CN108322265A - 光接收器、有源光缆、以及光接收器的控制方法 - Google Patents

光接收器、有源光缆、以及光接收器的控制方法 Download PDF

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CN108322265A CN201810174522.1A CN201810174522A CN108322265A CN 108322265 A CN108322265 A CN 108322265A CN 201810174522 A CN201810174522 A CN 201810174522A CN 108322265 A CN108322265 A CN 108322265A
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Abstract

本发明提供光接收器，具备：受光元件(11)，其将光信号转换为电流信号；互阻抗放大器(12a)，其将上述电流信号转换为电压信号；差动放大器(12d)，其通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大，将上述电压信号转换为差动信号；LOS检测电路(12k)，其检测上述光信号的无信号区间；以及MCU(13)，其反复进行包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理的失调消除处理，MCU(13)在上述无信号区间跳过上述阈电压变更处理。

Description

光接收器、有源光缆、以及光接收器的控制方法
本申请是申请号为201580055667.4，申请日为2017年04月13日，发明名称为“光接收器、有源光缆、以及光接收器的控制方法”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及将接收的光信号转换为电压信号并输出到外部的光接收器。另外，本发明涉及具备那样的光接收器的有源光缆。并且，本发明涉及那样的光接收器的控制方法。
背景技术
作为代替金属线缆的传输介质，有源光缆被注目。有源光缆由收纳光纤的线缆、和设在线缆的两端的一对连接器构成。一方的连接器作为将从外部(例如，数据中心的计算机)输入的电压信号转换为光信号并发送的光发送器发挥作用。另一方的连接器作为将接收的光信号转换为电压信号并输出到外部(例如，数据中心的存储器)的光接收器发挥作用。若使双方的连接器的各个作为光发送器以及光接收器发挥作用，则也能够实现使用了有源光缆的双向通信。
能够作为有源光缆的连接器使用的以往的光接收器2如图9所示。光接收器2具备将光信号转换为电流信号的受光元件21、和将电流信号转换为电压信号的接收电路22。
接收电路22由互阻抗放大器22a、差动放大器22b～22e、低通滤波器22f、以及误差放大器22g构成。
互阻抗放大器22a将从受光元件21输出的电流信号转换为电压信号(单端)。差动放大器22b通过对从互阻抗放大器22a输出的电压信号与阈电压Vth之差进行差动放大，得到由正相信号和反相信号构成的差动信号。差动放大器组22c～22e对从差动放大器22b输出的差动信号进行差动放大。
若将互阻抗放大器22a的输出电压设为Vtia，则差动放大器22b的正相输出电压V1p由V1ocm+a1×(Vtia－Vth)/2表示，差动放大器22b的反相输出电压V1n由V1ocm－a1×(Vtia－Vth)/2表示。这里，V1ocm是差动放大器22b的输出共模电压(预先决定的值)，a1是差动放大器22b的增益(预先决定的值)。
在从互阻抗放大器22a输出的电压信号的高电平与低电平的平均值(以下，也记载为“互阻抗放大器22a的平均输出电平”)与阈电压Vth一致的情况下，从差动放大器22b输出的正相信号以及反相信号的波形分别相对于输出共模电压V1ocm对称。另一方面，在接收的光信号的功率变动，而互阻抗放大器22a的平均输出电平与阈电压Vth不一致的情况下，从差动放大器22b输出的正相信号以及反相信号的波形分别相对于输出共模电压V1ocm非对称。由于这样的非对称性，光接收器2的输出信号的波形产生失真。
低通滤波器22f以及误差放大器22g是用于避免这样的问题的构成。低通滤波器22f对从差动放大器22c输出的正相信号以及反相信号的各个进行平滑化。在误差放大器22g输入有从低通滤波器22f输出的进行了平滑化的正相信号(正相信号的DC成分)、和从低通滤波器22f输出的进行了平滑化的反相信号(反相信号的DC成分)。误差放大器22g对这两个信号的值之差，即、从差动放大器22c输出的差动信号的失调电压进行积分。从误差放大器22g输出的失调电压的积分值作为阈电压Vth反馈到差动放大器22b的反相输入。
从误差放大器22g输出的失调电压的积分值追随互阻抗放大器22a的平均输出电平。因此，即使接收的光信号的功率变动，也不会产生上述那样的问题。
此外，作为公开消除差动信号的失调电压的技术的文献，例如能够列举专利文献1。
专利文献1：日本国公开专利公报“日本特开2008－109559号”(公开日：2008年5月8日)
然而，在以往的光接收器2(参照图9)有在光信号刚从无信号区间迁移至有信号区间之后输出信号的波形失真这样的问题。以下，参照图10对该问题进行稍微详细的说明。
图10的(a)是受光元件21接收的光信号的波形图。图10的(b)是互阻抗放大器22a输出的电压信号的波形图。此外，在图10的(b)以虚线一并标注误差放大器22g输出的阈电压Vth的时间变化。
图10的(a)所示的光信号具有由值交替地取为高电平和低电平的DATA区间(有信号区间)、和值持续取为截止电平的IDLE区间(无信号区间)构成的模式。若受光元件21接收图10的(a)所示的光信号，则互阻抗放大器22a输出图10的(b)所示的电压信号。
如图10的(b)所示，在DATA区间和IDLE区间中，互阻抗放大器22a的平均输出电平不同。因此，在从IDLE区间向DATA区间迁移的时刻到误差放大器22g的输出电压Vth追上DATA区间上的互阻抗放大器22a的平均输出电平的时刻，光接收器2的输出信号的波形产生失真。
此外，在依照SAS(Serial Attached SCSI：串行连接小型计算机系统接口)的串行通信的连接序列中，有发送接收具有由值交替地取为高电平和低电平的DATA区间、和值持续取为高电平与低电平之间的中间电平的IDLE区间构成的模式的OOB(Out Of Band：带外数据)信号的情况。另外，在依照PCIe(PCI Express：总线接口)的串行通信中也有发送接收具有由交替地重复高电平和低电平的DATA区间、和维持中间电平的EI(Electrical Idle：电闲置)区间构成的模式的信号的情况。因此，在使用有源光缆实现依照这些标准的串行通信的情况下，例如，需要发送接收具有图10的(a)所示那样的模式的光信号。
发明内容
本发明是鉴于上述的问题而完成的，其目的在于实现能够不使输出信号的波形在刚从无信号区间迁移到有信号区间之后失真地进行失调消除的光接收器。
