CN106992781A - 二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的预测量化方法 - Google Patents

Abstract

二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的预测量化方法，属于模拟数字转换技术领域。本发明基于共模电压复位结构电容阵列DAC，将上次量化结果高P位编码直接载入到本次高P位的量化结果，根据冗余电容切换前后两次的切换结果来判断预测结果，如果预测正确就可以进行低位剩余位数的比较，如果预测错误则将高P位下极板电容复位，重新进行传统式从最高位向最低位(MSB_First)量化。本发明最大限度地降低了数模转换器模块的切换频率及比较器的比较次数，大幅度衰减了信号的中低频部分的平均量化功耗，实现低功耗设计；本发明可以作为心电(ECG)、脑电(EEG)等生物医疗信号的特征参数提取手段，在极低的功耗下提取出目标信号的极值和频率特性。

Description

二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的预测量化方法

技术领域

本发明属于模拟数字转换技术领域，尤其涉及一种模数转换器预测技术及其在生物医疗信号特征参数提取中的应用。

背景技术

现实生活中的模拟信号往往具有长时间小幅度波动，周期性变化，不同波段、峰值点与谷值点区分明显的特点，如生物电信号、传感器检测信号等。在频谱上，这类信号的中低频分量往往很大。传统逐次逼近模数转换器的MSB-First算法是先进行比较，再给出预测区间，并通过不断缩小预测区间的范围，从而得到最后的量化结果。其缺点是即使前后两次采样的信号幅度变化很小，但每次量化都必须通过逐次比较来缩小预测区间，带来了不必要的比较和切换。

而针对ECG、EEG等生物医疗信号检测，有文献提出的从最低位开始向最高位量化(LSB-First)算法是先进行最小区间预测，再比较判断，通过不断变换预测区间范围，从而得到正确的预测范围，接下来的则与MSB-First算法一致。对于低频分量很大的信号，LSB-First算法可提供很好的区间预测能力，最大限度地降低了量化次数。但它存在的一个缺陷是，对于信号较高频部分量化功耗较大，最大比较次数可达到2N+1次，限制了其速度，且功耗显著提升，其中N为模数转换器的位数。

综合两者的优点，本专利提出了一种新的量化区间预测技术，有效地抑制了MSB-First算法在低频信号输入下的功耗浪费，并回避了LSB-First算法在高频信号输入下，需要不断切换预测区间的繁琐操作，从而可提供较好的区间预测能力和低功耗设计。

发明内容

针对上述现有两种算法存在的问题或不足，为了降低系统对信号的中低频部分的量化功耗，本发明提供一种基于二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的量化区间预测技术，利用前一次的量化结果先提供一个预测区间，再进行比较判断，从而很好地预测了下一次的编码，最大限度地降低了数模转换器模块的切换频率及比较器的比较次数，实现低功耗设计。

本发明的技术方案为：

二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的预测量化方法，基于一个二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器；

该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器包括：数字模拟转换器模块DAC、比较器模块、SAR逻辑控制电路模块和预测判断控制电路模块，

数字模拟转换器模块DAC由至少一组基于共模电压V_cm复位的电容阵列组成，数字模拟转换器模块DAC的控制端接SAR逻辑控制电路模块和预测判断控制电路模块的输出端；对每组电容阵列中的所有量化电容进行编号，记为C_i，i为1至N-1中任意整数，C₁为最高位电容，其中N为该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的位数，每组电容阵列中含有一冗余电容C_R位于第P位与第P+1位之间，且1≤P≤N-1，该冗余电容C_R的电容值与第P位电容的电容值相等；

比较器模块输出比较结果至SAR逻辑控制电路模块和预测判断控制电路模块，预测判断控制电路模块的输出端连接SAR逻辑控制电路模块，SAR逻辑控制电路模块输出该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的数字信号；

