CN115004527A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的功率转换装置的控制部在每个第1设定周期从并联连接的多个开关元件中分别选择第1对象开关元件和第2对象开关元件。控制部进行控制，使得在开关电路进行导通动作时，第1对象开关元件的导通开始时刻比不是第1对象开关元件的其他开关元件的导通开始时刻要早第1设定时间。控制部进行控制，使得在开关电路进行关断动作时，第2对象开关元件的关断开始时刻比不是第2对象开关元件的其他开关元件的关断开始时刻要晚第2设定时间。

Description

功率转换装置
技术领域
本公开涉及一种功率转换装置，其具备包含多个开关元件的开关电路。
背景技术
通常的功率转换装置具备开关电路，该开关电路包含多个开关元件。功率转换装置的大容量化能通过功率转换装置自身的并联连接或开关元件的并联连接来实现，而通过将多个开关元件并联连接来构成开关电路，从而能使功率转换装置比将功率转换装置自身并联连接更小型化。另外，在功率转换装置中，要求在小型化的同时降低功率损失。
专利文献1中记载了一种技术，该技术通过在并联连接的多个开关元件的各自的电流路径中使自感和互感之和相等，来使流过各开关元件的电流均等化。
另外，在专利文献2中，记载了在并联连接的多个开关元件中，通过将各开关元件的栅极电阻设定为不同的值，使流过各开关元件的电流均等化的技术。
在专利文献2中，在电流路径的电感较大的开关元件的情况下，栅极电阻被设定得较小，在电流路径的电感较小的开关元件的情况下，栅极电阻被设定得较大。各个开关元件的开关速度根据各自的栅极电阻值而成为不同值。
另外，在专利文献3中，记载了在并联连接的多个开关元件中，基于事先测量的各开关元件的开关特性，使各开关元件的开关损耗均等化的技术。
在专利文献3中，事先测量各开关元件的开关特性，具体地说，事先测量以栅极电压值和栅极电压值的斜率为参数的开关速度di/dt。在各个开关元件实际动作时，基于事先测量到的开关特性，对各个开关元件的电压值和电压值的斜率进行可变控制，从而使各个开关元件的开关损耗均等化。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2019－29457号公报
专利文献2：日本专利特开2005－261035号公报
专利文献3：日本专利特开2018－82587号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在专利文献1和专利文献2中，通过使流过各开关元件的电流均等化，使各开关元件的导通损耗均等化。结果，可预测多个开关元件的导通损耗的最大值减小。
但是，在专利文献1中，没有考虑到多个开关元件的阈值电压、栅极电压等各特性的偏差。因此，与其它开关元件的开关损耗相比，特定开关元件的开关损耗可能特别增大。因此，在专利文献1中，无法降低多个开关元件中的“最大开关损耗”，即多个开关元件中的开关损耗的最大值。
另外，在专利文献2中，当将开关元件的栅极电阻值设定得较大时，开关速度与之相应地变慢，因而导致开关损耗增大。此外，与专利文献1同样地，没有考虑到多个开关元件的阈值电压、栅极电压等各特性的偏差。因此，专利文献2也无法降低多个开关元件中的“最大开关损耗”。
另外，在专利文献3中，预测通过使多个开关元件的开关损耗均等化，多个开关元件中的“最大开关损耗”被降低。然而，在专利文献3中，需要事先测量各个开关元件的开关特性，这将导致制造工时的大幅增加。此外，专利文献3中，还需要用于对栅极电压值和栅极电压值的斜率进行可变控制的追加部件，这将导致制造成本的大幅增加。
本公开用于解决上述问题，其目的在于提供一种功率转换装置，即使在并联连接的多个开关元件的各个特性存在偏差的情况下，也能够降低多个开关元件中的最大开关损耗，而不会导致增加制造工时和制造成本。
用于解决技术问题的技术手段
为了解决上述问题，本公开所涉及的功率转换装置包括：含有2以上的整数即M个并联连接的开关元件的开关电路；以及通过分别控制M个开关元件的开关动作从而控制开关电路的控制部，控制部在每个开关电路的开关周期的1以上的整数倍即第1设定周期，分别从M个开关元件中选择1个以上且小于M个的第1对象开关元件和1个以上且小于M个的第2对象开关元件，并进行控制，以使得在开关电路进行导通动作时，第1对象开关元件的导通开始时刻比不是第1对象开关元件的其他开关元件的导通开始时刻要早第1设定时间，第1设定时间被设定为第1对象开关元件的导通动作的导通时间以上，还进行控制，以使得在开关电路进行关断动作时，第2对象开关元件的关断开始时刻比不是第2对象开关元件的其他开关元件的关断开始时刻要晚第2设定时间，第2设定时间被设定为不是第2对象开关元件的其他开关元件的关断动作的关断时间以上。
发明效果
根据本公开的功率转换装置，即使在并联连接的多个开关元件的各个特性存在偏差的情况下，也能够降低多个开关元件中的最大开关损耗，而不会导致增加制造工时和制造成本。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的功率转换装置的电路图。
