JP7243583B2

JP7243583B2 - ゲート駆動装置

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Publication number: JP7243583B2
Application number: JP2019203939A
Authority: JP
Inventors: 敦小林
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2019-11-11
Filing date: 2019-11-11
Publication date: 2023-03-22
Anticipated expiration: 2039-11-11
Also published as: JP2021078255A

Description

本発明は、ゲート駆動装置に関する。

負荷に対してＭＯＳトランジスタなどのゲート駆動形スイッチング素子で通電をする構成においては、スイッチングノイズの低減を図るために、スイッチング時の出力電圧の波形がＳ字状になるようにゲートを駆動制御することが効果的である。

このため、従来ではフィードバック方式で対応する構成を採用することが考えられていたが、スイッチング速度の高速化に伴い、フィードバック方式では応答時間が長くかかり、近年要求されている高速化に対応できなくなる状況である。

Xin Yang et al, Shaping High-Power IGBT Switching Transitions by Active Control for Reduced EMI Generation, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol.51, No.2, March / April 2015, p.1669-p1677

本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、フィードバック方式を用いることなく、高速でスイッチング電圧の波形がＳ字状になるように制御することができ、スイッチングノイズの低減を図ることができるようにしたゲート駆動装置を提供することにある。

請求項１に記載のゲート駆動装置は、ゲート端子および出力端子を備えたゲート駆動形スイッチング素子をオンまたはオフのゲート駆動時にゲートを駆動制御するゲート駆動装置であって、前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲート電流を変化させるゲート駆動部（２１、６１）と、前記ゲート駆動部による前記ゲート電流を制御する電流制御部（２０、６０）とを備え、前記ゲート駆動部は、前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲート駆動時に、前記出力端子の電圧が変化するタイミングで予め設定された狙いのスイッチング時間の間に、最初にゲート電流を増加させるように流し、ゲート電流が設定されたピーク電流値に達すると、その後ゲート電流を減少させるように流し、前記電流制御部は、前記出力端子の電圧が変化するタイミングから前記出力端子の電圧の変化が終了するまでのスイッチング時間が前記狙いのスイッチング時間と異なるときに、前記ゲート駆動部に対して前記ピーク電流値を変更設定する。

上記構成を採用することにより、電流制御部は、フィードバック制御を用いることなく、次のようにしてゲート電流がピーク電流値となるように設定することができる。ゲート駆動部は、ゲート駆動形スイッチング素子のゲート駆動時に、出力端子の電圧が変化するタイミングで予め設定された狙いのスイッチング時間の間、ゲート電流を増加させるように流し、ゲート電流が設定されたピーク電流値に達すると、その後ゲート電流を減少させるように流す。

このとき、電流制御部は、ゲート駆動形スイッチング素子の出力端子の電圧変化が終了するまでのスイッチング時間が、狙いのスイッチング時間と異なるときに、ゲート駆動部に対してピーク電流値を変更設定する。そして、これを繰り返すうちに、ゲート駆動形スイッチング素子の実際のスイッチング時間と狙いのスイッチング時間が一致するときのピーク電流値を得ることができるようになる。

これにより、ゲート駆動形スイッチング素子のゲート電流を狙いのスイッチング時間で駆動することができ、このとき、ゲート電流をピーク電流値で変化させることで出力電圧をＳ字状に変化させることができるようになる。

第１実施形態を示す機能ブロック構成図電気的構成図ゲート電流制御の流れを示す図スイッチング時間計測の作用説明図最終形態の作用説明図第１形態および第２形態の作用説明図ゲート特性の説明図ゲート電流のピーク電流値タイミングの説明図ゲートオン時の説明図ゲートオン時の最終形態の説明図ゲートオン時の第１形態および第２形態の説明図第２実施形態を示す機能ブロック構成図電気的構成図作用説明図ゲート電流制御の流れを示す図最終形態の説明図第１形態および第２形態の説明図第３実施形態の説明図第４実施形態の電気的構成図最終形態の説明図

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について、図１～図１１を参照して説明する。

本実施形態においては、図１に示すように、ゲート駆動形スイッチング素子として、例えばＭＯＳトランジスタ１を対象としている。ＭＯＳトランジスタ１を駆動制御するゲート駆動装置１０は、機能ブロック構成として、電流制御部２０、電圧変化検出回路３０、出力電圧検出回路４０を備えている。電圧変化検出回路３０は第１検出回路に相当し、出力電圧検出回路４０は第２検出回路に相当する。

電圧変化検出回路３０および出力電圧検出回路４０は、ＭＯＳトランジスタ１のターンオフのスイッチング時間Ｔｓを検出するための回路で、ターンオン状態からの出力電圧であるドレイン電圧Ｖｓｗの変化を検出する。電圧変化検出回路３０は、ＭＯＳトランジスタ１のドレイン電圧Ｖｓｗの立ち上がり変化を検出してタイミング信号ｔｘを電流制御部２０に出力する。出力電圧検出回路４０は、ＭＯＳトランジスタ１のドレイン電圧Ｖｓｗの電圧がターンオフ後に直流電源ＶＤ（図２参照）に到達したタイミング信号ｔｋ（ｋ：自然数）を電流制御部２０に出力する。

電流制御部２０は、機能ブロックとしてゲート駆動部２１、ＰＩ制御部２２、スイッチング時間設定部（以下、ＳＷ時間設定部と称する）２３、スイッチング時間計測回路（以下、ＳＷ時間計測回路と称する）２４および演算回路２５を備えている。ＰＩ制御部２２は、ピーク電流値設定部に相当する。なお、電流制御部２０は、駆動ＩＣにより一体に構成されたもので、上記構成要素の機能を実現できる構成であればアナログ回路、論理回路あるいはマイコンなどを用いた回路構成とすることができる。

電流制御部２０は、電圧変化検出回路３０および出力電圧検出回路４０からの検出信号に基づいてＭＯＳトランジスタ１のゲート駆動制御を行う。ＳＷ時間計測回路２４は、電圧変化検出回路３０からのタイミング信号ｔｘを受けた時点から出力電圧検出回路４０からのタイミング信号ｔｋを受けた時点までの時間をその時点でのＭＯＳトランジスタ１のスイッチング時間Ｔｓｋ（ｋ：自然数）として検出し、演算回路２５に出力する。