为了解决上述的课题，本发明所涉及的光接收器的特征在于，具备：受光元件，其将光信号转换为电流信号；互阻抗放大器，其将上述电流信号转换为电压信号；差动放大器，其通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大，将上述电压信号转换为差动信号；无信号检测电路，其检测上述光信号的无信号区间；以及控制部，其反复进行包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理的失调消除处理，上述控制部在上述无信号区间跳过上述阈电压变更处理。
另外，为了解决上述的课题，本发明所涉及的光接收器的控制方法是具备：受光元件，其将光信号转换为电流信号；互阻抗放大器，其将上述电流信号转换为电压信号；以及差动放大器，其通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大的光接收器的控制方法，其特征在于，包含：检测上述光信号的无信号区间的无信号检测步骤；以及反复进行包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理的失调消除处理的控制步骤，在上述控制步骤中，在上述光信号的无信号区间跳过上述阈电压变更处理。
根据本发明，能够不使输出信号的波形在从无信号区间刚迁移到有信号区间之后失真地进行失调消除。
附图说明
图1是表示本发明的一实施方式所涉及的光接收器的构成的框图。
图2是表示图1所示的光接收器的MCU执行的失调消除处理的流程的流程图。
图3是表示图1所示的光接收器的MCU执行的处理整体的流程的流程图。
图4是表示通过根据图3所示的流程图决定失调消除处理的执行时刻实现的MCU的一个动作例的图。
图5是表示在变量Vth的初始值设定为最大值以及最小值的情况下，接收功率[dBm]与为了在该接收功率下消除失调所需要的变量Vth的变化量[步幅]的关系的图表。
图6是表示图1所示的光接收器的MCU执行的阈电压变更处理的流程的流程图。
图7是表示通过根据图6所示的流程图执行阈电压变更处理实现的MCU的一个动作例的图。
图8是具备图1所示的光接收器的有源光缆的框图。
图9是表示以往的光接收器的构成的框图。
图10(a)是图9所示的光接收器的受光元件接收的光信号的波形图。图10(b)是图9所示的光接收器的互阻抗输出的电压信号的波形图。
具体实施方式
〔光接收器的构成〕
参照图1对光接收器1的构成进行说明。图1是表示光接收器1的构成的框图。
光接收器1是将接收的光信号转换为电压信号(在本实施方式中是差动电压信号)并输出到外部的装置。如图1所示，光接收器1具备受光元件11、接收电路12、MCU(MicroController Unit：微控制单元)13、非易失性存储器14、以及基准电压源15。
受光元件11是用于将接收的光信号转换为电流信号的构成。在本实施方式中，使用PD(Photo Diode：光电二极管)作为受光元件11。在受光元件11得到的电流信号输入到接收电路12。
接收电路12是用于将在受光元件11得到的电流信号转换为差动电压信号(以下，记载为“差动信号”)的构成。如图1所示，接收电路12具备互阻抗放大器12a、可变电压源12b、虚设互阻抗放大器12c、差动放大器12d～12g、低通滤波器12h、开关12i、误差放大器12j、LOS(Loss Of Signal：信号丢失)检测电路12k、以及I2C接口12m。
互阻抗放大器12a将在受光元件11得到的电流信号转换为电压信号(单端)。互阻抗放大器12a的输出电压Vtia输入到差动放大器12d的反相输入端子。
可变电压源12b生成阈电压Vth。可变电压源12b生成的阈电压Vth的大小能够经由I2C接口12m由MCU13进行控制。在可变电压源12b生成的阈电压Vth输入到差动放大器12d的正相输入端子。
此外，在本实施方式中，使虚设互阻抗放大器12c夹设在可变电压源12b与地线之间。这是为了消除互阻抗放大器12a的温度依存性以及电源电压依存性(互阻抗放大器12a的输出电压所包含的不取决于在受光元件11流通的光电流Ipd的电压成分)。
差动放大器12d通过对从互阻抗放大器12a输出的电压信号与阈电压Vth之差进行差动放大，将从互阻抗放大器12a输出的电压信号转换为差动信号。差动放大器12d的正相输出电压V1p由V1ocm+a1×(Vtia－Vth)/2表示，差动放大器12d的反相输出电压V1n由V1ocm－a1×(Vtia－Vth)/2表示。这里，V1ocm是差动放大器12d的输出共模电压(预先决定的值)，a1是差动放大器12d的增益(预先决定的值)。在差动放大器12d得到的差动信号输入到差动放大器组12e～12g。
差动放大器组12e～12g对在差动放大器12d得到的差动信号进行放大。从前段的差动放大器12e输出的差动信号(正相输出电压V2p以及反相输出电压V2n)输入到低通滤波器12h。另外，从后段的差动放大器12g输出的差动信号(正相输出电压V4p以及反相输出电压V4n)输出到光接收器1的外部。
低通滤波器12h分别对从差动放大器12e输出的正相信号以及反相信号进行平滑化。在低通滤波器12h进行了平滑化的正相信号，即、正相信号的DC成分＜V2p＞输入到误差放大器12j的正相输入端子。另外，在低通滤波器12h进行了平滑化的反相信号，即、反相信号的DC成分＜V2n＞输入到误差放大器12j的反相输入端子。
误差放大器12j对在低通滤波器12h进行了平滑化的正相信号以及反相信号之差进行差动放大。误差放大器12j的输出电压Verr由在对失调电压Vos＝＜V2p＞－＜V2n＞乘以误差放大器12j的增益a2后的积a2×(＜V2p＞－＜V2n＞)加上基准电压Vref后的和a2×(＜V2p＞－＜V2n＞)+Vreff表示。这里，基准电压Vref是与误差放大器12j的负极输入连接的基准电压源15的输出电压。误差放大器12j的输出电压(以下，记载为“误差放大器输出”)Verr输入到MCU13。
LOS检测电路12k确定接收的光信号的值成为截止电平的区间，即、在受光元件11流通的光电流Ipd在预先决定的阈值以下的区间(以下，记载为“无信号区间”)。该阈值例如决定为与在受光元件11流通的暗电流的大小同等程度，或者，与在接收了微发光时在受光元件11流通的光电流同等程度。另外，LOS检测电路12k生成表示确定出的无信号区间的LOS信号，并且将生成的LOS信号的值储存于未图示的寄存器。在本实施方式中，使用在无信号区间内取值“1”，在无信号区间外取值“0”的数字信号作为LOS信号。另外，在本实施方式中，使用读出值之后更新值的读出后清除(clear on read)的寄存器作为储存LOS信号的值的寄存器。因此，在无信号区间结束之后的最初的读出中，作为LOS信号的值读出“1”(作为LOS信号的值读出“0”仅限于非LOS状态从上一次的读出继续到这次的读出的情况)。储存于该寄存器的LOS信号的值经由I2C接口12m被MCU13读出。
在本实施方式中，如图1所示，采用以串联的方式与受光元件11连接的电阻R中的电压降R×Ipd经由运算放大器OP输入到LOS检测电路12k的构成。LOS检测电路12k通过参照该运算放大器OP的输出电压，进行无信号区间的确定。
此外，接收电路12除了误差放大器12j以及I2C接口12m之外，还具备两个信道以上的上述构成(在本实施方式中是四个信道)。开关12i切换成为输入到误差放大器12j的差动信号的信号源的信道。即，从在开关12i选择的信道的差动放大器12e输出的差动信号输入到误差放大器12j。
