CN110492885A - 一种无源噪声整形逐次逼近sar模数转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，包括：三个电容型数模转换器CDAC、无源环路滤波器、比较器和SAR逻辑电路，其中三个完全相同的CDAC包括一个正常SAR转换所需的CDAC1和两个用于产生上一周期余量电压的辅助CDAC2和CDAC3。增加两个交织的CDAC2和CDAC3，移除了无源余量采样引入的KT/C噪声和增益损失。CDAC1产生本周期的余量电压Vres(n)，CDAC2和CDAC3交替产生上一周期的余量电压Vres(n‑1)。无源环路滤波器对余量电压进行噪声整形，压制信号带内噪声。和普通SAR ADC相同，比较器将无源环路滤波器的模拟输出量化成数字码，数字码通过SAR逻辑电路拨动CDAC中下一位电容开关，直到转换结束，将所有数字码依次拼接在一起作为SAR ADC的输出码。本发明能够实现二阶噪声整形效果，有效抑制信号带内量化噪声和比较器噪声，明显改善SAR ADC的信噪比和无杂散动态范围。

Description

一种无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器
技术领域
本发明涉及一种新型的无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，属于高精度模数转换器技术领域。
背景技术
目前，模数转换器主要分为两大类：奈奎斯特率模数转换器和过采样模数转换器。奈奎斯特率模数转换器中最具代表性的种类之一就是逐次逼近型模数转换器(SuccessiveApproximation Register Digital to Analog Converter，以下简称SAR DAC)。SAR ADC主要采用数字逻辑单元结构，如图1所示，因此其结构简单且具有较高的功效和速度，但是由于比较器噪声和DAC建立误差的存在，SAR ADC的精度一般被限制在8～12bits范围内。因此SAR ADC广泛应用于中等速度和中等精度领域。过采样模数转换器应用最为广泛的是ΣΔADC，结构框图如图2所示。过采样与噪声整形技术是ΣΔ调制器中应用的两个关键技术，它们分别将带内的噪声降低和移除，能够大大提高模数转换器的精度。但是由于ΣΔADC中有源环路滤波器需要用到积分器，积分器中的核心单元是运算放大器，其具有很大的功耗。运算放大器的存在不仅降低了ΣΔADC的系统功效，还降低了系统的转换速率。因此ΣΔADC广泛应用于低速、高精度领域。
2012年IEEE ISSCC会议上，文献[J.Fredenburg,M.Flynn,“A90MS/s 11MHzBandwidth 62dB SNDR Noise-Shaping SAR ADC,”ISSCC,pp.468-469,Feb.2012.]首次详细分析了噪声整形SAR ADC(Noise-Shaping SAR ADC，以下简称NS-SAR)的工作原理，NS-SAR其实是SAR和ΣΔ的混合，核心思想是将ΣΔ中的过采样技术和噪声整形技术应用于SAR中，在具有SAR中等速度、高功效优点的同时还具有ΣΔ高精度的优点。虽然噪声整形技术有助于提高SAR ADC的精度，但是由于这篇论文依然采用的是有源环路滤波器，因此其具有比较高的功耗。在2015年IEEE VLSI会议上，文献[Z.Chen,M.MiyaharaandA.Matsuzawa,"A9.35-ENOB,14.8fJ/conv.-step fully-passive noise-shaping SARADC,"2015 Symposium on VLSI Circuits(VLSI Circuits),Kyoto,2015,pp.C64-C65.]首次提出采用无源环路滤波器的结构，有效降低系统设计复杂度和功耗。但是这篇论文只实现了一阶噪声整形，在使用开关电容对余量电压采样时会引入KT/C噪声和增益损失，同时这种结构的无源环路滤波器需要多输入对管比较器，增加了比较器噪声，因此噪声整形效果并不是非常理想。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术的不足，提供一种新型无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，能够完全消除余量采样时的KT/C噪声和增益损失，同时降低比较器噪声、系统的功耗以及设计复杂度，能够对SAR ADC量化噪声和比较器噪声进行二阶整形，通过该无源噪声整形技术能够有效提高SAR ADC的信噪比以及无杂散动态范围。