图2是示出在比较例的控制中不考虑第1开关元件和第2开关元件的阈值电压的偏差的情况下的动作波形的图。
图3是示出在比较例的控制中不考虑第1开关元件和第2开关元件的阈值电压的偏差的情况下的动作波形的图。
图4是示出图1的功率转换装置的在第1开关元件和第2开关元件的各个特性不存在偏差的情况下的动作波形的图。
图5是图1的功率转换装置中的第1设定周期TP1＝T、第2设定周期TP2＝2×T的情况的例子。
图6是图1的功率转换装置中的第1设定周期TP1＝2×T、第2设定周期TP2＝4×T的情况的例子。
图7是示出图1的功率转换装置的在第1开关元件和第2开关元件的各个特性存在偏差的情况下的动作波形的图。
图8是考虑了实施方式2的功率转换装置中的电流路径的寄生电感的等效电路图。
图9是实施方式3所涉及的功率转换装置的电路图。
图10是实施方式4所涉及的功率转换装置的电路图。
图11是实施方式5所涉及的功率转换装置的电路图。
图12是示出图11的功率转换装置中的第1开关元件至第3开关元件的动作波形的图。
图13是实施方式6所涉及的功率转换装置的电路图。
图14是示出图13的功率转换装置中的第1开关元件至第4开关元件的动作波形的第1示例的图。
图15是示出图13的功率转换装置中的第1开关元件至第4开关元件的动作波形的第2示例的图。
图16是示出了以专用的硬件即处理电路来实现实施方式1至6所涉及的功率转换装置的各功能的情况的结构图。
图17是示出通过具备处理器和存储器的处理电路来实现实施方式1至6所涉及的功率转换装置的各功能的情况的结构图。
具体实施方式
以下，将参照附图详细说明本公开的实施方式。其中，下面所示的实施方式为一个示例，但本发明并不限于这些实施方式。
实施方式1.
图1是实施方式1所涉及的功率转换装置100的电路图。功率转换装置100包括开关电路110和控制部120。
开关电路110包括第1开关元件101和第2开关元件102。第1开关元件101和第2开关元件102并联连接。
第1开关元件101和第2开关元件102是自灭弧型的半导体元件。例如，第1开关元件101和第2开关元件102是Si-MOSFET(Silicon Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化硅半导体场效应晶体管)。
此外，第1开关元件101和第2开关元件102可以是SiC(Silicon Carbide：碳化硅)和GaN(Gallium Nitride：氮化镓)等宽带隙半导体元件。或者，第1开关元件101和第2开关元件102可以是金刚石半导体元件。
控制部120通过分别控制第1开关元件101和第2开关元件102的开关动作来控制开关电路110。
具体地，控制部120通过控制第1开关元件101的栅极信号来控制第1开关元件101的开关动作。
控制部120通过控制第2开关元件102的栅极信号来控制第2开关元件102的开关动作。
首先，在说明本实施方式1的功率转换装置100的动作之前，参照图2和图3说明比较例的控制中的图1的开关电路110的动作。
图2是示出比较例的控制中的第1开关元件101和第2开关元件102的动作波形的图。其中，图2示出了两个开关元件101和102的各特性不存在偏差的理想的情况。当两个开关元件101和102的各特性不存在偏差时，两者的阈值电压、栅极电阻、电流路径的寄生电感等全部相同。
在图2的时刻t0，控制部120使第1开关元件101和第2开关元件102的栅极信号均增大。由此，第1开关元件101的栅极-源极电压Vgs1和第2开关元件102的栅极-源极电压Vgs2都开始上升。
在时刻t1，第1开关元件101的栅极-源极电压Vgs1和第2开关元件102的栅极-源极电压Vgs2都达到阈值电压Vth。
因此，第1开关元件101和第2开关元件102的导通动作都开始。具体地，第1开关元件101的漏极电流Id1和第2开关元件102的漏极电流Id2一起开始流动。同时，第1开关元件101和第2开关元件102中，共通的漏极-源极电压Vds开始下降。
在时刻t2，漏极-源极电压Vds变为零。因此，第1开关元件101和第2开关元件102的导通动作都结束。也就是说，第1开关元件101和第2开关元件102都处于导通状态。
在从时刻t1到时刻t2的时间内，第1开关元件101和第2开关元件都产生开关损耗。此时，在两个开关元件101和102的各特性不存在偏差的理想情况下，两者的开关损耗相等。然而，在两者的各特性存在偏差的实际情况下，两者的开关损耗不相等。
图3是示出在比较例的控制中考虑了两个开关元件101和102的阈值电压的偏差的情况下的动作波形的图。
在图3的时刻t0，控制部120使第1开关元件101和第2开关元件102的栅极信号都增大。由此，第1开关元件101的栅极-源极电压Vgs1和第2开关元件102的栅极-源极电压Vgs2都开始上升。
在时刻t1，第1开关元件101的栅极-源极电压Vgs1达到阈值电压Vth1。由此，第1开关元件101的导通动作开始。具体地，第1开关元件101的漏极电流Id1开始流动，同时漏极-源极电压Vds开始下降。