MCU13是用于执行失调消除处理的构成，如图1所示，具备电压读出部13a、LOS读出部13b、阈电压变更部13c、CH切换部13d、以及I2C接口13e。这里，失调消除处理是指用于通过使可变电压源12b生成的阈电压Vth的大小变化，使失调电压Vos接近0[V]的处理，即、使误差放大器12j的输出电压Verr接近基准电压Vref的处理。此外，代替参照的附图后述失调消除处理的流程、以及失调消除处理的执行时刻。
非易失性存储器14是用于存储阈电压Vth的大小(更正确地说，是表示阈电压Vth的大小的变量的值)的构成。在本实施方式中，使用EEPROM(注册商标)作为非易失性存储器14。MCU13在电源切断时等MCU13的动作结束时(在MCU13的动作将要结束之前)执行将阈电压Vth的大小写入非易失性存储器14的阈电压写入处理。另外，MCU13在电源接通时等MCU13的动作开始时(MCU13的动作刚开始之后)执行从非易失性存储器14读出阈电压Vth的大小的阈电压读出处理。而且，MCU13利用在动作开始时从非易失性存储器14读出的(上一次的动作结束时写入非易失性存储器14的)阈电压Vth的大小作为失调消除处理时的阈电压Vth的初始值。
在电源切断时执行阈电压写入处理的情况下，例如，将电源电压的大小小于预先决定的阈值时电源监视IC(未图示)产生的警报作为该阈电压写入处理的开始触发即可。如图1所示，若在电源与MCU13之间插入由电容器C1和二极管D1构成的电压保持电路，并且在电源与非易失性存储器14之间插入由电容器C2和二极管D2构成的电压保持电路，则即使在电源电压的大小小于预先决定的阈值之后也能够使MCU13以及非易失性存储器14正常地动作。
〔失调消除处理的流程〕
MCU13根据图2所示的流程图执行失调消除处理。图2是表示MCU13执行的失调消除处理的流程的流程图。在图2所示的流程图的各步骤中，MCU13如以下那样动作。
步骤S11(电压读出处理)：MCU13经由A/D转换器读出误差放大器12j输出的电压Verr、以及基准电压源15输出的基准电压Vref，并将处理移至步骤S12。图1所示的MCU13的电压读出部13a是用于执行该电压读出处理的构成。
步骤S12(LOS读出处理)：MCU13经由I2C接口13e读出LOS检测电路12k生成的LOS信号的值，并将处理移至步骤S13。图1所示的MCU13的LOS读出部13b是用于执行该LOS读出步骤的构成。
步骤S13(LOS判定处理)：MCU13判定LOS检测电路12k读出的LOS信号的值是否为0。MCU13在LOS信号的值为0的情况下，将处理移至步骤S14。MCU13在LOS信号的值为1的情况下，结束失调消除处理。
步骤S14(阈电压变更处理)：MCU13基于电压读出部13a读出的误差放大器输出Verr以及基准电压Vref的值，变更可变电压源12b生成的阈电压Vth的大小，并结束失调消除处理。图1所示的MCU13的阈电压变更部13c是用于执行该阈电压变更处理的构成。阈电压变更部13c(1)在Verr＞Vref+Δ成立时，将表示阈电压Vth的变量的值设定为比当前的值大δ的值，(2)在Verr＜Vref－Δ成立时，将表示阈电压Vth的变量的值设定为比当前的值小δ的值。这里，Δ是作为允许误差预先决定的正的常数。然后，阈电压变更部13c以阈电压Vth的大小与设定的值一致的方式，经由I2C接口13e控制可变电压源12b。此外，代替参照的附图后述阈电压变更处理的流程。
通过上述的失调消除处理，能够使失调电压Vos接近0[V]的理由如以下那样。在Vos＞Δ(与“Verr＞Vref+Δ”等效)的情况下，即、阈电压Vth相对于从互阻抗放大器12a输出的电压信号的平均电平(高电平与低电平的平均值)过小的情况下，通过阈电压变更处理而阈电压Vth增大，其结果，失调电压Vos的值变小。相反，在Vos＜－Δ(与“Verr＜Vref－Δ”等效)的情况下，即、阈电压Vth相对于从互阻抗放大器12a输出的电压信号的平均电平过大的情况下，通过阈电压变更处理而阈电压Vth减小，其结果，失调电压Vos的值增大。因此，若重复上述的失调消除处理，则能够使失调电压Vos的绝对值|Vos|在允许误差Δ以下。
但是，若在接收的光信号的值持续取为截止电平的无信号区间重复上述的阈电压变更处理，则阈电压Vth的大小无止境地降低。因此，有在接着无信号区间的有信号区间的刚开始之后差动信号的波形较大地失真的情况。因此，在上述的失调消除处理中，采用在无信号区间中跳过上述的阈电压变更处理的构成。由此，在接着无信号区间的有信号区间的刚开始之后差动信号的波形不会较大地失真。
此外，在上述的失调消除处理有使阈电压Vth变化的速度不同的两个执行模式。以下，将使阈电压Vth变化的速度较慢的一方的执行模式(第二执行模式)记载为“通常控制模式”，将使阈电压Vth变化的速度较快的一方的执行模式(第一执行模式)记载为“加速控制模式”。失调消除处理的执行模式在每个信道独立地设定。
MCU13使用1位(2步进：step)的二进制作为表示对各信道的失调消除处理的执行模式的变量。以下，将该变量记载为“加速控制标志ACF”。另外，MCU13使用8位(256步进)的二进制，作为表示阈电压Vth的变量。以下，将该变量记载为“变量Vth”。
在加速控制标志ACF的值为1时，即、以加速控制模式执行失调消除处理时，MCU13每次执行步骤S14(阈电压变更处理)就使变量Vth的值变化2步进(可变范围整体的1/128)(变化量δ＝0x02)。另一方面，在加速控制标志ACF的值为0时，即、以通常控制模式执行失调消除处理时，MCU13每次执行步骤S14(阈电压变更处理)就使变量Vth的值变化1步进(可变范围整体的1/256)(变化量δ＝0x01)。
〔失调消除处理的执行时刻〕
MCU13根据图3所示的流程图决定失调消除处理的执行时刻。图3是表示MCU13执行的处理整体的流程的流程图。在图3所示的流程图的各步骤中，MCU13如以下那样动作。
步骤S101：MCU13将全部的信道的加速控制标志ACF的值初始化为1。另外，MCU13将主计数器n的值初始化为1。
步骤S102：MCU13反复判定1m秒定时计数器是否计时到1m秒，直至判定结果为真。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S103。
步骤S103：MCU13判定主计数器的值是否为1、2、3、或者4。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S104。若判定结果为假，则MCU13将处理移至步骤S111。
步骤S104：MCU13判定处理对象信道的加速控制标志ACF的值是否为0。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S105。若判定结果为假，则MCU13将处理移至步骤S106。
步骤S105：MCU13将子计数器m的值初始化为1，并且将其上限值M设定为1，并将处理移至步骤S107。
步骤S106：MCU13将子计数器m的值初始化为1，并且将其上限值M设定为2，并将处理移至步骤S107。
步骤S107：MCU13执行图2所示的失调消除处理，并将处理移至步骤S108。
步骤S108：MCU13使子计数器m的值自加1，并将处理移至S109。
步骤S109：MCU13判定子计数器m的值是否达到上限值。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S110。若判定结果为假，则MCU13将处理返回到步骤S107。
