CN109155624A - 接收滤波器、分波器以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

接收滤波器包含：输出来自天线端子的接收信号的接收端子；位于从天线端子向接收端子的信号路径的纵向耦合二重模型弹性波滤波器的第2DMS滤波器；被赋予基准电位的第4GND端子；和与第4GND端子以及第2DMS滤波器连接的第4GND布线。由接收端子以及与该接收端子连接的接收端子布线构成的接收端子导体和由第4GND端子以及第4GND布线构成的第4GND导体相互相邻而电容耦合。

Description

接收滤波器、分波器以及通信装置
技术领域
本公开涉及利用弹性波对信号进行过滤的接收滤波器、分波器以及通信装置。弹性波例如是声表面波(SAW：surface acoustic wave)。
背景技术
分波器等包含通过频率带(通频带)相互不同的多个滤波器。在专利文献1中，公开了如下技术：在具备过滤向天线输出的发送信号的发送滤波器和过滤从天线输入的接收信号的接收滤波器的分波器中，用接地的屏蔽电极包围接收滤波器所包含的纵耦合型谐振器型滤波器。在专利文献1中主张了由此使从纵耦合型谐振器型滤波器泄漏到外部的电场以及磁场短路到屏蔽电极，进而能改善接收滤波器与发送滤波器之间的隔离。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2010-178306号公报
发明内容
本公开的一方案所涉及的接收滤波器具备天线端子、接收端子、接收端子布线、第1滤波器、第1基准电位端子和第1基准电位布线。接收端子输出来自天线端子的信号。接收端子布线与接收端子连接。第1滤波器是位于从所述天线端子向所述接收端子的信号路径的纵向耦合二重模型弹性波滤波器。第1基准电位端子被赋予基准电位。第1基准电位布线与所述第1基准电位端子以及所述第1滤波器连接。并且由所述接收端子以及接收端子布线构成的接收端子导体、和由所述第1基准电位端子以及所述第1基准电位布线构成的第1基准电位导体相互相邻而电容耦合。
本公开的一方案所涉及的分波器具有：所述天线端子；过滤向所述天线端子的信号的发送滤波器；和上述的接收滤波器。
本公开的一方案所涉及的通信装置具有：天线；在所述天线连接所述天线端子的上述的分波器；和与所述发送滤波器以及所述接收滤波器连接的集成电路元件。
附图说明
图1是用于说明SAW滤波器的基本结构的示意性俯视图。
图2是表示实施方式所涉及的分波器的结构的电路图。
图3A的图3(a)是表示接收滤波器的导体图案的示例的俯视图。
图3B的图3(b)是表示接收滤波器的导体图案的其他示例的俯视图。
图3C的图3(c)是表示接收滤波器的导体图案的再其他示例的俯视图。
图4的图4(a)、图4(b)、图4(c)以及图4(d)是表示调查电容的影响的仿真计算的结果的图。
图5的图5(a)、图5(b)、图5(c)以及图5(d)是表示对与图4(a)～图4(d)不同的频段调查电容的影响的仿真计算的结果的图。
图6A的图6(a)是表示第1比较例的导体图案的俯视图。
图6B的图6(b)是表示第1实施例的导体图案的俯视图。
图6C的图6(c)是表示第2比较例的导体图案的俯视图。
图7的图7(a)、图7(b)、图7(c)、图7(d)、图7(e)、图7(f)、图7(g)以及图7(h)是表示第1比较例、第1实施例以及第2比较例所涉及的仿真计算结果的图。
图8的图8(a)、图8(b)、图8(c)、图8(d)、图8(e)、图8(f)、图8(g)以及图8(h)是表示第3比较例以及第2实施例所涉及的仿真计算结果的图。
图9A的图9(a)是表示第4比较例的导体图案的俯视图。
图9B的图9(b)是表示第5比较例的导体图案的俯视图。
图9C的图9(c)是表示第6比较例的导体图案的俯视图。
图10的图10(a)、图10(b)、图10(c)、图10(d)、图10(e)、图10(f)、图10(g)以及图10(h)是表示第4～第6比较例所涉及的仿真计算结果的图。
图11A的图11(a)是表示第3实施例的导体图案的俯视图。
图11B的图11(b)是表示第4实施例的导体图案的俯视图。
图11C的图11(c)是表示第5实施例的导体图案的俯视图。
图12的图12(a)、图12(b)、图12(c)、图12(d)、图12(e)、图12(f)、图12(g)以及图12(h)是表示第3～第5实施例所涉及的仿真计算结果的图。
图13是表示分波器的导体图案的示例的俯视图。
图14是表示作为分波器的利用例的通信装置的示意图。
具体实施方式
以下参考附图来说明本公开所涉及的实施方式。另外，以下的说明中所用的图是示意性的图，附图上的尺寸比率等不一定与现实尺寸一致。
有时对于相同或类似的结构，如「第1DMS滤波器1A」、「第2DMS滤波器1B」那样，对同一名称标注相互不同的编号以及字母来称呼，另外，在该情况下，有时仅称作「DMS滤波器1」，不对它们进行区别。
(SAW滤波器的基本结构)
图1是用于说明SAW谐振器或SAW滤波器的基本结构的示意性俯视图。在此取纵向耦合二重模型SAW滤波器为例来进行说明。
SAW谐振器或SAW滤波器可以将任意方向作为上方或下方，但在以下的说明中为了方便，定义由D1轴、D2轴以及D3轴构成的正交坐标系，将D3轴的正侧(图1的纸面近前侧)设为上方，并有时使用上表面等词。另外，D1轴定义成与沿着后述的压电基板5的上表面(纸面近前侧的面)传播的SAW的传播方向平行，D2轴定义成与压电基板5的上表面平行且与D1轴正交，D3轴定义成与压电基板5的上表面正交。
图示的DMS(double mode SAW，双模SAW)滤波器1过滤从示意示出的第1端子3A以及第2端子3B的一方输入的电信号，将该过滤过的电信号从第1端子3A以及第2端子3B的另一方输出。DMS滤波器1例如包含压电基板5、设于压电基板5上的多个(图示的示例中为5个)IDT(interdigital transducer，叉指换能器)电极7和位于IDT电极7的两侧的1对反射器9。
压电基板5例如由有压电性的单晶构成。单晶例如是铌酸锂(LiNbO3)单晶或钽酸锂(LiTaO3)单晶。切割角可以对应于利用的SAW的种类等适宜设定。例如压电基板5是旋转Y切割X传播的基板。即，X轴与压电基板5的上表面(D1轴)平行，Y轴相对于压电基板5的上表面的法线以给定的角度倾斜。另外，压电基板5比较薄地形成，可以在背面(D3轴负侧的面)贴合无机材料、半导体材料或有机材料所构成的支承基板。