ＳＷ時間設定部２３は、ＭＯＳトランジスタ１に対して予め狙いのスイッチング時間Ｔｃとして設定するもので、加算回路２５およびゲート駆動部２１に出力する。狙いのスイッチング時間Ｔｃは、ユーザにより設定したり、あるいはスペックとして予め設定するもので、ＭＯＳトランジスタ１の製造ばらつきなどにも対応して所望のスイッチング時間Ｔｃとして設定することができるものである。

演算回路２５は、狙いのスイッチング時間Ｔｃと計測されたスイッチング時間Ｔｓｋとの差分を演算し、ＰＩ制御部２２に出力する。ＰＩ制御部２２は、比例積分制御を行うもので、演算回路２５から入力される演算結果に基づいて差分が減少するようにゲート電流Ｉｇのピーク電流値Ｉｇｐｋ（ｋ：自然数）の指令を演算により算出し、新たなゲート電流のピーク電流値Ｉｇｐｋとしてゲート駆動部２１に出力する。

ゲート駆動部２１は、時刻ｔ０から流し始めたゲート電流Ｉｇａを、ＳＷ時間設定部２３により設定されているスイッチング時間Ｔｃの期間で、ＰＩ制御部２２から与えられたピーク電流値Ｉｇｐｋに達するまで直線的に増加させ、その後直線的に減少させる。また、ゲート駆動部２１は、狙いのスイッチング時間Ｔｃの開始時点を電圧変化検出回路３０から与えられるタイミング信号ｔｋとし、狙いのスイッチング時間Ｔｃの半分が経過した時刻ｔｙでピーク電流値Ｉｇｐｋに達するように制御する。

なお、ゲート駆動部２１は、ＭＯＳトランジスタ１をオン状態からオフ動作させる場合には、ＭＯＳトランジスタ１のゲートからゲート電流Ｉｇを放電させるように動作し、オフ状態からオン動作させる場合には、ＭＯＳトランジスタ１のゲートにゲート電流Ｉｇを充電させるように動作する。

図２は、図１に示したゲート駆動装置１０の構成を具体回路として示している。ＭＯＳトランジスタ１は、他のＭＯＳトランジスタ２と直列に接続した状態で、直流電源ＶＤとグランドとの間に接続されている。ＭＯＳトランジスタ１はローサイド側、ＭＯＳトランジスタ２はハイサイド側に接続され、両者の共通接続点は、出力端子Ｐとして負荷であるコイル３などに給電する構成である。

制御部２０は、駆動ＩＣにより構成されており、上記したＰＩ制御部２２、ＳＷ時間設定部２３、ＳＷ時間計測回路２４および演算回路２５は、論理回路により実現させたり、マイコンなどにより演算処理をすることで実現させている。また、ゲート駆動部２１は、オン駆動回路２１ａ、オフ駆動回路２１ｂにより構成されており、ここではオフ駆動回路２１ｂが上記したようなゲート電流Ｉｇの制御を実施するように構成されている。

電圧変化検出回路３０は、ＭＯＳトランジスタ１のドレイン電圧Ｖｓｗが変化するタイミングでタイミング信号ｔｘを検出するもので、コンパレータ３１、コンデンサ３２、抵抗３３および基準電源３４を備える。コンデンサ３２および抵抗３３の直列回路が、ＭＯＳトランジスタ１のドレイン・ソース間に接続される。コンデンサ３２と抵抗３３の共通接続点がコンパレータ３１の非反転入力端子に接続される。コンパレータ３１の反転入力端子には基準電源３４の基準電圧が入力される。

ＭＯＳトランジスタ１がターンオンしている状態では、ドレイン電圧Ｖｓｗがほぼグランドレベルにあり、ターンオフ動作により上昇し始める。電圧変化検出回路３０においては、ＭＯＳトランジスタ１のドレイン電圧Ｖｓｗが立ち上がる変化タイミングでコンデンサ３２の端子電圧が変化に対応して電圧が変化するので、コンパレータ３１は出力が変化してハイレベルの信号をタイミング信号ｔｘとして出力する。

また、出力電圧検出回路４０は、ＭＯＳトランジスタ１がターンオフしてドレイン電圧Ｖｓｗが所定レベルである直流電圧ＶＤに達した時点でタイミング信号ｔｋを検出するもので、コンパレータ４１、抵抗４２、４３および基準電源４４を備える。抵抗４２および４３の直列回路が、ＭＯＳトランジスタ１のドレイン・ソース間に接続される。抵抗４２と４３の共通接続点がコンパレータ４１の非反転入力端子に接続される。コンパレータ４１の反転入力端子には基準電源４４の基準電圧が入力される。

出力電圧検出回路４０は、ＭＯＳトランジスタ１のドレイン電圧Ｖｓｗが所定電圧である直流電圧ＶＤに達するタイミングで非反転入力端子に入力される電圧が基準電源４４の基準電圧を超えるので、コンパレータ４１は出力をハイレベルに変化させる。

次に、図３から図６も参照して上記構成の作用について説明する。
図３はゲート駆動装置１０によるゲート電流制御の流れを示している。ゲート駆動装置１０においては、予めＳＷ時間設定部２３にＭＯＳトランジスタ１のターンオフでの狙いのスイッチング時間Ｔｃが設定されている。これは、ユーザが指定するもので、駆動条件に適したターンオフの狙いのスイッチング時間Ｔｃを設定することができるように構成されている。

また、ゲート駆動装置１０においては、ゲート駆動部２１は、制御開始時点のステップＳ１００で、ゲート電流のピーク電流値Ｉｇｐとして、初期値Ｉｇｐ０を設定する。この後、ゲート駆動部２１は、ＭＯＳトランジスタ１のスイッチングを開始すべく、ステップＳ１１０で、所定のゲート電流Ｉｇを出力してターンオンさせる。ＭＯＳトランジスタ１は、ターンオンの状態では、ゲート電圧Ｖｇｓが所定の電圧Ｖｇとなっており、ドレイン電圧Ｖｓｗはほぼグランドレベル（ほぼ０Ｖ）となっている。

ゲート駆動部２１は、この後、オフタイミングの時刻ｔ０になると、ＭＯＳトランジスタ１のゲートからゲート電荷を放出するために、所定のゲート電流Ｉｇａでターンオフ動作を開始する。これにより、ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧Ｖｇｓが低下し始めると、時刻ｔｘでミラー期間に入り、ここでゲート電圧Ｖｇｓが一定電圧Ｖｍになる。ＭＯＳトランジスタ１は、この時刻ｔｘからドレイン電圧Ｖｓｗが上昇し始める。ＭＯＳトランジスタ１のターンオフのスイッチングは時刻ｔｘから開始される。