步骤S110：MCU13将处理对象信道切换为下一个信道，并将处理移至步骤S112。此外，若切换前的处理对象信道为k信道，则切换后的处理对象信道为k+1信道(k＝1、2、3)。另外，若切换前的处理对象信道为4信道，则切换后的处理对象信道为1信道。图1所示的MCU13的CH切换部13d是用于执行该Ch切换处理的构成。CH切换部13d经由I2C接口13e控制开关12i，以使切换后的处理对象信道的差动放大器12e输出的差动信号输入到误差放大器12j。
步骤S111：MCU13执行其它的处理(失调消除处理以外的任意的处理)，并将处理移至步骤S112。此外，本步骤是为了避免失调消除处理独占MCU13而设置的步骤。
步骤S112：MCU13使主计数器n的值自加1，并将处理移至步骤S113。
步骤S113：MCU13判定是否全部的信道的加速控制标志ACF的值为0。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S114。若判定结果为假，即、任意一个的信道的加速控制标志ACF的值为1，则MCU13将处理移至步骤S116。
步骤S114～S115：MCU13判定主计数器n的值是否比100大。若判定结果为真，则MCU13将主计数器n的值复位为1，并将处理返回到步骤S102。
步骤S116～S117：MCU13判定主计数器n的值是否比5大。若判定结果为真，则MCU13将主计数器n的值复位为1，并将处理返回到步骤S102。
在根据图3所示的流程图决定失调消除处理的执行时刻的情况下，失调消除处理的执行方式是下述的表所示的执行方式1～3的任意一个。
【表1】
在动作开始时(电源接通时)，失调消除处理的执行模式在全部的信道中设定为加速控制模式(步骤S101)。因此，对于各信道的失调消除处理的执行方式成为上述的表中的＜执行方式1＞。
其后，若失调消除处理的执行模式在任意一个的信道从加速控制模式切换为通常控制模式(步骤S104：是)，则对该信道的失调消除处理的执行方式从上述的表中的＜执行方式1＞迁移至＜执行方式2＞。从＜执行方式1＞向＜执行方式2＞的迁移在各信道独立地发生。
其后，若失调消除处理的执行模式在全部的信道从加速控制模式切换为通常控制模式(步骤S113：是)，则对各信道的失调消除处理的执行方式从上述的表中的＜执行方式2＞迁移至＜执行方式3＞。从＜执行方式2＞向＜执行方式3＞的迁移在所有信道同时发生。此外，在本实施方式中，将＜执行方式3＞中的阈值变更处理的执行频度设为一次/100m秒，但并不限定于此。例如，也可以将＜执行方式3＞中的阈值变更处理的执行频度设为一次/5秒。该情况下，在上述的步骤S114中，判定主计数器n的值是否比5000大。
通过根据图3所示的流程图决定失调消除处理的执行时刻实现的MCU13的一个动作例如图4所示。在图4中，图4(a)是表示光信号以及LOS信号的波形的波形图，图4(b)是表示图4(a)所示的区间T1时的MCU13的一个动作例的图，图4(c)是表示图4(a)所示的区间T2时的MCU13的一个动作例的图，图4(d)是表示图4(a)所示的区间Tn时的MCU13的一个动作例的图。
在依照SAS2.0的通信中，如图4的(a)所示，在电源接通后，例如最大重复五次发送接收COMINIT信号、COMSAS信号、SNT(SpeedNegotiation Transmit：速度协商传输)信号、以及MTT(MaximumTransmitter Training：最大传输训练)信号的连接序列。这里，COMINIT信号、COMSAS信号、以及SNT信号是交替出现DATA区间和IDLE区间的OOB信号(权利要求中的“第一光信号”的一个例子)。这些OOB信号在DATA区间的位模式上没有作为信号的含义，而在DATA区间以及IDLE区间的宽度(持续时间)上有作为信号的含义(例如，COMSAS信号规定为交替出现106n秒的DATA区间和960n秒的IDLE区间的OOB信号)。因此，光接收器1能够不管失调消除是否完成，而正确地识别这些OOB信号。另一方面，MTT信号(权利要求中的“第二光信号”的一个例子)是DATA区间持续19.9m秒的数据信号。MTT信号在DATA区间的宽度上没有作为信号的含义，而在DATA区间的位模式上有作为信号的含义。因此，光接收器1为了正确地识别某个MMT信号，需要在接收该MTT信号之前使失调消除处理完成，并正确地读取构成该MTT信号的各位的值。如图4的(a)所示，由MCU13读出的LOS信号在接收MTT信号的区间T1、T2、···、以及接收其它的数据信号的区间Tn中值为0。阈电压变更处理在LOS信号的值成为0的这些区间中执行。
MCU13读出LOS信号的周期设定为比OOB信号(COMINIT信号、COMSAS信号、以及SNT信号)的DATA区间(在COMSAS信号的情况下，为106n秒)长，并且，比MTT信号的DATA区间(19.9m秒)短。因此，LOS信号的读出在OOB信号的接收中最高执行一次，在MTT信号的接收中至少执行两次(在本实施方式中是四次)。此外，如图4的(a)所示，由MCU13读出的LOS信号的值在COMINIT信号、COMSAS信号、以及SNT信号的DATA区间不为0。这是因为通过MCU13的LOS信号的值的读出经由读出后清除的寄存器进行。因此，在COMINIT信号、COMSAS信号、以及SNT信号的DATA区间中，不执行阈电压变更处理。因此，即使COMINIT信号、COMSAS信号、以及SNT信号的标记率不为50％，也不担心在接收这些信号的区间变量Vth设定为错误的值。此外，若COMINIT信号、COMSAS信号、以及SNT信号的标记率为50％，则也可以在接收这些信号的区间中也执行阈电压变更处理。此时，不需要经由读出后清除的寄存器进行LOS信号的值的读出。
图4的(b)～(d)是在每个信道，通过在时间轴上配置表示失调消除处理的执行期间的长方形，来示出失调消除处理的执行时刻的图。这里，白色的长方形表示不伴随阈电压变更处理的失调消除处理，灰色(点影线)的长方形表示伴随将变量Vth的值变更1步进(0x01)的阈电压变更处理的失调消除处理，黑色的长方形表示伴随将变量Vth的值变更2步进(0x02)的阈电压变更处理的失调消除处理。
图4的(b)表示全部的信道的失调消除处理以加速控制模式执行的期间的MCU13的典型的动作例。在图4的(b)所示的例子中，在全部的信道，以两次/5m秒的频度执行伴随将变量Vth的值变更2步进的阈电压变更处理的失调消除处理(上述的表中的执行方式1)。但是，在LOS信号下降之后执行的失调消除处理不伴随阈电压变更处理。这是因为经由读出后清除的寄存器进行LOS信号的读出。因此，在光接收器1接收各MTT信号的区间Ti，MCU13在各信道最大能够执行七次阈电压变更处理，最大能够将变量Vth的值变更14步进(0x0e)。