IDT电极7以及反射器9由设于压电基板5上的层状导体构成。IDT电极7以及反射器9例如用相互相同的材料以及厚度构成。构成它们的层状导体例如是金属。金属例如是以Al或Al为主成分的合金(Al合金)。Al合金例如是Al-Cu合金。层状导体可以由多个金属层构成。层状导体的厚度对应于对IDT电极7以及反射器9所构成的谐振器或滤波器(这里是DMS滤波器1)要求的电特性等适宜设定。作为一例，层状导体的厚度是50nm～400nm。
各IDT电极7包含1对梳齿电极11。各梳齿电极11包含汇流条13和从汇流条13相互并排延伸的多个电极指15。1对梳齿电极11配置成多个电极指15相互咬合(交叉)。另外，各梳齿电极11可以除了上述以外，例如还包含多个虚设电极，其在电极指15间从汇流条13向另一方的梳齿电极11的汇流条13侧突出，与另一方的梳齿电极11的多个电极指15的前端对置。
汇流条13例如形成为以大致固定的宽度在SAW的传播方向(D1轴方向)上直线状延伸的长条状。并且一对汇流条13在与SAW的传播方向正交的方向(D2轴方向)上相互对置。另外，汇流条13也可以宽度变化，或相对于SAW的传播方向倾斜。
各电极指15例如形成为以大致固定的宽度在与SAW的传播方向正交的方向(D2轴方向)上直线状延伸的长条状。在各梳齿电极11，多个电极指15在SAW的传播方向上排列。另外，一方的梳齿电极11的多个电极指15和另一方的梳齿电极11的多个电极指15基本交替排列。
多个电极指15的间距(例如相互相邻的2条电极指15的中心间距离)在各IDT电极7内基本固定。另外，也可以在各IDT电极7的一部分设置比其他大部分间距窄的窄间距部、或比其他大部分间距宽的宽间距部。
电极指15的条数可以对应于对IDT电极7以及反射器9所构成的谐振器或滤波器(在此为DMS滤波器1)要求的电特性等适宜设定。另外，由于图1等是示意图，因此电极指15的条数示出得少。实际上可以排列比图示多的电极指15。对后述的反射器9的条带电极19也同样。
多个电极指15的长度例如相互同等。另外，IDT电极7可以被实施所谓的变迹，即多个电极指15的长度(在其他观点中是交叉宽度)对应于传播方向的位置而变化。电极指15的长度以及宽度可以对应于要求的电特性等适宜设定。
1对反射器9在SAW的传播方向上位于多个IDT电极7的两侧。各反射器9例如可以设为电浮空状态，可以赋予基准电位。各反射器9例如形成为格子状。即，反射器9包含相互对置的1对汇流条17和在1对汇流条17间延伸的多个条带电极19。
汇流条17以及条带电极19的形状，可以是除了条带电极19的两端与1对汇流条17连接以外，其他都与IDT电极7的汇流条13以及电极指15同样。例如汇流条17形成为以大致固定的宽度在SAW的传播方向(D1轴方向)上直线状延伸的长条状。各条带电极19形成为以大致固定的宽度在与SAW的传播方向正交的方向(D2轴方向)上直线状延伸的长条状。多个条带电极19在SAW的传播方向上排列。多个条带电极19的间距、以及相互相邻的电极指15与条带电极19的间距基本与多个电极指15的间距同等。
另外，虽未特别图示，但压电基板5的上表面可以从IDT电极7以及反射器9上用SiO2等所构成的保护膜覆盖。保护膜可以仅用于抑制IDT电极7等的腐蚀，也可以有助于温度补偿。另外，在设有保护膜的情况下等，在IDT电极7以及反射器9的上表面或下表面，可以为了提升SAW的反射系数而设置绝缘体或金属所构成的附加膜。
另外，在包含SAW谐振器或SAW滤波器(这里是DMS滤波器1)的SAW装置，例如虽未特别图示，但在压电基板5上构成容许压电基板5的上表面的振动并使SAW易于传播的空间。该空间例如通过形成罩在压电基板5的上表面的箱型的外罩，或通过使隆起焊盘介于电路基板的安装面与压电基板5的上表面之间存在并对置来构成。
在通过在压电基板5设置IDT电极7而构成的谐振器中，谐振频率与在压电基板5上在与多个电极指15正交的方向上传播的SAW当中以电极指15的间距为半波长的SAW的频率大致同等。反谐振频率由谐振频率和电容比规定。电容比主要由压电基板5的材料规定，通过电极指15的条数、交叉宽度或膜厚等进行调整。为了调整电容比，可以设置与1对梳齿电极11并联连接的电容元件。
DMS滤波器1是纵向耦合型，多个IDT电极7在SAW的传播方向上排列。由此在多个IDT电极7，激振频率相互不同的2个模的SAW，实现滤波器。2个模的一方的SAW通常是以电极指15的间距为半波长的SAW(0阶模的SAW、基波)。另一方的模是1阶以上的模，可以根据IDT电极7的数量等适宜设定。通频带的中心频率与2个模式的一方(0阶模)的频率大致同等，频带宽度与2个模式的频率差的2倍大致同等。
在DMS滤波器1中，各IDT电极7中的电极指15的数量可以适宜设定，在多个IDT电极7彼此可以设为同等，也可以设为不同。另外，电极指15的间距(即谐振频率)在多个IDT电极7彼此基本同等。另外，在IDT电极7彼此相邻的位置，相互相邻的电极指15彼此的间距也与各IDT电极7内的间距基本同等。各IDT电极7的1对梳齿电极11例如一方与第1端子3A或第2端子3B连接，另一方与GND部21连接。
另外，GND部21是被赋予基准电位的部位(例如端子以及/或者布线)。基准电位是成为基准的电位，并不限于0V。
在各IDT电极7中，由于1对梳齿电极11的电极指15基本以固定的间距交替排列，因此在1对梳齿电极11彼此，SAW(进而电信号)的相位基本相差180°。在相邻的2个IDT电极7的位于D2轴方向的同一侧的2个梳齿电极11彼此，相互的电极指彼此的间隔在间距(SAW的半波长)的偶数倍时相同，在奇数倍时相差180°。因此DMS滤波器1在多个IDT电极7(多个梳齿电极11)中，能输入或输出相同相位的信号，或者输入或输出相位相差180°的信号。
DMS滤波器1可以被输入不平衡信号，也可以被输入平衡信号。另外，DMS滤波器1可以输出不平衡信号，也可以输出平衡信号。在此，不平衡信号由将相对于基准电位的电位作为信号电平的1个电信号构成。平衡信号有相互相位相差180°(在其他的观点中具有相互不同的电位)的2个电信号构成，将该电位的差设为信号电平。
在图1中例示被输入不平衡信号、输出不平衡信号的方案。具体地，多个IDT电极7的相对位置设定成：在隔开1个的2个IDT电极7彼此，位于D2轴方向的同一侧的梳齿电极11的相位成为相同。该隔开1个的同一侧的梳齿电极11都与第1端子3A或第2端子3B连接。另外，相邻的2个IDT电极7彼此可以与位于D2轴方向的同一侧的梳齿电极11彼此的相位相同，也可以相差180°。在其他观点中，输入信号和输出信号的相位可以相差180°，也可以相同。
(分波器)