该预测量化方法包括以下步骤：

步骤一：根据输入信号频谱分析确定预测区间的大小，从而确定冗余电容C_R的位置，即确定P的值；

步骤二：初始化量化的预测码字Dpre(C₁:C_P)＝0_0_……_0，其中0的位数为P；

步骤三：整个二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器电路上电复位，所述数字模拟转换器模块DAC对输入信号进行采样，采样时数字模拟转换器模块DAC的所有电容下极板接输入信号，数字模拟转换器模块DAC的输出端接共模电压V_cm＝0.5V_ref，其中V_ref为该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的参考电压；

步骤四：采样结束后对输入信号进行量化，载入预测码字Dpre(C₁:C_P)控制数字模拟转换器模块DAC中电容的切换，Dpre(C_j)＝0时电容C_j的下极板接地，Dpre(C_j)＝1时电容C_j的下极板接参考电压V_ref，j为1至P中任意整数，冗余电容C_R和C_P+1-C_N-1电容的下极板接共模电平V_cm；

步骤五：比较器模块将数字模拟转换器模块DAC输出到比较器模块正负输入端的输出电压进行比较，得到一个比较结果b₀，规定比较器模块的正输入端信号大于负输入端信号时比较结果为0，反之为1；

步骤六：根据比较结果b₀切换冗余电容C_R：若b₀＝1则将冗余电容C_R下极板从共模电压V_cm切换至参考电压V_ref，若b₀＝0则将冗余电容C_R下极板从共模电压V_cm切换至地GND，得到切换冗余电容C_R之后的比较结果b₁；

步骤七：预测判断控制电路模块将两次比较结果b₁和b₀进行异或运算，记预测判断信号为如果Pre_en＝1，说明切换冗余电容C_R前后两次比较结果不一致，要量化的信号在预测区间内，预测正确，执行步骤八至步骤九；如果Pre_en＝0，说明切换冗余电容C_R前后两次比较结果相同，要量化的信号不在预测区间内，预测错误，执行步骤十至步骤十一；

步骤八：根据切换冗余电容C_R之后的比较结果b₁切换下一位电容，即第P+1位电容，切换方式同步骤六，然后用MSB-first算法进行剩余位数的量化至电容C_N-1切换结束，预测码字Dpre(C₁:C_P)保持上一次的值不变；

步骤九：预测码字Dpre(C₁:C_P)加上剩余N-P+1次比较结果得到长度为N+1位的编码，将上述的N+1位冗余编码通过SAR逻辑控制电路模块的二进制补偿校正算法转化为N位二进制编码，即为此次量化中该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的最终输出结果；

步骤十：将数字模拟转换器模块DAC的电容C₁-C_P的下极板切换至共模电平V_cm进行复位，然后根据MSB-first算法直接从最高位C₁开始量化至电容C_N-1切换结束；

步骤十一：根据MSB-first算法得到N+1位比较结果的编码，将上述的N+1位冗余编码通过SAR逻辑控制电路模块的二进制补偿校正算法转化为N位二进制编码，即为此次量化该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的最终输出结果；用最终输出结果的高P位编码更新预测码字Dpre(C₁:C_P)；

步骤十二：完成一次量化后返回步骤三进行下一次量化。

具体的，在固定采样频率下，相邻采样点之间的间距一定，对于输入信号中的中低频成分相邻采样点的信号幅值改变较小，对于单频信号可以证明当输入信号频率F_in满足

时，其中V_i为预测区间，F_s为该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的采样率，前后两次采样结果的差值必然会落在预测区间V_i内，此时相邻两点的二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的量化结果只有低n位在很大概率上是不同的，其余位则完全一致，也就是说该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器实际所需要变化的编码位数只有n位，又由于

且P＝N-n，则确定冗余电容C_R的位置。

具体的，对于一个N位的逐次逼近模数转换器，将其高P位的量化结果作为下一次的预测值时，其预测区间的大小为2^N-P-1LSB。

具体的，所述数字模拟转换器模块DAC还包括一单位冗余电容C_N，位于电容C_N-1之后，其电容值为1C，其中C表示单位电容，在单位冗余电容C_N量化期间保持接共模电平V_cm不做切换。