此时，第2开关元件102的栅极-源极电压Vgs2没有达到阈值电压Vth2。因此，第2开关元件102处于非导通状态，漏极电流Id2为零。
在时刻t2，第2开关元件102的栅极-源极电压Vgs2达到阈值电压Vth2。由此，第2开关元件102的导通动作开始，漏极电流Id2开始流动。
此时，漏极-源极电压Vds为零。因此，第2开关元件102的导通动作是零电压开关。因此，第2开关元件102进行导通动作时的开关损耗为零。
与此相对，第1开关元件101在从时刻t1到时刻t2的时间内产生开关损耗。一般来说，开关元件的开关损耗Psw与开关动作时的漏极-源极电压和漏极电流成正比。
这里，将图3中考虑了两个开关元件101和102的阈值电压的偏差的情况与图2中不考虑两个开关元件101和102的阈值电压的偏差的理想情况进行比较。
在从时刻t1到时刻t2的时间内，图3的第1开关元件101的漏极电流Id1是图2的第2开关元件101的漏极电流Id1的两倍。因此，图3的第1开关元件101的开关损耗是图2的第1开关元件101的开关损耗的两倍。
若考虑到上述情况，则在图3中考虑了两个开关元件101和102的阈值电压的偏差时，第1开关元件101的最大开关损耗Psw_max[W]由下式表示。
Psw_max＝2×Psw_ref×fsw (1)
在上述式子中，Psw_ref是在图2中不考虑两个开关元件101和102的阈值电压的偏差的理想情况下的开关损耗。另外，fsw是开关电路110的开关频率。
接着，参照图4至图6，对本实施方式1所涉及的功率转换装置100的动作进行说明。
图4是示出本实施方式1所涉及的功率转换装置100的第1开关元件101和第2开关元件102的动作波形的图。
其中，图4示出了两个开关元件101和102的各特性不存在偏差的理想情况。这是为了便于以后的说明，参考图4进行的以后的说明对于两个开关元件101和102的各特性存在偏差的实际情况也能容易地展开。
此外，在图4中，开关元件的数量为2个。然而，以下说明也同样适用于开关元件的数量为3个以上的情况。
首先，说明开关电路110的导通动作。在图4的时刻t0，控制部120从第1开关元件101和第2开关元件102中选择第1开关元件101作为“第1对象开关元件”。然后，控制部120使作为第1对象开关元件的第1开关元件101的栅极信号增大。由此，第1开关元件101的栅极-源极电压Vgs1开始上升。
在时刻t1，第1开关元件101的栅极-源极电压Vgs1达到阈值电压Vth。由此，第1开关元件101的导通动作开始。具体地，第1开关元件101的漏极电流Id1开始流动，同时漏极-源极电压Vds开始下降。
此时，不是第1对象开关元件的另一开关元件即第2开关元件102的栅极-源极电压Vgs2保持为零，并且没有达到阈值电压Vth。因此，第2开关元件102处于非导通状态，漏极电流Id2为零。
在时刻t2，控制部120使第2开关元件102的栅极信号增大。由此，第2开关元件102的栅极-源极电压Vgs2开始上升。此时，第1开关元件101的漏极电流Id1持续增大，同时漏极-源极电压Vds持续下降。
在时刻t3，第2开关元件102的栅极-源极电压Vgs2达到阈值电压Vth。由此，第2开关元件102的导通动作开始，漏极电流Id2开始流动。
此时，漏极-源极电压Vds为零。换句话说，控制部120设置上述时刻t2，使得在漏极-源极电压Vds变为零的定时第2开关元件102的导通动作开始。
由于漏极-源极电压Vds在时刻t3变为零，因此第2开关元件102的导通动作变为零电压开关。因此，第2开关元件102在进行导通动作时的开关损耗为零。
与此相对，第1开关元件101在从时刻t1到时刻t3的时间内产生开关损耗。
这里，将开关元件的栅极-源极电压开始上升的时刻定义为“导通开始时刻”。因此，第1开关元件101的导通开始时刻是时刻t0。此外，第2开关元件102的导通开始时刻是时刻t2。并且，定义为第1设定时间ΔT1＝t2-t0。
若通过上述术语概括到目前为止的动作，则控制部120进行控制，使得在开关电路110进行导通动作时，作为第1对象开关元件的第1开关元件101的导通开始时刻比作为不是第1对象开关元件的另一开关元件的第2开关元件102的导通开始时刻要早第1设定时间ΔT1。
然而，第1设定时间ΔT1＝t2-t0被设定为与作为第1对象开关元件的第1开关元件101的导通动作的导通时间t3-t1相同。由此，能使第2开关元件102在进行导通动作时的开关损耗为零。
在图4中，控制部120选择第1开关元件101作为第1对象开关元件。然后，控制部120进行控制，使得在开关电路110进行导通动作时，第1开关元件101的导通开始时刻比第2开关元件102的导通开始时刻要早第1设定时间ΔT1。
取而代之地，可以选择第2开关元件102作为第1对象开关元件。在该情况下，控制部120进行控制，使得在开关电路110进行导通动作时，第2开关元件102的导通开始时刻比第1开关元件101的导通开始时刻要早第1设定时间ΔT1。
在这种情况下，第1设定时间Δ1被设定为与第2开关元件102的导通动作的导通时间相同。由此，能使第1开关元件101在进行导通动作时的开关损耗为零。