電圧変化検出回路３０は、ステップＳ１２０で、ＭＯＳトランジスタ１のドレイン電圧Ｖｓｗが増加する変化状態になると、コンデンサ３２で微分電圧ｄＶ／ｄｔが発生するので、コンパレータ３１は出力をハイレベルに変換し、この変化タイミングを検出してタイミング信号ｔｘをゲート駆動部２１およびＳＷ時間計測回路２４に出力する。

ゲート駆動部２１は、ステップＳ１３０で、ＭＯＳトランジスタ１のゲートから電荷をゲート電流Ｉｇａで放電していた状態から、タイミング信号ｔｘの時点から一定の増加率でゲート電流Ｉｇａを増加させ、ピーク電流値Ｉｇｐ０に達すると、一定の減少率で減少させる。このとき、ゲート駆動部２１は、ゲート電流Ｉｇの増加を時刻ｔｘで開始し、時刻ｔｙでピーク電流値Ｉｇｐ０に到達すると、時刻ｔｚまでに減少させてＩｇａとなるように制御する。そして、ゲート駆動部２１は、時刻ｔｘからｔｚの期間が狙いのスイッチング時間Ｔｃとし、時刻ｔｙは中間時点となるようにゲート電流Ｉｇの増減の制御を行っている。

なお、ＭＯＳトランジスタ１の実際のターンオフのスイッチング時間Ｔｓｋは、制御開始の初期段階では狙いのスイッチング時間Ｔｃよりも長くなる。これは、ゲート電流Ｉｇのピーク電流値Ｉｇｐ０の設定が最終的なピーク電流値Ｉｇｐｎに対して小さいことに起因している。このため、ＭＯＳトランジスタ１がターンオフとなるまでのスイッチング時間Ｔｓを出力電圧検出回路４０により検出している。

すなわち、時刻ｔｋでＭＯＳトランジスタ１がターンオフしてドレイン電圧Ｖｓｗが直流電圧ＶＤに達すると、ステップＳ１４０にて、出力電圧検出回路４０によりこれが検出されて、タイミング信号ｔｋをＳＷ時間計測回路２４に出力する。これにより、ステップＳ１５０で、ＳＷ時間計測回路２４は、図４に示しているように、ドレイン電圧Ｖｓｗの立ち上がりのタイミング信号ｔｘから直流電圧ＶＤに達した時点のタイミング信号ｔｋまでの時間をこのときのターンオフのスイッチング時間Ｔｓｋとして検出し、演算回路２５に出力する。

演算回路２５においては、ＳＷ時間設定部２３により設定された狙いのスイッチング時間Ｔｃの値から実際のスイッチング時間Ｔｓｋを減算した差分値（Ｔｃ－Ｔｓｋ）を演算し、ＰＩ制御部２２に出力する。ＰＩ制御部２２では、ステップＳ１６０で、演算回路２５から受け取った差分値の絶対値（｜Ｔｃ－Ｔｓｋ｜）が所定の誤差範囲Ｃ内にあるか否か、すなわち次式（１）となるか否かを判断する。
｜Ｔｃ－Ｔｓｋ｜≦Ｃ …（１）

なお、初回は実際のスイッチング時間Ｔｓｋが狙いのスイッチング時間Ｔｃよりも長く、差分値は誤差範囲Ｃ内に入らないことが想定されるので、式（１）は成立せず、しかも、差分値（Ｔｃ－Ｔｓｋ）は負の値になることが予想される。したがって、ステップＳ１６０ではＮＯとなり、ＰＩ制御部２２は、ステップＳ１７０に移行し、差分値（Ｔｃ－Ｔｓｋ）から次のピーク電流値Ｉｇｐｋを算出する。

ここでは、ＰＩ制御部２２は、比例積分処理を行い、差分値が負である場合にはピーク電流値Ｉｇｐｋを差分値に応じて大きくするように演算し、差分値が正である場合には逆にピーク電流値Ｉｇｐｋを差分値に応じて小さくするように演算する。続いて、ＰＩ制御部２２は、ステップＳ１８０で、算出したピーク電流値Ｉｇｐｋを新たなピーク電流値Ｉｇｐとして設定し、ステップＳ１１０に戻る。

以下、上記したステップＳ１１０～Ｓ１８０を繰り返して実行するうちに、ステップＳ１６０でＹＥＳになると、ＰＩ制御部２２は、ステップＳ１９０に進み、そのときのピーク電流値Ｉｇｐｋを狙いのスイッチング時間Ｔｃに対応するピーク電流値Ｉｇｐとして決定し、設定処理を終了する。

以後は、ゲート駆動部２１は、決定されたピーク電流値ＩｇｐにてＭＯＳトランジスタ１のゲート電流を制御することで、ターンオフのスイッチング時間Ｔｓがほぼ狙いのスイッチング時間Ｔｃとなるようにゲート駆動制御が行われるようになる。

次に、上記の制御による動作について、図５および図６を参照して電気的な作用の説明をする。図５では、先に説明したステップＳ１９０で決定されたピーク電流値Ｉｇｐでゲート電流Ｉｇを制御することでターンオフのｎ回目のスイッチング時間Ｔｓｎが狙いのスイッチング時間Ｔｃとほぼ一致した状態で駆動される最終形態を示している。

図５の最終形態においては、次のように動作する。ターンオン状態のＭＯＳトランジスタ１は、時刻ｔ０以前では、ゲートにゲート電圧Ｖｇが印加された状態であり、出力電圧であるドレイン電圧Ｖｓｗはほぼ０Ｖとなっている。時刻ｔ０でゲート電流ＩｇがＩｇａとしてＭＯＳトランジスタ１のゲートから引き抜かれると、ゲート電圧Ｖｇｓが低下し始め、一定電圧に変化する時刻ｔｘでドレイン電圧Ｖｓｗが上昇し始める。

この時刻ｔｘのタイミングで引き抜くゲート電流Ｉｇが増加され、時刻ｔｙでピーク電流値Ｉｇｐｎに達し、この後減少されて時刻ｔｚになるとゲート電流Ｉｇａに戻り、この後時刻ｔｓまで保持される。時刻ｔｚでは、ドレイン電圧Ｖｓｗが直流電圧ＶＤに達しており、ターンオフ動作が終了する。そして、時刻ｔｘからｔｚまでのスイッチング時間Ｔｓｎは、狙いのスイッチング時間Ｔｃとほぼ一致している。

