16微秒的行时间，而SVGA显示板有近似22微秒的行时间。这样，XGA和SVGA显示板中所允许的分阶段时间分别近似为1.5微秒和2微秒，表2，3，4和5中列举了为满足这个计时条件的图13的开关的晶体管的尺寸。
这里，每个开关可以是仅由NMOS晶体管构成的，或由NMOS和PMOS构成，每个晶体管的沟道长度都是0.6微米。另外，按照极性调制，为每个开关(NMOS晶体管)分别提供10V和0V，以便接通和断开，其原因在于应当把2.25-7.75V的电压加到负载电容器CLOAD。相反，在由PMOS晶体管构成开关的情况下，与上述情况相反，分别提供0V和10V接通和断开每个开关。
表2.当阶段时间是1.5微秒并且每个开关是由NMOS晶体管构成时晶体管的尺寸
开关   SW1   SW2   SW3   SW4   SW5   SW6
尺寸(微米)   400   400   400   500   500   600
如表2所示，每个开关仅由NMOS构成，开关SW1、SW2和SW3的尺寸为400微米，开关SW4和SW5的尺寸为500微米，以及600微米的SW6传递最大电压。
下面表3示出当传递最大电压的开关SW6是由PMOS构成时晶体管的尺寸。因为开关SW6应传递最大电压，因此就希望施加0V的接通信号，以提高｜VGS｜值。
表3.当阶段时间是1.5μ秒并且开关是由NMOS和PMOS晶体管构成时晶体管的尺寸
开关   SW1   SW2   SW3   SW4   SW5   SW6
类型   N   N   N   N   N   P
尺寸(微米)   400   400   400   500   500   600
如表3所示，由PMOS晶体管而不是NMOS晶体管构成的开关SW6的优点在于晶体管的尺寸。
表4.当阶段时间是2.0微秒并且每个开关是由NMOS晶体管构成时晶体管的尺寸
开关   SW1   SW2   SW3   SW4   SW5   SW6
尺寸(微米)   100   100   100   200   200   300
表5.当阶段时间是2.0微秒并且开关是由NMOS和PMOS晶体管构成时晶体管的尺寸
开关   SW1   SW2   SW3   SW4   SW5   SW6
类型   N   N   N   N   N   P
尺寸(微米)   100   100   100   200   200   300
在下表中将列举依据本发明的上述的LCD源极驱动电路的功率消耗模拟的结果。表6示出功率消耗模拟的条件。
表6功率消耗模拟的条件
对角长度 分辨率 帧频   负载     备注
30英寸 UXGA 75   C＝225微微法R＝5千欧   四等分驱动器(four-division driver)
这里，对按照分阶段源极驱动方法的AC功率消耗模拟的结果与按照常规高压源极驱动方法的AC功率消耗模拟的结果进行比较。图18示出当显示板显示全黑图像时驱动波形和控制信号，而图19示出当显示板显示全白图像时驱动波形和控制信号。图18和19示出在表6的条件下执行HSPICE模拟所获得的结果。即，依据控制信号CON完成的极性调制或灰度级判定。
同时，表7、8和9中列举了电流值和功率消耗。这里，表7的VDDH和VDDL分别对应于图12A和12B所示的AMP-H和AMP-L的电源电压值。
表7显示全黑图像的功率消耗的比较
            分阶段源极驱动 常规高压驱动
  电源     VDDH   VDDL  VH  VL     VDD
  电压(伏)     10     5  7.75  2.25     1.0
  平均AC电流值(微安)     3.8     0  3.2  3.6     23.1
  AC功率消耗(毫瓦)     91.2     0  59.5  19.4     554.4
  4等分显示板的每个的AC功率消耗(毫瓦)                  170.1     554.4
  全部板的AC功率消耗(毫瓦)                  680.4     2218
表8显示全白图像功率消耗的比较
              分阶段源极驱动 常规高压驱动
电源     VDDH     VDDL     VH     VL     VDD
电压(伏)     10     5     7.75     2.25     1.0
平均AC电流值(微安)     0     3.6     6.9     0     8.7
AC功率消耗(毫瓦)     0     43.2     128.3     0     208.8
4等分显示板的每个的AC功率消耗(毫瓦)     171.5     208.8
全显示板的AC功率消耗(毫瓦)     686     835.2
表9显示全中间灰度图像的功率消耗的比较
           分阶段源极驱动 常规高压驱动