接下来，说明开关电路110在进行关断时的动作。在图4的时刻t4，控制部120从第1开关元件101和第2开关元件102中选择第1开关元件101作为“第2对象开关元件”。然后，控制部120减小作为不是第2对象开关元件的另一开关元件的第2开关元件102的栅极信号。由此，第2开关元件102的栅极-源极电压Vgs2开始下降。
此时，作为第2对象开关元件的第1开关元件101的栅极-源极电压Vgs1不改变。因此，第1开关元件101保持导通状态。
在时刻t5，第2开关元件102的栅极-源极电压Vgs2低于密勒电压Vplat。由此，第2开关元件102的导通动作开始。具体地，第2开关元件102的漏极电流Id2开始减小。其中，漏极-源极电压Vds仍为零。
在时刻t5，控制部120使第1开关元件101的栅极信号减小。由此，第1开关元件101的栅极-源极电压Vgs1开始下降。
在时刻t6，第1开关元件101的栅极-源极电压Vgs1低于密勒电压Vplat。由此，第1开关元件101的关断动作开始。具体地，第1开关元件101的漏极电流Id1开始减小，同时漏极-源极电压Vds开始上升。
此时，第2开关元件102的关断动作结束，并且漏极电流Id2为零。换句话说，控制部120设定上述时刻t5，以使得在漏极电流Id2变为零的定时第1开关元件101的关断动作结束。
在时刻t7，第1开关元件101的关断动作结束，漏极电流Id1变为零。
由于在从时刻t5到时刻t6的时间内漏极-源极电压Vds为零，因此第2开关元件102的关断动作是零电压开关。因此，第2开关元件102在进行关断动作时的开关损耗为零。
与此相对，第1开关元件101在从时刻t6到时刻t7的时间内产生开关损耗。
这里，将开关元件的栅极-源极电压开始下降的时刻定义为“关断开始时刻”。因此，第2开关元件102的关断开始时刻是时刻t4。此外，第1开关元件101的关断开始时刻是时刻t5。并且，定义为第2设定时间ΔT2＝t5-t4。
若通过上述术语概括到目前为止的动作，则控制部120进行控制，使得在开关电路110进行关断动作时，作为第2对象开关元件的第1开关元件101的关断开始时刻比作为不是第2对象开关元件的另一开关元件的第2开关元件102的关断开始时刻要早第2设定时间ΔT2。
然而，第2设定时间ΔT2＝t5-t4被设定为与作为不是第2对象开关元件的另一开关元件的第2开关元件102的关断动作的关断时间t6-t5相同。由此，能使第2开关元件102在进行关断动作时的开关损耗为零。
在图4中，控制部120选择第1开关元件101作为第2对象开关元件。然后，控制部120进行控制，使得在开关电路110进行关断动作时，第1开关元件102的关断开始时刻比第2开关元件102的关断开始时刻要晚第2设定时间ΔT2。
取而代之地，可以选择第2开关元件102作为第2对象开关元件。在这种情况下，控制部120进行控制，使得在开关电路110进行关断动作时，第2开关元件102的关断开始时刻比第1开关元件101的关断开始时刻要晚第2设定时间ΔT2。
在这种情况下，第2设定时间ΔT2被设定为与第1开关元件101的关断动作的关断时间相同。由此，能使第2开关元件102在进行关断动作时的开关损耗为零。
在图4中，仅记载了开关电路110的开关动作的一个周期，即一次导通动作和一次关断动作。然而，在开关电路110的实际动作中，以一定周期重复进行导通动作和关断动作。
因此，控制部120在每个第1设定周期TP1分别变更第1对象开关元件和第2对象开关元件，该第1设定周期TP1是开关电路110的开关周期的1以上的整数倍。
另外，优选地，控制部120使得在第2设定周期中第1开关元件101和第2开关元件102被选择为第1对象开关元件的次数相等，该第2设定周期是第1设定周期TP1的2以上的整数倍。
同样，优选地，控制部120使得在第2设定周期中第1开关元件101和第2开关元件102被选择为第2对象开关元件的次数相等，该第2设定周期是第1设定周期TP1的2以上的整数倍。
图5是第1设定周期TP1＝T、第2设定周期TP2＝2×T的情况的例子。其中，T是开关电路110的开关周期。在图5中，第1对象开关元件和第2对象开关元件相同。
在图5中，在第1周期中，选择第1开关元件101作为第1对象开关元件和第2对象开关元件。此外，在第2周期中，选择第2开关元件102作为第1对象开关元件和第2对象开关元件。之后，重复这一过程。
图6是第1设定周期TP1＝2×T、第2设定周期TP2＝4×T的情况的例子。其中，T是开关电路110的开关周期。在图6中，第1对象开关元件和第2对象开关元件并不相同。
在图6中，在第1周期和第2周期中，选择第1开关元件101作为第1对象开关元件，选择第2开关元件102作为第2对象开关元件。此外，在第3周期和第4周期中，选择第2开关元件102作为第1对象开关元件，并且选择第1开关元件101作为第2对象开关元件。
通过如上述那样进行控制，能在第2设定周期TP2中使第1开关元件101和第2开关元件102中的开关损耗均等化。
接着，考虑在第2设定周期TP2中，第1开关元件101和第2开关元件102被选择为第1对象开关元件的次数相等，并且第1开关元件101和第2开关元件102被选择为第2对象开关元件的次数也相等的情况。