具体的，所述预测判断控制电路模块包含存储器，用于存储预测码字Dpre(C₁:C_P)。

本发明的有益效果：本发明能够降低系统对信号的中低频部分的量化功耗，利用前一次的量化结果先提供一个预测区间，再进行比较判断，从而很好地预测了下一次的编码，最大限度地降低了数字模拟转换器的切换频率及比较器的比较次数，实现低功耗设计；对于生物医疗信号这类中低频成分较多的信号，通过量化区间预测技术减少了数字模拟转换器的切换频率和比较器的比较次数，实现了模数转换器的低功耗设计。

对于类似心电信号(ECG)和脑电信号(EEG)这样包含大量频率较低、幅度变化缓慢的生物医疗电信号，量化区间预测技术可以作为其特征参数提取的手段。例如根据不同的生物电信号特性选取预测窗口的大小，然后对于生物电信号平缓的部分可以正确的预测量化出其值或者跳过不量化，仅量化出预测错误的点，则可得到目标信号的极值；若对心电信号在一段时间内只记录连续预测错误K(根据实际情况定)次以上的次数则可以在不量化出心电信号的情况下可得到心率。

附图说明

图1为基于量化区间预测技术的二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器系统框图；

图2为本发明提供的二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的预测量化方法的流程图；

图3为数字模拟转换器模块DAC中带二进制冗余电容的结构示意图；

图4为实施案例中带二进制冗余电容的结构示意图；

图5(a)为实施案例中预测正确切换过程示意图，图5(b)为预测错误的切换过程示意图；

图6为实施案例中传统10bit基于共模电压复位的全差分逐次逼近模数转换器的功耗与输入的关系图；

图7为实施案例中基于区间预测技术的10bit逐次逼近全差分A/D转换器的功耗与输入的关系图；

图8为实施案例中设计的基于区间预测技术的10bit逐次逼近全差分A/D转换器量化心电信号随时间的关系图；

具体实施方式

如图1所示为本发明适用的二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的系统框图，包括：数字模拟转换器模块DAC、比较器模块、SAR逻辑控制电路模块和包含存储器的预测判断控制电路模块，数字模拟转换器模块DAC由至少一组基于共模电压V_cm复位的电容阵列组成，数字模拟转换器模块DAC的控制端藕接SAR逻辑控制电路模块和预测判断控制电路模块的输出端；对每组电容阵列中的所有量化电容进行编号，记为C_i，i为1至N-1中任意整数，C₁为最高位电容，其中N为该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的位数，每组电容阵列中含有一冗余电容C_R位于第P位与第P+1位之间，该冗余电容C_R的电容值与第P位电容的电容值相等；比较器模块输出比较结果至SAR逻辑控制电路模块和预测判断控制电路模块，预测判断控制电路模块的输出端连接SAR逻辑控制电路模块，SAR逻辑控制电路模块输出该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的数字信号。

对于本发明适用的二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器，如果输入信号频率较低时，量化结果的高几位一直保持不变，则可通过本发明提出的量化区间预测技术利用前一次的量化结果先提供一个预测区间，再进行比较判断，从而很好地预测了下一次的编码，最大限度地降低了数字模拟转换器的切换频率和比较器的比较次数。预测正确的情况下极大地降低了数字模拟转换器的切换频率和比较器的比较次数。在高频输入下，相邻两个采样点输入信号幅度剧烈变化使得下一个采样点超出了上一个采样点提供的预测范围，导致预测错误，比较次数和功耗的增加不可回避。在固定采样频率下，相邻采样点之间的间距一定，对于输入信号中的中低频成分相邻采样点的信号幅值改变较小，下一次采样点与上一次采样点的量化结果高几位编码是相同的；对于输入信号中的高频成分相邻采样点的信号幅值改变较大，下一次采样点与上一次采样点的量化结果高几位编码不相同。

冗余电容的位置直接决定了预测区间的大小。预测区间越大，预测正确的概率越高，但并非预测区间越大越好，预测区间越大，意味着需要量化的剩余位数也越多。同样的预测区间下，预测正确的概率越高，需要的比较次数也越少。针对具体的输入信号，合理地选择预测区间的大小，从而在提高预测正确率的同时，最大限度地减少功耗的浪费。