本发明具体采用以下技术方案解决上述技术问题：
一种无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，包括三个结构和大小均相同的电容型数模转换器CDAC(100～102)、无源环路滤波器(103)、比较器(104)和SAR逻辑电路(105)；其中，CDAC(100～102)均包括一个SAR转换所需的CDAC1(100)和两个用于产生SAR上一周期余量电压的辅助CDAC2(101)和CDAC3(102)；
CDAC1(100)产生本周期的余量电压Vres(n)，CDAC2(101)和CDAC3(102)交替产生上一周期的余量电压Vres(n-1)；三个电容型数模转换器CDAC(100～102)电容阵列的上极板分别连接到无源环路滤波器(103)的输入端，无源环路滤波器(103)对余量电压进行噪声整形，压制信号带内噪声，无源环路滤波器(103)的输出端连接到比较器(104)的输入端；
比较器(104)将无源环路滤波器(103)的模拟输出量化成数字码，比较器(104)的输出端连接SAR逻辑电路(105)的输入端，数字码通过SAR逻辑电路(105)拨动CDAC的下一位电容开关，直到转换结束，将所有数字码依次拼接在一起作为SAR ADC的输出码。
作为本发明无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器的进一步优选方案，电容型数模转换器CDAC1(100)包括电容阵列C1和采样开关S1，采样开关S1的控制信号为CKS1；电容型数模转换器CDAC2(101)包括电容阵列C2和采样开关S2，采样开关S2的控制信号为CKS2；电容型数模转换器CDAC3(102)包括电容阵列C3和采样开关S3，采样开关S3的控制信号为CKS3。
作为本发明无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器的进一步优选方案，无源环路滤波器(103)包括开关S4～S11、积分电容Cint1和积分电容Cint2；开关S4～S6的控制信号为CKF，开关S7～S9的控制信号为INT1，开关S10的控制信号为INT2，开关S11的控制信号为INT3，开关S4的左端连接CDAC1(100)中电容阵列C1的上极板和开
关S7的左端，开关S4的右端连接积分电容Cint1的正端和开关S7的右端；开关S5的左端连接积分电容Cint1的负端和开关S8的顶端，开关S5的右端连接积分电容Cint2的正端和开关S10、S11的右端；开关S6的左端连接积分电容Cint2的负端和开关S9的顶端，开关S6的右端连接比较器的同相输入端；开关S7的左端连接CDAC1(100)中电容阵列C1的上极板和开关S4的左端，开关S7的右端连接积分电容Cint1的正端和开关S4的右端；开关S8的顶端连接积分电容Cint1的负端和开关S5的左端，开关S8的底端接地；开关S9的顶端连接积分电容Cint2的负端和开关S6的左端，开关S9的底端接地；开关S10的左端连接CDAC2(101)中电容阵列C2的上极板，开关S10的右端连接积分电容Cint2的正端、开关S5的右端和开关S11的右端；开关S11的左端连接CDAC3(102)中电容阵列C3的上极板，开关S11的右端连接积分电容Cint2的正端、开关S5的右端和开关S10的右端。
作为本发明无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器的进一步优选方案，在噪声整形SAR ADC中，最后一位转换完成得到最后一位数字码之后，还要额外进行一次拨动CDAC电容开关的操作，使得最终转换的余量电压Vres和SAR ADC的输入信号Vin以及SAR ADC输出的数字码Dout之间在Z域中具有以下关系：
Vres(Z)＝Dout(Z)-Vin(Z)
噪声整形逐次逼近SAR模数转换器实现噪声整形的具体原理为：
在SAR ADC最后一位转换完成之后又额外进行了一次拨开关操作，得到转换的最终余量电压Vres，通过环路滤波器对转换的最终余量电压Vres进行噪声整形，同时使用减法器对输入信号Vin和整形后的余量电压Vres进行减法操作；设环路滤波器系统传递函数为H(Z)，可得到环路滤波器的Z域输出为：
Y(Z)＝Vin(Z)-H(Z)·Vres(Z)
环路滤波器的输出接比较器的输入端，假设量化噪声为Q(Z)，比较器噪声为Vcomp(Z)，可得到系统的输入输出满足如下关系式：