图2是表示分波器23的结构的示意图。在该图中，如7、9、11、13以及15的附图标记理解的那样，比图1更示意地示出IDT电极7以及反射器9。
分波器23包含：与未图示的天线连接的天线端子25；过滤给天线端子25的发送信号的发送滤波器27；和过滤来自天线端子25的接收信号的接收滤波器29。另外，在此，可以将天线端子25理解成发送滤波器27以及接收滤波器29是分开的结构，但天线端子25也可以理解为发送滤波器27以及/或者接收滤波器29的一部分。
(发送滤波器)
发送滤波器27例如由所谓的梯型SAW滤波器构成。即，发送滤波器27包含：被输入发送信号的发送端子31；在该发送端子31与天线端子25之间相互串联连接的多个(图示的示例中为4个)串联谐振器33；和将该串联的线路和GND部21连接的多个(图示的示例中为3个)并联谐振器35。
多个串联谐振器33以及多个并联谐振器35分别由所谓的1端口SAW谐振器构成。1端口SAW谐振器包含：压电基板5(参考图1)；设于压电基板5上的1个IDT电极7；和设于压电基板5上、相对于所述的1个IDT电极7位于SAW的传播方向的两侧的1对反射器9。关于IDT电极7以及反射器9的结构、以及IDT电极7与反射器9的间隔(相互相邻的电极指15与条带电极19的间距)，如参考图1说明的那样。
在各串联谐振器33，1对梳齿电极11当中一方的梳齿电极11经由或不经由其他串联谐振器33与天线端子25连接，另一方的梳齿电极11经由或不经由其他串联谐振器33与发送端子31连接。在各并联谐振器35中，1对梳齿电极11当中一方的梳齿电极11与将天线端子25和发送端子31连起来的串联的线路(串联臂)连接，另一方的梳齿电极11与GND部21连接。
多个串联谐振器33的频率特性(例如谐振频率以及反谐振频率)基本相互相同。多个并联谐振器35的频率特性(例如谐振频率以及反谐振频率)基本相互相同。另外，设定串联谐振器33以及并联谐振器35的特性，使得基本上并联谐振器35的反谐振频率与串联谐振器33的谐振频率大致一致。通频带的中心频率大致成为串联谐振器33的谐振频率。
在发送滤波器27中，发送端子31、全部IDT电极7以及全部反射器9例如设于同一压电基板5的同一面上。串联谐振器33以及并联谐振器35的数量可以适宜设定。原理上它们可以各设1个。另外，可以对多个串联谐振器33进行微调整，使得谐振频率以及反谐振频率等相互稍有不同。同样地，可以对多个并联谐振器35进行微调整，使得谐振频率以及反谐振频率等相互稍有不同。发送滤波器27可以在适宜的位置包含电感器、电容元件等谐振器以外的结构。
(接收滤波器)
接收滤波器29包含参考图1说明的DMS滤波器1作为主要结构。具体地，例如接收滤波器29包含输出接收信号的接收端子37，并包含从天线端子25向接收端子37依次串联连接的第1辅助谐振器39A、第1DMS滤波器1A、第2DMS滤波器1B以及第2辅助谐振器39B。
第1辅助谐振器39A以及第2辅助谐振器39B分别例如由所谓的1端口SAW谐振器构成。对1端口SAW谐振器的结构，如已经叙述的那样。在第1辅助谐振器39A中，1对梳齿电极11当中一方的梳齿电极11与天线端子25连接，另一方的梳齿电极11与第1DMS滤波器1A连接。在第2辅助谐振器39B中，1对梳齿电极11当中一方的梳齿电极11与第2DMS滤波器1B连接，另一方的梳齿电极11与接收端子37连接。辅助谐振器39例如构成为：谐振频率位于DMS滤波器1的通频带内，且反谐振频率位于DMS滤波器1的通频带外、在DMS滤波器1中衰减量降低的频率。另外，也可以不设这样的辅助谐振器39。
第1DMS滤波器1A以及第2DMS滤波器1B与参考图1说明的DMS滤波器1同样。IDT电极7的数量是5个，被输入不平衡信号、输出不平衡信号，这些点也与图1同样。
在第1DMS滤波器1A中，例如图1的第2端子3B侧相当于天线端子25侧，第1端子3A侧相当于接收端子37侧。第1DMS滤波器1A被从第1辅助谐振器39A对2个IDT电极7输入信号，从3个IDT电极7向第2DMS滤波器1B输出信号。
在第2DMS滤波器1B中，例如图1的第1端子3A侧相当于天线端子25侧，第2端子3B侧相当于接收端子37侧。第2DMS滤波器1B被从第1DMS滤波器1A对3个IDT电极7输入信号，从2个IDT电极7向第2辅助谐振器39B输出信号。
在DMS滤波器1的多个IDT电极7各自中，1对梳齿电极11的一方与GND部21连接。为了之后说明的方便，将多个GND部21当中与第1DMS滤波器1A的两侧的IDT电极7连接的GND部21称作第1GND部21A以及第2GND部21B，将与第2DMS滤波器1B的两侧的IDT电极7连接的GND部21称作第3GND部21C以及第4GND部21D。
在接收滤波器29，接收端子37、全部IDT电极7以及全部反射器9例如设于同一压电基板5的同一面上。另外，天线端子25、发送滤波器27以及接收滤波器29例如设于同一压电基板5的同一面上。但发送滤波器27以及接收滤波器29也可以设于相互不同的压电基板5上。
(接收滤波器中的电容耦合)
接收端子37和与DMS滤波器1连接的GND部21(图示的示例中是第4GND部21D)电容耦合。在其他观点中，是在接收端子37与第4GND部21D之间构成电容元件部41。由此接收滤波器29与发送滤波器27的隔离提升。
这里虽未图示，GND部21例如由被从分波器23的外部的电路赋予基准电位的端子以及/或者与该端子连接的布线构成。并且上述的电容耦合例如能通过与接收端子37以及/或者接收端子37连接的布线和第4GND部21D相邻来实现。
(实现电容耦合的具体的导体图案的示例)
图3(a)是表示接收滤波器29的导体图案的示例的俯视图。
在该图中示意示出辅助谐振器39以及DMS滤波器1。具体地，在辅助谐振器39中，以白底的矩形分别示出IDT电极7的配置范围以及反射器9的配置范围。另外，各辅助谐振器39的IDT电极7虽然可以在D2轴方向上被分割(可以由多个IDT电极构成)，但这里即使是那样的方案也用1个矩形表示。在DMS滤波器1中，用1个白底的矩形表示多个IDT电极7整体的配置范围，用点线表示IDT电极7间的边界。DMS滤波器1的反射器9的配置范围用白底的矩形表示。
用阴影示出的区域表示设于压电基板5的上表面上的导体图案(除了辅助谐振器39以及DMS滤波器1以外)。以斜线的阴影示出的区域表示被赋予接收信号的导体图案。以点的阴影示出的区域表示被赋予基准电位的导体图案。这些导体例如由与构成IDT电极7以及反射器9的导体层相同的材料以及厚度的导体层构成。另外，端子可以在与其他部分共通的导体层上包含由其他材料构成的导体层。