下面结合附图，给出本发明的具体实施案例。需要说明的是：实施案例中的参数并不影响本发明的一般性。

为了简化计算，数字模拟转换器模块DAC中的电容阵列采用共模电压复位的全差分二进制阵列结构，如图4所示。数字模拟转换器模块DAC由两组相同的基于共模电压V_cm复位的电容阵列DAC_n和DAC_p组成，开关电容阵列DAC_n的输出电压连接比较器模块的负输入端，开关电容阵列DAC_p的输出电压连接比较器模块的正输入端。

本实施例的模数转换器精度为10bit，预测区间为32LSB，其中电容阵列有10位二进制电容C₁-C₁₀和一个冗余电容C_R，冗余电容C_R的位置在电容阵列C₄位与C₅位之间，它的容值与电容C₄容值相等，它的作用是判断输入的信号是否在预测区间内，从而降低数字模拟转换器DAC的切换频率和比较器的比较次数，减小电路模拟部分的功耗。

对电容阵列所有量化电容进行编号，记C_i(i＝2，3，…，9)和C_R，其中C_i＝2^9-iC，C₁₀＝1C，C_R＝32C，C_R为二进制冗余电容，位于C₄和C₅之间，C₁₀是单位冗余电容，C₁₀在量化阶段保持接共模电平V_cm，不做任何切换动作。两组相同的电容阵列以全差分的形式接入比较器的正、负输入端，用DAC_p、DAC_n对两列电容阵列加以区别，下面切换过程的描述都是以DAC_p为例，DAC_n的切换过程与DAC_p互补。

定义以下符号：V_ref代表模数转换器的参考电压；V_cm代表共模电平，其值V_cm＝0.5V_ref；V_ip、V_in表示待量化的输入差分信号，V_i＝V_ip-V_in；V_x分别表示电容切换差分DAC输出DAC_p的参考电压，V_y分别表示电容切换差分DAC输出DAC_n的参考电压；b₀表示切换冗余电容之前比较器的比较结果，b₁表示切换冗余电容之后比较器的比较结果；Dout(i)表示比较器第i位比较结果；Weight(C_i)表示DAC阵列中电容C_i的权重，sum(C)表示DAC阵列中所有电容的总和；Dpre(C₁:C_P)为本次量化的预测码字，初始值为0_0_...._0。

对于10位精度的模数转换器，满摆幅的输入信号区间为-512LSB—511LSB，步长为1LSB，假设上一次输入信号为3LSB，量化的结果转换为10位二进制的编码为10000_00011。本次的输入信号幅度缓慢变化到15LSB，如图5(a)所示，则定义以下输入变量：

V_i＝15·LSB

V_ip＝(V_ref+V_i)/2

V_in＝(V_ref-V_i)/2

Weight(C_i)＝C_i/sum(C)

电路上电复位后，数字模拟转换器进入采样阶段，电路上电复位，DAC_p电容下极板接输入信号V_ip，DAC_n电容下极板接输入信号V_in，DAC_p所有电容下极板接V_ip，公共端接V_cm。采样结束后进入量化阶段，将上一次量化结果的高四位1_0_0_0载入到数字模拟转换器中：电容C₁的下极板切换至V_ref，电容C₂-C₄下极板切换至GND，其余的电容下极板切换至V_cm，公共端与V_cm断开。此时得到数字模拟转换器输出端的电压为：

V_x＝V_ref-V_ip+(Weight(C₁)/2-Weight(C₂₊C₃₊C₄)/2)·V_ref

V_y＝V_ref-V_in-(Weight(C₁)/2-Weight(C₂₊C₃₊C₄)/2)·V_ref

V_xy＝V_x-V_y＝-(V_i-V_ref)>0

DAC_n与DAC_p进行互补切换，数字模拟转换器产生参考电压V_DAC，1＝V_ref，比较器完成一次比较，判断差分输入信号的正负。因为V_x>V_y说明差分输入信号V_i<V_ref，因此应减小DAC_p的输出，增大DAC_n的输出，因此b₀＝Dout(5)＝0。然后将DAC_p的冗余电容C_R的下极板从V_cm切换至GND，DAC_n与DAC_p进行互补切换，数字模拟转换器产生参考电压V_DAC，R＝0·V_ref，此时得到数字模拟转换器输出端的电压为：