Dout(Z)＝Vin(Z)-H(Z)·Vres(Z)+Q(Z)+Vcomp(Z)
进一步推导得到系统传输函数为：
可见，系统的输出由两部分构成，一部分是输入信号Vin(Z)，另一部分是系统内的噪声，包括量化噪声Q(Z)和比较器噪声Vcomp(Z)；信号项前面的系数称为信号传递函数STF，噪声项前面的系数称为噪声传递函数NTF；得到STF和NTF的表达式为：
STF＝1
显然如果信号带内H(Z)很大，那么噪声传递函数NTF对于噪声来说相当于一个高通滤波器，起到噪声整形的效果，抑制信号带内噪声，将带内噪声调制到信号带宽外的高频处，进而提高信号带内的信噪比SNR和无杂散动态范围SFDR。
作为本发明无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器的进一步优选方案，噪声整形效果的好坏取决于无源环路滤波器的系统传递函数为H(Z)以及系统的噪声水平，系统传递函数为H(Z)根据具体电路确定。
作为本发明无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器的进一步优选方案，SAR ADC转换的最终余量电压Vres的提取是通过在SAR ADC整个周期转换结束之后额外增加一个余量电压提取相位；CDAC1(100)在本周期刚开始时对输入电压进行采样，在拨动最后一位CDAC开关之后产生本周期转换的最终余量Vres(n)，经过Z变换后为Vres(Z)；CDAC2(101)和CDAC3(102)则是在上一周期对输入信号进行采样，在本周期按照上一周期转换得到的数字码拨动CDAC开关，产生上一周期的余量电压Vres(n-1)，经过Z变换后为Vres(Z)·Z-1。
作为本发明无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器的进一步优选方案，无源环路滤波器中积分电容Cint1对CDAC1(100)产生的最终余量Vres(Z)进行积分，无源环路滤波器中积分电容Cint2对CDAC2(101)和CDAC3(102)交替产生的上一周期的余量电压Vres(Z)·Z-1进行积分；通过无源加法的方式对两个积分电容Cint1和Cint2上的电压进行加法操作，具体方式是将积分电容Cint1和Cint2简单的串联在一起，叠加两个电容上的电压；再通过无源减法的方式在输入信号中减去积分电压，具体方式是将输入信号直接连接积分电容Cint1的正端，无源加减法的操作方式结构简单易于实现，同时可节省比较器的输入对，进而降低比较器噪声。
作为本发明无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器的进一步优选方案，电容型数模转换器CDAC1(100)、CDAC2(101)和CDAC3(102)中的电容阵列C1、C2和C3的大小和结构都相同；设大小均为C，即C1＝C2＝C3＝C，积分电容Cint1和Cint2的
大小相同，均为电容阵列大小的一半，即Cint1＝Cint2＝0.5C，CDAC1(100)产生本周期转换的最终余量Vres(n)，经过Z变换后为Vres(Z)，使用积分电容Cint1对本周期转换的最终余量Vres(n)进行积分，根据电荷守恒可以得到如下等式；
C·Vres(Z)+0.5·C·Vint1(Z-1)＝(C+0.5·C)·Vint1(Z)
其中，C表示CDAC电容阵列的大小，Vres(Z)表示本周期的余量电压，Vint1(Z)表示电容Cint1本周期的余量积分电压，Vint1(Z-1)表示电容Cint1上一周期的余量积分电压值，进一步推导得到积分电压Vint1(Z)为：
CDAC2(101)和CDAC3(102)交替产生上一周期的余量电压Vres(n-1)，经过Z变换后为Vres(Z)·Z-1，使用积分电容Cint2对上一周期转换的最终余量Vres(n-1)进行积分，根据电荷守恒可以得到如下等式；
C·Vres(Z)·Z-1+0.5·C·Vint2(Z-1)＝(C+0.5·C)·Vint2(Z)
进一步推导得到系统传输关系式为：
经过无源加减法操作后，将积分电压用于下一个周期的转换，得到系统传输函数为：
进一步推导得到系统传递函数为：
噪声传递函数NTF为：
本发明采用上述技术方案，能产生如下技术效果：
1、本发明CDAC1产生本周期的余量电压Vres(n)，CDAC2和CDAC3交替产生上一周期的余量电压Vres(n-1)。CDAC2和CDAC3的使用以及在SAR转换周期结束之后对余量电压进行积分的操作，省去了专门用于采样余量电压的电容，消除了无源采样时引入的KT/C噪声和增益损失，减少了噪声来源，同时引入了IIR滤波器增强了噪声整形效果；