被赋予信号的导体例如包含天线端子25以及接收端子37(被圆圈包围的区域)。另外，该导体如从图3(a)与图2的对比理解的那样，例如包含：从天线端子25向第1辅助谐振器39A延伸的布线(附图标记省略)；从第1辅助谐振器39A向第1DMS滤波器1A延伸、在中途分岔成2条的布线(附图标记省略)；从第1DMS滤波器1A向第2DMS滤波器1B延伸的3条布线(附图标记省略)；从第2DMS滤波器1B向第2辅助谐振器39B以2条延伸、在中途合流的布线(附图标记省略)；和从第2辅助谐振器39B向接收端子37延伸的接收端子布线43。另外，可以进行适宜的变形，设置相互连接将第1DMS滤波器1A和第2DMS滤波器1B连接的3条布线的布线，或将3条布线当中中央的布线分成2条等。
被赋予基准电位的导体例如包含GND端子45(被圆圈包围的区域)。第1GND端子45A～第4GND端子45D(该示例中第4GND端子45D为2个)分别构成图2的第1GND部21A～第4GND部21D。另外，被赋予基准电位的导体包含将GND端子45和DMS滤波器1连接的GND布线47。
如从图3(a)与和图2的对比理解的那样，各GND布线47如以下那样将GND端子45和DMS滤波器1连接。第1GND布线47A将第1GND端子45A和第1DMS滤波器1A内位于D1轴负侧的端部的IDT电极7的D2轴正侧的梳齿电极11连接。第2GND布线47B将第2GND端子45B和在第1DMS滤波器1A内位于D1轴正侧的端部的IDT电极7的D2轴正侧的梳齿电极11连接。第3GND布线47C将第3GND端子45C和第2DMS滤波器1B内位于D1轴负侧的端部的IDT电极7的D2轴负侧的梳齿电极11连接。第4GND布线47D将第4GND端子45D和第2DMS滤波器1B内位于D1轴正侧的端部的IDT电极7的D2轴负侧的梳齿电极11连接。另外，DMS滤波器1内位于端部的IDT电极7的梳齿电极11与GND布线47的连接可以经由反射器9进行。
未标注A～D的附加附图标记的GND布线47例如通过相对于被赋予信号的布线使未图示的绝缘层介于其间而立体交叉的未图示的布线，与第1GND布线47A～第4GND布线47D当中最靠近的GND布线连接。更具体地，分别是：第1DMS滤波器1A侧的GND布线47与第1GND布线47A或第2GND布线47B连接，第2DMS滤波器1B侧的GND布线47与第3GND布线47C或第4GND布线47D连接。即，第1DMS滤波器1A的GND布线47在第1DMS滤波器1A汇集，第2DMS滤波器1B的GND布线47在第2DMS滤波器1B汇集。也可以取代介于绝缘层而存在的立体交叉而使用键合线。
第1GND布线47A～第4GND布线47D相互分离。与第1DMS滤波器1A连接的第1GND布线47A以及第2GND布线47B可以通过未图示的立体布线等相互连接，也可以不连接。同样地，与第2DMS滤波器1B连接的第3GND布线47C以及第4GND布线47D可以通过未图示的立体布线等相互连接，也可以不连接。另外，以下没有特别说明，第3GND布线47C以及第4GND布线47D就设为不连接。
与第1DMS滤波器1A连接的GND布线(例如47A以及47B)和与第2DMS滤波器1B连接的GND布线(例如47C以及47D)例如设为相互不连接。但它们相互连接的方案也包含在本公开中
在各种端子(25、37以及45)上例如配置介于压电基板5和与该压电基板5对置配置的未图示的安装基板之间而存在的焊料等所构成的隆起焊盘、或贯通覆盖压电基板5的外罩的柱状端子。可以在各种端子上接合键合线的一端。在压电基板5上的导体图案中，在端子和与该端子连接的布线之间，可以没有由端子或布线的结构自身形成的边界(例如材料的变化或形状的变化)。
将被赋予信号的导体图案当中与接收端子37以及该接收端子37连续的接收端子布线43所构成的部分设为接收端子导体49。在图3(a)的示例中，被赋予信号的导体图案当中、关于电气路径位于比第2DMS滤波器1B更靠接收端子37侧的部分是接收端子导体49。另外，将被赋予基准电位的导体图案当中与GND端子45以及该GND端子45连续的GND布线47所构成的部分设为GND导体51。例如在图3(a)的示例中，包含被赋予基准电位的导体图案当中、关于电气路径而与第2DMS滤波器1B连接的导体图案，由此第4GND端子45D侧的部分是第4GND导体51D。并且接收端子导体49和第4GND导体51D相邻而电容耦合(构成电容元件部41)。
具体地，例如第4GND布线47D具有相对于第4GND端子45D(可以将2个当中任一者认为是基准)，关于电气路径向与第2DMS滤波器1B相反侧延伸的部分。该部分与接收端子布线43相邻。可以让布线彼此的任意的部分相邻，但图示的示例中，第4GND布线47D的前端和接收端子布线43的侧面相邻。
另外，通过设置2个第4GND端子45D，能设置在比电容部41更靠近第2DMS滤波器1B一侧与基准电位连接的路径。通过设为这样的结构，能实现基准电位的稳定化并能能调整电感分量，由此能实现损耗少的接收滤波器29。如此，可以具有多条向基准电位的路径。
(电容元件部的电容)
电容元件部41的电容例如为0.03pF以上、或0.1pF以上。若电容为0.03pF以上，则例如能确认电容耦合带来的隔离的提升的效果。若电容为0.1pF以上，则例如电容耦合带来的隔离的提升的效果变得显著。另外，上限例如是1pF。若为1pF以下，则例如频带内的阻抗匹配比较容易，能减低损耗。另外，电容可以设为0.1pF以上0.7pF以下。在该情况下，例如能提升隔离并减低损耗。更详细地，可以设为0.4pF以上、0.6pF以下。
为了实现上述的电容，可以适宜设定电容元件部41中的接收端子导体49与GND导体51的间隔d(在其他的观点中是接收端子导体49与GND导体51的最小间隔)以及两者对置的长度L。例如考虑压电基板5由厚度250μm的钽酸锂单晶构成、导体由厚度0.16μm的铝构成的情况。
在该情况下，例如接收端子导体49以及GND导体51分别由100μm×100μm的矩形构成，长度L是100μm。这时，相对于间隔d的变化的电容C的变化如以下那样。
另外，例如接收端子导体49以及GND导体51的一方由10μm×300μm的矩形构成，另一方由100μm×300μm的矩形构成，长度L是300μm。这时，相对于间隔d的变化的电容C的变化如以下那样。
因此，在大致将间隔d设为20μm以下的情况下，即使长度L是100μm程度，也能确实地确保0.03pF以上的电容，另外，能在长度L是300μm程度下确保0.1pF以上的电容。