V_x＝V_ref-V_ip+(Weight(C₁)/2-Weight(C₂₊C₃₊C₄₊C_R)/2)·V_ref

V_y＝V_ref-V_in-(Weight(C₁)/2-Weight(C₂₊C₃₊C₄₊C_R)/2)·V_ref

V_xy＝V_x-V_y＝-(V_i-0)<0

因为V_x<V_y因此应增大DAC_p的输出，减小DAC_n的输出，因此b₁＝Dout(6)＝1。然后判断预测是否正确，因为所以预测正确，Dpre(C₁:C₄)＝1_0_0_0保持不变，接下来根据Dout(6)＝1将C₅电容下极板从V_cm切换至V_ref。根据传统MSB-first算法进行剩余位数的量化至C₉电容切换结束，最终得到量化的11位冗余编码：10000_10111_1，根据二进制电容补偿校正算法，用于将A/D转换器输出的11位冗余编码转化成10位的二进制编码：10000_01111。传统的模数转换器的比较器量化一个码字需要比较10次，本例中的比较器减少3次比较，数字模拟转换器减少3次切换，极大地降低了比较器模块和数字模拟转换器模块的功耗。

假设下一次的输入信号幅度陡增，跳变到65LSB，如图5(b)所示，将上一次量化结果的高四位1_0_0_0载入到DAC中：电容C₁的下极板切换至V_ref，电容C₂-C₄下极板切换至GND，其余的电容下极板切换至V_cm，公共端与V_cm断开。此时得到数字模拟转换器输出端的电压为：

V_x＝V_ref-V_ip+(Weight(C₁)/2-Weight(C₂₊C₃₊C₄)/2)·V_ref

V_y＝V_ref-V_in-(Weight(C₁)/2-Weight(C₂₊C₃₊C₄)/2)·V_ref

DAC_n与DAC_p进行互补切换，数字模拟转换器产生参考电压V_DAC，1＝V_ref，比较器完成一次比较，判断差分输入信号的正负。由于V_x<V_y，因此应增大DAC_p的输出，减小DAC_n的输出，因此b₀＝Dout(5)＝1。然后将DAC_p的冗余电容C_R的下极板从V_cm切换至V_ref，DAC_n与DAC_p进行互补切换，数字模拟转换器产生参考电压V_DAC，1＝V_ref，此时得到数字模拟转换器输出端的电压为：

V_x＝V_ref-V_ip+(Weight(C₁+C_R)/2-Weight(C₂₊C₃₊C₄)/2)·V_ref

V_y＝V_ref-V_in-(Weight(C₁+C_R)/2-Weight(C₂₊C₃₊C₄)/2)·V_ref

因为V_x<V_y因此应增大DAC_p的输出，减小DAC_n的输出，因此b₁＝Dout(6)＝1。然后判断预测是否正确，因为所以预测错误，将C₁-C₄下极板切换至V_cm复位，然后根据MSB-First算法从最高位开始进行量化至C₉电容切换结束，最终得到11位冗余编码：10010_10000_1，转换为10位的二进制编码:10010_00001，量化结束后更新Dpre(C₁:C₄)＝1_0_0_1。上例说明在高频输入下，相邻两个采样点输入信号幅度剧烈变化使得下一个采样点超出了上一个采样点提供的预测范围，导致预测错误，比较次数和功耗的增加不可回避。

针对本实施案例的功耗分析中，以下所涉及到的功耗均为数字模拟转换器模块所消耗的功耗，考虑参考电压V_ref关联的电容上流过的电流是i(t)，则参考电压V_ref所贡献的能量可以表示为：