2、无源加减法的方式只需要一个输入对管的比较器，降低了比较器噪声；本发明采用无源环路滤波器实现二阶噪声整形效果，能够有效抑制信号带内量化噪声和比较器噪声，明显改善SAR ADC的信噪比和无杂散动态范围；
3、本发明能够有效地对信号带内量化噪声和比较器噪声进行二阶噪声整形，能够明显改善SAR ADC的信噪比和无杂散动态范围。
附图说明
图1是传统SAR ADC的结构框图；
图2是传统ΣΔADC的结构框图；
图3是本发明的无源噪声整形SAR ADC电路架构示意图；
图4是本发明噪声整形SAR ADC结构框图；
图5是本发明的无源噪声整形SAR ADC的信号流图和结构框图；
图6是本发明的无源噪声整形SAR ADC的工作时序图；
图7是本发明的噪声整形SAR ADC第n个周期积分阶段的等效电路图；
图8是本发明的噪声整形SAR ADC第n个周期转换阶段的等效电路图；
图9是本发明的无源噪声整形SAR ADC噪声传递函数幅频特性曲线；
图10(a)是本发明噪声整形SAR ADC关闭噪声整形功能时的功率谱密度；
图10(b)是本发明噪声整形SAR ADC打开噪声整形功能时的功率谱密度。
具体实施方式
下面结合说明书附图对本发明的实施方式进行描述。
如图3所示，本发明设计了一种无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，包括：三个电容型数模转换器CDAC(100～102)、无源环路滤波器(103)、比较器(104)和SAR逻辑电路(105)，其中三个完全相同的CDAC包括一个正常SAR转换所需的CDAC1(100)和两个用于产生SAR上一周期余量电压的辅助CDAC2(101)和CDAC3(102)。CDAC1(100)产生本周期的余量电压Vres(n)，CDAC2(101)和CDAC3(102)交替产生上一周期的余量电压Vres(n-1)。三个CDAC电容阵列的上极板分别连接到无源环路滤波器(103)的输入端，由若干开关和电容构成的无源环路滤波器(103)对余量电压进行噪声整形，压制信号带内噪声，无源环路滤波器(103)的输出端连接到比较器(104)的输入端。和普通SAR ADC相同，比较器(104)将无源环路滤波器(103)的模拟输出量化成数字码，比较器(104)的输出端连接SAR逻辑电路(105)的输入端，数字码通过SAR逻辑电路(105)拨动CDAC的下一位电容开关，直到转换结束，将所有数字码依次拼接在一起作为SAR ADC的输出码。
本发明中，所述电容型数模转换器CDAC1(100)包括电容阵列C1和采样开关S1，采样开关S1的控制信号为CKS1；电容型数模转换器CDAC2(101)包括电容阵列C2和采样开关S2，采样开关S2的控制信号为CKS2；电容型数模转换器CDAC3(102)包括电容阵列C3和采样开关S3，采样开关S3的控制信号为CKS3。
所述无源环路滤波器(103)包括开关S4～S11和积分电容Cint1和Cint2。开关S4～S6的控制信号为CKF，开关S7～S9的控制信号为INT1，开关S10的控制信号为INT2，开关S11的控制信号为INT3。开关S4的左端连接CDAC1(100)中电容阵列C1的上极板和开关S7的左端，开关S4的右端连接积分电容Cint1的正端和开关S7的右端；开关S5的左端连接积分电容Cint1的负端和开关S8的顶端，开关S5的右端连接积分电容Cint2的正端和开关S10、S11的右端；开关S6的左端连接积分电容Cint2的负端和开关S9的顶端，开关S6的右端连接比较器的同相输入端；开关S7的左端连接CDAC1(100)中电容阵列C1的上极板和开关S4的左端，开关S7的右端连接积分电容Cint1的正端和开关S4的右端；开关S8的顶端连接积分电容Cint1的负端和开关S5的左端，开关S8的底端接地；开关S9的顶端连接积分电容Cint2的负端和开关S6的左端，开关S9的底端接地；开关S10的左端连接CDAC2(101)中电容阵列C2的上极板，开关S10的右端连接积分电容Cint2的正端、开关S5的右端和开关S11的右端；开关S11的左端连接CDAC3(102)中电容阵列C3的上极板，开关S11的右端连接积分电容Cint2的正端、开关S5的右端和开关S10的右端。
一般在SAR ADC中，在最后一位转换只需要得到数字码即可，不需要拨CDAC电容开关。在噪声整形SAR ADC中，最后一位转换完成得到最后一位数字码之后，还要额外进行一次拨动CDAC电容开关的操作，使得最终转换的余量电压Vres和SAR ADC的输入信号Vin以及SAR ADC输出的数字码Dout之间在Z域中具有以下关系：