其后，MCU13从消除了失调的(失调电压Vos的绝对值|Vos|在允许误差Δ以下的)信道开始依次将失调消除处理的执行模式从加速控制模式切换到通常控制模式。图4的(c)表示以加速控制模式执行失调消除处理的信道和以通常控制模式执行的信道混在一起的期间的MCU13的典型的动作例。在图4的(c)所示的例子中，在信道2以及信道4中，以两次/5m秒的频度执行伴随将变量Vth的值变更2步进的阈电压变更处理的失调消除处理(上述的表中的执行方式1)。另一方面，在信道1中，在从开始0m秒后到5m秒后的期间，以两次/5m秒的频度执行伴随将变量Vth的值变更2步进的阈电压变更处理的失调消除处理(上述的表中的执行方式1)，在从开始5m秒后到20m秒后的期间，以一次/5m秒的频度执行伴随将变量Vth的值变更1步进的阈电压变更处理的失调消除处理(上述的表中的执行方式2)。另外，在信道3中，在从开始0m秒后到10m秒后的期间，以两次/5m秒的频度执行伴随将变量Vth的值变更2步进的阈电压变更处理的失调消除处理(上述的表中的执行方式1)，在从10m秒后到20m秒后的期间，以一次/5m秒的频度执行伴随将变量Vth的值变更1步进的阈电压变更处理的失调消除处理(上述的表中的执行方式2)。此外，图4的(c)表示LOS信号下降之后的状态，最初执行的失调消除处理不伴随阈电压变更处理。
图4的(d)表示全部的信道的失调消除处理以通常控制模式执行的期间的MCU13的典型的动作例。在图4的(d)所示的例子中，在全部的信道中，以一次/100m秒的频度执行伴随将阈电压Vth的值变更1步进的阈电压变更处理的失调消除处理(上述的表中的执行方式3)。此外，图4的(d)表示LOS信号下降之后的状态，最初执行的失调消除处理不伴随阈电压变更处理。
如以上那样，MCU13在光接收器1接收各MTT信号的区间Ti中最大能够将变量Vth的值变更14步进(0x0e)。因此，MCU13在光接收器1接收第一～第四个MTT信号的区间T1～T4中最大能够将变量Vth的值变更14×4＝56步进。在光发送器具备的发光元件为VCSEL的情况下，产生起因于VCSEL的温度变化的接收功率的变动。为了消除由于这样的功率的变动产生的失调(使失调电压Vos的绝对值|Vos|在允许误差Δ以下)所需要的变量Vth的变化量在56步进以下(后述理由)。因此，MCU13在光接收器1接收第一～第四个MTT信号的区间T1～T4中能够可靠地完成失调的消除。由此，MCU13能够至少正确地读取第五个MTT信号的位模式，能够在五次的连接序列结束之前建立连接。
〔为了消除失调所需要的变量Vth的变化量〕
在光发送器具备的发光元件是VCSEL的情况下，为了消除由于起因于该VCSEL的温度变化的接收功率的变动而产生的失调(使失调电压Vos的绝对值|Vos|在允许误差Δ以下)所需要的变量Vth的变化量如上述那样在56步进以下。以下，参照图5对这一点进行稍微详细的说明。
首先，光接收器1接收的光信号的功率(以下，记载为“接收功率”)的变动范围在不考虑VCSEL的随着经过时间的劣化(后述详细)的情况下，作为一个例子为－2.3dBm/+2.6dBm。变量Vth的初始值是以在处于该变动范围内的任意一个接收功率下消除失调的方式决定的值。变量Vth能够取为初始值的值的最大值是以在接收功率＝+2.6dBm下消除失调的方式决定的值，变量Vth能够取为初始值的值的最小值是以在接收功率＝－2.3dBm下消除失调的方式决定的值。
图5是在变量Vth的初始值设定为最大值以及最小值的情况下，通过利用实验确认接收功率[dBm]与在该接收功率下为了消除失调所需要的变量Vth的变化量[步进]的关系得到的图表。图5的图表例如示出以下的情况。即，在变量Vth的初始值设定为最大值的情况下，若接收功率为+1.5dBm，则通过使变量Vth的值增加30步进，能够消除失调。或者，在变量Vth的初始值设定为最小值的情况下，若实际的接收功率为－1.5dBm，则通过使变量Vth的值减少10步进，能够消除失调。
然而，起因于VCSEL的温度变化的接收功率的变动宽度为2.0dB(－1.5dB/+0.5dB)，为了消除由于这样的接收功率的变动而产生的失调所需要的变量Vth的变化量在56步进以下。实际上如图5所示，在变量Vth的初始值设定为最大值的情况下，虽然接收功率由于VCSEL的温度变化能够减少到+2.6－2.0＝+0.6dBm，但此时产生的失调能够通过使变量Vth的值增加50步进来消除。另外，如图5所示，在变量Vth的初始值设定为最小值的情况下，虽然接收功率由于VCSEL的温度变化能够增加到－2.3+2.0＝－0.3dBm，但此时产生的失调能够通过使变量Vth的值减少25步进来消除。
此外，在本实施方式中，使上述的执行方式1的失调消除处理中的变量Vth的变化量为2步进，但这与为了消除由于VCSEL的温度变化而产生的失调所需要的变量Vth的变化量最高为50步进对应。即，这是因为在使上述的执行方式1的失调消除处理中的变量Vth的变化量为1步进的情况下，光接收器1接收第一～第四个MTT信号的区间T1～T4中的变量Vth的变化量最大为7×4＝28步进，而在作为为了消除由于VCSEL的温度变化而产生的失调所需要的变量Vth的变化量的50步进以下。
〔变量Vth的值的非易失保存〕
光接收器1接收的光信号的功率(以下，记载为“接收功率”)由于作为发光元件而由光发送器具备的VCSEL的温度变化以及随着时间经过的劣化而变动。起因于VCSEL的温度变化的接收功率的变动范围如上述那样为－1.5dB/+0.5dB左右，与此相对，起因于VCSEL的随着时间经过的劣化的接收功率的变动范围为－2dB/+0dB左右。
在本实施方式所涉及的光接收器1中，到接收最后的MTT信号为止最大能够使作为八位的二进制表现的变量Vth的值变化56步进。因此，即使起因于VCSEL的温度变化而接收功率变动2.0dB(－1.5dB/+0.5dB)左右，若没有起因于VCSEL的随着时间经过的劣化的接收功率的变动，则也能够在接收最后的连接序列中的MTT信号之前可靠地消除失调。
然而，在起因于发光元件的温度变化的接收功率的变动重叠了起因于发光元件的随着时间经过的劣化的接收功率的变动的情况下，接收功率的变动范围为－3.5dB/+0.5dB(变动宽度4dB)。为了消除由于这样的接收功率的变动而产生的失调所需要的变量Vth的变化量超过56步进。实际上如图5所示，在Vth的初始值设定为最大值的情况下，为了消除失调所需要的变量Vth的变化量在80步进以上。因此，若变量Vth的初始值固定为工厂出厂时的值，则不能够在接收最后的连接序列中的MTT信号之前消除失调。
因此，在光接收器1中，采用在动作结束时将该时刻的变量Vth的值写入非易失性存储器14，并在动作开始时利用从非易失性存储器14读出的变量Vth的值作为失调消除处理的初始值的构成。即使在起因于发光元件的温度变化的接收功率的变动重叠起因于发光元件的随着时间经过的劣化的接收功率的变动，而接收功率的变动范围成为－3.5dB/+0.5dB左右，若采用上述的构成，则也能够将为了消除失调所需要的变量Vth的变化量(距离初始值的变化量)抑制在－1.5dB/+0.5dB(起因于温度变化的接收功率的变动范围)左右。因此，能够在最后的连接序列中接收MTT信号之前可靠地消除失调。即，不会产生在到第四次为止的连接序列中失调消除未完成，或者失调消除的精度降低这样的问题。此外，即使在光接收器1的动作中产生发光元件的随着时间经过的劣化，在执行失调消除处理的期间，变量Vth也追随发光元件的随着时间经过的劣化所伴随的接收功率的缓慢的变动而变化。因此，即使在光接收器1的动作中产生发光元件的随着时间经过的劣化，也不会产生任何问题。
此外，在本实施方式中，采用在MCU13的动作结束时执行阈电压写入处理(将变量Vth的值写入非易失性存储器14的处理)的构成，但并不限定于此。即，例如，也可以采用在MCU13的动作中定期地执行阈电压写入处理的构成。通过采用这样的构成，不需要设置上述那样的电压保持电路。
