CN111147076A - 可抵消采样噪声的模数转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种可抵消采样噪声的模数转换器，包括：采样电路用于采集模拟输入信号；采样噪声抵消电路的输入端连接采样电路的输出端，采样噪声抵消电路用于抵消采样电路产生的噪声；比较器的输入端连接采样抵消电路的输出端，输出端连接逻辑电路的输入端，比较器用于比较采样噪声抵消电路输出信号的大小，并将比较结果输出到逻辑电路；逻辑电路输出端与采样电路连接，逻辑电路用于输出数字输出信号，以及对比较结果进行处理得到控制信号，根据控制信号控制采样电路的输出电压。该模数转换器可以抵消由于采样操作引入的噪声，使得ADC中可以采用很小的采样电容而不会带来信噪比的损失，降低驱动电路的功耗、面积和设计复杂度。

Description

可抵消采样噪声的模数转换器
技术领域
本发明涉及集成电路设计技术领域，特别涉及一种可抵消采样噪声的模数转换器。
背景技术
模数转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)是一种能将现实世界中的模拟信号转换成在电子系统中的数字信号的电子器件。逐次逼近型(SuccessiveApproximation Register，SAR)ADC是一种低功耗的ADC结构，在物联网、可穿戴设备、可植入医疗电子等领域有着广泛的应用。
在一个电子系统中，SAR ADC的输入信号由其前级的输入驱动器提供，SAR ADC转换时所需的基准信号由其前级的基准缓冲器提供，如图1所示。输入驱动器和基准缓冲器构成了SAR ADC的驱动电路，驱动电路的负载是SAR ADC中的采样电容。
SAR ADC在对输入信号进行采样时会引入采样噪声，采样噪声是限制ADC精度的基本因素，若要降低采样噪声以提高精度，则需要增大采样电容。大的采样电容给ADC的驱动电路带来了很大的负担，为了驱动一个大采样电容，需要增加驱动电路的功耗、面积和设计复杂度以提高其驱动能力。
已有的SAR ADC的单端形式的电路结构如图2(a)所示，对应的工作流程如图2(b)所示，为简化表达形式，图2(b)没有显示出逻辑电路，同时电容阵列简化为单个电容的形式。
t0到t1时间段为采样过程，开关Φ1和Φ2闭合，采样电容阵列C1的上极板接地，下极板接输入信号Vin，由于采样开关上存在着热噪声，因此输入信号Vin和开关的热噪声vns1一起被采样到电容C1上。
在t1时刻，采样结束，采样开关断开，C1两端存储的电压为Vin(t1)+vns1。
采样结束后，ADC转换过程开始，比较器进行多次比较，逻辑电路将每次的比较结果反馈到采样电容阵列的下极板，以将比较器输入端的电压向0拉近。ADC转换过程结束后，电容阵列C1下极板的等效信号为数字输出信号Dout，在不考虑其他非理想因素的情况下，比较器输入端电压为0。
在ADC转换过程中，电容阵列C1两端的电压保持为Vin+vns1不变。根据电荷守恒定理，可得：
Dout＝Vin+vns1 (1)
可见，除了信号量以外，采样噪声vns1也直接出现在输入信号Dout的表达式中，从而降低了输出结果的信噪比。
采样噪声的方差与采样电容值成反比，可用下式表示：
vns1 2＝kT/C1 (2)
其中，k玻尔兹曼常数，T为绝对温度。
对于图2所示的SAR ADC，若要降低采样噪声，唯一现实的办法是增大采样电容C1的容值。
由此可知，采样噪声直接限制了ADC的信噪比，若要降低采样噪声以提高信噪比，唯一的途径是增大采样电容的容值。然而增大采样电容容值会给电路设计带来了很大的代价。采样电容是前级驱动电路的负载，大的采样电容给ADC的驱动电路带来了很大的负担，为了驱动一个大采样电容，则需要增加驱动电路的功耗、面积和设计复杂度以提高其驱动能力。
发明内容
本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。
为此，本发明的目的在于提出一种可抵消采样噪声的模数转换器，该模数转换器可以抵消由于采样操作引入的噪声，使得ADC中可以采用很小的采样电容而不会带来信噪比的损失，降低驱动电路的功耗、面积和设计复杂度。
为达到上述目的，本发明实施例提出了一种可抵消采样噪声的模数转换器，包括：采样电路、采样噪声抵消电路、比较器和逻辑电路；