此时，两个开关元件101和102中的最大开关损耗Psw_max，new[W]由下式表示。
Psw_max，new＝2×Psw_ref×fsw×(1/2)(2)
在上述式子中，Psw_ref是在图2中不考虑两个开关元件101和102的阈值电压的偏差的理想情况下的开关损耗。另外，fsw是开关电路110的开关频率。
若比较式(2)和式(1)，则在本实施方式1的功率转换装置100中，两个开关元件101和102中的最大开关损耗Psw_max、new成为比较例的最大开关损耗Psw_max的1/2。
然而，以上说明是在假设两个开关元件101和102的阈值电压、栅极电阻、电流路径的寄生电感等各特性相等的理想情况下进行的。因此，第1设定时间ΔT1被设定为与第1对象开关元件的导通动作的导通时间相等。此外，第2设定时间ΔT2被设定为与不是第2对象开关元件的另一开关元件的关断动作的关断时间相等。
然而，如上所述，在实际情况下，两个开关元件101和102的阈值电压、栅极电阻、电流路径的寄生电感等特性存在偏差。
为了与此相对应，在本实施方式1中，将第1设定时间ΔT1设定为第1对象开关元件的导通动作的导通时间以上。此外，将第2设定时间ΔT2设定为不是第2对象开关元件的另一开关元件的关断动作的关断时间以上。通过这样设定，能吸收两个开关元件101和102的各特性的偏差。
图7是示出在两个开关元件101和102的各特性中存在偏差的实际情况下的第1开关元件101和第2开关元件102的动作波形的图。在图7中，选择第1开关元件101作为第1对象开关元件和第2对象开关元件。
在图7中，第1设定时间ΔT1＝t3-t0被设定为比作为第1对象开关元件的第1开关元件101的导通动作的导通时间t2-t1要长。
此外，第2设定时间ΔT2＝t7-t5被设定为比作为不是第2对象开关元件的另一开关元件的第2开关元件102的关断动作的关断时间t8-t6要长。
在本实施方式1的功率转换装置100中，通过如上述那样设定第1设定时间ΔT1和第2设定时间ΔT2，从而即使在两个开关元件101和102的各特性存在偏差的情况下，也能够降低两个开关元件101和102的最大开关损耗。
在图7中，在从时刻t2到时刻t4为止的时间和从时刻t8到时刻t9为止的时间中，只有第1开关元件101处于导通状态。因此，在这些时间内，可能会使第1开关元件101的导通损耗增大。
然而，一般的开关元件的导通时间和关断时间为数十纳秒左右。因此，图7中的第1设定时间ΔT1和第2设定时间ΔT2为数纳秒左右。因此，在图7所示的一个周期中，只有第1开关元件101处于导通状态的时间为数纳秒左右。
此外，一般的功率转换装置的驱动频率在数十kHz到数百kHz左右。因此，在图7所示的一个周期中，第1开关元件101处于导通状态的总时间为数微秒左右。因此，在只有第1开关元件101处于导通状态的数纳秒左右的时间内的导通损耗的增大的影响极小。
如上所说明的那样，在本实施方式1的功率转换装置100中，控制部120在每个第1设定周期TP1中从两个开关元件101和102中分别选择第1对象开关元件和第2对象开关元件。其中，第1设定周期TP1是开关电路110的开关周期T的1以上的整数倍。
更一般地，控制部120在每个第1设定周期TP1，从M个开关元件中选择1个以上且小于M个的第1对象开关元件和1个以上且小于M个的第2对象开关元件，该第1设定周期TP1是开关电路110的开关周期T的1以上的整数倍。此时，第1对象开关元件和第2对象开关元件可以相同或不同。
控制部120进行控制，使得在开关电路110进行导通动作时，第1对象开关元件的导通开始时刻比不是第1对象开关元件的其他开关元件的导通开始时刻要早第1设定时间ΔT1。其中，第1设定时间ΔT1被设定为第1对象开关元件的导通动作的导通时间以上。
另外，控制部120进行控制，使得在开关电路110的关断动作时，第2对象开关元件的关断开始时刻比不是第2对象开关元件的其他开关元件的关断开始时刻要晚第2设定时间ΔT2。其中，第2设定时间ΔT2设定为不是第2对象开关元件的其他开关元件的关断动作的关断时间以上。
根据上述特征，本实施方式1的功率转换装置100即使在并联连接的多个开关元件的各特性存在偏差的情况下，也能够降低多个开关元件中的最大开关损耗，而不会导致增加制造工时和制造成本。
此外，通过减少多个开关元件中的最大开关损耗，抑制了功率转换装置100的发热。结果，还能使搭载在功率转换装置100上的未图示出的冷却器小型化和低成本化。
此外，近年来，使用SiC、GaN等可进行高速开关的开关元件的功率转换装置的高频驱动化正逐步推进。当驱动频率变为高频时，开关元件的导通损耗大致不变。与之相对地，开关元件的开关损耗与驱动频率成正比地增大。因此，能够降低多个开关元件中的最大开关损耗是非常有利的。
另外，在本实施方式1的功率转换装置100中，在作为第1设定周期TP1的2以上的整数倍的第2设定周期TP2中，多个开关元件中的每一个被选择为第1对象开关元件的次数全部相等，并且多个开关元件中的每一个被选择为第2对象开关元件的次数也全部相等。由此，能使各个开关元件的开关损耗均等化。
实施方式2.
