CN108351541B - 光发送器及偏置电压的控制方法 - Google Patents

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Abstract

光发送器具备：具有MZ型干涉仪和驱动信号输入电极和相位差调整用偏置电极的光调制器；驱动放大器；相位差调整用偏置电压产生器；对于驱动信号的振幅或所述MZ型干涉仪的半波长电压加入预定的频率的抖动的抖动部；基于对从所述光调制器输出的调制光重叠的所述频率的调制分量，变更相位差调整用偏置电压，并使所述MZ型干涉仪零点偏置的控制部；以及对与所述调制光重叠的所述频率的调制分量进行同步检波的同步检波电路。所述控制部以所述同步检波电路的同步检波的结果成为最大或最小的方式变更所述相位差调整用偏置电压。所述控制部使所述同步检波的结果为最大或最小取决于所参照的时钟信号的相位和抖动的相位之差而不依赖所述驱动信号的振幅。

Description

光发送器及偏置电压的控制方法
技术领域
本发明涉及光发送器及偏置（bias）电压的控制方法。
本申请基于在2015年11月12日向日本申请的特愿2015－222016号及在2016年8月17日向日本申请的特愿2016－160092号主张优先权，并将其内容引用于此。
背景技术
作为生成光发送器所使用的光信号的单元，对CW（连续波: Continuous Wave）光（以下，也称为连续光）的强度或光相位进行调制的光调制器得到广泛使用。光调制器存在数个类型。关于高速的光信号调制，一般使用利用MZ（马赫－曾德：Mach-Zehnder）型干涉仪来构成的MZ型光调制器。以下，在没有特别说明的情况下，本说明书中，光调制器就指MZ型光调制器。基本结构的光调制器具有输入CW光源的光输入端子、输出调制后的信号的光输出端子、及输入电数据信号的驱动信号输入端子。处于理想状态的光调制器中，从光输出端子输出与驱动信号输入端子所输入的RF（射频：Radio Frequency）的驱动信号对应的光强度调制信号或光相位调制信号。
现实的光调制器中，因为温度变动及其他理由，有时从光输出端子输出的光信号的质量会随着时间而恶化。例如，当驱动光调制器时，通常，为了将具有光调制器的MZ型干涉仪的光相位差调整为适当值而施加DC（Direct Current）的偏置电压。该偏置电压的最佳值随着时间发生变动。将该现象称为偏置漂移。在使用LiNbO3的光调制器中如果不调整偏置漂移则在数小时内光信号将恶化到不可解调的程度。因此，在使用中（in service）必须进行ABC（Auto Bias Control：自动偏置控制）。在使用半导体的折射率变化的半导体型光调制器中，偏置漂移与使用LiNbO3的光调制器相比非常小。然而，偏置的最佳值很依赖于波长或温度。因此，在光发送器启动时、或寿命终止（end of life）的运用、即保障期间中的继续运用中依然需要偏置的自动控制。
在此，说明对半导体光调制器施加驱动电压及偏置电压的结构例。图14是示出现有的光发送器的结构的框图。图14所示的光发送器600由半导体光调制器1生成CS－RZ（载波抑制归零：Carrier-Suppressed Return-to-Zero）调制光。半导体光调制器1所输入的CW光，被供给到MZ型干涉仪2。差动输出型的驱动放大器3接受二值数据信号，并放大而生成驱动信号的Vdata和－Vdata。驱动信号±Vdata不包含DC分量而以GND（Ground）电平为中心对称分布为正的电压及负的电压。驱动信号用偏置电压产生器4所生成的驱动信号用偏置电压V4通过偏置加法器5a及偏置加法器5b被施加到驱动信号±Vdata。如果调制器驱动信号±Vdata＋V4始终为正或始终为负，则调制器驱动信号始终成为正电压或始终成为负电压，从而半导体光调制器1正常驱动。选择正电压和负电压的哪一个，则由半导体光调制器1的内部构造唯一决定。调制器驱动信号经由驱动信号输入电极6a及驱动信号输入电极6b而分别施加到MZ型干涉仪2的两个光波导（以下，也称为支路（branch））。其结果，在两个支路传播的两个光的相位成为φ（Vdata＋V4）及φ（－Vdata＋V4）。在此，φ（v）是以调制器驱动信号的电压为自变量的函数。
接着，考虑Vdata及－Vdata都成为GND电平的瞬间。为了生成CS－RZ光，必须在此瞬间将MZ型干涉仪2的输出光进行消光。换句话说，必须将MZ型干涉仪2零点偏置。为了达到该条件，利用相位差调整用偏置电压产生器70来生成相位差调整用偏置电压V70±V7的2种电压，并经过相位差调整用偏置电极7a、7b将该生成的电压分别施加到MZ型干涉仪2的两个支路。在此，V70±V7设定为始终成为正或负。如果用表示相位差调整用电位偏置电压的函数θ（v）表示因相位差调整用偏置电压V70±V7而产生的、在两个支路传播的两个光的相位变化，则成为θ（V70＋V7）及θ（V70－V7）。由于Vdata及－Vdata在均成为GND电平的瞬间为“Vdata＝0”，所以在两个支路传播的两个光的相位差表示为下式（1）。
｛φ（V4）＋θ（V70＋V7）｝－｛φ（V4）＋θ（V70－V7）｝
＝θ（V70＋V7）－θ（V70－V7）（1）
式（1）中，省略了并非本质的项目，另外使驱动信号输入电极6a及驱动信号输入电极6b的特性相同。设n为整数，以满足下式（2）的方式微调V7。
θ（V70＋V7）－θ（V70－V7）＝π×（2n＋1）（2）
由此，能够将MZ型干涉仪2零点偏置，并能够生成正常的CS－RZ光。此外，在上述说明中，对半导体型的光调制器进行了说明。在使用LiNbO3的光调制器中无论正负哪种电场都可以施加，驱动信号用偏置电压V4及相位差调整用偏置电压V70±V7中的V70未必是必需的，因此也可以设为“V4＝V70＝0”。
作为将相位差调整用偏置电压V70±V7调整为最佳值的方法，提出了监视MZ型干涉仪2输出的调制光的光功率，检测距离最佳值的偏差的方法（例如，参照非专利文献1）。一般，MZ型干涉仪2输出的调制光的光功率，依赖于相位差调整用偏置电压V70±V7。在CS－RZ调制中，相位差调整用偏置电压在最佳时光功率成为极值、即最大值或最小值。成为哪一个极值依赖于驱动振幅或乃奎斯特滤波器的有无等。
图15是示出将现有的光发送器中的相位差调整用偏置电压从最佳值改变的情况下的调制光的光功率的关系的图表。更具体而言，图15是示出对于现有的光发送器中距离偏置的最佳值的偏差与调制光的光功率的关系进行模拟的结果的图表。纵轴以任意单位（arb：arbitrary unit）表示光功率。横轴Vdrift表示以Vπ＠DC的单位、即Vπ＠DC规格化偏置电压的偏差后的值。在此，Vπ＠DC相当于图14中的相位差调整用偏置电极7a及相位差调整用偏置电极7b的半波长电压。圆形的符号（symbol）表示驱动信号的差动电压2×Vdata的RMS（Root Mean Square：均方根）值为Vπ＠RF的0.8倍的情况。四方形的符号表示2×Vdata的RMS值为Vπ＠RF的0.45倍的情况。在此，Vπ＠RF相当于驱动信号输入电极6a及驱动信号输入电极6b的半波长电压。
在图15中，即便同一符号也在光功率上产生一些偏差，这是因为在不同条件下重写计算结果的缘故。无论在哪一种情况下，在横轴为0、即相位差调整用偏置为最佳的情况下，调制光的光功率都取极值、即最大值或最小值。利用该性质，监视偏置电压的最佳值的漂移，可始终维持最佳的偏置电压。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：Hiroto Kawakami，Takayuki Kobayashi，Eiji Yoshida andYutaka Miyamoto，"Auto bias control technique for optical 16－QAM transmitterwith asymmetric bias dithering"，Optics Express，2011，Vol.19，No.26，p.B308－B312。
发明内容
发明要解决的课题
在使用自适应调制解调的光传输系统中，光发送器需要根据传输路径的状況而选择适当的信号格式。因此，这意味着若变更信号格式及驱动振幅，则需要切换使光功率成为最大这样的控制（图15所示的圆形的符号的状态）或使光功率成为最小这样的控制（图15的四方形的符号）。
然而，若想要进行这样的切换，则有控制偏置电压的控制电路变复杂的问题。另外，进而，如以图15的三角形的符号所示，若驱动信号的电压的差动电压2×Vdata的RMS值成为Vπ＠RF的0.5倍左右，则即便产生偏置的漂移光功率也几乎不依赖于偏置的漂移。因此，存在不能使用以最大光功率或最小光功率决定最佳的偏置电压的上述偏置电压的控制方法的问题。