これにより、ＭＯＳトランジスタ１がオン状態からターンオフ動作される際に、ドレイン電圧Ｖｓｗはほぼ０Ｖの状態から急激に変化することなく滑らかに増加するように変化し、且つ、ドレイン電圧Ｖｓｗが直流電圧ＶＤに達するときも緩やかに増加率が下がり、滑らかな波形となる。これにより、ＭＯＳトランジスタ１のゲートがＳ字駆動された状態となる。

上記のように最終形態で流すピーク電流Ｉｇｐｎを図３で示した流れに従って設定している。図６は、最初にピーク電流値Ｉｇｐ０でターンオフさせたときの第１形態と、その後繰り返しピーク電流値Ｉｇｐｋを変更設定してターンオフさせたときの第２形態を示している。なお、第１形態および第２形態では、狙いのスイッチング時間Ｔｃに対して、実際のターンオフのスイッチング時間Ｔｓｋが長い場合で示しているが、短くなる場合でも図３の流れに従った設定動作によって狙いのスイッチング時間Ｔｃに一致させることができる。

第１形態では、初期設定によりゲート電流Ｉｇのピーク電流値Ｉｇｐ０が最終形態におけるピーク電流値Ｉｇｐｎよりも小さいので、実際のスイッチング時間Ｔｓｋが長くなる。このため、狙いのスイッチング時間Ｔｃが経過してもタイミング信号ｔｋが得られない状態である。

第２形態では、ピーク電流値Ｉｇｐｋを繰り返し設定して実際のスイッチング時間Ｔｓｋが狙いのスイッチング時間Ｔｃに近くなるように制御している状態である。ここでは、第１形態の状態よりも実際のスイッチング時間Ｔｓｋは狙いのスイッチング時間Ｔｃに近づいているがまだほぼ一致する状態に至っていない。

なお、図示の状態では実際のスイッチング時間Ｔｓｋが狙いのスッチング時間Ｔｃよりも長い場合で説明しているが、実際のスイッチング時間Ｔｓｋが狙いのスイッチング時間Ｔｃよりも短くなる場合もあり、具体的には狙いのスイッチング時間Ｔｃを中心として長くなったり、短くなったりしながら差を小さくして狙いのスイッチング時間Ｔｃに近づいていくこともある。

次に、図７および図８を参照して、ＭＯＳトランジスタ１の狙いのスイッチング期間Ｔｃにおけるゲート電流Ｉｇの流し方について説明する。上記した説明では、ゲート電流Ｉｇのピーク電流値Ｉｇｐに達するタイミングを、時刻ｔｘからｔｚまでの時間すなわち狙いのスイッチング時間Ｔｃの中間時点ｔｙとなるように設定していた。これは、ＭＯＳトランジスタ１のゲート・ソース間の寄生容量Ｃｇｓがドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗに依存せず、一定の値となることを前提としている。

ところが、実際には、実際のＭＯＳトランジスタ１は、ゲート・ソース間の寄生容量Ｃｇｓがドレイン間電圧Ｖｓｗに依存している。図７はドレイン電圧Ｖｓｗに対するゲート・ソース間の寄生容量Ｃｇｓを示している。一般に、ドレイン電圧Ｖｓｗが大きくなると、寄生容量Ｃｇｓが減少する傾向にある。

この結果、同じゲート電流Ｉｇを流している状態でも、ドレイン電圧Ｖｓｗが小さい領域では、寄生容量Ｃｇｓが大きいのでドレイン電圧Ｖｓｗの上昇が遅く、ドレイン電圧Ｖｓｗが大きい領域になると、寄生容量Ｃｇｓが小さくなるのでドレイン電圧Ｖｓｗの上昇が速くなる。

したがって、ドレイン電圧Ｖｓｗが低いときにゲート電流Ｉｇを早く上昇させるように、ピーク電流値Ｉｇｐへの到達時間を早めて時刻ｔｙａで達するようにすると良い。これにより、ゲート電流Ｉｇはピーク電流値Ｉｇｐに達する時刻ｔｙａまでは増加率が大きく、時刻ｔｙａ以降では増加率が小さくなる。

図８は、中間時刻ｔｙでピーク電流値Ｉｇｐに達するゲート電流Ｉｇに対するドレイン電圧Ｖｓｗの変化を破線で示し、時刻ｔｙａでピーク電流値Ｉｇｐに達するゲート電流Ｉｇに対するドレイン電圧Ｖｓｗの変化を実線で示している。このようにピーク電流値Ｉｇｐに達する時刻を早めることで、ドレイン電圧Ｖｓｗの変化が立ち上がり時とＶＤへの到達時とで同じように変化させることができる。

なお、このようなゲート・ソース間の寄生容量Ｃｇｓのドレイン電圧Ｖｓｗに対する変化の特性は、対象となるＭＯＳトランジスタ１毎に予め測定をすることで、その素子に適合した依存度を設定することができる。したがって、使用するＭＯＳトランジスタ１の寄生容量Ｃｇｓの特性測定結果に基づいて、ピーク電流値Ｉｇｐに達する時刻ｔｙａを設定することで、ドレイン電圧Ｖｓｗをより適切な変化をさせることができるようになる。

また、ＭＯＳトランジスタ１の寄生容量Ｃｇｓの特性測定結果が、時刻ｔｙａに変更するほどには影響が少ない場合には、中間時点ｔｙを用いた設定で行うこともできる。

図９から図１１は、上記した実施形態について、ＭＯＳトランジスタ１のターンオフ時だけでなく、ターンオン時においてもドレイン電圧ＶｓｗがＳ字状のカーブを描くように変化させるように制御するものである。

図９に示す回路構成では、電圧変化検出回路３０は、前述のターンオフの場合に加えて、ターンオンのスイッチング動作においてＭＯＳトランジスタ１のドレイン電圧Ｖｓｗが直流電源ＶＤにほぼ等しい状態から変化するタイミングを検出してタイミング信号ｔｘを出力するように構成される。また、出力電圧検出回路４０は、同じく、ＭＯＳトランジスタ１のターンオフの場合に加えて、ターンオンしてドレイン電圧Ｖｓｗがほぼ０Ｖになるタイミングを検出してタイミング信号ｔｋを出力するように構成される。