图8是考虑了实施方式2的功率转换装置中的电流路径的寄生电感的等效电路图。功率转换装置200包括开关电路210和控制部220。图8中的L1～L4是存在于开关电路210的基板图案、汇流条等电流路径中的寄生电感。
在上述专利文献1中，在多个开关元件的各个电流路径中，通过使自感和互感之和相等，使流过各开关元件的电流均等化。
但是，在专利文献1中，为了在多个开关元件的各个电流路径中使自感和互感之和相等，需要对开关电路的布局进行设计。结果导致电流路径更长更大、电路的大型化、布局自由度的降低等。
与之相对，在本实施方式2的功率转换装置200中，控制部220基于两个开关元件101和102各自的电流路径的寄生电感，决定在第2设定周期TP2中两个开关元件101和102分别被选择为第1对象开关元件的次数以及分别被选择为第2对象开关元件的次数。
具体地，控制部220选择在第2设定周期TP2中两个开关元件101和102分别被选择为第1对象开关元件的次数以及分别被选择为第2对象开关元件的次数，以消除基于两者的寄生电感差的导通损耗差。
根据上述特征，在本实施方式2的功率转换装置200中，不会导致电流路径的更长更大、电路的大型化、布局的自由度的降低等，并能够使各开关元件的导通损耗均等化。
实施方式3.
图9是实施方式3所涉及的功率转换装置300的电路图。功率转换装置300包括开关电路310、控制部320、第1温度检测器301以及第2温度检测器302。
第1温度检测器301检测第1开关元件101的温度或其周围的温度。第2温度检测器302检测第2开关元件102的温度或其周围的温度。
根据开关电路310的内部或周围的布局，由于未图示出的冷却器的冷却能力、来自未图示出的其它发热部件的热干扰等，两个开关元件101和102的温度有时有较大不同。另外，由于两个开关元件101和102的导通损耗的偏差，两个开关元件101和102的温度有时有较大不同。
控制部320基于由第1温度检测器301和第2温度检测器302分别检测出的温度，决定在第2设定周期TP2中两个开关元件101和102分别被选择为第1对象开关元件的次数以及分别被选择为第2对象开关元件的次数。
具体地，控制部320决定在第2设定周期TP2中两个开关元件101和102分别被选择为第1对象开关元件的次数以及分别被选择为第2对象开关元件的次数，以使得更多地选择温度较高的开关元件作为第1对象开关元件和第2对象开关元件。
根据上述特征，在本实施方式3的功率转换装置300中，能够使各开关元件的温度均等化。
实施方式4.
图10是实施方式4所涉及的功率转换装置400的电路图。功率转换装置400包括开关电路410、控制部420、第1电流检测器401、第2电流检测器402以及电压检测器403。
第1电流检测器401检测第1开关元件101的漏极电流Id1。
第2电流检测器402检测第2开关元件102的漏极电流Id2。
电压检测器403检测两个开关元件101和102中共通的漏极-源极电压Vds。
控制部420决定第1设定时间ΔT1的结束时刻，作为由电压检测器403检测的漏极-源极电压Vds低于预先决定的电压阈值的时刻。
另外，控制部420决定第2设定时间ΔT2的结束时刻，作为由第1电流检测器401或第2电流检测器402检测的不是第2对象开关元件的另一开关元件的漏极电流低于预先决定的电流阈值的时刻。
在上述实施方式1的图7中，为了应对两个开关元件101和102的各特性的偏差，存在仅第1对象开关元件或第2对象开关元件处于导通状态的时间。
与此相对，在本实施方式4的功率转换装置400中，通过适当地调整上述的电压阈值和电流阈值，能够最大限度地缩短仅第1对象开关元件或第2对象开关元件处于导通状态的时间。结果，能使两个开关元件101和102的动作波形接近上述实施方式1的图4的动作波形。
实施方式5.