鉴于上述情况，本发明目的在于提供在启动时或发生偏置漂移时，能够不依赖驱动振幅或调制格式而将偏置迅速控制为其最佳的值的光发送器及偏置电压的控制方法。
用于解决课题的方案
本发明的一方式所涉及的光发送器，具备：光调制器，具有：具有两个光波导的MZ型干涉仪、施加使在所述两个光波导分别传播的2个光信号的光相位变化的驱动信号的驱动信号输入电极、和改变所述两个光信号的光相位并施加调整所述两个光信号的光相位差的相位差调整用偏置电压的相位差调整用偏置电极；驱动放大器，生成所述驱动信号并向所述驱动信号输入电极施加；相位差调整用偏置电压产生器，生成所述相位差调整用偏置电压并向所述相位差调整用偏置电极施加；抖动部，对于所述驱动信号的振幅或所述MZ型干涉仪的半波长电压，加入预定的频率的抖动（dithering）；控制部，基于对从所述光调制器输出的调制光重叠的所述频率的调制分量，变更所述相位差调整用偏置电压产生器所生成的所述相位差调整用偏置电压，使所述MZ型干涉仪零点偏置；以及同步检波电路，对与从所述光调制器输出的所述调制光重叠的所述频率的调制分量进行同步检波。所述控制部以所述同步检波电路的同步检波的结果成为最大或最小的方式变更所述相位差调整用偏置电压产生器生成的所述相位差调整用偏置电压并将所述MZ型干涉仪零点偏置。所述控制部使所述同步检波的结果为最大或最小取决于所参照的时钟信号的相位和抖动的相位之差而不依赖所述驱动信号的振幅。
在上述光发送器中，所述光调制器也可以为IQ调制器。所述MZ型干涉仪也可以包含In－Phase（同步）用的MZ型干涉仪和Quadrature－Phase（正交）用的MZ型干涉仪。所述驱动信号输入电极也可以包含与所述In－Phase用的MZ型干涉仪对应的驱动信号输入电极、和与所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪对应的驱动信号输入电极。所述相位差调整用偏置电极也可以包含与所述In－Phase用的MZ型干涉仪对应的相位差调整用偏置电极、和与所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪对应的相位差调整用偏置电极。所述驱动放大器也可以包含针对所述In－Phase用的MZ型干涉仪而设置的驱动放大器、和针对所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪而设置的驱动放大器。所述相位差调整用偏置电压产生器也可以包含针对所述In－Phase用的MZ型干涉仪而设置的相位差调整用偏置电压产生器、和针对所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪而设置的相位差调整用偏置电压产生器。所述控制部也可以基于与从所述IQ调制器输出的调制光重叠的所述频率的调制分量，变更针对所述In－Phase用的MZ型干涉仪而设置的相位差调整用偏置电压产生器所施加的相位差调整用偏置电压及针对所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪而设置的相位差调整用偏置电压产生器所施加的相位差调整用偏置电压，使所述In－Phase用的MZ型干涉仪及所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪分别零点偏置。
在上述光发送器中，所述抖动部也可以在对所述驱动信号的振幅加入所述频率的抖动时，通过变更所述驱动放大器的增益而加入所述抖动。
上述光发送器也可以进一步具备驱动信号用偏置电压产生器，其生成将所述驱动信号偏置的驱动信号用偏置电压并加以输出。所述抖动部也可以在对所述MZ型干涉仪的半波长电压加入抖动时，通过变更所述驱动信号用偏置电压来加入所述抖动。
在上述光发送器中，所述控制部也可以使启动时所述驱动信号的振幅小于通常运用状态的振幅。
在上述光发送器中，所述控制部也可以使启动时所述MZ型干涉仪的半波长电压大于通常运用状态的振幅。
在上述光发送器中，也可以对于所述IQ调制器所具有的所述In－Phase用的MZ型干涉仪和所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪的驱动信号的振幅或半波长电压，控制所述抖动部在对所述In－Phase用的MZ型干涉仪和所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪的任一个加入抖动时，对所述In－Phase用的MZ型干涉仪和所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪的另一个不加入抖动。
在上述光发送器中，所述抖动部也可以对所述IQ调制器所具有的所述In－Phase用的MZ型干涉仪和所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪的驱动信号的振幅或半波长电压加入不同频率或不同相位的抖动。
在上述光发送器中，所述控制部也可以具有在所述IQ调制器的启动序列中，n（n为自然数）次变更所述In－Phase用的MZ型干涉仪的输出光和所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪的输出光的两个光的相位差的功能。所述控制部也可以在每变更所述n次时将所述同步检波电路的同步检波的结果成为最大或最小的所述相位差调整用偏置电压作为候选值进行记录，并将所得到的n种候选值的平均值作为所述相位差调整用偏置电压而采用。
在上述光发送器中，所述控制部也可以以成为对利用所述同步检波电路获得的同步检波结果成为极值或0的相位差调整用偏置电压Vpeak相加预定的微调用偏移值Voffset的电压Vpeak＋Voffset的方式，设定相位差调整用偏置电压。
本发明的一方式所涉及的偏置电压的控制方法，是具备光调制器的光发送器中的偏置电压的控制方法，该光调制器具有具有两个光波导的MZ型干涉仪，所述控制方法具有：施加改变在所述两个光波导分别传播的两个光信号的光相位的驱动信号的步骤；改变所述两个光信号的光相位，并施加调整所述两个光信号的光相位差的相位差调整用偏置电压的步骤；对所述驱动信号的振幅或所述MZ型干涉仪的半波长电压，加入预定的频率的抖动的步骤；基于与从所述光调制器输出的调制光重叠的所述频率的调制分量，变更所述相位差调整用偏置电压，并将所述MZ型干涉仪零点偏置的步骤；以及对与从所述光调制器输出的所述调制光重叠的所述频率的调制分量进行同步检波的步骤。所述偏置的步骤具有以所述同步检波的结果成为最大或最小的方式变更所述相位差调整用偏置电压并将所述MZ型干涉仪零点偏置的步骤。使所述同步检波的结果为最大或最小取决于所参照的时钟信号的相位和抖动的相位之差而不依赖于所述驱动信号的振幅。
发明效果
通过本发明的实施方式，在启动时或发生偏置漂移时，能够不依赖驱动振幅或调制格式而迅速将偏置控制为合适值。
附图说明
[图1]是示出依据第1实施方式的光发送器的框图。
[图2]是示出依据第1实施方式的控制偏置电压的处理的流程图。
[图3]是示出依据第2实施方式的光发送器的结构的框图。
[图4]是示出第3实施方式的光发送器的结构的框图。
[图5]是示出依据第3实施方式的控制偏置电压的处理的流程图。
[图6]是示出第3实施方式中使相位差调整用偏置电压从最佳值变化的情况下调制光的光功率的实测值的变化的图表。
[图7]是示出第3实施方式中对于驱动信号用偏置电压加入抖动并进行同步检波时的测定结果的图表。
[图8]是示出第4实施方式的光发送器的结构的框图。
[图9]是示出依据第4实施方式的控制偏置电压的处理的流程图。
[图10]是示出第5实施方式中的实测值的例的图。
[图11]是示出依据第5实施方式的控制偏置电压的处理的流程图。
[图12]是示出依据第5实施方式的控制偏置电压的处理的流程图。
[图13]是示出依据实施方式的IQ调制器的具体例的图。
[图14]是示出现有的光发送器的结构的框图。
[图15]是示出将现有的光发送器中的相位差调整用偏置电压从最佳值变化的情况下的调制光的光功率的关系的图表。
具体实施方式
（第1实施方式）
以下，参照附图，对实施方式进行说明。图1是示出依据第1实施方式的光发送器500的框图。光发送器500具备：半导体光调制器1；驱动放大器3；偏置加法器5a、5b；驱动信号用偏置电压产生器4；相位差调整用偏置电压产生器70；光波导300、301、302；抖动部100；抖动加法器101；分接（tap）部104；光电检测器105；同步检波电路106；以及控制部107。
在光发送器500中，半导体光调制器1具备：MZ型干涉仪2；驱动信号输入电极6a、6b；以及相位差调整用偏置电极7a、7b。在半导体光调制器1中，MZ型干涉仪2具备光耦合器8a、8b及光波导310、311。