所述采样电路用于采集模拟输入信号；
所述采样噪声抵消电路的输入端连接所述采样电路的输出端，所述采样噪声抵消电路用于抵消所述采样电路产生的噪声；
所述比较器的输入端连接所述采样抵消电路的输出端，输出端连接所述逻辑电路的输入端，所述比较器用于比较所述采样噪声抵消电路输出信号的大小，并将比较结果输出到所述逻辑电路；
所述逻辑电路输出端与所述采样电路连接，所述逻辑电路用于输出数字输出信号，以及对所述比较结果进行处理得到控制信号，根据所述控制信号控制所述采样电路的输出电压。
本发明实施例的可抵消采样噪声的模数转换器，通过在采样电路和比较器间接入一个采样噪声抵消电路，可以抵消采样电路产生的噪声，使得ADC中可以采用很小的采样电容而不会带来信噪比的损失，采样电容的减小降低了对驱动电路的驱动能力需求，进而降低驱动电路的功耗、面积和设计复杂度。
另外，根据本发明上述实施例的可抵消采样噪声的模数转换器还可以具有以下附加的技术特征：
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述采样电路包括第一采样电容阵列、第一开关和第二开关；
所述采样噪声抵消电路包括放大器、第二电容和第三开关；
所述第一采样电容阵列的下极板分别与所述第二开关一端及基准电压或所述逻辑电路连接，上极板分别与所述第一开关一端和所述放大器输入端连接，所述第一开关另一端接地或直流电压，所述第二开关另一端连接模拟输入信号；
所述放大器输入端与所述第一开关一端连接，输出端与所述第二电容下极板连接；
所述第二电容上极板分别与所述第三开关一端和所述比较器输入端连接，所述第三开关另一端接地或直流电压。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第三开关的下降沿晚于所述第一开关，早于所述第二开关。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述第一开关和所述第三开关接地，在t0～t1时间段，所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关闭合，所述模拟输入信号被跟随并保存在所述第一采样电容阵列上，所述放大器的输入端和所述第二电容的上极板接地，所述第二电容两端的电压被清零；
在t1时刻，所述第一开关断开，t1时刻的输入信号Vin(t1)与采样噪声vns1一起被保存在所述第一采样电容阵列上；所述第一采样电容阵列上极板一端为开路，所述第一采样电容阵列两端的电压将一直保持为Vin(t1)+vns1；
在t1～t2时间段，所述第一开关为断开状态，所述第三开关为闭合状态，t1～t2时间段的输入信号Vin仍与所述第一采样电容阵列的下极板相连，所述第一采样电容阵列两端电压保持不变，所述放大器输入端电压为Vin与所述第一采样电容阵列两端电压的差值，即Vin-Vin(t1)-vns1，该电压经放大A倍后被保存在电容C2上，其中A为放大器的增益；
在t2时刻，所述第三开关断开，所述第三开关的噪声vns2被固定在所述第二电容上，t2时刻的输入信号为Vin(t2)，所述第二电容上所采集到总的电压量为A·[Vin(t2)-Vin(t1)-vns1]+vns2；
在t2时刻以后，所述模数转换器的转换过程开始，所述比较器进行多次比较，所述逻辑电路将每次的比较结果反馈到所述第一采样电容阵列的下极板，以将所述比较器输入端的电压向0拉近；转换结束时刻，所述第一采样电容阵列下极板的等效信号为数字输出信号Dout，而所述比较器输入端的电压为0，将电路中的信号零都等效到输入端，可以得到：
Dout＝Vin(t2)+vns2/A。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述模数转换器包括但不限于逐次逼近型模数转换器。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为SAR ADC与其前级的驱动电路结构示意图；
图2为现有的SAR ADC结构示意图；
图3为根据本发明一个实施例的可抵消采样噪声的模数转换器结构示意图；