此外，若延长阈电压写入处理的执行周期，则虽然非易失性存储器14的寿命变长，但非易失保存的变量Vth的作为初始值的精度降低。这里，非易失保存的变量Vth的作为初始值的精度降低是因为从MCU13最后执行阈电压写入处理到MCU13结束动作为止的时间变长。相反，若缩短阈电压写入处理的执行周期，则虽然非易失性存储器14的寿命变短，但非易失保存的变量Vth的作为初始值的精度提高。这里，非易失保存的变量Vth的作为初始值的精度提高是因为从MCU13最后执行阈电压写入处理到MCU13结束动作为止的时间变短。若考虑非易失性存储器14的寿命与非易失保存的变量Vth的作为初始值的精度，则优选阈电压写入处理的执行周期在三十分钟以上且在一小时三十分钟以下，更优选为一小时。
〔阈电压变更处理〕
MCU13根据图6所示的流程图执行阈电压变更处理。图6是表示阈电压变更处理的流程的流程图。在图6所示的流程图的各步骤中，MCU13如以下那样动作。
此外，在阈电压变更处理中，除了加速控制标志ACF之外，还利用控制方向标志CDF。控制方向标志CDF是在加速控制中控制的方向为增大变量Vth的值的方向时取值1，在加速控制中控制的方向为减小变量Vth的值的方向时取值2，在加速控制中控制的方向变化时，或者，在误差放大器输出Verr在基准电压Vref±允许误差Δ的范围内时取初始值0的三个值的标志。
步骤S201：MCU13判定误差放大器输出Verr的值是否比对基准电压Vref的值加上允许误差Δ后的值大。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S202。若判定结果为假，则MCU13将处理移至步骤S209。
步骤S202：MCU13判定控制方向标志CDF的值是否为2。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S203。若判定结果为假，则MCU13将处理移至步骤S205。
步骤S203：MCU13将加速控制标志ACF的值设定为0，并将处理移至步骤S204。
步骤S204：MCU13将控制方向标志CDF的值设定为0，并将处理移至步骤S205。
步骤S205：MCU13判定加速控制标志ACF的值是否为1。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S206。若判定结果为假，则MCU13将处理移至步骤S208。
步骤S206：MCU13将变量Vth的值增大2步进(0x02)，并将处理移至步骤S207。
步骤S207：MCU13将控制方向标志CDF的值设定为1，并将处理移至步骤S220。
步骤S208：MCU13将变量Vth的值增大1步进(0x01)，并将处理移至步骤S220。
步骤S209：MCU13判定误差放大器输出Verr的值是否比从基准电压Vref的值减去允许误差Δ后的值小。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S210。若判定结果为假，则MCU13将处理移至步骤S217。
步骤S210：MCU13判定控制方向标志CDF的值是否为1。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S211。若判定结果为假，则MCU13将处理移至步骤S213。
步骤S211：MCU13将加速控制标志ACF的值设定为0，并将处理移至步骤S212。
步骤S212：MCU13将控制方向标志CDF的值设定为0，将处理移至步骤S213。
步骤S213：MCU13判定加速控制标志ACF的值是否为1。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S214。若判定结果为假，则MCU13将处理移至步骤S216。
步骤S214：MCU13将变量Vth的值减小2步进(0x02)，并将处理移至步骤S215。
步骤S215：MCU13将控制方向标志CDF的值设定为2，并将处理移至步骤S220。
步骤S216：MCU13将变量Vth的值减小1步进(0x01)，并将处理移至步骤S220。
步骤S217：MCU13判定加速控制标志ACF的值是否为1。若判定结果为真，则MCU13将处理移至步骤S218。若判定结果为假，则MCU13将处理移至结束(结束阈电压变更处理)。
步骤S218：MCU13将加速控制标志ACF的值设定为0，并将处理移至步骤S219。
步骤S219：MCU13将控制方向标志CDF的值设定为0，并将处理移至结束(结束阈电压变更处理)。
步骤S220：MCU13以阈电压Vth的大小与在步骤S206、步骤S208、步骤S214、或者步骤S216得到的变量Vth的值一致的方式，控制可变电压源12b。
通过根据图6所示的流程图执行阈电压变更处理实现的MCU13的一个动作例(以Verr＞Vref+Δ、加速控制标志ACF＝1、控制方向标志CDF＝1为初始状态的动作例)如图7所示。
在图7中，图7(a)是表示误差放大器输出Verr的大小的随时间变化的图表，图7(b)是表示加速控制标志ACF的值的随时间变化的图表，图7(c)是表示控制方向标志CDF的随时间变化的图表，图7(d)是表示阈电压Vth的大小的随时间变化的图表。
在Verr＞Vref+Δ(步骤S201：是)、控制方向标志CDF＝1(步骤S202：否)、加速控制标志ACF＝1(步骤S205：是)的情况下，以两次/5m秒的频度反复执行仅伴随将变量Vth的值增大2步进的处理(步骤S208)的失调消除处理A。由此，阈电压Vth的大小如图7的(d)所示逐渐增大，其结果，误差放大器输出Verr的大小如图7的(a)所示逐渐变小。
在反复执行了失调消除处理A的结果，误差放大器输出Verr的大小在Vref－Δ以下的情况下(步骤S201：否、步骤S209：是)，即、失调电压Vos的符号反转的情况下，执行两次或者一次将加速控制标志ACF以及控制方向标志CDF的值变更为0的处理(步骤S210：是、步骤S211、步骤S222)、以及失调消除处理B。这里，失调消除处理B是指伴随将变量Vth的值减小1步进的处理(步骤S213：否、步骤S216)的失调消除。在误差放大器输出Verr的大小不在Vref±Δ的范围内的情况下，执行两次失调消除处理B，在误差放大器输出Verr的大小在Vref±Δ的范围内的情况下，执行一次失调消除处理B。由此，阈电压Vth的大小如图7的(d)所示稍微减小，其结果，误差放大器输出Verr的大小如图7的(a)所示稍微增大。
在执行了失调消除处理B的结果，误差放大器输出Verr的大小在Vref±Δ的范围内的情况下(步骤S201：否、步骤S209：否、步骤S217：否)，不进行阈电压Vth的变更。由此，阈电压Vth的大小如图7的(d)所示保持恒定，其结果，误差放大器输出Verr的大小如图7的(a)所示保持恒定。
〔有源光缆〕
本实施方式所涉及的光接收器1能够作为有源光缆的连接器利用。
图8是表示有源光缆100的构成的框图。如图8所示，有源光缆100具备光缆101、和设在光缆101的两端的一对连接器102、103。在光缆101收纳有八根光纤104a～104b。
连接器102具备四个AC耦合用电容器105a、发送电路106a、以及四个LD(LaserDiode：激光二极管)107a。它们作为将从外部输入的电压信号转换为光信号并发送的光发送器发挥作用。并且，连接器102具备四个PD(Photo Diode：光电二极管)108b、接收电路109b、以及四个AC耦合用电容器110b。它们作为将接收的光信号转换为电压信号并输出到外部的光接收器发挥作用。