在MZ型干涉仪2中，光耦合器8a将在光波导300传播的CW光分支到光波导310、311。在光波导310、311分别传播的CW光因为从驱动信号输入电极6a、6b和相位差调整用偏置电极7a、7b被施加电压而加入相位差。光耦合器8b对在光波导310、311传播的产生相位差的CW光进行合波而生成调制光并向光波导301输出。
驱动放大器3为差动输出型的放大器。驱动放大器3接受所发送的二值数据信号，生成将该二值数据信号放大而成为驱动信号的Vdata和－Vdata的电压并加以输出。另外，驱动放大器3接受来自控制部107的控制信号而切换导通（ON）、截止（OFF）的状态。驱动信号用偏置电压产生器4接受来自控制部107的指示信号，生成驱动信号用偏置电压V4并加以输出。
抖动部100接受来自控制部107的指示信号并输出加入预定的频率f的抖动的信号。另外，抖动部100向同步检波电路106输出频率f的时钟信号。抖动加法器101对驱动信号用偏置电压产生器4输出的V4相加加入频率f的抖动的信号。偏置加法器5a、5b分别对驱动放大器3输出的Vdata和－Vdata相加已加入频率f的抖动的驱动信号用偏置电压V4并向驱动信号输入电极6a、6b输出。
分接部104对半导体光调制器1输出并在光波导301传播的调制光进行分接，即进行分支而使一部分输出到光波导302。光电检测器105接受在光波导302传播的调制光并转换为电信号而输出。同步检波电路106接受光电检测器105输出的电信号和抖动部100输出的频率f的时钟信号。另外，同步检波电路106基于该时钟信号的频率进行对电信号的同步检波，并将表示同步检波的结果的信息向控制部107输出。
相位差调整用偏置电压产生器70经由相位差调整用偏置电极7a、7b生成对在光波导310、311传播的CW光加入相位差的相位差调整用偏置电压V70＋V7和V70－V7并加以输出。另外，相位差调整用偏置电压产生器70接受来自控制部107的指示信号，对电压V7的电压进行扫描。控制部107例如具有自动偏置控制电路（ABC电路），接受同步检波电路106输出的同步检波的结果，变更相位差调整用偏置电压产生器70输出的相位差调整用偏置电压V70±V7而进行调整。另外，控制部107向驱动放大器3输出控制信号，并对驱动信号用偏置电压产生器4、抖动部100、及相位差调整用偏置电压产生器70输出指示信号。
接着，对上述光发送器500的控制部107中的偏置电压的控制方法进行说明。在上述的图15中，若着眼于横轴为±1的部分，则可知其部分的光功率不依赖于2×Vdata的RMS值，即不管RMS值为何值都大概一致。在此，若着眼于横轴为0的部分，则可知在该部分中对于光功率的2×Vdata的RMS值的依赖性成为最大。即，可知如果相位差调整用偏置电压V70±V7为最佳，则对于驱动振幅的微小变化的光功率的变化成为最大。
因而，对驱动信号的振幅加入频率f的抖动，并以频率f对调制光的光功率进行同步检波，如果同步检波结果的绝对值成为最大值，则能决定为相位差调整用偏置电压最佳，如果为除此以外的值则能决定为相位差调整用偏置电压从最佳值偏离。将该决定反馈于相位差调整用偏置电压V70±V7，从而能够使相位差调整用偏置电压V70±V7始终为最佳。此外，即便取代驱动信号的振幅而对MZ型干涉仪2的Vπ＠RF加入频率f的抖动，也同样能够使相位差调整用偏置电压V70±V7最佳。
（依据第1实施方式的偏置电压的控制处理）
图2是示出依据第1实施方式的控制偏置电压的处理的流程图。一边参照图2，一边对光发送器500启动处理时的控制部107控制相位差调整用的偏置电压的处理进行说明。
若开始启动处理，则控制部107最先对驱动放大器3输出使之截止的控制信号。驱动放大器3接受该控制信号而成为截止状态，驱动信号的Vdata和－Vdata的振幅成为0（步骤Sa1）。这能够例如适用使对于驱动放大器3的供给电力为0的结构等而实现。
接着，控制部107向驱动信号用偏置电压产生器4输出指示信号。接受该指示信号，驱动信号用偏置电压产生器4生成驱动信号用偏置电压V4并加以输出。偏置加法器5a、5b分别对驱动信号Vdata和－Vdata相加驱动信号用偏置电压V4，并对驱动信号输入电极6a、6b施加Vdata＋V4及－Vdata＋V4（步骤Sa2）。在此，驱动信号用偏置电压V4被设定为对驱动信号输入电极6a、6b分别施加的Vdata＋V4及－Vdata＋V4始终成为正或始终成为负。选择正的电压和负的电压的哪一个，则由半导体光调制器1的内部构造唯一决定。在半导体光调制器1中，Vπ＠RF根据驱动信号用偏置电压V4而发生变化。因此，需要以能得到期望的光电场的变化量的方式，设定驱动放大器的驱动信号±Vdata和驱动信号用偏置电压V4。
接着，控制部107输出使驱动放大器3导通的控制信号。这例如通过再次开始对驱动放大器3的供给电力而能够实现。接受该控制信号，驱动放大器3生成驱动信号±Vdata并加以输出（步骤Sa3）。控制部107对抖动部100输出指示信号。接受该指示信号，抖动部100生成加入频率f的抖动的信号并加以输出。抖动加法器101将抖动部100输出的输出信号和驱动信号用偏置电压V4相加并输出加入了频率f的抖动的驱动信号用偏置电压V4（步骤Sa4）。在半导体光调制器1中，Vπ＠RF对应驱动信号用偏置电压V4的电压值而发生变化。因此，Vπ＠RF会因频率f抖动。
CW光被半导体光调制器1的MZ型干涉仪2调制。半导体光调制器1输出的调制光被分接部104分接，通过光波导302并由光电检测器105接受。光电检测器105将接受的调制光转换为电信号并向同步检波电路106输出。同步检波电路106基于抖动部100输出的频率f的时钟信号，对于光电检测器105输出的电信号进行频率f的强度调制分量的同步检波，并将同步检波的结果输出到控制部107。
为了使调制光为CS－RZ光，需要通过半导体光调制器1的相位差调整用偏置电压来零点偏置。因此，控制部107向相位差调整用偏置电压产生器70输出调整输出电压的指示信号，生成相位差调整用偏置电压V70±V7而向相位差调整用偏置电压产生器70输出，进而，使电压V7进行扫描（步骤Sa5）。控制部107基于电压V7的扫描带来的来自同步检波电路106的同步检波结果的输出的变化，判定与调制光的光功率重叠的频率f分量是否成为最大（步骤Sa6）。在此，同步检波结果成为最大或最小的情况下，能够决定为频率f分量成为最大。同步检波结果是最大还是最小，则取决于所参照的时钟信号和抖动的相位差。
在决定为频率f分量不是最大的情况下，控制部107进行步骤Sa5的处理，即使得相位差调整用偏置电压产生器70继续进行电压V7的扫描。另一方面，在判定频率分量f为最大的情况下，控制部107对相位差调整用偏置电压产生器70输出指示信号，使电压V7的扫描停止，并使启动处理结束，开始通常运用。在转移到通常运用状态后，也有可能因随时间的变化而相位差调整用偏置电压V70±V7的最佳值会漂移。因此，控制部107周期性地监视调制光的光功率的频率f分量是否为最大（步骤Sa7），在脱离最大值的情况下，向相位差调整用偏置电压产生器70进行加上反馈的处理，从而变更及修正电压V7（步骤Sa8）。
通过上述第1实施方式的结构，对驱动信号±Vdata相加驱动信号用偏置电压V4并向半导体光调制器1施加，该驱动信号用偏置电压V4利用抖动部100加入了频率f的抖动。半导体光调制器1的MZ型干涉仪2基于由包含频率f的抖动的驱动信号用偏置电压V4偏置的驱动信号±Vdata，对在光波导310、311传播的CW光进行调制。同步检波电路106基于抖动部100输出的频率f的时钟信号，对通过光电检测器105转换为电信号的调制光进行同步检波。控制部107使得对于相位差调整用偏置电压产生器70开始进行相位差调整用偏置电压的施加和扫描，并基于扫描中发生变化的同步检波的结果决定调制光的光功率的频率f分量是否为最大，在成为最大的情况下，使扫描停止。
由此，在启动时，将MZ型干涉仪2零点偏置，即在驱动信号±Vdata成为GND电平的情况下，能够对MZ型干涉仪2的输出光进行消光，并能够使半导体光调制器1输出的调制光为CS－RZ光。另外，在转移到通常运用状态后，通过周期性地判定调制光的光功率的频率f分量是否为最大，即便在发生偏置漂移时，也能使相位差调整用偏置电压V70±V7返回到适当的值（例如最佳值）。因而，在启动时或发生偏置漂移时，能够不依赖驱动振幅或调制格式而以简单且稳定的方法迅速将偏置控制为适当的值。
在本实施方式中，考虑了半导体光调制器，通过变更驱动信号用偏置电压V4来向Vπ＠RF加入了抖动。一般光调制器的Vπ＠RF无论是半导体调制器还是除此以外的光调制器，都依赖于调制器壳体内的电场分布或温度。通过向这些调制器内部的状态加入周期f的调制，也可以由频率f 使Vπ＠RF抖动。
（第2实施方式）