图11是实施方式5所涉及的功率转换装置500的电路图。功率转换装置500包括开关电路510和控制部520。开关电路510包括并联连接的第1开关元件101至第3开关元件103。
图12是表示本实施方式5的功率转换装置500中的第1开关元件101至第3开关元件103的动作波形的图。其中，图12示出了三个开关元件101至103的各特性不存在偏差的理想情况。
在图12中，Vgs1～Vgs3是各个开关元件101至103的栅极-源极电压。另外，Id1至Id3是各个开关元件101至103的漏极电流。
将图12的动作波形与上述实施方式1的图4的动作波形进行比较时，基本的动作形态相同。然而，在图12中，由于并联连接的开关元件的数量为3个，因此在从时刻t3到时刻t5的导通时间内，各个开关元件101至103的漏极电流Id1至Id3分别为总电流的1/3。
另外，在图12中，作为第1对象开关元件的第1开关元件101的导通开始时刻比作为不是第1对象开关元件的其它开关元件的第2开关元件102和第3开关元件103的导通开始时刻要早第1设定时间ΔT1。在这种情况下，第2开关元件102和第3开关元件103在进行导通动作时的开关损耗为零。
尽管在图12中未示出，但是当第1对象开关元件是第2开关元件102时，第1开关元件101和第3开关元件103进行导通动作时的开关损耗为零。
同样地，在第1对象开关元件是第3开关元件103的情况下，第1开关元件101和第2开关元件102进行导通动作时的开关损耗为零。
此外，在图12中，作为第2对象开关元件的第1开关元件101的关断开始时刻比作为不是第2对象开关元件的其他开关元件的第2开关元件102和第3开关元件103的关断开始时刻要晚第2设定时间ΔT2。在这种情况下，第2开关元件102和第3开关元件103在进行关断动作时的开关损耗为零。
尽管在图12中未示出，但是当第2对象开关元件是第2开关元件102时，在第1开关元件101和第3开关元件103进行关断动作时的开关损耗为零。
同样地，在第2对象开关元件是第3开关元件103的情况下，第1开关元件101和第2开关元件102进行关断动作时的开关损耗为零。
如上所说明的那样，即使当并联连接的开关元件的数量为3个时，也能使多个开关元件的开关损耗均等化，并且减小最大开关损耗。但是，在上述的实施方式1中，最大开关损耗降低为1/2，与此相对，在本实施方式3中，由于开关元件的数量为3个，所以最大开关损耗降低为1/3。
实施方式6.
图13是实施方式6所涉及的功率转换装置600的电路图。功率转换装置600包括开关电路610和控制部620。开关电路610包括并联连接的第1开关元件101至第4开关元件104。
图14是表示本实施方式6的功率转换装置600中的第1开关元件101至第4开关元件104的动作波形的图。其中，图14示出了四个开关元件101至104的各特性不存在偏差的理想情况。
在图14中，Vgs1～Vgs4是各个开关元件101至104的栅极-源极电压。另外，Id1至Id4是各个开关元件101至104的漏极电流。
将图14的动作波形与上述实施方式1的图4的动作波形进行比较时，基本的形态相同。然而，在图14中，由于并联连接的开关元件的数量为4个，因此在从时刻t3到时刻t5的导通时间内，各个开关元件101至104的漏极电流Id1至Id4分别为总电流的1/4。
另外，在图14中，作为第1对象开关元件的第1开关元件101的导通开始时刻比作为不是第1对象开关元件的其他开关元件的第2开关元件102至第4开关元件104的导通开始时刻要早第1设定时间ΔT1。在这种情况下，第2开关元件102至第4开关元件104的导通动作时的开关损耗为零。
尽管在图14中未示出，但是在分别选择第2开关元件102、第3开关元件103和第4开关元件104作为第1对象开关元件的情况下，均与上述情况相同。
另外，在图14中，作为第2对象开关元件的第1开关元件101的关断开始时刻比作为不是第2对象开关元件的其他开关元件的第2开关元件102至第4开关元件104的关断开始时刻要晚第2设定时间ΔT2。在这种情况下，第2开关元件102至第4开关元件104进行关断动作时的开关损耗为零。
尽管在图14中未示出，但是在分别选择第2开关元件102、第3开关元件103和第4开关元件104作为第2对象开关元件的情况下，均与上述情况相同。
如上所说明的那样，即使当并联连接的开关元件的数量为四个时，也能使多个开关元件的开关损耗均等化，并且减小最大开关损耗。但是，在本实施方式6中，由于开关元件的数量为4个，所以最大开关损耗降低到1/4。
如上所述，被选择为第1对象开关元件的开关元件的数量可以是2个以上。具体地说，若并联连接的开关元件的数量设为M个，则第1对象开关元件的数量可以是1个以上且小于M个。
同样地，被选择为第2对象开关元件的开关元件的数量可以是2个以上。具体地说，若并联连接的开关元件的数量设为M个，则第2对象开关元件的数量可以是1个以上且小于M个。
图15示出了从并联连接的四个开关元件101至104中选择两个开关元件101和102作为第1对象开关元件和第2对象开关元件的情况的示例。
在图15中，四个开关元件101至104的动作可以由两个栅极信号控制。通常，控制开关元件的开关动作的驱动器IC(Integrated Circuit：集成电路)为一个输出或两个输出。因此，能通过减少控制开关元件所需的栅极信号的数量来减少驱动器IC的数量。结果，能实现功率转换装置的小型化和低成本化。
另外，上述实施方式1～6所涉及的功率转换装置中的各功能通过处理电路来实现。实现各功能的处理电路可以是专用硬件，也可以是执行存储器中所存储的程序的处理器。图16是示出了以专用的硬件即处理电路4000来实现本实施方式1至6所涉及的功率转换装置的各功能的情况的结构图。另外，图17是示出由具备处理器5001和存储器5002的处理电路5000来实现实施方式1～6所涉及的功率转换装置的各功能的情况的结构图。
在处理电路是专用硬件的情况下，处理电路4000例如与单一电路、复合电路、程序化后的处理器、并联程序化后的处理器、ASIC(Application Specific IntegratedCircuit：专用集成电路)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)或它们的组合相对应。功率转换装置的各部分的功能可以分别由单独的处理电路4000来实现，也可以汇总各部分的功能并由处理电路4000来实现。
另一方面，在处理电路为处理器5001的情况下，功率转换装置的各部分的功能由软件、固件或软件和固件的组合来实现。软件和固件记述为程序，存储于存储器5002中。处理器5001读取储存于存储器5002的程序并执行，从而实现各部分的功能。即，功率转换装置包括用于存储在由处理电路5000执行时最终执行上述各控制的程序的存储器5002。