SAW的波长(电极指15的间距的2倍)虽然也依赖于使用的SAW的种类以及要求的谐振频率，但例如是1.5μm以上6μm以下。电极指15在1个IDT电极7中例如设置数十条以上或100条以上。因此，若根据IDT电极7的大小，则作为长度L确保100μm或300μm是现实的。
布线或端子那样的导体彼此在如本公开那样不希望电容耦合的情况下，与电极指15不同，分开比较大的距离。这是因为，目的在于减低不希望的电容耦合的可能或减低短路的可能。特别在结合焊料等的隆起焊盘的端子，还考虑隆起焊盘的形成误差而将距其他导体的距离取得大。例如导体彼此分开数十μm以上。因此，通常不形成20μm以下的间隔d。
同样地，在为了确保电容C而间隔d设为20μm以下、更详细设为1.5μm以上10μm以下的情况下，能通过压电基板5上的薄膜图案形成以及图案形成工序实现。反过来说，难以在厚膜印刷以及其图案形成工序中实现，难以使有机基板、陶瓷多层基板等带有该功能。即，电容部41能通过制作在与第2DMS滤波器1B同一基板上来实现所期望的电容。
从缩短长度L并确保电容的观点出发，间隔d越小越好。另一方面，若间隔d变小，就有可能因加工误差而出现短路。因此，例如间隔d为电极指15的间隔(相邻的电极指15的对置的边彼此的距离)以上或电极指15的间距以上，或1μm以上。在该情况下，不会出现仅为了电容元件部41的形成而提高加工精度高这样的问题。
(其他的导体图案的示例)
图3(b)是表示接收滤波器29的导体图案的其他示例的俯视图。
该示例与图3(a)比较，在第4GND端子45D仅是1个这点、电容元件部41构成在多处(图示的示例中2处)这点、以及各电容元件部41所涉及的导体图案的具体的形状相异。此外，虽然有感若干相异，但大致与图3(a)的示例同样。
在该示例中，GND导体51在和所含的GND端子45的数量以及位置是任意的，从而与图3(a)的示例相比减少了第4GND端子45D的数量。但若在与接收端子导体49电容耦合的GND导体51中包含多个GND端子45，则该GND导体51的电位易于稳定。
2个电容元件部41当中的1个与图3(a)的示例同样，通过接收端子导体49和第4GND导体51D相邻而构成。另一方的电容元件部41通过接收端子导体49和第3GND导体51C相邻而构成。另外，第3GND导体51C也与第4GND导体51D同样，与第2DMS滤波器1B连接，与第1DMS滤波器1A(与第1DMS滤波器1A连接的GND导体51)不连接。
通过如此在多处构成电容元件部41，例如易于确保电容。另外，例如通过由与第2DMS滤波器1B内相互不同的IDT电极7连接的多个GND导体51构成电容元件部41，使得易于在多处构成电容元件部41。通过接收端子导体49与相互不同的多个GND导体51电容耦合，例如还期待隔离提升的效果的稳定化。
在图3(a)的示例中，接收端子布线43的矩形状部分的侧面和第4GMD布线47D的矩形状部分的前端面对置而构成电容元件部41。与此相对，在图3(b)的示例中，接收端子布线43的曲折部外侧的倾斜面和设于第4GND布线47D的前端部的三角形状部分的倾斜面对置来构成电容元件部41。如此，构成电容元件部41的导体的图案是任意。
图3(c)是表示接收滤波器29的导体图案的再其他示例的俯视图。
该示例与图3(a)相比，在第3GND布线47C和第4GND布线47D相互连接这点、以及第3GND导体51C以及第4GND导体51D延伸从而由第3GND导体51C、第4GND导体51D以及第2DMS滤波器1B包围接收端子导体49这点上相异。另外，为了与图3(a)的比较的方便而区别第3GND导体51C和第4GND导体51D，但两者可以理解为1个GND导体51。
若如此形成第3GND导体51C以及第4GND导体51D，则例如易于加长这些导体与接收端子导体49的对置长度L。在图示的示例中，接收端子布线43的压电基板5的外周侧的侧面曲折，第4GND布线47D的压电基板5的内周侧的侧面与接收端子布线43的所述的侧面的形状是相似形、两侧面跨过比较长的距离对置。另外，通过第3GND导体51C以及第4GND导体51D包围接收端子导体49，还可对这些GND导体51期待作为屏蔽的功能。
另外，由于通过第3GND导体51C以及第4GND导体51D包围接收端子导体49能形成需要且足够的电容，因此能确保与辅助谐振器39B的距离。通过设为这样的结构，能抑制与辅助谐振器39B的不希望的耦合，能充分发现辅助谐振器39B带来的衰减特性提升的效果。
(实施例：电容的影响)
对包含图3(a)所示的导体图案的接收滤波器29的分波器23通过仿真计算调查其特性。这时，还使电容元件部41的电容变化来调查电容的影响。
分波器23对应UMTS(universal mobile telecommunications system，通用移动通信系统)频段3(发送频带：1710-1785MHz、接收频带：1805-1880MHz)。另外，在UMTS频段3中，接收频带的频率高于发送频带的频率。电容设为0.00pF(比较例)、0.03pF、0.065pF、0.10pF、0.15pF、0.20pF或0.30pF。
图4(a)～图4(d)表示计算结果。图4(a)表示分波器23的透过特性。图4(b)表示分波器23的隔离特性。图4(c)是图4(b)的一部分(以矩形包围的部分)的放大图。图4(d)是表示接收频带中的接收滤波器29的阻抗的史密斯圆图。线种与电容的关系在图4(b)内示出。在图4(a)～图4(c)中，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示特性(dB)。
如这些图所示那样，即使是电容被设定得最小的0.03pF的情形中，与电容0.00pF的情形比较，也确认到隔离提升的效果。如图4(c)中特别呈现得那样，电容越大则隔离越提升。若电容成为0.1pF以上，则与电容0.00pF的情形比较，能得到0.5dB以上的效果。
还在与上述不同的频率带进行与上述同样的仿真计算。具体地，作为分波器23，设想与UMTS频段1(发送频带：1920-1980MHz、接收频带：2110-2170MHz)对应的分波器。在频段1，在天线端子25与接收端子37之间从天线端子侧起依次连接梯型滤波器、DMS滤波器1。
图5(a)～(d)是与表示计算结果的图4(a)～图4(d)同样的图。在关于该频段1的计算结果中确认到与关于频段3的计算结果同样的效果。即，即使电容为0.03pF也确认到隔离提升的效果，电容越大则隔离越提升，若电容为0.1pF以上，就能得到0.5dB以上的效果。另外，不依赖于DMS滤波器的结构、频率带，通过本结构确认到发现隔离提升的效果。