图3是示出依据第2实施方式的光发送器500－1的结构的框图。对于与第1实施方式相同的结构，标注同一标号，以下，对不同的结构进行说明。光发送器500－1在第1实施方式的半导体光调制器1上进行改变而具备LiNbO3光调制器1－1。驱动放大器3－1利用来自控制部107－1的控制信号，切换导通和截止，而且进行增益的控制。在LiNbO3光调制器1－1中，通常不使用驱动信号用偏置电压。因此，光发送器500－1不具备第1实施方式中的驱动信号用偏置电压产生器4、抖动加法器101、偏置加法器5a、5b。取而代之，光发送器500－1在从控制部107－1到驱动放大器3－1的控制线上具备抖动加法器101－1。抖动加法器101－1与抖动部100的输出连接。
控制部107－1除了第1实施方式的控制部107的功能之外，对驱动放大器3－1输出进行驱动放大器3－1的增益控制的控制信号。抖动加法器101－1将加入了抖动部100输出的抖动的信号和控制部107－1输出的增益的控制信号相加并向驱动放大器3输出。通过该结构，驱动放大器3的增益抖动，其结果，驱动信号±Vdata的振幅会抖动。
在此，若将摆动（swing）率定义为“驱动信号的振幅/（2×Vπ＠RF）”，则在第1实施方式中使分母的Vπ＠RF抖动，与之相对在第2实施方式中会使分子的驱动信号的振幅抖动。在第1及第2实施方式的任一个中使摆动率抖动是没有变化的，而在第2实施方式中也会发挥由第1实施方式的结构得到的效果。
（第3实施方式）
接着，对本发明的第3实施方式进行说明。在上述的第1及第2实施方式中，设想CS－RZ光生成用的光发送器，对利用包含1台MZ型干涉仪2的半导体光调制器1控制相位差调整用偏置电压V70±V7的结构进行了说明。相对于此，在第3实施方式中，进行QAM（Quadrature Amplitude Modulation，以下，也称为直角相位振幅调制）信号光生成用的IQ（In－Phase Quadrature－Phase）调制器中的多个相位差调整用偏置电压的控制。
图4是示出第3实施方式的光发送器510的结构的框图。对于与第1及第2实施方式相同的结构标注同一标号，以下，对不同结构进行说明。光发送器510具备：IQ调制器1a；光波导300、301；In－Phase用的驱动放大器3a和相位差调整用偏置电压产生器70a；及Quadrature－Phase用的驱动放大器3b和相位差调整用偏置电压产生器70b；调制光相位差调整用偏置电压产生器108；分接部104；光波导302；光电检测器105；同步检波电路106；控制部107a；抖动部100a；驱动信号用偏置电压产生器4；抖动加法器101a、102a、102b、103a、103b；以及偏置加法器5aa、5ba、5bb、5ab。
IQ调制器1a例如为半导体光调制器。IQ调制器1a在1台MZ型干涉仪（以下，也称为母MZI）的两个支路分别具备In－Phase用的MZ型干涉仪2a和Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪2b（以下，也将MZ型干涉仪2a、2b分别称为子MZI）。MZ型干涉仪2a、2b的内部结构与第1实施方式的MZ型干涉仪2的内部结构相同。以下，在详细说明MZ型干涉仪2a、2b各自内部的结构的场合，对标号添加a、b等的字母进行说明（例如，关于与MZ型干涉仪2的光耦合器8a相当的MZ型干涉仪2a的光耦合器，如光耦合器8a－a所示）。
另外，IQ调制器1a具备：光耦合器200、201；光波导320、321、330、331；4个驱动信号输入电极6aa、6ba、6bb、6ab；以及4个相位差调整用偏置电极7aa、7ba、7bb、7ab。另外，IQ调制器1a具备对从MZ型干涉仪2a、2b输出的各个调制光加入相位差的母MZI用的调制光相位差调整用偏置电极401。光耦合器200对在光波导300传播的CW光进行分支并向光波导320、321输出。光波导320、321分别连接到作为子MZI的MZ型干涉仪2a、2b的输入侧。光波导330、331分别连接到子MZI的MZ型干涉仪2a、2b的输出侧。光耦合器201对在光波导330传播的调制光、和因施加到调制光相位差调整用偏置电极401的偏置电压而加入±π/2的光相位差的在光波导331传播的调制光进行合波，并向光波导301输出。
驱动信号输入电极6aa、6ba分别经由偏置加法器5aa、5ba而与驱动放大器3a连接，对MZ型干涉仪2a施加驱动信号。驱动信号输入电极6bb、6ab分别经由偏置加法器5bb、5ab而与驱动放大器3b连接，对MZ型干涉仪2b施加驱动信号。相位差调整用偏置电极7aa、7ba经由抖动加法器102a、103a而与相位差调整用偏置电压产生器70a连接，对MZ型干涉仪2a施加相位差调整用偏置电压。相位差调整用偏置电极7bb、7ab经由抖动加法器102b、103b而与相位差调整用偏置电压产生器70b连接，对MZ型干涉仪2b施加相位差调整用偏置电压。母MZI用的调制光相位差调整用偏置电极401与调制光相位差调整用偏置电压产生器108连接，对光波导331施加调制光相位差调整用偏置电压。
驱动放大器3a、3b例如接受4值数据，分别生成驱动信号±Vdata＿a、±Vdata＿b并加以输出。另外，驱动放大器3a、3b接受来自控制部107a的控制信号而切换导通和截止。相位差调整用偏置电压产生器70a、70b分别生成将In－Phase用的MZ型干涉仪2a和Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪2b零点偏置的相位差调整用偏置电压V70±V7a、V70±V7b并加以输出。另外，相位差调整用偏置电压产生器70a、70b接受来自控制部107a的指示信号，改变各自生成的相位差调整用偏置电压V70±V7a、V70±V7b。调制光相位差调整用偏置电压产生器108接受来自控制部107a的指示信号，在母MZI中生成使各子MZI、即MZ型干涉仪2a和MZ型干涉仪2b的输出光的相位差为±π/2的调制光相位差调整用偏置电压V108并加以输出。另外，调制光相位差调整用偏置电压产生器108接受来自控制部107a的指示信号，改变所生成的调制光相位差调整用偏置电压V108。
抖动部100a接受来自控制部107a的指示信号生成加入预定的频率f的抖动的信号，并向抖动加法器101a、102a、102b、103a、103b输出。另外，抖动部100a向同步检波电路106输出频率f的时钟信号。抖动加法器102a、103a对相位差调整用偏置电压V70±V7a加入抖动，并向相位差调整用偏置电极7aa、7ba输出。抖动加法器102b、103b对相位差调整用偏置电压V70±V7b加入抖动，并向相位差调整用偏置电极7bb、7ab输出。
抖动加法器101a对驱动信号用偏置电压产生器4输出的驱动信号用偏置电压V4加入抖动并向偏置加法器5aa、5ba、5bb、5ab输出。偏置加法器5aa、5ba分别对驱动放大器3a输出的驱动信号±Vdata＿a相加已加入了抖动的驱动信号用偏置电压V4，并向驱动信号输入电极6aa、6ba输出。偏置加法器5bb、5ab分别对驱动放大器3b输出的驱动信号±Vdata＿b相加已加入了抖动的驱动信号用偏置电压V4，并向驱动信号输入电极6bb、6ab输出。
控制部107a基于同步检波电路106的同步检波的结果，改变相位差调整用偏置电压产生器70a、70b的相位差调整用偏置电压V70±V7a、V70±V7b及调制光相位差调整用偏置电压产生器108的调制光相位差调整用偏置电压V108。由此，一边使两个MZ型干涉仪2a、2b零点偏置，一边使各自的输出调制光的相位差为±π/2。另外，控制部107a向驱动放大器3a、3b输出控制信号。另外，控制部107a向驱动信号用偏置电压产生器4、抖动部100a、相位差调整用偏置电压产生器70a、70b、调制光相位差调整用偏置电压产生器108输出指示信号。
（依据第3实施方式的偏置电压的控制处理）
图5是示出依据第3实施方式的控制偏置电压的处理的流程图。接着，一边参照图5，一边对第3实施方式中的光发送器510启动时的控制部107a控制相位差调整用的偏置电压的处理进行说明。
若开始启动处理，则控制部107a最先对In－Phase用的驱动放大器3a和Quadrature－Phase用的驱动放大器3b输出使之截止的控制信号。驱动放大器3a、3b接受该控制信号成为截止状态，驱动信号的±Vdata＿a和±Vdata＿b的振幅成为0（步骤Sb1）。这能够适用例如使对驱动放大器3a、3b的供给电力为0的结构等来实现。