其中V₁表示吸电流的电容在切换前的电压，V₂表示吸电流的电容在切换后的电压。给定相同的斜坡输入信号：输入摆幅从-512LSB到511LSB，步长为1LSB，传统的10bit基于共模电压复位的逐次逼近全差分模数转换器的功耗与输入的关系如图6所示，基于区间预测技术的10bit逐次逼近全差分模数转换器的功耗与输入的关系如图7所示。图7中的功耗表现出16个奇异点是因为整个量化区间范围被划分为2⁴个区间，每个区间的大小为相邻的区间边缘是码字跳变的区域，用上一个区间的高位编码作为跳变后区间的高位编码预测值必然会预测错误，不可避免的导致功耗的剧增，因此在每个区间边缘会出现1个功耗剧增的奇异点一共有16个区间就有16个功耗剧增的奇异点。仿真得到传统MSB-first算法的SAR ADC量化总功耗为：3.7058e5CV²，应用量化区间预测技术的SAR ADC量化总功耗为1.9561e5CV²(C代表单位电容的容值)，本发明可节省47.2％的DAC模块功耗，此外比较器部分减少了比较次数也可以节省大量功耗(matlab仿真中无法体现)，证明本专利所提出的量化区间预测技术可以实现SAR ADC的低功耗设计。

针对本案例在生物医疗电信号特征参数提取中的应用，从MIT-BIH ArrhythmiaDatabase(美国麻省理工学院心律失常数据库)随机选取了一个心电信号，用本案例设计的基于区间预测技术的10bit逐次逼近全差分模数转换器去量化该心电信号，仿真结果得到量化码字与时间的关系如图8所示。图8中的黑色小圆圈表示预测错误的点，其余的为预测正确的点。从量化结果可以看出中低频信号相邻两次采样点的幅值变化缓慢均在预测区间内故预测正确，而高频信号(图8中黑色小圆圈连续出现的地方)相邻两次采样点的信号幅值变化剧烈超出预测区间所以连续预测错误。从图8的例子中可以证实心电信号中包含大量的中低频信号和极少量的高频信号，用本发明技术量化此类生物电信号可以节省大量功耗。此外，利用本发明技术可以在不量化出被测者的心电信号情况下，记录一段时间内连续预测错误K次(根据具体的应用环境而定)以上的次数，提取出被测者的心率。若利用该技术只量化预测错误的点不量化预测正确的点，则可以在超低功耗下获得被测者心电信号的极值。

以上实例仅为本发明的优选例子，本发明的使用并不局限于该实例，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的预测量化方法，其特征在于，基于一个二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器；

该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器包括：数字模拟转换器模块DAC、比较器模块、SAR逻辑控制电路模块和预测判断控制电路模块，

数字模拟转换器模块DAC由至少一组基于共模电压V_cm复位的电容阵列组成，数字模拟转换器模块DAC的控制端接SAR逻辑控制电路模块和预测判断控制电路模块的输出端；对每组电容阵列中的所有量化电容进行编号，记为C_i，i为1至N-1中任意整数，C₁为最高位电容，其中N为该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的位数，每组电容阵列中含有一冗余电容C_R位于第P位与第P+1位之间，且1≤P≤N-1，该冗余电容C_R的电容值与第P位电容的电容值相等；

比较器模块输出比较结果至SAR逻辑控制电路模块和预测判断控制电路模块，预测判断控制电路模块的输出端连接SAR逻辑控制电路模块，SAR逻辑控制电路模块输出该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的数字信号；

该预测量化方法包括以下步骤：

步骤一：根据输入信号频谱分析确定预测区间的大小，从而确定冗余电容C_R的位置，即确定P的值；

步骤二：初始化量化的预测码字Dpre(C₁:C_P)＝0_0_……_0，其中0的位数为P；

步骤三：整个二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器电路上电复位，所述数字模拟转换器模块DAC对输入信号进行采样，采样时数字模拟转换器模块DAC的所有电容下极板接输入信号，数字模拟转换器模块DAC的输出端接共模电压V_cm＝0.5V_ref，其中V_ref为该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的参考电压；