图4为根据本发明一个实施例的可抵消采样噪声的模数转换器不同阶段结构示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
下面参照附图描述根据本发明实施例提出的可抵消采样噪声的模数转换器。
以逐次逼近型(SAR)模数转换器为例，介绍本申请的可抵消采样噪声的模数转换器。
图3为根据本发明一个实施例的可抵消采样噪声的模数转换器结构示意图。
如图3所示，该可抵消采样噪声的模数转换器包括：采样电路、采样噪声抵消电路、比较器和逻辑电路。
其中，采样电路用于采集模拟输入信号；
采样噪声抵消电路的输入端连接采样电路的输出端，采样噪声抵消电路用于抵消采样电路产生的噪声；
比较器的输入端连接采样抵消电路的输出端，输出端连接逻辑电路的输入端，比较器用于比较采样噪声抵消电路输出信号的大小，并将比较结果输出到逻辑电路；
逻辑电路输出端与采样电路连接，逻辑电路用于输出数字输出信号，以及对比较结果进行处理得到控制信号，根据控制信号控制采样电路的输出电压。
进一步地，采样电路包括第一采样电容阵列、第一开关和第二开关；
采样噪声抵消电路包括放大器、第二电容和第三开关；
第一采样电容阵列的下极板分别与第二开关一端及基准电压或逻辑电路连接，上极板分别与第一开关一端和放大器输入端连接，第一开关另一端接地或直流电压，第二开关另一端连接模拟输入信号；
放大器输入端与第一开关一端连接，输出端与第二电容下极板连接；
第二电容上极板分别与第三开关一端和比较器输入端连接，第三开关另一端接地或直流电压。
可以理解的是，本发明的实施例在采样电路和比较器之间添加了一个采样噪声抵消电路，采样噪声抵消电路包含一个放大器、一个电容C2和一个开关Φ3。
进一步地，第三开关Φ3的下降沿晚于第一开关Φ1，早于第二开关Φ2。
在本方案的中，开关Φ3的下降沿晚于Φ1，而早于Φ2。采样开关Φ1产生的采样噪声一方面保存在采样电容阵列C1中，另一方面又会经过放大器后被保存在C2中。C1与C2中采样噪声的极性相反，可以相互抵消。尽管新增加的开关Φ3也会引入额外的采样噪声，但是该噪声会被放大器的增益所大幅衰减。因此，与现有技术相比，采用本方案后，ADC系统中的采样噪声总量会大幅降低。
根据图4所示，本方案的SAR ADC的工作原理描述如下，为简化表达，图中省略了逻辑电路和开关Φ2，第一开关和第三开关接地。
在t0～t1时间段，Φ1、Φ2和Φ3均闭合，模拟输入信号被跟随并保存在电容阵列C1上；同时，由于放大器的输入端和电容的C2的上极板都接地，因此电容C2两端的电压被清零。
在t1时刻，Φ1断开，此刻的输入信号Vin(t1)与开关的采样噪声vns1一起被保存在电容阵列C1上。此后，由于C1上极板一侧为开路，没有充放电路径，因为C1两端的电压将一直保持为Vin(t1)+vns1。
在t1～t2时间段，Φ1为断开状态，Φ3仍为闭合状态。由于此时输入信号Vin仍与C1的下极板相连，而C1两端电压保持不变，因此放大器输入端电压为Vin与C1两端电压的差值，即Vin-Vin(t1)-vns1，该电压经放大A倍后被保存在电容C2上，其中A为放大器的增益。
在t2时刻，Φ3断开，开关Φ3的噪声vns2被固定在电容C2上。此时输入信号为Vin(t2)，因此电容C2上所采集到总的电压量为A·[Vin(t2)-Vin(t1)-vns1]+vns2。
在t2时刻以后，ADC转换过程开始，比较器进行多次比较，逻辑电路将每次的比较结果反馈到采样电容阵列的下极板，以将比较器输入端的电压向0拉近。在转换结束时刻，电容阵列C1下极板的等效信号为数字输出信号Dout，而比较器输入端的电压为0。将电路中的信号零都等效到输入端，可以得到：
Dout＝Vin(t2)+vns2/A (3)
其中，开关Φ3引入的噪声vns2的方差vns1 2＝kT/C2。
对比公式(1)和公式(3)，可以看到，通过本方案，采样噪声vns1被完全消除，而开关Φ3引入的噪声vns2也被放大器的增益衰减，降低了A倍。因此，对于本方案所提出的SARADC，可以采用极小的采样电容C1来降低对驱动电路的驱动能力的需求，进而大幅降低功耗、面积和设计复杂度。
综上所述，采样噪声抵消电路应用在逐次逼近型模数转换器中，可以抵消采样电路产生的噪声，本申请实施例的采样噪声抵消电路不局限应用于逐次逼近型模数转换器，在其它型模数转换器中仍适用。