接着，控制部107a向驱动信号用偏置电压产生器4输出指示信号。接受该指示信号，驱动信号用偏置电压产生器4生成驱动信号用偏置电压V4并加以输出。偏置加法器5aa、5ba分别对驱动信号Vdata＿a和－Vdata＿a相加驱动信号用偏置电压V4，并向驱动信号输入电极6aa、6ba施加。另外，偏置加法器5bb、5ab分别对驱动信号Vdata＿b和－Vdata＿b相加驱动信号用偏置电压V4，并向驱动信号输入电极6bb、6ab施加（步骤Sb2）。在此，驱动信号用偏置电压V4被设定为对驱动信号输入电极6aa、6ba、6bb、6ab分别施加的±Vdata＿a＋V4及±Vdata＿b＋V4始终成为正或始终成为负。选择正的电压和负的电压的哪一个，则由IQ调制器1a的内部构造唯一决定。IQ调制器1a中，Vπ＠RF根据驱动信号用偏置电压V4而发生变化。因此，需要以能得到期望的光电场的变化量的方式，设定驱动放大器3a、3b的驱动信号±Vdata＿a、±Vdata＿b和驱动信号用偏置电压V4。
接着，控制部107a输出使驱动放大器3a、3b导通的控制信号。这能够例如再次开始对驱动放大器3a、3b的供给电力而实现。接受该控制信号，驱动放大器3a生成驱动信号±Vdata＿a并加以输出，驱动放大器3b生成驱动信号±Vdata＿b并加以输出（步骤Sb3）。控制部107a对于抖动部100a输出指示信号。接受该指示信号，抖动部100a生成加入频率f的抖动的信号产加以输出。抖动加法器101a将抖动部100a输出的信号和驱动信号用偏置电压V4相加而输出加入了频率f的抖动的驱动信号用偏置电压V4（步骤Sb4）。
IQ调制器1a输出的调制光被分接部104分接，通过光波导302由光电检测器105接受。光电检测器105将接受的调制光转换为电信号并向同步检波电路106输出。同步检波电路106基于抖动部100输出的频率f的时钟信号，对光电检测器105输出的电信号进行频率f的强度调制分量的同步检波，并将同步检波的结果输出到控制部107a。
控制部107a对In－Phase用的相位差调整用偏置电压产生器70a和Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电压产生器70b输出调整输出电压的指示信号。接受该指示信号，相位差调整用偏置电压产生器70a生成In－Phase用的相位差调整用偏置电压V70＋V7a和V70－V7a，将它们经由In－Phase用的相位差调整用偏置电极7aa、7ba施加到In－Phase用的MZ型干涉仪2a，且，扫描V7a。另外，接受该指示信号，相位差调整用偏置电压产生器70b生成Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电压V70＋V7b和V70－V7b，将它们经由Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电极7bb、7ab施加到Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪2b，且，扫描V7b（步骤Sb5）。
控制部107a基于电压V7a和电压V7b的扫描带来的来自同步检波电路106的同步检波结果的输出的变化，判定与调制光的光功率重叠的频率f分量是否成为最大（步骤Sb6）。在此，通过同步检波结果成为最大或最小，能够判定频率f分量成为最大。是最大还是最小，则取决于所参照的时钟信号的相位和抖动的相位之差。
在判定频率分量f不是最大的情况下，控制部107a进行步骤Sb5的处理，即使相位差调整用偏置电压产生器70a继续进行电压V7a的扫描，使相位差调整用偏置电压产生器70b继续进行电压V7b的扫描。另一方面，在判定频率分量f为最大的情况下，控制部107a对于相位差调整用偏置电压产生器70a、70b的每一个停止电压V7a、V7b的扫描，并对抖动部100a输出指示信号。抖动部100a接受该指示信号，停止对驱动信号用偏置电压产生器4的输出V4经由抖动加法器101a加入的抖动（步骤Sb7）。
接着，控制部107a使用记载于非专利文献1的非对称偏置抖动将母MZI用的相位差调整用偏置电压调整为适当值（例如最佳值）（步骤Sb8）。具体而言，首先，控制部107a为了对In－Phase用的相位差调整用偏置电压产生器70a的输出即V70±V7a及Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电压产生器70b的输出即V70±V7b的合计4种相位差调整用偏置电压，加入频率f的抖动，向抖动部100a输出指示信号。
接受该指示信号，抖动部100a生成加入抖动的信号，并经由抖动加法器102a、103a向相位差调整用偏置电压V70±V7a加入抖动，并经由抖动加法器102b、103b向相位差调整用偏置电压V70±V7b加入频率f的抖动。在此，利用In－Phase用的抖动加法器102a加入的抖动、和利用In－Phase用的抖动加法器103a加入的抖动，被设定为频率相同且正负相反。另外，同样地，利用Quadrature－Phase用的抖动加法器102b加入的抖动、和利用Quadrature－Phase用的抖动加法器103b加入的抖动，被设定为频率相同且正负相反。另外，In－Phase侧的抖动和Quadrature－Phase用的抖动，被设定为相位正交，例如被设定为cos（2πfd×t）和sin（2πfd×t）。
同步检波电路基于抖动部100a输出的频率f的时钟信号，对光电检测器105输出的电信号同步检波频率f的偶数倍的分量，并将同步检波的结果向控制部107a输出。控制部107a向母MZI用的调制光相位差调整用偏置电压产生器108发送以同步检波结果接近0的方式变更调制光相位差调整用偏置电压V108的指示信号。调制光相位差调整用偏置电压产生器108接受该指示信号，变更调制光相位差调整用偏置电压V108。母MZI用的调制光相位差调整用偏置电压V108经由母MZI用的调制光相位差调整用偏置电极401施加到In－Phase侧的MZ型干涉仪2a的输出的光波导331，改变In－Phase用的MZ型干涉仪2a与Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪2b之间的光相位差。在同步检波电路106的同步检波的结果成为0的情况下，该光相位差成为最佳值的±π/2（参照非专利文献1）。
由此，结束启动处理，并转移到通常运用的状态。在通常运用的状态中控制部107a周期性地反复进行步骤Sb5～Sb8（步骤Sb9）。
图6是示出将信号格式设为QPSK（正交相移键控：Quadrature Phase ShiftKeying），在启动处理结束时刻，有意从最佳值变更In－Phase用的相位差调整用偏置电压所包含的电压V7a的值的情况下的调制光的光功率的实测值的变化的图表。在图6中，横轴是电压V7a距离最佳值的背离量。横轴为0的点，表示电压V7a为最佳值。纵轴以任意单位（arb：arbitrary unit）表示调制光的光功率。此外，进行图6所示的实测时，电压V7b及V108保持在最佳。在此，将驱动信号的差动振幅（2×Vdata＿a、或2×Vdata＿b）除以2×Vπ＠RF的值定义为摆动率。图6中的各符号表示摆动率的差异。圆形的符号表示摆动率为100％的情况。三角形的符号表示摆动率大概50％的情况。四方形的符号表示摆动率大概40％的情况。QPSK中，摆动率为50％时，驱动电压的RMS值成为Vπ的大概0.5倍（但是，设为没有进行乃奎斯特滤波及其他滤波）。图6所示的实测值与上述的图15所示的模拟结果大概一致，但是明显对于横轴的正负呈非对称性。这是对于施加电压的、IQ调制器1a输出的光电场的非线性造成的。
图7是示出对于驱动信号用偏置电压V4加入抖动并进行同步检波时的测定结果的图表。横轴是距离最佳值的背离量。横轴为0的点，表示包括电压V7a在内全部的偏置成为最佳值。纵轴以任意单位（arb：arbitrary unit）表示同步检波结果。与图6同样，在图7中，各符号也表示摆动率的差异，圆形的符号表示摆动率为100％的情况。三角形的符号表示摆动率大概50％的情况。四方形的符号表示摆动率大概40％的情况。横轴为0的点上，同步检波结果成为大概最小的极值。在横轴方向存在一点点的误差，这来自IQ调制器1a内置的功率检测器的误差。在使所参照的时钟信号的相位反相的情况下，横轴为0的点上同步检波结果成为大概最大的极值。在此，应留意的是，不是同步检波结果的绝对值成为最大，而是偏置成为最佳的情况下同步检波结果其本身为最小（或最大）的极值这一点。在摆动率为100％（圆形的符号），偏置最佳时同步检波结果成为0。这是最小的极值，但是绝对值并不是最大值。
通过上述第3实施方式的结构，将利用抖动部100a加入了频率f的抖动的驱动信号用偏置电压V4加到驱动信号±Vdata＿a及驱动信号±Vdata＿b并向IQ调制器1a施加。由此，IQ调制器1a的MZ型干涉仪2a及MZ型干涉仪2b通过以包含频率f的抖动的偏置电压进行偏置的驱动信号±Vdata＿a及驱动信号±Vdata＿b来对CW光进行调制。同步检波电路106基于抖动部100a输出的频率f的时钟信号，对利用光电检测器105转换为电信号的调制光进行同步检波。控制部107a使得对于相位差调整用偏置电压产生器70a、70b开始进行相位差调整用偏置电压的施加和扫描，并基于扫描中发生变化的同步检波的结果，决定调制光的光功率的频率f分量是否为最大，在成为最大的情况下，使扫描停止。