步骤四：采样结束后对输入信号进行量化，载入预测码字Dpre(C₁:C_P)控制数字模拟转换器模块DAC中电容的切换，Dpre(C_j)＝0时电容C_j的下极板接地，Dpre(C_j)＝1时电容C_j的下极板接参考电压V_ref，j为1至P中任意整数，冗余电容C_R和C_P+1-C_N-1电容的下极板接共模电平V_cm；

步骤五：比较器模块将数字模拟转换器模块DAC输出到比较器模块正负输入端的输出电压进行比较，得到一个比较结果b₀，规定比较器模块的正输入端信号大于负输入端信号时比较结果为0，反之为1；

步骤六：根据比较结果b₀切换冗余电容C_R：若b₀＝1则将冗余电容C_R下极板从共模电压V_cm切换至参考电压V_ref，若b₀＝0则将冗余电容C_R下极板从共模电压V_cm切换至地GND，得到切换冗余电容C_R之后的比较结果b₁；

步骤七：预测判断控制电路模块将两次比较结果b₁和b₀进行异或运算，记预测判断信号为如果Pre_en＝1，说明切换冗余电容C_R前后两次比较结果不一致，要量化的信号在预测区间内，预测正确，执行步骤八至步骤九；如果Pre_en＝0，说明切换冗余电容C_R前后两次比较结果相同，要量化的信号不在预测区间内，预测错误，执行步骤十至步骤十一；

步骤八：根据切换冗余电容C_R之后的比较结果b₁切换下一位电容，即第P+1位电容，切换方式同步骤六，然后用MSB-first算法进行剩余位数的量化至电容C_N-1切换结束，预测码字Dpre(C₁:C_P)保持上一次的值不变；

步骤九：预测码字Dpre(C₁:C_P)加上剩余N-P+1次比较结果得到长度为N+1位的编码，将上述的N+1位冗余编码通过SAR逻辑控制电路模块的二进制补偿校正算法转化为N位二进制编码，即为此次量化中该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的最终输出结果；

步骤十：将数字模拟转换器模块DAC的电容C₁-C_P的下极板切换至共模电平V_cm进行复位，然后根据MSB-first算法直接从最高位C₁开始量化至电容C_N-1切换结束；

步骤十一：根据MSB-first算法得到N+1位比较结果的编码，将上述的N+1位冗余编码通过SAR逻辑控制电路模块的二进制补偿校正算法转化为N位二进制编码，即为此次量化该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的最终输出结果；用最终输出结果的高P位编码更新预测码字Dpre(C₁:C_P)；

步骤十二：完成一次量化后返回步骤三进行下一次量化。

2.根据权利要求1所述的二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的预测量化方法，其特征在于，在固定采样频率下，相邻采样点之间的间距一定，对于输入信号中的中低频成分相邻采样点的信号幅值改变较小，对于单频信号可以证明当输入信号频率F_in满足

$F_{in}\&le;\frac{arcsin\left(\frac{V_i}{2}\right)F_s}{\mathrm{\&pi;}}---\left(1\right)$

时，其中V_i为预测区间，F_s为该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的采样率，前后两次采样结果的差值必然会落在预测区间V_i内，此时相邻两点的二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的量化结果只有低n位在很大概率上是不同的，其余位则完全一致，也就是说该二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器实际所需要变化的编码位数只有n位，又由于

$n={\log }_2^{V_i}+1---\left(2\right)$

且P＝N-n，则确定冗余电容C_R的位置。

3.根据权利要求1或2所述的二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的预测量化方法，其特征在于，对于一个N位的逐次逼近模数转换器，将其高P位的量化结果作为下一次的预测值时，其预测区间的大小为2^N-P-1LSB。

4.根据权利要求1所述的二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器的预测量化方法，其特征在于，所述数字模拟转换器模块DAC还包括一单位冗余电容C_N，位于电容C_N-1之后，在量化期间保持接共模电平V_cm不做切换。

5.根据权利要求1所述的二进制电荷重分配型逐次逼近模数转换器，其特征在于，所述预测判断控制电路模块包含存储器，用于存储预测码字Dpre(C₁:C_P)。