这些程序也可以是使计算机执行上述各部分的步骤或方法的程序。这里，存储器5002例如相当于RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)、闪存、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory：可擦除可编程只读存储器)、EEPROM(Electrically Erasable and Programmable Read Only Memory：电可擦可编程只读存储器)等非易失性或易失性的半导体存储器。另外，磁盘、软盘、光盘、压缩磁盘、小型磁盘、DVD等也相当于存储器2002。
另外，对于上述各部分的功能，可以用专用硬件来实现一部分，并用软件或固件来实现一部分。
由此，处理电路可以利用硬件、软件、固件或它们的组合来实现上述各部分的功能。
标号说明
100、200、300、400、500、600功率转换装置，101第1开关元件(开关元件)，102第2开关元件(开关元件)，103第3开关元件(开关元件)，104第4开关元件(开关元件)，110、210、310、410、510、610开关电路，120、220、320、420、520、620控制部，301第1温度检测器(温度检测器)，302第2温度检测器(温度检测器)，401第1电流检测器(电流检测器)，402第2电流检测器(电流检测器)，403电压检测器。

Claims (9)

1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
包含2以上的整数即M个并联连接的开关元件的开关电路；以及
通过分别控制所述M个开关元件的开关动作从而控制所述开关电路的控制部，
所述控制部在每个第1设定周期，分别从所述M个开关元件中选择1个以上且小于M个的第1对象开关元件和1个以上且小于M个的第2对象开关元件，其中，所述第1设定周期是所述开关电路的开关周期的1以上的整数倍，
所述控制部进行控制，以使得在所述开关电路进行导通动作时，所述第1对象开关元件的导通开始时刻比不是所述第1对象开关元件的其他开关元件的导通开始时刻要早第1设定时间，该第1设定时间被设定为所述第1对象开关元件的导通动作的导通时间以上，
所述控制部进行控制，以使得在所述开关电路进行关断动作时，所述第2对象开关元件的关断开始时刻比不是所述第2对象开关元件的其他开关元件的关断开始时刻要晚第2设定时间，该第2设定时间被设定为不是所述第2对象开关元件的其他开关元件的关断动作的关断时间以上。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
在所述第1设定周期的2以上的整数倍即第2设定周期中，所述M个开关元件中的每一个被选择为所述第1对象开关元件的次数全部相等，并且所述M个开关元件中的每一个被选择为所述第2对象开关元件的次数全部相等。
3.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部基于所述M个开关元件各自的电流路径的寄生电感，决定在所述第1设定周期的2以上的整数倍即第2设定周期中，所述M个开关元件中的每一个被选择为所述第1对象开关元件的次数以及所述M个开关元件中的每一个被选择为所述第2对象开关元件的次数。
4.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
还包括温度检测器，该温度检测器用于分别检测所述M个开关元件的温度或所述M个开关元件的周围的温度，
所述控制部基于分别由所述温度检测器检测出的温度，决定在所述第1设定周期的2以上的整数倍即第2设定周期中，所述M个开关元件中的每一个被选择为所述第1对象开关元件的次数以及所述M个开关元件中的每一个被选择为所述第2对象开关元件的次数。
5.如权利要求1至4中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制部通过分别控制所述M个开关元件的栅极信号来分别控制所述M个开关元件的开关动作。
6.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，还包括：
用于在所述M个开关元件中检测共通的漏极-源极电压的电压检测器；以及
用于分别检测所述M个开关元件的漏极电流的电流检测器，
所述控制部根据由所述电压检测器检测出的所述漏极-源极电压低于预先决定的电压值的时刻来决定所述第1设定时间的结束时刻，
根据由所述电流检测器检测出的不是所述第2对象开关元件的其他开关元件的漏极电流低于预先决定的电流值的时刻来决定所述第2设定时间的结束时刻。
7.如权利要求1至6中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第1对象开关元件的数量和所述第2对象开关元件的数量分别是一个。
8.如权利要求1至7中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第1对象开关元件和所述第2对象开关元件相同。
9.如权利要求1至8中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述M个开关元件是宽带隙半导体。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6977492B2 (en) * 2002-07-10 2005-12-20 Marvell World Trade Ltd. Output regulator
WO2011096232A1 (ja) * 2010-02-05 2011-08-11 パナソニック株式会社 電力変換装置
JP5854895B2 (ja) * 2011-05-02 2016-02-09 三菱電機株式会社 電力用半導体装置
US9030054B2 (en) * 2012-03-27 2015-05-12 Raytheon Company Adaptive gate drive control method and circuit for composite power switch
JP2016135070A (ja) * 2015-01-22 2016-07-25 株式会社デンソー 制御装置
JP6662494B2 (ja) 2017-06-07 2020-03-11 富士電機株式会社 ゲート駆動装置
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