另外，控制部107a使用非对称偏置抖动将母MZI用的调制光相位差调整用偏置电压V108调整为最佳值。
由此，在启动时，能够将MZ型干涉仪2a、2b零点偏置。另外，在转移到通常运用状态后，也能周期性地判定调制光的光功率的频率f分量是否最大，在发生偏置漂移时，也能使相位差调整用偏置电压V70±V7a及相位差调整用偏置电压V70±V7b返回最佳值。因而，在启动时或发生偏置漂移时，不依赖驱动振幅或调制格式，而能够以简单且稳定的方法迅速将偏置控制为最佳值。
此外，在上述第3实施方式中，驱动放大器3a、3b作为一个例子，接受4值数据，生成驱动信号±Vdata＿a、±Vdata＿b并加以输出。在驱动信号±Vdata＿a、±Vdata＿b为具有n值的RF的强度调制信号的情况下，IQ调制器1a输出的调制光成为n2次数的QAM信号。
另外，在上述第3实施方式中，与第2实施方式同样，对作为IQ调制器1a，不使用半导体型的光调制器而使用LiNbO3的光调制器的情况进行说明。在该情况下，将不需要驱动信号用偏置电压产生器4。控制部107a发送进行驱动放大器3a、3b的增益控制的控制信号，抖动部100a对该控制信号加入抖动，从而驱动放大器3a、3b的增益抖动。其结果，驱动信号±Vdata＿a、±Vdata＿b的振幅会抖动。
（第3实施方式中的其他实施方式）
在依据第3实施方式的光发送器510中，如上所述，无论摆动率的大小如何都能发现相位差调整用偏置电压V70±V7a、V70±V7b及调制光相位差调整用偏置电压V108。可是，在如IQ调制器1a启动时那样相位差调整用偏置电压V70±V7a、V70±V7b及调制光相位差调整用偏置电压V108具有随机的初始值的情况下，为了迅速且可靠地进行启动处理，优选仅在启动序列时限定摆动率。例如，以在何种波长中都使摆动率成为50％以下的方式设定驱动信号用偏置电压的初始值V40和In－Phase用的驱动放大器3a和Quadrature－Phase用的驱动放大器3b的增益。如上述，所谓摆动率由“驱动信号的差动振幅（2×Vdata＿a或2×Vdata＿b）/2×Vπ＠RF”表示。因此，控制部107a例如通过使驱动信号的差动振幅的值小于通常运用的状态、或者使Vπ＠RF的半波长电压大于通常运用的状态，使得摆动率成为50％以下。
在该情况下，在几乎全部的高阶QAM信号中，In－Phase用的相位差调整用偏置电压V70±V7a及Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电压V70±V7b为最佳时，调制光的光功率成为最小（相当于上述的图15中的四方形的符号）。因而，不依赖调制格式而容易迅速发现相位差调整用偏置电压的最佳值。在启动处理结束时，控制部107a以能达到通常运用状态下的摆动率的方式，修改设定驱动信号用偏置电压V4，并与第3实施方式同样进行通常运用。
此外，将上述摆动率限定于启动时的方法，也可以对第1及第2实施方式适用。
此外，在上述第1、第2及第3实施方式中，通过利用同步检波电路106进行的同步检波，检测调制光的光功率变动成为最大的相位差调整用偏置电压的V7、V7a、V7b。然而，本发明的实施方式不限于上述实施方式。例如，在因一些理由而难以进行同步检波的情况下，也可以构成为：设置数据的记录单元，将在使驱动信号用偏置电压产生器4输出的V4微小增加的情况下的光功率和使V4微小减少的情况下的光功率两者记录于记录单元，检测出使得两者的记录之差成为最大的V7、V7a、V7b。
（第4实施方式）
接着，对依据本发明的第4实施方式进行说明。在上述的第3实施方式的光发送器510中，同样地对驱动信号±Vdata＿a及驱动信号±Vdata＿b的两者相加了利用抖动部100a加入频率f的抖动的驱动信号用偏置电压V4。在该结构中，与光电检测器105的输出重叠的频率f分量，成为反映In－Phase用的相位差调整用偏置电压及Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电压两者的值。因此，会难以切分两者的影响。其结果，会难以迅速求出应该加入到这些偏置的最佳的V7a、V7b。为了回避这问题，向In－Phase侧的驱动信号用偏置电压V4和Quadrature－Phase侧的驱动信号用偏置电压V4以分时加入抖动即可。换句话说，在对In－Phase侧的驱动信号用偏置电压V4和Quadrature－Phase侧的驱动信号用偏置电压V4的任一个加入抖动时，以不对另一个加入抖动的方式进行控制即可。
图8是示出第4实施方式的光发送器510的结构的框图。在图8中，对于与第1实施方式或第2实施方式相同的结构标注同一标号并省略说明。以下，对与第1实施方式或第2实施方式不同的结构进行说明。
抖动部100a接受来自控制部107a的指示信号，生成加入预定的频率f的抖动的信号。抖动部100a将所生成的信号向抖动加法器101a、101b、102a、102b、103a及103b输出。在此，抖动部100a在抖动加法器101a、101b及其他抖动加法器中以分时加入抖动。例如，在由抖动加法器101a加入抖动的期间，在其他抖动加法器中不会加入抖动。例如，在向抖动加法器101b加入抖动的期间，在其他抖动加法器中不会加入抖动。
抖动加法器101a对驱动信号用偏置电压产生器4输出的驱动信号用偏置电压V4加入抖动并向偏置加法器5aa、5ba输出，使±Vdata＿a抖动。抖动加法器101b对驱动信号用偏置电压产生器4输出的驱动信号用偏置电压V4加入抖动并向偏置加法器5ab、5bb输出，使±Vdata＿b抖动。
控制部107a基于同步检波电路106的同步检波的结果，改变相位差调整用偏置电压产生器70a、70b输出的相位差调整用偏置电压V70±V7a及V70±V7b和调制光相位差调整用偏置电压产生器108输出的调制光相位差调整用偏置电压V108。在抖动部100a经由抖动加法器101a进行抖动的期间，控制部107a仅控制相位差调整用偏置电压产生器70a。在抖动部100a经由抖动加法器101b进行抖动的期间，控制部107a仅控制相位差调整用偏置电压产生器70b。
（依据第4实施方式的偏置电压的控制处理）
图9是示出依据第4实施方式的控制偏置电压的处理的流程图。接着，一边参照图9，一边对第4实施方式中的光发送器510启动时的控制部107a控制相位差调整用的偏置电压的处理进行说明。步骤Sb1～Sb3及Sb7～Sb9，与图5所示的处理同样，因此省略说明。图5中的步骤Sb4～Sb6，在本控制处理中被置换为步骤Sb4a～Sb6a和Sb4b～Sb6b。所执行的处理与图5类似，但是在步骤Sb4a～Sb6a中频率f的抖动是经由抖动加法器101a而进行的。另外，相位差调整用偏置电压产生器70a仅控制电压V7a。在步骤Sb4b～Sb6b中频率f的抖动是经由抖动加法器101b而进行的。另外，相位差调整用偏置电压产生器70b仅控制电压V7b。
（第4实施方式中的其他实施方式）
在第4实施方式中，如上述，以分时使±Vdata＿a和±Vdata＿b抖动。取而代之，也可以采用以分时使驱动放大器3a和驱动放大器3b的增益抖动的结构。使用LiNbO3的光调制器，与半导体光调制器不同，一般不使用驱动信号用偏置电压V4。另外，难以变更Vπ＠RF。因此，与第2实施方式同样，通过以分时使驱动放大器的增益抖动，能够得到与上述的效果同样的效果。
或者，取代这些分时的抖动，也可以采用同时以不同频率使±Vdata＿a和±Vdata＿b抖动的结构、或以不同频率f1及f2同时使驱动放大器3a和驱动放大器3b的增益抖动的结构。在该情况下，抖动部100a向同步检波电路106输出频率f1及f2的两种时钟信号，同步检波电路106基于这些时钟信号进行两种同步检波，利用这两种同步检波结果，进行In－Phase用的相位差调整用偏置电压及Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电压的控制。在该结构中，具有能够同时进行In－Phase用的相位差调整用偏置电压及Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电压的控制的效果。