Vres(Z)＝Dout(Z)-Vin(Z)
如图4所示，噪声整形逐次逼近SAR模数转换器实现噪声整形的具体原理为：
在SAR ADC最后一位转换完成之后又额外进行了一次拨开关操作，得到转换的最终余量电压Vres，然后通过环路滤波器对转换的最终余量电压Vres进行噪声整形，同时使用减法器对输入信号Vin和整形后的余量电压Vres进行减法操作。假设环路滤波器系统传递函数为H(Z)，可以得到环路滤波器的Z域输出为：
Y·Z)＝Vin(Z)-H(Z)·Vres(Z)
环路滤波器的输出接比较器的输入端，假设量化噪声为Q(Z)，比较器噪声为Vcomp(Z)，可以得到系统的输入输出满足如下关系式：
Dout(Z)＝Vin(Z)-H(Z)·Vres(Z)+Q(Z)+Vcomp(Z)
进一步推导得到系统传输函数为：
可见，系统的输出由两部分构成，一部分是输入信号Vin(Z)，另一部分是系统内的噪声，包括量化噪声Q(Z)和比较器噪声Vcomp(Z)。信号项前面的系数称为信号传递函数STF，噪声项前面的系数称为噪声传递函数NTF。我们得到STF和NTF的表达式为：
STF＝1
显然如果信号带内H(Z)很大，那么噪声传递函数NTF对于噪声来说相当于一个高通滤波器，起到噪声整形的效果，抑制信号带内噪声，将带内噪声调制到信号带宽外的高频处，进而提高信号带内的信噪比SNR和无杂散动态范围SFDR。
所述噪声整形SAR ADC的噪声整形效果的好坏取决于无源环路滤波器的系统传递函数为H(Z)以及系统的噪声水平，系统传递函数为H(Z)根据具体电路确定。
图5是本发明的无源噪声整形SAR ADC的信号流图和结构框图。无源环路滤波器采用的是FIR滤波器和IIR滤波器级联结构。在FIR滤波器中，CDAC1(100)在本周期刚开始时对输入电压进行采样，在拨动最后一位CDAC开关之后产生本周期转换的最终余量Vres(n)，经过Z变换后为Vres(Z)。CDAC2(101)和CDAC3(102)则是在上一周期对输入信号进行采样，在本周期按照上一周期转换得到的数字码拨动CDAC开关，产生上一周期的余量电压Vres(n-1)，经过Z变换后为Vres(Z)·Z-1；在IIR滤波器中，积分电容Cint1对CDAC1(100)产生的最终余量Vres(Z)进行积分，无源环路滤波器中积分电容Cint2对CDAC2(101)和CDAC3(102)交替产生的上一周期的余量电压Vres(Z)·Z-1进行积分。这种直接对电容阵列上极板电压进行积分的操作不仅可以引入一个无源IIR滤波器用来增强噪声整形效果，还可以省去特定的用于采样余量电压的电容，避免在对余量电压采样时引入KT/C噪声和增益损失。余量采样引入的KT/C噪声在系统中并不会被滤波器整形，因为在图5的系统信号流图中其产生的位置和输入信号是一样的，所以KT/C噪声项前面的系数为1，因此KT/C噪声对于系统性能影响很大。增益损失直接影响噪声传递函数的幅频响应特性，减弱环路滤波器对噪声的压制。图5的结构框图所示，采用无源加法的方式对积分电容Cint1和Cint2上的电压进行加法操作，具体方式是将积分电容Cint1和Cint2简单的串联在一起，叠加两个电容上的电压。然后再通过无源减法的方式在输入信号Vin中减去积分电压，具体方式是将输入信号直接连接积分电容Cint1的正端。无源加减法的操作方式结构简单易于实现，同时可以节省比较器的输入对，进而降低比较器噪声。
本发明的无源噪声整形SAR ADC的工作时序图如图6所示。每个周期分为三个阶段，分别为采样阶段CKS、转换阶段CKF和积分阶段INT。CKS1表示CDAC1的采样阶段，CKS2表示CDAC2的采样阶段，CKS3表示CDAC3的采样阶段。CKF表示CDAC1的转换阶段，只有CDAC1参与SAR ADC的转换。CDAC2和CDAC3并不参与转换，只是起到产生上一周期转换余量Vres(n-1)的作用。INT1表示积分电容Cint1对CDAC1的积分阶段，INT2表示Cint2对CDAC2的积分阶段，INT3表示Cint2对CDAC3的积分阶段。