PD108b以及接收电路109b与连接器102具备的MCU111一起，构成本实施方式所涉及的光接收器1。因此，即使从连接器103发送的光信号的功率变动，也能够使在接收电路109b放大的差动信号的失调电压接近0[V]，将它们的差(失调电压的与0[V]的偏差)抑制到预先决定的允许误差以下。并且，为此需要的阈电压变更处理在从连接器103发送的光信号的值为截止电平的无信号区间跳过。因此，在接着无信号区间的有信号区间的刚开始之后从连接器102输出的电压信号的波形不会失真。
连接器103具备四个PD(Photo Diode：光电二极管)108a、接收电路109a、以及四个AC耦合用电容器110a。它们作为将接收的光信号转换为电压信号并输出到外部的光接收器发挥作用。并且，连接器103具备四个AC耦合用电容器105b、发送电路106b、以及四个LD(Laser Diode：激光二极管)107b。它们作为将从外部输入的电压信号转换为光信号并发送的光发送器发挥作用。
PD108a以及接收电路109a与连接器103具备的MCU112一起，构成本实施方式所涉及的光接收器1。因此，即使从连接器102发送的光信号的功率变动，也能够使在接收电路109a放大的差动信号的失调电压接近0[V]，将它们的差(失调电压的与0[V]的偏差)抑制到预先决定的允许误差以下。并且，为此需要的阈电压变更处理在从连接器102发送的光信号的值为截止电平的无信号区间跳过。因此，在接着无信号区间的有信号区间的刚开始之后从连接器102输出的电压信号的波形不会失真。
如以上那样，在有源光缆100中，在从连接器103向连接器102发送在无信号区间后接着有信号区间的光信号的情况下，在有信号区间的刚开始之后从连接器102输出的电压信号的波形不会失真。另外，在从连接器102向连接器103发送在无信号区间后接着有信号区间的光信号的情况下，在有信号区间的刚开始之后从连接器103输出的电压信号的波形不会失真。因此，有源光缆100也能够合适地利用于依照需要发送接收在连接序列中包含OOB信号、EI区间的信号等的SAS2.0、PCIe3.0等标准的串行通信。
在有源光缆100中，光接收器(例如，PD108a以及接收电路109a)接收的光信号是从预先决定的光发送器(例如，发送电路106a以及LD107a)发送，并在预先决定的光纤(例如，光纤104a)传输的光信号。因此，能够根据构成光发送器的发光元件(例如，LD107a)的温度特性预先估计光接收器的接收功率的变动范围。因此，在有源光缆100中，使用了预先决定的程序的失调消除处理的实现较容易。
但是，本发明的应用范围并不限定于有源光缆。即，本发明例如，能够应用于光收发器模块。此外，在接收功率的变动范围(链路预算)较宽的光收发器模块中，考虑使“加速控制模式”中的表示阈电压Vth的变量的变化量δ比上述的实施方式大，或者使失调消除处理的执行频度比上述的实施方式高。
〔总结〕
本实施方式所涉及的光接收器具备：受光元件，其将光信号转换为电流信号；互阻抗放大器，其将上述电流信号转换为电压信号；差动放大器，其通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大，将上述电压信号转换为差动信号；无信号检测电路，其检测上述光信号的无信号区间；以及控制部，其反复进行包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理的失调消除处理，上述控制部在上述无信号区间跳过上述阈电压变更处理。
若以其它的说法进行说明，则本实施方式所涉及的光接收器具备：受光元件，其将光信号转换为电流信号；互阻抗放大器，其将上述电流信号转换为电压信号；差动放大器，其通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大，将上述电压信号转换为差动信号；无信号检测电路，其检测上述光信号的无信号区间；以及控制部，其反复执行失调消除处理，在上述无信号区间外执行的上述失调消除处理包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理，在上述无信号区间内执行的上述失调消除处理不包含上述阈电压变更处理。
根据上述的构成，不会在接着无信号区间的有信号区间的刚开始之后使上述电压信号的波形失真，而能够消除上述差动信号的失调。
优选本实施方式所涉及的光接收器还具备生成上述阈电压的可变电压源，上述控制部通过控制上述可变电压源，来变更上述阈电压。
根据上述的构成，能够通过MCU(Micro Controller Unit：微控制单元)等电子计算机实现上述控制部。
优选在本实施方式所涉及的光接收器中，上述失调消除处理具有上述阈电压变更处理中的上述阈电压的变化量不同的两个执行模式，上述控制部在上述失调电压的符号反转，或者，在上述失调电压的大小小于允许误差的时刻，将上述失调消除处理的执行模式从上述阈电压的变化量较大的第一执行模式切换为上述阈电压的变化量较小的第二执行模式。
根据上述的构成，能够不牺牲失调消除处理的精度，而迅速地消除上述差动信号的失调。
优选在本实施方式所涉及的光接收器中，上述控制部在上述失调电压的符号反转，或者，在上述失调电压的大小小于允许误差的时刻，使上述失调消除处理的执行频度降低。
根据上述的构成，能够不牺牲失调消除处理的速度，而较小地抑制上述控制部的负荷。
优选本实施方式所涉及的光接收器具备两个信道以上的上述互阻抗放大器、上述差动放大器、以及上述无信号检测电路，上述控制部在上述失调电压的符号还未反转，或者，上述失调电压的大小未小于允许误差的信道不存在的时刻，使上述失调消除处理的执行频度降低。
根据上述的构成，能够不牺牲失调消除处理的速度，而较小地抑制上述控制部的负荷。
优选在本实施方式所涉及的光接收器中，上述控制部在动作结束时，或者，在动作中定期地将上述阈电压的值写入非易失性存储器，并且在动作开始时从上述非易失性存储器读出上述阈电压的值，并利用读出的上述阈电压的值作为上述失调消除处理的初始值。
根据上述的构成，即使在随着光发送器具备的发光元件的随着时间经过的劣化等而上述光信号的功率随着时间经过变化的情况下，也能够迅速地消除上述差动信号的失调。
优选在本实施方式所涉及的光接收器中，上述无信号检测电路具备储存表示上述无信号区间的LOS信号的值的读出后清除的寄存器，上述控制部参照从上述寄存器读出的LOS信号的值来确定上述无信号区间。
根据上述的构成，能够避免在比上述控制部读出上述LOS信号的值的周期短的有信号区间，上述控制部执行上述阈电压变更处理。例如，在将本实施方式应用于依照SAS的串行通信的情况下，能够避免在接收COMINIT信号、COMSAS信号、以及SNT信号的区间，上述控制部执行上述阈电压变更处理。
此外，具备上述的光接收器的有源光缆也包含于本实施方式的范畴。在有源光缆中，能够基于内置于一方的连接器(作为光发送器发挥作用)的发光元件的温度特性预先估计另一方的连接器(作为光接收器发挥作用)的接收功率的变动范围。因此，在有源光缆中，使用了预先决定的程序的失调消除处理的实现较容易。即，有源光缆适合于本实施方式的应用。