  电源     VDDH   VDDL  VH   VL     VDD
  电压(伏)     10     5  7.75   2.25     1.0
  平均AC电流值(微安)     0     0  3.2   0     16.0
  AC功率消耗(毫瓦)     0     0  59.5   0     384
  4等分显示板的每个的AC功率消耗(毫瓦)                59.5     384
  全显示板的AC功率消耗(毫瓦)                238     1536
依据本发明的分阶段源极驱动方法，使用经过分阶段充电的充电复原(charge recovery)，减少了宽的电压摆幅(voltage swing)宽度的极性调制所需的功率消耗，并且放大器仅提供灰度级显示所需的功率消耗量，从而降低了驱动功率消耗。
本领域技术人员显然知道在不脱离本发明的精神或范围下可以进行各种各样的更改和变化。因此，本发明意图覆盖由附加的权利要求书的范围和它们的等价物所产生的本发明的更改和变化。

Claims (12)

1.一种液晶显示器的源极驱动电路，具有移位寄存器、取样锁存器、保持锁存器、数字/模拟转换器以及输出缓冲器，包括：
n个外部电容器，分别利用在上电压VH和下电压VL之间的分阶段极性电压对所述n个外部电容器充电，其中n是不小于2的整数；
第一极性调制器，通过将分阶段极性电压从n个外部电容器提供到连接于奇数源极行的负载电容器，以及在n个外部电容器从连接于奇数源极行的负载电容器恢复所述分阶段极性电压，执行连接于n个外部电容器的奇数源极行的分阶段极性调制；
第二极性调制器，通过将所述分阶段极性电压从n个外部电容器提供到连接于偶数源极行的负载电容器，以及在n个外部电容器从连接于偶数源极行的负载电容器恢复所述分阶段极性电压，执行连接于n个外部电容器的偶数源极行的分阶段极性调制，其中所述n个外部电容器被连接于第一极性调制器和第二极性调制器；以及
多个乘法器，用于在极性调制阶段选择第一极性调制器或第二极性调制器的输出，在灰度级判定阶段选择所述输出缓冲器的输出，然后用于向像素输出所选输出。
2.如权利要求1的电路，其中所述n个外部电容器设置于源极驱动器芯片之外，并且第一和第二极性调制器的每个由多个开关构成，所述开关使所述n个外部电容器连接到液晶显示器的源极行。
3.如权利要求2的电路，其中每个开关是由NMOS晶体管构成的。
4.如权利要求3的电路，其中所述NMOS晶体管具有彼此不同的尺寸。
5.如权利要求2的电路，其中利用NMOS或PMOS晶体管构成了每个开关。
6.如权利要求2的电路，其中利用对范围从负视频信号的预定灰度值至正视频信号的预定灰度值的电压值进行均分所得到的电压，对该n个外部电容器充电。
7.如权利要求2的电路，其中每个外部电容器的电容值大于连接到源极行的负载电容器的电容值。
8.如权利要求1的电路，其中第一极性调制器和第二极性调制器的每一个包括各自具有彼此相反移位方向的第一和第二移位寄存器。
9.如权利要求1的电路，其中每个第一极性调制器和第二极性调制器包括具有彼此顺序相反连接的开关的单一移位寄存器。
10.如权利要求1的电路，其中所述乘法器是多个开关。
11.一种在极性反转模式的液晶显示器的源极驱动方法，其中所述液晶显示器包括具有电容器的多个源极行，用于将负视频信号或正视频信号施加于所述多个源极行的输出缓冲器，用于表达通过所述源极行所提供的视频信号的液晶板，以及n个外部电容器，其中n是不小于2的整数，
所述方法包括步骤：
a.利用在上电压和下电压之间的分阶段极性电压对所述n个外部电容器充电，其中所述上电压表示与所述正视频信号的预定灰度值相对应的电压，以及所述下电压表示与所述负视频信号的预定灰度值相对应的电压；
b.执行分阶段极性调制，其中通过将奇数源极行电容器分阶段连接到所述n个外部电容器而从所述n个外部电容器利用分阶段极性电压对奇数源极行电容器进行充电，并且同时通过将偶数源极行电容器分阶段连接到所述n个外部电容器而在所述n个外部电容器从偶数源极行电容器恢复分阶段极性电压，从而，偶数源极行电容器被分阶段放电；
c.执行分阶段极性调制，其中通过将偶数源极行电容器分阶段连接到所述n个外部电容器而从所述n个外部电容器利用分阶段极性电压对偶数源极行电容器进行充电，并且同时通过将奇数源极行电容器分阶段连接到所述n个外部电容器而在所述n个外部电容器从奇数源极行电容器恢复分阶段极性电压，从而，奇数源极行被分阶段放电；以及
d.执行灰度级判定，其中所述输出缓冲器的电压被施加到所述源极行电容器，所述源极行电容器的极性已经在步骤b或步骤c被调制。
12.如权利要求11所述的液晶显示器的源极驱动方法，其中在上电压与下电压之间摆动的电压在步骤b或步骤c被传送。
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