在第n-1个周期，当CKS1和CKS2为高电平时，CDAC1和CDAC2参与第n-1次采样。采样阶段结束时，CKS1和CKS2变为低电平，CKF变为高电平，CDAC1开始进入第n-1次SAR ADC的转换阶段，同时CDAC2将第n-1次采样的电压保持到第n个周期。在第n个周期，当CKS1和CKS3为高电平时，CDAC1和CDAC3参与第n次采样。采样阶段结束时，CKS1和CKS3变为低电平，CKF变为高电平，CDAC1开始参与第n次SAR ADC的转换阶段，同时CDAC3将第n次采样的电压保持到第n+1个周期。当第n个周期的转换阶段结束时，比较器输出第n个周期SAR ADC最终转换的数字码，同时CDAC1产生了第n个周期最终转换的余量电压Vres(n)，此时CKF变为低电平，INT1和INT2变为高电平，积分电容Cint1对CDAC1产生的余量电压Vres(n)进行积分，此时的CDAC2依然保持着第n-1个周期的采样电压，根据第n-1个周期SAR ADC最终转换的数字码拨动CDAC2的电容开关获得第n-1个周期最终转换的余量电压Vres(n-1)，然后积分电容Cint2对CDAC2产生的余量电压Vres(n-1)进行积分。积分电容Cint1上的电压和积分电容上的电压Cint2累加之后用于第n+1周期的转换阶段。CDAC1参与每个周期的采样和积分阶段，为体系传递函数提供一阶噪声整形；CDAC2和CDAC3交替着每两个周期参与一次采样和积分，为体系传递函数提供二阶噪声整形；
如图7所示是本发明的噪声整形SAR ADC第n个周期积分阶段的等效电路图，电容型数模转换器CDAC1(100)、CDAC2(101)和CDAC3(102)中的电容阵列C1、C2和C3的大小和结构都相同。假设大小均为C，即C1＝C2＝C3＝C。积分电容Cint1和Cint2的大小相同，均为电容阵列大小的一半，即Cint1＝Cint2＝0.5C。CDAC1(100)产生第n周期转换的最终余量Vres(n)，经过Z变换后为Vres(Z)，使用积分电容Cint1对第n个周期的最终余量Vres(n)进行积分，根据电荷守恒可以得到如下等式；
C·Vres(Z)+0.5·C·Vint1(Z-1)＝(C+0.5·C)·Vint1(Z)
进一步推导得到积分电压Vint1(Z)为：
CDAC2(101)产生第n-1周期的余量电压Vres(n-1)，经过Z变换后为Vres(Z)·Z-1，使用积分电容Cint2对第n-1个周期的最终余量Vres(n-1)进行积分，根据电荷守恒可以得到如下等式；
C·Vres(Z)·Z-1+0.5·C·Vint2(Z-1)＝(C+0.5·C)·Vint2(Z)
进一步推导得到系统传输关系式为：
经过无源加减法操作后，将积分电压用于下一个周期的转换，得到系统传输函数为：
进一步推导得到系统传递函数为：
噪声传递函数NTF为：
在无源环路滤波器的作用下，SAR ADC的转换环路中引入了二阶噪声整形。只需
要使用若干开关和电容，结构简单，有效降低系统复杂度以及功耗；环路滤波器中无采样电容，从而除去了采样开关带来的KT/C噪声和增益损失；无源加减法结构只需要一对比较器输入管，从而减小了比较器噪声。
如图8所示是本发明的噪声整形SAR ADC第n个周期转换阶段的等效电路图，积分电容Cint1储存的是第n-1个周期的最终余量的积分电压，积分电容Cint2储存的是第n-2个周期的最终余量的积分电压。通过无源减法的方式从输入信号Vin中减去积分电压，然后输入到比较器中进行正常的SAR转换，直到比较器输出最后一位数字码，通过SAR逻辑电路拨动最后一位CDAC电容开关后，转换阶段结束。
如图9所示是本发明的无源噪声整形SAR ADC噪声传递函数NTF的幅频特性曲线，从图中可以看出，在过采样率OSR＝8时，NTF对信号带宽内的噪声大约有-10dB的压制效果。在NTF幅度为0dB时的频率为0.2Fs，表明该噪声传递函数能够工作在较低的过采样率，即在过采样率OSR为2.5时就能够实现噪声整形效果。
本发明的噪声整形SAR ADC采样率为100MHz，过采样率OSR＝8，信号带宽为6.25MHz。功率谱密度如图10所示，图10(a)是在关闭噪声整形效果的情况下，对系统输出进行FFT快速傅里叶变换得到的功率谱密度图，可以看到在没有噪声整形效果的情况下功率谱密度波形图非常平坦，噪底大概在-95dB左右，同时能够实现有限位数ENOB为11.51bit，SNDR为72.3dB，SFDR为89.8dBc的性能；图10(b)是在打开噪声整形效果得到的功率谱密度图；明显能够看出由于二阶噪声整形的作用，功率谱密度波形图中有一个40dB/Dec的坡度，同时噪底也降低到-110dB左右，带内噪声明显得到了抑制。最终能够达到有限位数ENOB为13.11bit，SNDR为80.7dB，SFDR为98.9dBc的性能，SNDR提升8.4dB，SFDR提升9.1dB。