即，即使不是第1DMS滤波器1A、第2DMS滤波器1B那样的2段DMS结构，也确认到能通过使后级(接收端子侧)的DMS滤波器的接地电极和接收端子电容耦合来改善隔离。
进而，通过使前级(天线端子侧)的梯型滤波器的接地电极和后级(接收端子侧)的DMS滤波器的接地电极分离，还确认到能进一步提高隔离。
(实施例：导体图案的影响)
对接收滤波器29的导体图案设想比较例或实施例所涉及的种种形状，进行调查分波器23的特性的仿真计算。
图6(a)是表示第1比较例的导体图案的与图3(a)对应的图。在第1比较例中不设电容元件部41。另外，在第1比较例中，纸面右下的第5GND端子45E不与第2DMS滤波器1B连接。除此以外大致与图3(a)的示例同样。
图6(b)是表示第1实施例的导体图案的与图6(a)对应的图。第1实施例相对于第1比较例追加了附加黑底的阴影而示出的导体。该追加部分是第3GND导体51C或第4GND导体51D的一部分，或者是构成它们和1个GND导体51的部分。即，第1实施例与图3(c)所示的示例同样，与第2DMS滤波器1B内的两端的IDT电极7连接的GND导体51，和第2DMS滤波器1B包围接收端子导体49而延伸。电容元件部41的电容是0.1pF。
图6(c)是表示第2比较例的导体图案的与图6(a)对应的图。第2比较例对第1比较例追加了附加黑底的阴影而示出的导体。该追加部分是将第3GND导体51C和第4GND导体51D连接的布线，相对于将第2DMS滤波器1B和第2辅助谐振器39B连接的布线而隔着绝缘层立体交叉。
图7(a)～图7(h)表示仿真计算结果。在该计算中，作为分波器23而设想与UMTS频段3对应的分波器。
图7(a)表示分波器23的透过特性。图7(b)在比图7(a)宽的频率范围且在宽的通过特性范围表示分波器23的透过特性。图7(c)表示天线端子25中的驻波比。图7(d)表示发送端子31以及接收端子37中的驻波比。图7(e)表示分波器23的隔离特性。图7(f)是表示在从发送频带到接收频带的频率范围内从天线端子25来看的阻抗的史密斯圆图。
在图7(a)～图7(e)中，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示特性(dB)或驻波比。在图7(f)～图7(h)中，以圆图中央为中心的虚线的圆表示驻波比应低于的基准。线种的分配在图7(e)中示出。分配到线种的记号CE1：第1比较例(图6(a))、E1：第1实施例(图6(b))、CE2：第2比较例(图6(c))。线CE1和线CE2在大部分重叠，两者难以区别。
从第1比较例和第1实施例的比较中能确认到隔离改善了1～1.5dB。另外，若将第1比较例和第2比较例进行比较，在隔离中看不出有意义的差。据此可知，第1实施例中的隔离的改善不是基于第3GND导体51C与第4GND导体51D的连接，而是基于第3GND导体51C以及/或者第4GND导体51D的配置。
图8(a)～图8(h)是表示作为图6(a)以及图6(b)所涉及的分波器23而设想与UMTS频段25(发送频带：1850-1915MHz、接收频带：1930-1995MHz)对应的分波器的情况下的(设为第3比较例以及第2实施例)的仿真计算结果的与图7(a)～图7(h)对应的图。图中分配到线种的记号CE3：第3比较例、E2：第2实施例。
在频段25中，也得到与对频段3进行的计算结果同样的计算结果。即，通过将与第2DMS滤波器1B内的两端的IDT电极7连接的GND导体51(51C以及51D)设置成以该导体和第2DMS滤波器1B包围接收端子导体49，隔离被改善1～1.5dB。另外，确认到不依赖于DMS滤波器的结构、频率带而是通过本结构发现隔离提升的效果。
图9(a)是表示第4比较例的导体图案的与图6(a)对应的图。第4比较例相对于第1比较例追加了附加黑底的阴影示出的导体。该追加部分是包围天线端子25以及接收滤波器29整体的环状导体55。环状导体55与接收端子导体49相邻的部分的电容是0.1pF。环状导体55均未被赋予信号以及基准电位，被设为电浮空状态。
图9(b)是表示第5比较例的导体图案的与图6(a)对应的图。第5比较例如附加黑底的阴影所示的那样，是在第4比较例中将环状导体55和第5GND端子45E用第5GND布线47E连接的方案。
图9(c)是表示第6比较例的导体图案的与图6(a)对应的图。第6比较例如附加黑底的阴影所示的那样，是在第4比较例中将环状导体55和接收端子导体49连接的方案。
图10(a)～图10(h)是表示对第1以及第4～第6比较例的仿真计算结果的图7(a)～图7(h)所对应的图。分波器23的频率带与图7(a)～图7(h)同样，是UMTS频段3。图中分配给线种的记号CE1：第1比较例、CE4：第4比较例、CE5：第5比较例、CE6：第6比较例。线CE4和线CE5在大部分重叠，难以区别两者。
从这些图可知，即使设置环状导体55，在该环状导体55不与DMS滤波器1连接的情况下，隔离也未得到改善，反而恶化。认为这是因为例如经由环状导体55从接收滤波器29向发送滤波器27的信号泄漏增大。
图11(a)是表示第3实施例的导体图案的图6(a)所对应的图。第3实施例是在第4比较例中将环状导体55和第1DMS滤波器1A用第1GND布线47A连接的方案。另外，环状导体55可以理解为第1GND布线47A(第1GND导体51A)的一部分。
图11(b)是表示第4实施例的导体图案的图6(a)所对应的图。第4实施例是在第4比较例中将环状导体55和第2DMS滤波器1B用第3GND布线47C连接的技术。另外，环状导体55可以理解为第3GND布线47C(第3GND导体51C)的一部分。
图11(c)是表示第5实施例的导体图案的图6(a)所对应的图。第5实施例是将第3实施例和第4实施例组合的方案。即，第5实施例是在第4比较例中将环状导体55和第1DMS滤波器1A用第1GND布线47A连接、并将环状导体55和第2DMS滤波器1B用第3GND布线47C连接的方案。另外，环状导体55、第1GND导体51A以及第3GND导体51C整体可以理解为GND导体51。
图12(a)～图12(h)是表示对第1比较例以及第3～第5实施例的仿真计算结果的与图7(a)～图7(h)对应的图。分波器23的频率带与图7(a)～图7(h)同样是UMTS频段3。图中分配给线种的记号CE1：第1比较例、E3：第3实施例、E4：第4实施例、E5：第5实施例。线E3和线E4在大部分重叠，难以区别两者。