これにより、実際のターンオン時間Ｔｓｋは時刻ｔｘからｔｋの間の時間として得ることができる。また、前述した図３の流れに従って、ターンオン動作についての狙いのスイッチング時間Ｔｃとなるようにピーク電流値Ｉｇｐｋを繰り返し設定することで、実際のスイッチング時間ＴｓｋｎがＴｃと一致するように設定することができるようになる。

また、ＭＯＳトランジスタ１のターンオンのスイッチング動作では、駆動制御部２０のゲート駆動部２１のうち、オン駆動回路２１ａによるゲート電流ＩｇをＭＯＳトランジスタ１のゲートに流入させることで同様のスイッチング動作を実施する。

ターンオフのスイッチング動作と同様にして、図１０および図１１に示す各形態を参照してターンオンのスイッチング動作とＳ字駆動の制御について説明する。図１０は最終形態を示し、図１１は第１形態および第２形態を示している。

まず、図１１の最終形態においては、次のように動作する。ターンオフ状態のＭＯＳトランジスタ１は、時刻ｔ０以前では、ゲート電圧Ｖｇは０Ｖであり、出力電圧であるドレイン電圧Ｖｓｗは直流電源ＶＤとほぼ等しい状態となっている。時刻ｔ０でゲート電流ＩｇがＩｇａとしてＭＯＳトランジスタ１のゲートに与えられると、ゲート電圧Ｖｇｓが上昇し始め、一定電圧に変化する時刻ｔｘでドレイン電圧Ｖｓｗが下降し始める。

この時刻ｔｘのタイミングでゲート電流Ｉｇが上昇され、時刻ｔｙでピーク電流値Ｉｐｇｎに達し、この後減少されて時刻ｔｚになるとゲート電流Ｉｇａに戻り、この後時刻ｔｓまで保持される。時刻ｔｚでは、ドレイン電圧Ｖｓｗがほぼ０Ｖに達しており、ターンオン動作が終了する。そして、時刻ｔｘからｔｚまでのスイッチング時間Ｔｓｎは、狙いのスイッチング時間Ｔｃとほぼ一致している。

これにより、ＭＯＳトランジスタ１がオフ状態からターンオン動作される際に、ドレイン電圧Ｖｓｗは直流電圧ＶＤの状態から急激に変化することなく滑らかに減少するように変化し、且つ、ドレイン電圧Ｖｓｗがほぼ０Ｖに達するときも緩やかに減少率が下がり、滑らかな波形となる。これにより、ＭＯＳトランジスタ１のゲートがＳ字駆動された状態となる。

上記のように最終形態で流すピーク電流Ｉｇｐｎを、前述した図３に示す流れと同様の趣旨で設定している。図１１は、最初にピーク電流値Ｉｇｐ０でターンオンさせたときの第１形態と、その後繰り返しピーク電流値Ｉｇｐｋを変更設定してターンオンさせたときの第２形態を示している。なお、第１形態および第２形態では、狙いのスイッチング時間Ｔｃに対して、実際のターンオフのスイッチング時間Ｔｓｋが長い場合で示しているが、短くなる場合でも図３の流れに従った設定動作によって狙いのスイッチング時間Ｔｃに一致させることができる。

第１形態では、初期設定によりゲート電流Ｉｇのピーク電流値Ｉｇｐ０が最終形態におけるピーク電流値Ｉｇｐｎよりも小さいので、実際のスイッチング時間Ｔｓｋが長くなるため、狙いのスイッチング時間Ｔｃが経過してもタイミング信号ｔｋが得られない状態である。

このような本実施形態によれば、ＭＯＳトランジスタ１のスイッチング動作でノイズやサージを低減するために、ドレイン電圧ＶｓｗがＳ字駆動されるようにゲート駆動制御する場合において、電流制御部２０を設けて狙いのスイッチング時間Ｔｃに合わせ込むようにゲート電流Ｉｇのピーク値Ｉｇｐを複数回のスイッチング動作によって設定することができるようにした。これにより、フィードバック制御を行うことなく、適切なゲート電流Ｉｇのピーク値Ｉｇｐを流すことができ、従来構成では得られないナノオーダーでのスイッチング時間を実現することができる。

（第２実施形態）
図１２から図１７は第２実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、ドレイン電圧Ｖｓｗの立ち上がりタイミングｔｘおよび直流電圧ＶＤに達した時点でのタイミング信号ｔｋを、ドレイン電圧Ｖｓｗではなく、ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧Ｖｇｓから検出するようにしたものである。

図１２において、ゲート駆動装置５０は、電流制御部６０、電圧変化検出回路７０を備えている。電圧変化検出回路７０は、第１実施形態で示した電圧変化検出回路３０と出力電圧検出回路４０との機能を兼ね備えた回路として設けられるもので、第３検出回路に相当する。

電圧変化検出回路７０は、ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧Ｖｇｓの変化が無くなるミラー期間に入ったタイミングを検出することで、ドレイン電圧Ｖｓｗの立ち上がり時のタイミング信号ｔｘを検出して電流制御部６０に出力する。また、電圧変化検出回路７０は、ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧Ｖｇｓが再び変化するミラー期間の終了タイミングを検出することで、ドレイン電圧Ｖｓｗが直流電源ＶＤに到達したタイミング信号ｔｋ（ｋ：自然数）を電流制御部６０に出力する。

電流制御部６０は、ゲート駆動部６１、ＰＩ制御部６２、ＳＷ時間設定部６３、ミラー期間計測回路６４および演算回路６５を備えている。ＰＩ制御部６２は、ピーク電流値設定部に相当する。電流制御部６０を構成する各回路は、第１実施形態で示した電流制御部２０とほぼ同様の機能を有した駆動ＩＣとして構成されている。

電流制御部６０は、電圧変化検出回路７０からの検出信号に基づいてＭＯＳトランジスタ１のゲート駆動制御を行う。ミラー期間計測回路６４は、図１４に示すように、電圧変化検出回路７０からのタイミング信号ｔｘを受けた時点からタイミング信号ｔｋを受けた時点までのミラー期間の時間をスイッチング時間Ｔｍｋ（ｋ：自然数）として検出し、演算回路６５に出力する。

ＳＷ時間設定部６３は、ＭＯＳトランジスタ１に対する狙いのスイッチング時間Ｔｃを設定し、加算回路６５およびゲート駆動部６１に出力する。演算回路６５は、狙いのスイッチング時間Ｔｃと計測されたスイッチング時間Ｔｍｋとの差を演算し、ＰＩ制御部６２に出力する。ＰＩ制御部６２は、比例積分制御を行ってゲート電流Ｉｇのピーク電流値Ｉｇｐｋ（ｋ：自然数）の指令を演算により算出し、新たなゲート電流のピーク電流値Ｉｇｐｋとしてゲート駆動部６１に出力する。