综上，本发明提供的一种无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，能够有效地抑制信号带内量化噪声和比较器噪声，明显改善SAR ADC的信噪比和无杂散动态范围。
上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。

Claims (8)

1.一种无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，其特征在于，包括三个结构和大小均相同的电容型数模转换器CDAC(100～102)、无源环路滤波器(103)、比较器(104)和SAR逻辑电路(105)；其中，CDAC(100～102)均包括一个SAR转换所需的CDAC1(100)和两个用于产生SAR上一周期余量电压的辅助CDAC2(101)和CDAC3(102)；
CDAC1(100)产生本周期的余量电压Vres(n)，CDAC2(101)和CDAC3(102)交替产生上一周期的余量电压Vres(n-1)；三个电容型数模转换器CDAC(100～102)电容阵列的上极板分别连接到无源环路滤波器(103)的输入端，无源环路滤波器(103)对余量电压进行噪声整形，压制信号带内噪声，无源环路滤波器(103)的输出端连接到比较器(104)的输入端；
比较器(104)将无源环路滤波器(103)的模拟输出量化成数字码，比较器(104)的输出端连接SAR逻辑电路(105)的输入端，数字码通过SAR逻辑电路(105)拨动CDAC的下一位电容开关，直到转换结束，将所有数字码依次拼接在一起作为SARADC的输出码。
2.根据权利要求1所述无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，其特征在于：电容型数模转换器CDAC1(100)包括电容阵列C1和采样开关S1，采样开关S1的控制信号为CKS1；电容型数模转换器CDAC2(101)包括电容阵列C2和采样开关S2，采样开关S2的控制信号为CKS2；电容型数模转换器CDAC3(102)包括电容阵列C3和采样开关S3，采样开关S3的控制信号为CKS3。
3.根据权利要求1所述无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，其特征在于：无源环路滤波器(103)包括开关S4～S11、积分电容Cint1和积分电容Cint2；开关S4～S6的控制信号为CKF，开关S7～S9的控制信号为INT1，开关S10的控制信号为INT2，开关S11的控制信号为INT3，开关S4的左端连接CDAC1(100)中电容阵列C1的上极板和开关S7的左端，开关S4的右端连接积分电容Cint1的正端和开关S7的右端；开关S5的左端连接积分电容Cint1的负端和开关S8的顶端，开关S5的右端连接积分电容Cint2的正端和开关S10、S11的右端；开关S6的左端连接积分电容Cint2的负端和开关S9的顶端，开关S6的右端连接比较器的同相输入端；开关S7的左端连接CDAC1(100)中电容阵列C1的上极板和开关S4的左端，开关S7的右端连接积分电容Cint1的正端和开关S4的右端；开关S8的顶端连接积分电容Cint1的负端和开关S5的左端，开关S8的底端接地；开关S9的顶端连接积分电容Cint2的负端和开关S6的左端，开关S9 的底端接地；开关S10的左端连接CDAC2(101)中电容阵列C2的上极板，开关S10的右端连接积分电容Cint2的正端、开关S5的右端和开关S11的右端；开关S11的左端连接CDAC3(102)中电容阵列C3的上极板，开关S11的右端连接积分电容Cint2的正端、开关S5的右端和开关S10的右端。
4.根据权利要求1所述无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，其特征在于：在噪声整形SAR ADC中，最后一位转换完成得到最后一位数字码之后，还要额外进行一次拨动CDAC电容开关的操作，使得最终转换的余量电压Vres和SAR ADC的输入信号Vin以及SAR ADC输出的数字码Dout之间在Z域中具有以下关系：
Vres(Z)＝Dout(Z)-Vin(Z)
噪声整形逐次逼近SAR模数转换器实现噪声整形的具体原理为：
在SAR ADC最后一位转换完成之后又额外进行了一次拨开关操作，得到转换的最终余量电压Vres，通过环路滤波器对转换的最终余量电压Vres进行噪声整形，同时使用减法器对输入信号Vin和整形后的余量电压Vres进行减法操作；设环路滤波器系统传递函数为H(Z)，可得到环路滤波器的Z域输出为：