从这些图可知，在将环状导体55与DMS滤波器1连接的情况下，隔离得到改善。作为整体而隔离良好的是将环状导体55与第2DMS滤波器1B连接的第4实施例。将环状导体55与第1DMS滤波器1A连接的第3实施例在一部分示出比第4实施例良好的隔离。将两实施例组合的第5实施例与第1比较例比较，发送频带的隔离得到提升，但接收频带的隔离没怎么提升。
如以上那样，在本公开中，接收滤波器29包含：输出来自天线端子25的接收信号的接收端子37；位于从天线端子25向接收端子37的信号路径的纵向耦合二重模型弹性波滤波器的第2DMS滤波器1B(也可以是第1DMS滤波器1A)；被赋予基准电位的第4GND端子45D(也可以是其他GND端子45)；和与第4GND端子45D以及第2DMS滤波器1B连接的第4GND布线47D。接收端子37以及与该接收端子37连接的接收端子布线43所构成的接收端子导体49和第4GND端子45D以及第4GND布线47D所构成的第4GND导体51D相互相邻而电容耦合。
因此，如通过仿真计算所示的那样，接收滤波器29与其他滤波器(例如发送滤波器27)的隔离提升。在该结构中，只要能电容耦合即可，例如由于不一定非要由GND导体51包围接收端子导体49，因此设计的自由度高，另外，接收滤波器29的小型化也容易。另外，电容耦合带来的隔离提升由于并不依赖于屏蔽效果，因此在已经在发送滤波器27与接收滤波器29间设有屏蔽的结构中也是有效的。另外，在发送滤波器27和接收滤波器29设于不同的压电基板5那样的结构中也是有效的。
另外，在本公开中，接收滤波器29具有多级连接并位于从天线端子25向接收端子37的信号路径的多个DMS滤波器1。第4GND导体51D(也可以是其他GND导体51)仅与1个DMS滤波器1连接。
因此，与第5实施例(图11(c))比较，第3实施例((图11(a))以及第4实施例(图11(b))的隔离良好，如据此理解的那样，能得到良好的隔离。另外，减低了因DMS滤波器1彼此的耦合而衰减量降低(参考图12(b)的低频侧的线E5)的可能。
另外，在本公开中，连接与接收端子导体49电容耦合的GND导体51(例如第4GND导体51D)的DMS滤波器1(第2DMS滤波器1B)，在从天线端子25向接收端子37的信号路径上位于比其他全部DMS滤波器1(第1DMS滤波器1A)更靠接收端子37侧的位置。
因此，与第3实施例(图11(a))比较，第4实施例(图11(b))的隔离良好，如据此理解的那样，能得到良好的隔离。另外，作为关于连接最靠近接收端子37，通常来说，关于压电基板5上的配置也最靠近接收端子37。因此，减低了例如为了使第4GND导体51D与接收端子37电容耦合(靠近)而引绕第4GND布线47D的必要性。
另外，在本公开中，关于压电基板5的面上的配置，第2GND导体51B位于第4GND导体51D与天线端子25之间。第2GND导体51B和第4GND导体51D不连接。
因此，例如通过与接收端子37电容耦合的第4GND导体51D，减低了接收端子37和天线端子25耦合的可能。其结果，例如减低了隔离的恶化或发送滤波器27的频带内的阻抗的增大(插入损耗的增加)的可能。
另外，上述的各公开所涉及的接收滤波器29，可以借助焊料等隆起焊盘安装在未图示的安装基板，也可以在压电基板5上设置外罩，在该外罩的上表面将各端子导出，做出所谓的WLP(晶圆级封装)元件，在该WLP元件安装于安装基板。在设为WLP元件的情况下，即使如图3(c)所示的接收端子37和GND导体51C、51D那样的、因端子而电位不同的导体层接近，两者也不会短路，能稳定地与安装基板电连接。
(分波器的导体图案的示例)
图13是表示分波器23的导体图案的示例的俯视图。该图除了还示出发送滤波器27的导体图案的示例以外，是与图3(a)等同样的图。
如该示例所示的那样，天线端子25、发送滤波器27以及接收滤波器29可以设于同一压电基板5的同一面上。另外，在该情况下，发送滤波器27和接收滤波器29可以相互相邻。接收滤波器29的导体图案的形状可以设为已经图示的形状或这以外的适宜的形状，但在此使用图3(b)的示例的形状。
在发送滤波器27中，被赋予信号的导体(斜线阴影的区域)例如包含发送端子31(被圆圈包围的区域)。另外，该导体如从图13与图2的对比所理解的那样，例如包含：将天线端子25、多个串联谐振器33以及发送端子31串联连接的布线(附图标记省略)；和将该布线和多个并联谐振器35连接的布线(附图标记省略)。
另外，在发送滤波器27中，被赋予基准电位的导体(以点做出阴影的区域)例如包含：GND端子45(被圆圈包围的区域)；和与GND端子45连续的GND布线47。GND布线47例如有助于GND端子45与并联谐振器35的一个梳齿电极11的连接、GND端子45彼此的连接等。
接收滤波器29的第4GND布线47D在压电基板5的上表面上位于发送滤波器27与接收滤波器29之间。因此，例如用于与接收端子37的电容耦合的引绕起到作为发送滤波器27与接收滤波器29之间的屏蔽的功能，隔离进一步提升。
另外，在该示例中以将发送滤波器27和接收滤波器29设于同一压电基板5的情况为例进行了说明，但也可以设于不同的基板。
<通信装置>
图14是表示作为分波器23的利用例的通信装置101的主要部分的框图。通信装置101进行利用电波的无线通信，包含分波器23。
在通信装置101中，包含要发送的信息的发送信息信号TIS被RF-IC(RadioFrequency Integrated Circuit，射频集成电路)103进行调制以及频率的上拉(载波频率向高频信号的变换)而成为发送信号TS。发送信号TS被带通滤波器105除去发送用的通过频带以外的不需要分量，被放大器107放大并输入到分波器23(发送端子31)。然后分波器23从输入的发送信号TS除去发送用的通过频带以外的不需要分量，将该除去后的发送信号TS从天线端子25输出到天线109。天线109将输入的电信号(发送信号TS)变换成无线信号(电波)并发送。
另外，在通信装置101中，由天线109接收到的无线信号(电波)被天线109变换成电信号(接收信号RS)并输入到分波器23(天线端子25)。分波器23从输入的接收信号RS除去接收用的通过频带以外的不需要分量并输出到放大器111。输出的接收信号RS被放大器111放大，被带通滤波器113除去接收用的通过频带以外的不需要分量。然后，接收信号RS被RF-IC103进行频率下拉以及解调而成为接收信息信号RIS。
另外，发送信息信号TIS以及接收信息信号RIS可以是包含适宜的信息的低频信号(基带信号)，例如是模拟的声音信号或数字化的声音信号。无线信号的通过频带可以遵循UMTS等各种标准。调制方式可以是相位调制、振幅调制、频率调制或这些的任意2种以上的组合的任一者。电路方式在图14中例示了直接转换方式，但也可以是这以外的适宜的方式，例如可以是双超外差方式。另外，图14示意地仅示出主要部分，可以在适宜的位置追加低通滤波器或隔离器等，另外也可以变更放大器等的位置。