ゲート駆動部６１は、時刻ｔ０から流し始めたゲート電流Ｉｇａを、スイッチング時間Ｔｃの期間で、ＰＩ制御部６２から与えられたピーク電流値Ｉｇｐｋに達するまで直線的に増加させ、その後直線的に減少させる。

図１３は、図１２に示したゲート駆動装置５０の構成を具体回路として示している。ゲート駆動部６１は、オン駆動回路６１ａ、オフ駆動回路６１ｂにより構成されており、それぞれが上記したようなゲート電流Ｉｇの制御を実施するように構成されている。

電圧変化検出回路７０は、ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧Ｖｇｓからタイミング信号ｔｘおよびｔｋを検出するもので、コンパレータ７１、コンデンサ７２、抵抗７３および基準電源７４を備える。コンデンサ７２および抵抗７３の直列回路が、ＭＯＳトランジスタ１のゲート・ソース間に接続される。コンデンサ７２と抵抗７３の共通接続点がコンパレータ７１の非反転入力端子に接続される。コンパレータ７１の反転入力端子には基準電源７４の基準電圧が入力される。

電圧変化検出回路７０は、ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧Ｖｇｓが時刻ｔ０から下降し始めてミラー期間に入って一定レベルに変化するタイミングでコンデンサ７２の端子電圧が大きく変化するので、コンパレータ７１は出力が変化する。また、出力電圧検出回路７０は、ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧Ｖｇｓが再び変化する状態になるとタイミング信号ｔｋを検出する。
次に、図１５から図１７も参照して上記構成の作用について説明する。

図１５はゲート駆動装置５０によるゲート電流制御の流れを示している。全体の流れとしては、図３に示したゲート電流制御に準じており、以下、異なる処理内容について説明する。

ゲート駆動装置５０においては、ゲート駆動部６１は、ステップＳ１００で、ゲート電流のピーク電流値Ｉｇｐとして初期値Ｉｇｐ０を設定し、この後、ステップＳ１１０で、所定のゲート電流Ｉｇを出力してＭＯＳトランジスタ１をターンオンさせる。この状態では、ＭＯＳトランジスタ１は、ゲート電圧Ｖｇｓが所定の電圧Ｖｇとなっており、ドレイン電圧Ｖｓｗはほぼ０Ｖとなっている。

ゲート駆動部６１は、オフタイミングの時刻ｔ０で、所定のゲート電流Ｉｇａでターンオフ動作を開始すると、ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧Ｖｇｓが低下し始め、時刻ｔｘでミラー期間に入る。このタイミングｔｘで、ＭＯＳトランジスタ１は、ゲート電圧Ｖｇｓが一定になり、ドレイン電圧Ｖｓｗが上昇し始める。

一方、電圧変化検出回路７０は、ＭＯＳトランジスタ１のゲート電圧ＶｇｓがＶｇから下降して一定値Ｖｍに変化するミラー期間に入ると、ステップＳ１２０で、入力電圧の下降状態から一定値への変化によってコンパレータ７１は出力をローレベルに変換し、この変化タイミングを検出してタイミング信号ｔｘをゲート駆動部６１およびミラー期間計測回路６４に出力する。

ゲート駆動部６１は、ステップＳ１３０で、前述同様にタイミング信号ｔｘの時点から一定の増加率でゲート電流Ｉｇａを増加させ、時刻ｔｙでピーク電流値Ｉｇｐ０に達すると、その後一定の減少率で減少させ、時刻ｔｚで所定のゲート電流Ｉｇａになるように制御する。

ＭＯＳトランジスタ１の実際のターンオフのスイッチング時間Ｔｓに相当するミラー期間Ｔｍｋは、制御開始の初期段階では狙いのスイッチング時間Ｔｃよりも長くなる。したがって、時刻ｔｚが経過した後の時刻ｔｋで、ＭＯＳトランジスタ１のミラー期間が終了してゲート電圧Ｖｇｓが再び低下し始める。

電圧変化検出回路７０は、ステップＳ１４０にて、タイミング信号ｔｋをミラー期間計測回路６４に出力する。これにより、ミラー期間計測回路６４は、ステップＳ１５０ａで、図１４に示しているように、ミラー期間の開始タイミングｔｘと終了タイミングｔｋの間の時間Ｔｍｋを算出し、演算回路６５に出力する。ミラー期間Ｔｍｋは、ＭＯＳトランジスタ１のターンオフのスイッチング時間Ｔｓｋに相当する時間である。

演算回路６５においては、ＳＷ時間設定部６３により設定された狙いのスイッチング時間Ｔｃの値から実際のスイッチング時間Ｔｓｋに相当するミラー期間Ｔｍｋを減算した差分値（Ｔｃ－Ｔｍｋ）を演算し、ＰＩ制御部６２に出力する。ＰＩ制御部６２では、ステップＳ１６０ａで、演算回路６５から受け取った差分値の絶対値（｜Ｔｃ－Ｔｍｋ｜）が所定の誤差範囲Ｃ内にあるか否か、すなわち次式（２）となるか否かを判断する。
｜Ｔｃ－Ｔｍｋ｜≦Ｃ …（２）

なお、初回はミラー期間Ｔｍｋが狙いのスイッチング時間Ｔｃよりも長く、差分値は誤差範囲Ｃ内に入らないことが想定されるので、式（２）は成立せず、しかも、差分値（Ｔｃ－Ｔｍｋ）は負の値になることが予想される。したがって、ステップＳ１６０ａではＮＯとなり、ＰＩ制御部６２は、ステップＳ１７０ａに移行し、差分値（Ｔｃ－Ｔｍｋ）から次のピーク電流値Ｉｇｐｋを算出する。

ここでは、ＰＩ制御部６２は、比例積分処理を行い、差分値が負である場合にはピーク電流値Ｉｇｐｋを差分値に応じて大きくするように演算し、差分値が正である場合には逆にピーク電流値Ｉｇｐｋを差分値に応じて小さくするように演算する。続いて、ＰＩ制御部６２は、ステップＳ１８０で、算出したピーク電流値Ｉｇｐｋを新たなピーク電流値Ｉｇｐとして設定し、ステップＳ１１０に戻る。