本实施方式所涉及的光接收器的控制方法是具备：受光元件，其将光信号转换为电流信号；互阻抗放大器，其将上述电流信号转换为电压信号；以及差动放大器，其通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大的光接收器的控制方法，反复进行包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理的失调消除处理，且在上述光信号的无信号区间跳过上述阈电压变更处理。
若以其它的说法进行说明，则本实施方式所涉及的光接收器的控制方法是具备：受光元件，其将光信号转换为电流信号；互阻抗放大器，其将上述电流信号转换为电压信号；以及差动放大器，其通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大的光接收器的控制方法，包含：检测上述光信号的无信号区间的无信号检测步骤；以及反复执行失调消除处理的控制步骤，在上述无信号区间外执行的上述失调消除处理包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理，在上述无信号区间内执行的上述失调消除处理不包含上述阈电压变更处理。
根据上述的构成，不会在接着无信号区间的有信号区间的刚开始之后使上述电压信号的波形失真，而能够消除上述差动信号的失调。
〔附加事项〕
本发明并不限定于上述的实施方式，在权利要求所示的范围能够进行各种变更。即，组合在权利要求所示的范围内适当地变更的技术手段得到的实施方式也包含于本发明的技术范围。
本发明所涉及的光接收器能够合适地利用于依照规定了包含OOB信号、EI区间的信号等的发送接收的标准，例如SAS2.0、PCIe3.0等标准的串行通信。
符号说明
1…光接收器，11…受光元件，12…接收电路，12a…互阻抗放大器，12b…可变电压源，12c…虚设互阻抗放大器，12d…差动放大器，12e…差动放大器，12f…差动放大器，12g…差动放大器，12h…低通滤波器，12i…开关，12j…误差放大器，12k…LOS检测电路(无信号检测电路)，12m…I2C接口，13…MCU(控制部)，13a…电压读出部，13b…LOS读出部，13c…阈电压变更部，13d…CH切换部，13e…I2C接口，14…非易失性存储器，15…基准电压源，100…有源光缆。

Claims (12)

1.一种光接收器，其特征在于，具备：
受光元件，其将光信号转换为电流信号；
互阻抗放大器，其将上述电流信号转换为电压信号；
差动放大器，其通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大，将上述电压信号转换为差动信号；以及
控制部，其反复进行失调消除处理，上述失调消除处理包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理，
上述控制部在上述失调电压的符号反转，或者上述失调电压的大小比允许误差小的时刻，使上述失调消除处理的执行频度降低。
2.根据权利要求1所述的光接收器，其特征在于，
上述光接收器具备两个信道以上的上述互阻抗放大器以及上述差动放大器，
在上述失调电压的符号还未反转或者上述失调电压的大小还未比允许误差小的信道不存在的时刻，上述控制部使上述失调消除处理的执行频度降低。
3.根据权利要求1或2所述的光接收器，其特征在于，
上述失调消除处理具有上述阈电压变更处理时的上述阈电压的变化量不同的两个执行模式，
在上述失调电压的符号反转，或者上述失调电压的大小比允许误差小的时刻，上述控制部将上述失调消除处理的执行模式从上述阈电压的变化量较大的第一执行模式切换为上述阈电压的变化量较小的第二执行模式。
4.根据权利要求1或2所述的光接收器，其特征在于，
上述控制部在该控制部的动作结束时或者该控制部的动作中定期地将上述阈电压的值写入非易失性存储器，并且在该控制部的动作开始时从上述非易失性存储器读出上述阈电压的值，并利用读出的上述阈电压的值作为上述失调消除处理的初始值。
5.根据权利要求1或2所述的光接收器，其特征在于，
上述光接收器还具备生成上述阈电压的可变电压源，
上述控制部通过控制上述可变电压源，来变更上述阈电压。
6.一种有源光缆，其特征在于，
具备权利要求1～5中任意一项所述的光接收器。
7.一种光接收器，其特征在于，具备：
受光元件，其将光信号转换为电流信号；
互阻抗放大器，其将上述电流信号转换为电压信号；
差动放大器，其通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大，将上述电压信号转换为差动信号；以及
控制部，其反复进行失调消除处理，上述失调消除处理包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理，
上述失调消除处理具有上述阈电压变更处理时的上述阈电压的变化量不同的两个执行模式，
在上述失调电压的符号反转，或者上述失调电压的大小比允许误差小的时刻，上述控制部将上述失调消除处理的执行模式从上述阈电压的变化量较大的第一执行模式切换为上述阈电压的变化量较小的第二执行模式。
8.根据权利要求7所述的光接收器，其特征在于，
上述控制部在该控制部的动作结束时或者该控制部的动作中定期地将上述阈电压的值写入非易失性存储器，并且在该控制部的动作开始时从上述非易失性存储器读出上述阈电压的值，并利用读出的上述阈电压的值作为上述失调消除处理的初始值。
9.根据权利要求7或8所述的光接收器，其特征在于，
上述光接收器还具备生成上述阈电压的可变电压源，
上述控制部通过控制上述可变电压源，来变更上述阈电压。
10.一种有源光缆，其特征在于，
具备权利要求7～9中任意一项所述的光接收器。
11.一种光接收器的控制方法，是具备受光元件、互阻抗放大器、差动放大器以及控制部的光接收器的控制方法，
上述受光元件将光信号转换为电流信号，
上述互阻抗放大器将上述电流信号转换为电压信号，
上述差动放大器通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大，将上述电压信号转换为差动信号，
上述控制部反复进行失调消除处理，上述失调消除处理包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理，
上述光接收器的控制方法的特征在于，
在上述失调电压的符号反转，或者上述失调电压的大小比允许误差小的时刻，使上述失调消除处理的执行频度降低。
12.一种光接收器的控制方法，是具备受光元件、互阻抗放大器、差动放大器以及控制部的光接收器的控制方法，
上述受光元件将光信号转换为电流信号，
上述互阻抗放大器将上述电流信号转换为电压信号，
上述差动放大器通过对上述电压信号与阈电压之差进行差动放大，将上述电压信号转换为差动信号，
上述控制部反复进行失调消除处理，上述失调消除处理包含以上述差动信号的失调电压变小的方式变更上述阈电压的阈电压变更处理，
上述光接收器的控制方法的特征在于，
上述失调消除处理具有上述阈电压变更处理时的上述阈电压的变化量不同的两个执行模式，
在上述失调电压的符号反转，或者上述失调电压的大小比允许误差小的时刻，将上述失调消除处理的执行模式从上述阈电压的变化量较大的第一执行模式切换为上述阈电压的变化量较小的第二执行模式。
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