另外，在以上的公开中，除了第3实施例(图11(a))以及第5实施例(图11(c))以外，第4GND端子45D(或第3GND端子45C)是第1基准电位端子的一例，第4GND布线47D(或第3GND布线47C，可以包含环状导体55)是第1基准电位布线的一例，第4GND导体51D(或第3GND导体51C)是第1基准电位导体的一例，第2DMS滤波器1B是第1滤波器的一例，第1DMS滤波器1A是第2滤波器的一例，第2GND端子45B是第2基准电位端子的一例，第2GND布线47B是第2基准电位布线的一例，第2GND导体51B是第2基准电位导体的一例，RF-IC103是集成电路元件的一例。
另外，在第3实施例(图11(a))中，第1GND端子45A是第1基准电位端子的一例，第1GND布线47A(环状导体55)是第1基准电位端子的一例，第1GND导体51A是第1基准电位导体的一例，第1DMS滤波器1A是第1滤波器的一例，第2DMS滤波器1B是第2滤波器的一例。
在第5实施例(图11(c))中，第1GND端子45A或第3GND端子45C是第1基准电位端子的一例，第1GND布线47A以及第3GND布线47C(环状导体55)是第1基准电位布线的一例，第1GND导体51A以及第3GND导体51C是第1基准电位导体的一例，第1DMS滤波器1A或第2DMS滤波器1B是第1滤波器的一例。
本公开并不限定于以上的实施方式，可以以种种方案实施。
主要例示了接收端子布线以及基准电位布线相互相邻而电容耦合的结构，但相邻而电容耦合的部位的组合可以是接收端子以及基准电位布线、接收端子布线以及基准电位端子、接收端子以及基准电位端子或它们的组合。
基准电位布线，与基准电位端子以及纵向耦合二重模型滤波器直接连接即可，也可以不与基准电位端子以及/或者纵向耦合二重模型滤波器连续。所谓直接连接，是不经过电子元件地电连接。电子元件例如是电阻体、电容器、电感器、谐振器或滤波器。但不可避免地在布线产生的电阻等不含在这里说的电子元件中。因此，例如基准电位布线可以通过隔着绝缘层与压电基板上的布线立体交叉的布线或键合线与基准电位端子以及/或者滤波器连接。同样地，接收端子布线与接收端子直接连接即可，可以不与接收端子连续。
DMS滤波器的IDT的数量并不限定于5个，例如也可以是3或7个。另外，虽然例示了不平衡输入-不平衡输出的DMS滤波器，但DMS滤波器也可以是平衡输入-平衡输出、不平衡输入-平衡输出或平衡输入-不平衡输出。关于这样的数量或输入输出的点，也可以在多级连接的多个DMS滤波器彼此中结构不同。
另外，在上述的示例中作为分波器而例示了双工器(duplexer)进行说明，但也可以是合路器(diplexer)，也可以是连接3以上的滤波器而成的多工器。
附图标记的说明
1B 第2DMS滤波器(第1滤波器(或第2滤波器))
25 天线端子
29 接收滤波器
37 接收端子
43 接收端子布线
45D 第4GND端子(第1基准电位端子)
47D 第4GND布线(第1基准电位布线)
49 接收端子导体
51D 第4GND端子(第1基准电位导体)

Claims (11)

1.一种接收滤波器，其特征在于，具有：
天线端子；
输出来自所述天线端子的信号的接收端子；
与所述接收端子连接的接收端子布线；
位于从所述天线端子向所述接收端子的信号路径的第1滤波器，该第1滤波器是纵向耦合二重模型弹性波滤波器；
被赋予基准电位的第1基准电位端子；和
与所述第1基准电位端子以及所述第1滤波器连接的第1基准电位布线，
由所述接收端子以及所述接收端子布线构成的接收端子导体、和由所述第1基准电位端子以及所述第1基准电位布线构成的第1基准电位导体相互相邻而电容耦合。
2.根据权利要求1所述的接收滤波器，其特征在于，
作为与所述第1滤波器多级连接并位于所述信号路径的纵向耦合二重模型弹性波滤波器，具有至少1个第2滤波器，
在所述第1滤波器以及全部所述第2滤波器当中所述第1基准电位导体仅与所述第1滤波器连接。
3.根据权利要求2所述的接收滤波器，其特征在于，
所述第1滤波器在所述信号路径中位于比全部所述第2滤波器更靠所述接收端子侧的位置。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的接收滤波器，其特征在于，
所述接收滤波器具有：
在一个面上设有所述天线端子、所述接收端子导体、所述第1基准电位导体以及所述第1滤波器的压电基板；
位于所述面上、被赋予基准电位的第2基准电位端子；和
在所述面上与第2基准电位端子连接的第2基准电位布线，
在所述面的俯视观察下，由所述第2基准电位端子以及所述第2基准电位布线构成的第2基准电位导体位于所述第1基准电位导体与所述天线端子之间，
所述第1基准电位导体和所述第2基准电位导体不连接。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的接收滤波器，其特征在于，
所述接收滤波器具有：
在一个面上设有所述天线端子、所述接收端子导体、所述第1基准电位导体以及所述第1滤波器的压电基板，
在所述面的俯视观察下，所述第1基准电位导体延伸，使得和所述第1滤波器包围所述接收端子导体。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的接收滤波器，其特征在于，
所述接收端子导体与所述第1基准电位导体的间隔为20μm以下。
7.根据权利要求1～6中任一项所述的接收滤波器，其特征在于，
在所述第1滤波器与所述接收端子之间具备谐振器。
8.一种分波器，其特征在于，具有：
所述天线端子；
过滤向所述天线端子的信号的发送滤波器；和
权利要求1～7中任一项所述的接收滤波器。
9.根据权利要求8所述的分波器，其特征在于，
所述接收滤波器的通频带高于所述发送滤波器的通频带。
10.根据权利要求8或9所述的分波器，其特征在于，
所述发送滤波器和所述接收滤波器在同一压电基板的同一面上相邻，
所述第1基准电位导体在所述面上位于所述发送滤波器与所述接收滤波器之间。
11.一种通信装置，其特征在于，具有：
天线；
在所述天线连接所述天线端子的权利要求8～10中任一项所述的分波器；和
与所述发送滤波器以及所述接收滤波器连接的集成电路元件。
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