以下、上記したステップＳ１１０～Ｓ１８０を繰り返して実行するうちに、ステップＳ１６０ａでＹＥＳになると、ＰＩ制御部６２は、ステップＳ１９０に進み、そのときのピーク電流値Ｉｇｐｋを狙いのスイッチング時間Ｔｃに対応するピーク電流値Ｉｇｐとして決定し、設定処理を終了する。

以後は、ゲート駆動部６１は、決定されたピーク電流値ＩｇｐにてＭＯＳトランジスタ１のゲート電流を制御することで、ターンオフのスイッチング時間Ｔｓがほぼ狙いのスイッチング時間Ｔｃとなるようにゲート駆動制御が行われるようになる。

図１６および図１７は、上記の動作において第１形態、第２形態および最終形態を示すものである。この実施形態においては、ＭＯＳトランジスタ１のターンオフのスイッチング時間Ｔｓを直接検出するのではなく、ゲート電圧Ｖｇｓの状態によって検出している。すなわち、ＭＯＳトランジスタ１のターンオフのスイッチング時間Ｔｓは、ゲート電圧Ｖｇｓが変化しない状態で保持されるミラー期間Ｔｍとほぼ一致することから、図１６に示すように、この期間Ｔｍをスイッチング時間Ｔｓとして検出する。

図１６では、先に説明したステップＳ１９０で決定されたピーク電流値Ｉｇｐでゲート電流Ｉｇを制御することでターンオフのｎ回目のミラー期間Ｔｍｎが狙いのスイッチング時間Ｔｃとほぼ一致した状態で駆動される最終形態を示している。最終形態における動作については、第１実施形態とほぼ同じであるから省略する。

最終形態で流すピーク電流Ｉｇｐｎを図１５で示した流れに従って設定している。図１７は、最初にピーク電流値Ｉｇｐ０でターンオフさせたときの第１形態と、その後繰り返しピーク電流値Ｉｇｐｋを変更設定してターンオフさせたときの第２形態を示している。なお、第１形態および第２形態では、狙いのスイッチング時間Ｔｃに対して、実際に検出されるミラー期間Ｔｍｋが長い場合で示しているが、短くなる場合でも図１５の流れに従った設定動作によって狙いのスイッチング時間Ｔｃに一致させることができる。第１形態および第２形態における動作については、第１実施形態とほぼ同じであるから省略する。

したがって、このような第２実施形態によっても、第１実施形態とほぼ同様の作用効果を得ることができる。また、電圧変化検出回路７０だけを設ける構成で実現できるので、ゲート電圧の変化が確実に検出できる場合には、よりコンパクト化を図ることができる有効な構成となる。

（第３実施形態）
図１８は第３実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、ゲート駆動部２１あるいは６１によるＭＯＳトランジスタ１のゲートへのゲート電流Ｉｇの与え方の種々のパターンを示している。

第１実施形態あるいは第２実施形態においては、図１８中Ａタイプで示すパターンでゲート電流Ｉｇを流すように制御していた。すなわち、時刻ｔ０で所定のゲート電流Ｉｇａを流し始め、時刻ｔｘになると狙いのスイッチング時間Ｔｃの間にピーク電流値Ｉｇｐまで上昇させた後時刻ｔｚで所定のゲート電流Ｉｇａに戻すように制御している。

これに対して、狙いのスイッチング時間Ｔｃの期間におけるゲート電流Ｉｇの制御を同じ状態とし、その前後のゲート電流Ｉｇを図１８のＢ～Ｄタイプのパターンに示すように異なる電流値に設定することができる。これは、ＭＯＳトランジスタ１の特性や、スイッチングの繰り返し周期などの条件によって適宜変更設定することができるものである。

Ｂのタイプでは、時刻ｔｚ以降のゲート電流Ｉｇは、所定のゲート電流Ｉｇａとし、時刻ｔ０からｔｘまでの間のゲート電流Ｉｇを変化させている。例えば、所定のゲート電流Ｉｇａに代えて、それよりも大きいゲート電流Ｉｇｂあるいはピーク電流値Ｉｇｐを超えるゲート電流Ｉｇｃなどに設定したり、小さいゲート電流Ｉｇｄに設定したりすることができる。

また、Ｃのタイプでは、時刻ｔ０からｔｘまでのゲート電流Ｉｇは、所定のゲート電流Ｉｇａとし、時刻ｔｚからｔｓまでの間のゲート電流Ｉｇを変化させている。上記と同様に、所定のゲート電流Ｉｇａに代えて、それよりも大きいゲート電流Ｉｇｂあるいはピーク電流値Ｉｇｐを超えるゲート電流Ｉｇｃなどに設定したり、小さいゲート電流Ｉｇｄに設定したりすることができる。

さらに、Ｄのタイプでは、ＢタイプとＣタイプとを組み合わせたタイプで、時刻ｔ０からｔｘまでのゲート電流Ｉｇおよび時刻ｔｚからｔｓまでのゲート電流Ｉｇを共に変化させている。
このような第３実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

（第４実施形態）
図１９および図２０は第４実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、図１９に示しているように、負荷としてコイル３に代えて抵抗４を設けた場合のゲート電流Ｉｇの制御動作について示している。

負荷が抵抗４の場合には、ＭＯＳトランジスタ１のターンオフのスイッチング動作において、ゲート電圧Ｖｇｓが一定となるミラー期間は発生しない。ＭＯＳトランジスタ１のスイッチング時間Ｔｓは、第１実施形態で用いたドレイン電圧Ｖｓｗの立ち上がりタイミングｔｘと直流電圧ＶＤに達するタイミングｔｋにより計測することができる。また、図２０に示しているように、ＭＯＳトランジスタ１のターンオフ動作のために、ゲート電流Ｉｇを時刻ｔ０で所定のゲート電流Ｉｇａにして流すこともない。

この結果、ゲート駆動部２１は、ＭＯＳトランジスタ１のゲート電流Ｉｇを、時刻ｔｘのタイミングで流し始め、時刻ｔｚまでの狙いのスイッチング時間Ｔｃの期間中にピーク電流値Ｉｇｐに達するまで流して再びゼロに戻すように制御する。そして、図２０に示す最終形態では、適切なピーク電流値Ｉｇｐｎを流すことでターンオフのスイッチング時間Ｔｓｎを狙いのスイッチング時間Ｔｃと一致するように制御される。