Y(Z)＝Vin(Z)-H(Z)·Vres(Z)
环路滤波器的输出接比较器的输入端，假设量化噪声为Q(Z)，比较器噪声为Vcomp(Z)，可得到系统的输入输出满足如下关系式：
Dout(Z)＝Vin(Z)-H(Z)·Vres(Z)+Q(Z)+Vcomp(Z)
进一步推导得到系统传输函数为：
可见，系统的输出由两部分构成，一部分是输入信号Vin(Z)，另一部分是系统内的噪声，包括量化噪声Q(Z)和比较器噪声Vcomp(Z)；信号项前面的系数称为信号传递函数STF，噪声项前面的系数称为噪声传递函数NTF；得到STF和NTF的表达式为：
STF＝1
显然如果信号带内H(Z)很大，那么噪声传递函数NTF对于噪声来说相当于一个高通滤波器，起到噪声整形的效果，抑制信号带内噪声，将带内噪声调制到信号带宽外的高频处，进而提高信号带内的信噪比SNR和无杂散动态范围SFDR。
5.根据权利要求5所述噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，其特征在于：噪声整形效果的好坏取决于无源环路滤波器的系统传递函数为H(Z)以及系统的噪声水平，系统传递函数为H(Z)根据具体电路确定。
6.根据权利要求1所述无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，其特征在于：SAR ADC转换的最终余量电压Vres的提取是通过在SAR ADC整个周期转换结束之后额外增加一个余量电压提取相位；CDAC1(100)在本周期刚开始时对输入电压进行采样，在拨动最后一位CDAC开关之后产生本周期转换的最终余量Vres(n)，经过Z变换后为Vres(Z)；CDAC2(101)和CDAC3(102)则是在上一周期对输入信号进行采样，在本周期按照上一周期转换得到的数字码拨动CDAC开关，产生上一周期的余量电压Vres(n-1)，经过Z变换后为Vres(Z)·Z-1。
7.根据权利要求7所述无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，其特征在于：无源环路滤波器中积分电容Cint1对CDAC1(100)产生的最终余量Vres(Z)进行积分，无源环路滤波器中积分电容Cint2对CDAC2(101)和CDAC3(102)交替产生的上一周期的余量电压Vres(Z)·Z-1进行积分；通过无源加法的方式对两个积分电容Cint1和Cint2上的电压进行加法操作，具体方式是将积分电容Cint1和Cint2简单的串联在一起，叠加两个电容上的电压；再通过无源减法的方式在输入信号中减去积分电压，具体方式是将输入信号直接连接积分电容Cint1的正端，无源加减法的操作方式结构简单易于实现，同时可节省比较器的输入对，进而降低比较器噪声。
8.根据权利要求7所述无源噪声整形逐次逼近SAR模数转换器，其特征在于：电容型数模转换器CDAC1(100)、CDAC2(101)和CDAC3(102)中的电容阵列C1、C2和C3的大小和结构都相同；设大小均为C，即C1＝C2＝C3＝C，积分电容Cint1和Cint2的大小相同，均为电容阵列大小的一半，即Cint1＝Cint2＝0.5C，CDAC1(100)产生本周期转换的最终余量Vres(n)，经过Z变换后为Vres(Z)，使用积分电容Cint1对本周期转换的最终余量Vres(n)进行积分，根据电荷守恒可以得到如下等式；
C·Vres(Z)+0.5·C·Vint1(Z-1)＝(C+0.5·C)·Vint1(Z) 其中，C表示CDAC电容阵列的大小，Vres(Z)表示本周期的余量电压，Vint1(Z)表示电容Cint1本周期的余量积分电压，Vint1(Z-1)表示电容Cint1上一周期的余量积分电压值，进一步推导得到积分电压Vint1(Z)为：
CDAC2(101)和CDAC3(102)交替产生上一周期的余量电压Vres(n-1)，经过Z变换后为Vres(Z)·Z-1，使用积分电容Cint2对上一周期转换的最终余量Vres(n-1)进行积分，根据电荷守恒可以得到如下等式；
C·Vres(Z)·Z-1+0.5·C·Vint2(Z-1)＝(C+0.5·C)·Vint2(Z)
进一步推导得到系统传输关系式为：
经过无源加减法操作后，将积分电压用于下一个周期的转换，得到系统传输函数为：
进一步推导得到系统传递函数为：
噪声传递函数NTF为：
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