或者，也可以采用对±Vdata＿a和±Vdata＿b加入同一频率但相位相差90度的抖动的结构、或对驱动放大器3a和驱动放大器3b的增益加入同一频率但相位相差90度的抖动的结构。在该情况下，抖动部100a向同步检波电路106输出频率f的、相位相差90度的两个时钟信号，同步检波电路106基于这些时钟信号进行两种同步检波，利用这两种同步检波结果，进行In－Phase用的相位差调整用偏置电压及Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电压的控制。在该结构中，也具有不仅能够同时进行In－Phase用的相位差调整用偏置电压及Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电压的控制，而且能够将振荡器的振荡频率或同步检波电路内的带通滤波器的中心频率统一成一种的效果。
（第5实施方式）
图9所示的流程图中，首先调整In－Phase用的所述MZ型干涉仪的相位差调整用偏置电压（步骤Sb4a～Sb6a）。接着调整Quadrature－Phase用的所述MZ型干涉仪的相位差调整用偏置电压（步骤Sb4b～Sb6a）。最后控制母MZ干涉仪用的相位差调整用偏置电压（步骤Sb7～Sb8）。然而，通过IQ调制器的结构，若在母MZ干涉仪用的相位差调整用偏置电压不是最佳的状态下进行步骤Sb4a～Sb6a或步骤Sb4b～Sb6a的控制，则有时In－Phase用或Quadrature－Phase用的偏置电压被锁定为不是最佳的值。
图10是示出第5实施方式中的实测值的例的图。图10与图7同样，是示出对驱动信号用偏置电压V4加入抖动并进行同步检波时的测定结果的图表。横轴也与图7同样，是电压V7a距离最佳值的背离量。横轴为0的点，表示电压V7a成为最佳值。但是，与图7记载的条件不同，在图10所示的测定中，电压V7b及V108设定为与最佳值不同的值。即，Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪2b没有零点偏置。另外，母MZI中，MZ型干涉仪2a和MZ型干涉仪2b的输出光的相位差处于既不是＋π/2也不是－π/2的状态。
图10中示出涂黑的三角形及空白的三角形的符号，但这些测定数据时的摆动率与图6及图7中的三角形的符号的那个相等。无论是哪个符号，电压V7b的值都为0V，并不是最佳值。在涂黑的三角形的符号中，V108为0V，在空白的三角形的符号中V108为Vπ＠DC。如前述，在涂黑的三角形的符号中MZ型干涉仪2a和MZ型干涉仪2b的输出光的相位差既不是＋π/2也不是－π/2。因此，在空白的三角形的符号中，MZ型干涉仪2a和MZ型干涉仪2b的输出光的相位差不是＋π/2，也不是－π/2。
首先关注图10中的涂黑的三角形的符号。涂黑的三角形的符号取极小值是在电压V7a为－1.8V时。接着，关注图10中的空白的三角形的符号。空白的三角形的符号取极小值是在电压V7a为＋1.8V时。无论在哪个情况下极小值都是在电压V7a与0不同的场合得到。即，无论在哪个情况下极小值都与电压V7a的最佳值不一致。然而，若比较涂黑的三角形的符号的极小值和空白的三角形的符号的极小值，则可知夹着“电压V7a＝0V”而在对称的位置移动。这来自：对母MZI中的光相位差仅增减π，从而一系列应变的朝向以最佳形状为基准对称地变化。详细的说明记载于参考文献（日本专利公报5671130号）的段落0051～0054及图1～2。
利用该性质，即便从母MZ干涉仪用的相位差调整用偏置电压不是最佳的状态开始启动处理，也能迅速将In－Phase用或Quadrature－Phase用的偏置电压锁定为最佳值。图11示出该具体的顺序。
图11及图12是示出依据第5实施方式的控制偏置电压的处理的流程图。启动处理的最初进行的步骤Sc1～Sc3，与图5及图9中的步骤Sb1～Sb3同样。接着进行的步骤Sc4～Sc6也与图9中的步骤Sb4a～Sb6a同样。在第5实施方式中，没有直接将频率f分量成为最大的V7a的值用作为In－Phase用的相位差调整用偏置电压，而是作为临时的候选进行记录（步骤Sc7）。接着，使母MZ干涉仪用的相位差调整用偏置电压V108增加Vπ＠DC。接着，在步骤Sc9～Sc11中，进行与步骤Sc5～Sc7相同的处理。在步骤Sc7和步骤Sc11中求出所记录的V7a的两个候选值的平均值，并将V7a设定为该值（步骤Sc12）。
关于Quadrature－Phase用的相位差调整用偏置电压也进行同样的处理，设定V7b的电压值（步骤Sc13～Sc21）。但是，为了减少母MZ干涉仪用的相位差调整用偏置电压V108的变更范围，更优选在步骤Sc17中不是将V108增加Vπ＠DC而是减少Vπ＠DC。
最后，在步骤Sc22中，与图9中的步骤Sb8同样地将母MZ干涉仪用的相位差调整用偏置电压V108最佳化，并结束启动处理。
在本实施例中，将步骤Sc8及Sc17中的母MZ干涉仪用的相位差调整用偏置电压V108的变更量设为Vπ＠DC，对V7a及V7b分别取两种候选值的平均值。但是，也可以采用将电压V108的变更量设为“Vπ＠DC÷n”，并对V7a及V7b分别取n＋1种候选值的平均值的结构。在此“n”为自然数。
（实施例的变形）
至此描述的实施例中，以推挽方式（push-pull）控制了MZ型干涉仪的两个臂的光相位差。即，对一个臂的相位差调整用偏置电极施加V70＋V7a这样的电压，同时对另一个臂的相位差调整用偏置电极施加V70‐V7a这样的电压，进行了如果一个的延迟增加则另一个的延迟减少这样的形式的控制。然而，也可以采用不是推挽方式而是进行单相控制的结构。例如，也可以对一个臂的相位差调整用偏置电极施加V70＋V7a这样的电压，但另一个臂的相位差调整用偏置电极落到接地电平。该结构虽然具有光相位的变动变复杂这样的缺点，但是另一方面也具有使装置结构单纯化这样的优点。
另外，图4所示的IQ调制器的结构为市售品标准的结构。然而，只要能配置个别地监视In－Phase用的MZ型干涉仪2a和Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪2b各自的输出的光功率监视器，就能进行更加稳定的偏置控制。图13是示出这样的IQ调制器的具体例的图。此外，在图13中，省略了调制器驱动系统的图示。
利用In－Phase用的分接部500a、Quadrature－Phase用的分接部500b 来对In－Phase用的MZ型干涉仪2a和Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪2b各自的输出进行分接。以In－Phase用的光电检测器501a及Quadrature用的光电检测器501b监视这些分接的光。被监视的光功率输入到In－Phase用的ABC电路502a及Quadrature－Phase用的ABC电路502b。这些ABC电路分别具有与图1所示的同步检波电路106、抖动部100、控制部107同等的电路。在此，IQ调制器所具有的In－Phase用的MZ型干涉仪2a和Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪2b被零点偏置，且以推挽方式的驱动信号驱动，在这一点上，与第1实施方式及第2实施方式所示的CS－RZ光生成用调制器相同。因而，In－Phase用的ABC电路502a及Quadrature－Phase用的ABC电路502b能够以与第1实施方式及第2实施方式中记载的方法相同的方法控制In－Phase用的MZ型干涉仪2a和Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪2b的偏置。母MZ干涉仪用的相位差调整用偏置电压V108是通过母MZ干涉仪用的ABC电路502c来控制的。该具体的方法，例如能够以（依据第3实施方式的偏置电压的控制处理）中说明的技术或非专利文献1中记载的公知技术实现。
在该结构中，具有这样的优点：即便母MZ干涉仪用的相位差调整用偏置电压处于不是最佳的状态，也不受任何影响而能够将In－Phase用的MZ型干涉仪2a和Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪2b的偏置设定为最佳值。另一方面，具有除了需要3台功率监视器之外，还需要独立的3台偏置控制电路这样的缺点。
至此描述的实施例中，在控制MZ型干涉仪的偏置时，使同步检波结果为极值（子MZI控制时）、或0（母MZI控制时）。然而调制器内置的功率监视器的强度变化因调制器的构造上的不完整性而有时不会正确反映调制器输出的强度变化。这样的情况下，也可以将对同步检波结果为极值或0的相位差调整用偏置电压Vpeak相加预定的微调用偏移值Voffset的值Vpeak＋Voffset作为相位差调整用偏置电压而采用。这可以通过对同步检波结果相加预定的数值、或者以使相位差调整用偏置电压对同步检波结果的倾斜成为预定的坡度的方式设定反馈环来实现。