また、前述同様に、ゲート駆動回路２０により、第１形態および第２形態を経ることで、ゲート電流Ｉｇのピーク電流値Ｉｇｐｋを繰り返し設定した結果、上記した適切なピーク電流値Ｉｇｐｎを得ることができるようになる。
したがって、このような第４実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

（他の実施形態）
なお、本発明は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。
電圧変化検出回路や出力電圧検出回路は上記実施形態で示した構成に限らず、種々の回路により構成することができる。

第１実施形態では、ターンオフおよびターンオンの両方についてＭＯＳトランジスタ１のドレイン電圧ＶｓｗをＳ字状に変化させる例を示したが、ターンオフあるいはターンオンのいずれか一方だけに適用する構成を採用することもできる。

上記各実施形態では、ＰＩ制御部２２、６２を設けて、比例積分による演算でピーク電流値Ｉｇｐｋを設定する構成としたが、スイッチング時間Ｔｓｋを狙いのスイッチング時間Ｔｃに近づけるように、差分があるときには一定時間だけ増減させる設定方法など種々の方法を採用することができる。

上記各実施形態においては、ゲート駆動形スイッチング素子として、ＭＯＳトランジスタ１を用いた場合で示したが、この場合、一般的なＳｉ（シリコン）製のものでも良いし、ＳｉＣ（炭化シリコン）のような素材を用いたものでも良い。また、ゲート駆動形スイッチング素子として、ＭＯＳトランジスタに代えて、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることもできる。

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

図面中、１はＭＯＳトランジスタ（ゲート駆動形スイッチング素子）、２はＭＯＳトランジスタ、３はコイル（負荷）、４は抵抗（負荷）、１０、５０はゲート駆動装置、２０、６０は電流制御部、２１、６１はゲート駆動部、２１ａ、６１ａはオン駆動回路、２１ｂ、６１ｂはオフ駆動回路、２２、６２はＰＩ制御部（ピーク電流値設定部）、２３、６３はスイッチング時間設定部、２４はスイッチング時間計測回路、２５、６５は演算回路、３０は電圧変化検出回路（第１検出回路）、４０は出力電圧検出回路（第２検出回路）、６４はミラー期間計測回路、７０は電圧変化検出回路（第３検出回路）である。

Claims

ゲート端子および出力端子を備えたゲート駆動形スイッチング素子をオンまたはオフのゲート駆動時にゲートを駆動制御するゲート駆動装置であって、
前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲート電流を変化させるゲート駆動部（２１、６１）と、
前記ゲート駆動部による前記ゲート電流を制御する電流制御部（２０、６０）とを備え、
前記ゲート駆動部は、前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲート駆動時に、前記出力端子の電圧が変化するタイミングで予め設定された狙いのスイッチング時間の間に、最初にゲート電流を増加させるように流し、ゲート電流が設定されたピーク電流値に達すると、その後ゲート電流を減少させるように流し、
前記電流制御部は、前記出力端子の電圧が変化するタイミングから前記出力端子の電圧の変化が終了するまでのスイッチング時間が前記狙いのスイッチング時間と異なるときに、前記ゲート駆動部に対して前記ピーク電流値を変更設定するゲート駆動装置。
前記出力端子の電圧が変化するタイミングを検出する第１検出回路（３０）と、
前記出力端子の電圧がスイッチング動作の終了時の電圧に達するタイミングを検出する第２検出回路（４０）と、
前記第１検出回路により検出されるタイミングから前記第２検出回路により検出されるタイミングまでの時間を前記スイッチング時間として測定するスイッチング時間測定回路（２４）と、
前記スイッチング時間測定回路により測定される前記スイッチング時間と前記狙いのスイッチング時間との時間差に基づいて前記ピーク電流値を変更設定するピーク電流値設定部（２２）とを備え、
前記ゲート駆動部は、前記第１検出回路により検出されるタイミングから狙いのスイッチング時間の間、ゲート電流を増加させて前記ピーク電流値に達すると減少させ、
前記電流制御部は、前記スイッチング時間測定回路により検出される前記スイッチング時間が前記狙いのスイッチング時間とならない場合には、前記ゲート駆動部によるゲート電流の前記ピーク電流値を前記ピーク電流値設定部により変更設定された前記ピーク電流値に切り替えるように制御する請求項１に記載のゲート駆動装置。
前記ゲート端子の電圧変化によりミラー期間の開始タイミングを検出して前記出力端子の電圧が変化するタイミングとし、前記ゲート端子の電圧変化によりミラー期間の終了タイミングを検出して前記出力端子の電圧がスイッチング動作の終了時の電圧に達するタイミングとして検出する第３検出回路（７０）と、
前記第３検出回路により検出された前記ミラー期間の開始タイミングおよび終了タイミングからミラー期間を測定してこれを前記スイッチング時間とするミラー期間測定回路（６４）と、
前記ミラー期間測定回路により測定される前記スイッチング時間と前記狙いのスイッチング時間との時間差に基づいて前記ピーク電流値を変更設定するピーク電流値設定部（６２）とを備え、
前記ゲート駆動部は、前記第３検出回路により検出されるミラー期間の開始タイミングから前記狙いのスイッチング時間の間、ゲート電流を増加させて前記ピーク電流値に達すると減少させ、
前記電流制御部は、前記ミラー期間測定回路により検出される前記スイッチング時間が前記狙いのスイッチング時間と一致しない場合には、前記ゲート駆動部によるゲート電流の前記ピーク電流値を前記ピーク電流値設定部により変更設定された前記ピーク電流値に切り替えるように制御する請求項１に記載のゲート駆動装置。
前記ピーク電流値設定部は、前記スイッチング時間と前記狙いのスイッチング時間との時間差に基づいて比例積分演算により前記ピーク電流値の増減値を算出して前記ピーク電流値に加算することで変更設定する請求項２または３に記載のゲート駆動装置。
前記ゲート駆動部は、前記ピーク電流値に達するタイミングを前記狙いのスイッチング時間の中間時点に対して前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲート特性に応じて予めずらした設定としている請求項１から３のいずれかに記載のゲート駆動装置。
前記ゲート駆動部は、前記出力端子の電圧が変化するタイミングよりも前の時点で前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲートに第１レベルのゲート電流を与えるとともに、前記狙いのスイッチング時間が経過した後にも前記ゲート駆動形スイッチング素子のゲートに第２レベルのゲート電流を与える請求項２から５のいずれか一項に記載のゲート駆動装置。