上述介绍的为ADC的单端电路结构，需要说明的是，本发明的实施例同样适用于差分电路结构的ADC。
进一步地，在第一开关和第三开关闭合期间，将电容的上极板接地，在实际的电路设计中，根据需要，可以将其连接至任意的直流电压。
根据本发明实施例提出的可抵消采样噪声的模数转换器，通过在采样电路和比较器间接入一个采样噪声抵消电路，可以抵消采样电路产生的噪声，使得ADC中可以采用很小的采样电容而不会带来信噪比的损失，采样电容的减小降低了对驱动电路的驱动能力需求，进而降低驱动电路的功耗、面积和设计复杂度。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (5)

1.一种可抵消采样噪声的模数转换器，其特征在于，包括：
采样电路、采样噪声抵消电路、比较器和逻辑电路；
所述采样电路用于采集模拟输入信号；
所述采样噪声抵消电路的输入端连接所述采样电路的输出端，所述采样噪声抵消电路用于抵消所述采样电路产生的噪声；
所述比较器的输入端连接所述采样抵消电路的输出端，输出端连接所述逻辑电路的输入端，所述比较器用于比较所述采样噪声抵消电路输出信号的大小，并将比较结果输出到所述逻辑电路；
所述逻辑电路输出端与所述采样电路连接，所述逻辑电路用于输出数字输出信号，以及对所述比较结果进行处理得到控制信号，根据所述控制信号控制所述采样电路的输出电压。
2.根据权利要求1所述的一种可抵消采样噪声的模数转换器，其特征在于，
所述采样电路包括第一采样电容阵列、第一开关和第二开关；
所述采样噪声抵消电路包括放大器、第二电容和第三开关；
所述第一采样电容阵列的下极板分别与所述第二开关一端及基准电压或所述逻辑电路连接，上极板分别与所述第一开关一端和所述放大器输入端连接，所述第一开关另一端接地或直流电压，所述第二开关另一端连接模拟输入信号；
所述放大器输入端与所述第一开关一端连接，输出端与所述第二电容下极板连接；
所述第二电容上极板分别与所述第三开关一端和所述比较器输入端连接，所述第三开关另一端接地或直流电压。
3.根据权利要求2所述的一种可抵消采样噪声的模数转换器，其特征在于，
所述第三开关的下降沿晚于所述第一开关，早于所述第二开关。
4.根据权利要求2所述的一种可抵消采样噪声的模数转换器，其特征在于，
所述第一开关和所述第三开关接地，在t0～t1时间段，所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关闭合，所述模拟输入信号被跟随并保存在所述第一采样电容阵列上，所述放大器的输入端和所述第二电容的上极板接地，所述第二电容两端的电压被清零；
在t1时刻，所述第一开关断开，t1时刻的输入信号Vin(t1)与采样噪声vns1一起被保存在所述第一采样电容阵列上；所述第一采样电容阵列上极板一端为开路，所述第一采样电容阵列两端的电压将一直保持为Vin(t1)+vns1；
在t1～t2时间段，所述第一开关为断开状态，所述第三开关为闭合状态，t1～t2时间段的输入信号Vin仍与所述第一采样电容阵列的下极板相连，所述第一采样电容阵列两端电压保持不变，所述放大器输入端电压为Vin与所述第一采样电容阵列两端电压的差值，即Vin-Vin(t1)-vns1，该电压经放大A倍后被保存在电容C2上，其中A为放大器的增益；
在t2时刻，所述第三开关断开，所述第三开关的噪声vns2被固定在所述第二电容上，t2时刻的输入信号为Vin(t2)，所述第二电容上所采集到总的电压量为A·[Vin(t2)-Vin(t1)-vns1]+vns2；
在t2时刻以后，所述模数转换器的转换过程开始，所述比较器进行多次比较，所述逻辑电路将每次的比较结果反馈到所述第一采样电容阵列的下极板，以将所述比较器输入端的电压向0拉近；转换结束时刻，所述第一采样电容阵列下极板的等效信号为数字输出信号Dout，而所述比较器输入端的电压为0，将电路中的信号零都等效到输入端，可以得到：
Dout＝Vin(t2)+vns2/A。
5.根据权利要求1-4任一项所述的一种可抵消采样噪声的模数转换器，其特征在于，
所述模数转换器包括但不限于逐次逼近型模数转换器。
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