也可以由计算机实现上述的实施方式中的控制部107、107－1、107a。在此情况下，也可以通过将用于实现该功能的程序记录于计算机可读的记录介质，使计算机系统读入记录在该记录介质的程序，并执行而实现。此外，在此所说的“计算机系统”是指包括OS或外部设备等的硬件。另外，“计算机可读的记录介质”是指软磁盘、光磁盘、ROM、CD－ROM等的可移动介质、内置于计算机系统的硬盘等的存储装置。进而“计算机可读的记录介质”也可以包括像经由因特网等的网络或电话线路等的通信线路发送程序的情况下的通信线那样，短时间内、动态保存程序的介质；像那种情况下成为服务器或客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样，一定时间保存程序的介质。另外上述程序也可以为用于实现前述功能的一部分的程序，进而也可为能够用与在计算机系统中已经记录的程序的组合来实现前述功能，也可以使用FPGA（现场可编程门阵列：Field Programmable Gate Array）等的可编程逻辑器件来实现。
以上，参照附图，对本发明的实施方式进行了详细说明，但具体的结构并不限于该实施方式，还包括在不脱离本发明的要点的范围的设计等。
产业上的可利用性
本发明也可以适用于光发送器及偏置电压的控制方法。
标号说明
1　半导体光调制器；2　MZ型干涉仪；3　驱动放大器；4　驱动信号用偏置电压产生器；5a、5b　偏置加法器；6a、6b　驱动信号输入电极；70　相位差调整用偏置电压产生器；7a、7b　相位差调整用偏置电极；100　抖动部；101　抖动加法器；104　分接部；105光电检测器；106　同步检波电路；107　控制部；300、301、302、310、311　光波导。

Claims (11)

1.一种光发送器，具备：
光调制器，具有：
具有两个光波导的MZ型干涉仪、
施加使在所述两个光波导分别传播的2个光信号的光相位变化的驱动信号的驱动信号输入电极、和
改变所述两个光信号的光相位并施加调整所述两个光信号的光相位差的相位差调整用偏置电压的相位差调整用偏置电极；
驱动放大器，生成所述驱动信号并向所述驱动信号输入电极施加；
相位差调整用偏置电压产生器，生成所述相位差调整用偏置电压并向所述相位差调整用偏置电极施加；
抖动部，对于所述驱动信号的振幅或所述MZ型干涉仪的半波长电压，加入预定的频率的抖动；
控制部，基于对从所述光调制器输出的调制光重叠的所述频率的强度调制分量，变更所述相位差调整用偏置电压产生器所生成的所述相位差调整用偏置电压，使所述MZ型干涉仪零点偏置；
光电检测器，接受从所述光调制器输出的所述调制光并转换为电信号；以及
同步检波电路，接受从所述光电检测器输出的电信号和从所述抖动部输出的所述频率的时钟信号，并对与所述转换的电信号重叠的所述频率的强度调制分量进行同步检波，所述控制部以所述同步检波电路的同步检波的结果成为最大或最小的方式变更所述相位差调整用偏置电压产生器生成的所述相位差调整用偏置电压并将所述MZ型干涉仪零点偏置，
所述控制部使所述同步检波的结果为最大或最小取决于所参照的时钟信号的相位和抖动的相位之差而不依赖所述驱动信号的振幅。
2.如权利要求1所述的光发送器，其中，
所述光调制器为IQ调制器，
所述MZ型干涉仪包含In－Phase用的MZ型干涉仪和Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪，
所述驱动信号输入电极包含与所述In－Phase用的MZ型干涉仪对应的驱动信号输入电极、和与所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪对应的驱动信号输入电极，
所述相位差调整用偏置电极包含与所述In－Phase用的MZ型干涉仪对应的相位差调整用偏置电极、和与所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪对应的相位差调整用偏置电极，
所述驱动放大器包含针对所述In－Phase用的MZ型干涉仪而设置的驱动放大器、和针对所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪而设置的驱动放大器，
所述相位差调整用偏置电压产生器包含针对所述In－Phase用的MZ型干涉仪而设置的相位差调整用偏置电压产生器、和针对所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪而设置的相位差调整用偏置电压产生器，
所述控制部基于与从所述IQ调制器输出的调制光重叠的所述频率的强度调制分量，变更针对所述In－Phase用的MZ型干涉仪而设置的相位差调整用偏置电压产生器所施加的相位差调整用偏置电压及针对所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪而设置的相位差调整用偏置电压产生器所施加的相位差调整用偏置电压，使所述In－Phase用的MZ型干涉仪及所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪分别零点偏置。
3.如权利要求1或权利要求2所述的光发送器，其中，
所述抖动部在对所述驱动信号的振幅加入所述频率的抖动时，通过变更所述驱动放大器的增益而加入所述抖动。
4.如权利要求1或权利要求2所述的光发送器，
还具备驱动信号用偏置电压产生器，其生成将所述驱动信号偏置的驱动信号用偏置电压并加以输出，
所述抖动部在对所述MZ型干涉仪的半波长电压加入抖动时，通过变更所述驱动信号用偏置电压来加入所述抖动。
5.如权利要求1或权利要求2所述的光发送器，其中，
所述控制部使启动时所述驱动信号的振幅小于通常运用状态的振幅。
6.如权利要求1或权利要求2所述的光发送器，其中，
所述控制部使启动时所述MZ型干涉仪的半波长电压大于通常运用状态。
7.如权利要求2所述的光发送器，其中，
对于所述IQ调制器所具有的所述In－Phase用的MZ型干涉仪和所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪的驱动信号的振幅或半波长电压，控制所述抖动部在对所述In－Phase用的MZ型干涉仪和所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪的任一个加入抖动时，对所述In－Phase用的MZ型干涉仪和所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪的另一个不加入抖动。
8.如权利要求2所述的光发送器，其中，
所述抖动部对所述IQ调制器所具有的所述In－Phase用的MZ型干涉仪和所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪的驱动信号的振幅或半波长电压加入不同频率或不同相位的抖动。
9.如权利要求2所述的光发送器，其中，
所述控制部，具有在所述IQ调制器的启动序列中n次变更所述In－Phase用的MZ型干涉仪的输出光和所述Quadrature－Phase用的MZ型干涉仪的输出光的两个光的相位差的功能，其中n为自然数，
所述控制部在每变更所述n次时将所述同步检波电路的同步检波的结果成为最大或最小的所述相位差调整用偏置电压作为候选值进行记录，并将所得到的n种候选值的平均值作为所述相位差调整用偏置电压而采用。
10.如权利要求2或权利要求9所述的光发送器，其中，
所述控制部以成为对利用所述同步检波电路获得的同步检波结果成为极值或0的相位差调整用偏置电压Vpeak相加预定的微调用偏移值Voffset的电压Vpeak＋Voffset的方式，设定相位差调整用偏置电压。
11.一种偏置电压的控制方法，是具备光调制器的光发送器中的偏置电压的控制方法，所述光调制器具有具有两个光波导的MZ型干涉仪，该控制方法具有：
施加改变在所述两个光波导分别传播的两个光信号的光相位的驱动信号的步骤；
改变所述两个光信号的光相位，并施加调整所述两个光信号的光相位差的相位差调整用偏置电压的步骤；
对所述驱动信号的振幅或所述MZ型干涉仪的半波长电压，加入预定的频率的抖动的步骤；
基于与从所述光调制器输出的调制光重叠的所述频率的强度调制分量，变更所述相位差调整用偏置电压，并将所述MZ型干涉仪零点偏置的步骤；
接受从所述光调制器输出的所述调制光并转换为电信号的步骤；以及
同步检波电路基于被输入的所述电信号和所述频率的时钟信号，对与所述转换的电信号重叠的所述频率的强度调制分量进行同步检波的步骤，
所述偏置的步骤具有以所述同步检波的结果成为最大或最小的方式变更所述相位差调整用偏置电压并将所述MZ型干涉仪零点偏置的步骤，
使所述同步检波的结果为最大或最小取决于所参照的时钟信号的相位和抖动的相位之差而不依赖于所述驱动信号的振幅。
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