CN109150186A

CN109150186A - 一种适用于逐次逼近模数转换器的预测量化方法

Info

Publication number: CN109150186A
Application number: CN201810961055.7A
Authority: CN
Inventors: 于奇; 魏雪杰; 张中; 黄文杰; 王依波; 宁宁
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2018-08-22
Filing date: 2018-08-22
Publication date: 2019-01-04
Anticipated expiration: 2038-08-22
Also published as: CN109150186B

Abstract

一种适用于逐次逼近模数转换器的预测量化方法，属于模拟数字转换领域。首先利用DAC模块进行采样保持，然后将上一次量化得到的量化结果用于切换DAC模块中的高位电容阵列的量化电容，分别根据上依次量化结果中为1和为0的码字控制高位电容阵列中量化电容的切换，切换完成之后利用比较器得到第一比较结果，根据第一比较结果切换冗余电容，再利用比较器得到切换冗余电容后的第二比较结果，当第一比较结果和第二比较结果不同时说明预测正确，继续量化剩余位数，当第一比较结果和第二比较结果不同时说明预测错误，将电容阵列复位从最高位开始量化。本发明通过减小预测阶段电容切换过程的功耗而减小了整个量化过程中模数转换器的功耗。

Description

一种适用于逐次逼近模数转换器的预测量化方法

技术领域

本发明属于模拟数字转换技术领域，涉及一种适用于逐次逼近模数转换器的预测量化方法。

背景技术

对于生物电信号来说，在大部分的时间内，信号幅度的变化都比较小。针对这一类信号特征，有文献提出了区间预测算法。区间预测算法原理为：将上一次的量化结果的高位直接作为本次量化高位的结果，对高位电容进行切换，如果预测正确则继续进行低位的比较量化，如果预测不正确则需要将全部电容复位，然后按照传统的方法从高到低进行量化。

区间预测算法的引入，对于变化缓慢的信号，其预测正确次数多，可以减少模数转换器中的比较量化次数，大幅度减小低频部分信号的量化功耗，从而使整体系统的功耗得到大幅度的降低。但是该算法存在一个缺点：每一个量化周期要根据上一次的码字来对应切换高位电容，对于一些码字来说，预测阶段电容加载的功耗甚至要高于不预测时的量化功耗，这会导致即使量化正确，模数转换器的功耗也会比不预测高，从而增加了系统的功耗。

发明内容

针对上述采样传统区间预测算法的模数转换器的量化方法存在的电容切换数量大、功耗高的问题，本发明提出一种适用于逐次逼近模数转换器的预测量化方法，通过提供一种新的电容切换方式，可以减小预测阶段电容切换带来的功耗，从而降低逐次逼近模数转换器的功耗。

为了实现上述目的，本发明的技术方案是：

一种适用于逐次逼近模数转换器的预测量化方法，所述逐次逼近模数转换器包括DAC模块和比较器，所述DAC模块包括两组分别连接所述比较器的正向输入端和负向输入端的相同的二进制电容阵列，所述二进制电容阵列包括高位电容阵列、低位电容阵列和冗余电容，所述冗余电容的电容值与所述高位电容阵列的最低位量化电容的电容值相等；

所述预测量化方法中每一次量化过程包括如下步骤：

步骤一、所述DAC模块进行采样保持，将所述高位电容阵列的所有量化电容、低位电容阵列的所有量化电容和冗余电容连接共模电压；

步骤二、根据上一次量化得到的量化结果切换所述高位电容阵列的量化电容，其中第一次量化时根据初始量化结果切换所述高位电容阵列的量化电容，初始量化结果全为0，具体切换方式为：

将上一次量化结果中为1的码字对应的连接所述比较器正向输入端的所述二进制电容阵列中高位电容阵列的量化电容切换至连接参考电压，将上一次量化结果中为1的码字对应的连接所述比较器负向输入端的所述二进制电容阵列中高位电容阵列的量化电容切换至连接地电压；

将上一次量化结果中为0的码字对应的连接所述比较器正向输入端的所述二进制电容阵列的高位电容阵列中的量化电容切换至连接地电压，将上一次量化结果中为0的码字对应的连接所述比较器负向输入端的所述二进制电容阵列中高位电容阵列的量化电容切换至连接参考电压；

步骤三、所述比较器将所述两组二进制电容阵列的输出信号进行比较得到第一比较结果b₁，当所述第一比较结果b₁为1时，将连接所述比较器的正向输入端的所述二进制电容阵列中的所述冗余电容切换至连接地电压，将连接所述比较器的负向输入端的所述二进制电容阵列中的所述冗余电容切换至连接参考电压；当所述第一比较结果b₁为0时，将连接所述比较器的正向输入端的所述二进制电容阵列中的所述冗余电容切换至连接参考电压，将连接所述比较器的负向输入端的所述二进制电容阵列中的所述冗余电容切换至连接地电压；

步骤四：所述比较器将所述两组二进制电容阵列的输出信号进行比较得到第二比较结果b₂，当b₁≠b₂时表示预测正确，依次对所述低位电容阵列的量化电容进行切换得到量化结果；当b₁＝b₂时表示预测错误，将所述高位电容阵列的所有量化电容、低位电容阵列的所有量化电容和所述冗余电容复位至连接共模电平，然后依次对所述高位电容阵列和低位电容阵列的量化电容进行切换得到量化结果。

具体的，所述二进制电容阵列为分段式电容阵列，所述高位电容阵列中所有量化电容和冗余电容的上极板连接比较器的正向输入端或负向输入端，并通过耦合电容后连接所述低位电容阵列中所有量化电容的上极板和共模电压，所述高位电容阵列中所有量化电容、低位电容阵列中所有量化电容和冗余电容的下极板通过开关连接输入电压、共模电压、参考电压或地电压。

本发明的有益效果：本发明通过将预测阶段中加载上一次量化结果控制高位电容阵列的步骤拆分为两个步骤，分别根据上依次量化结果中为1和为0的码字控制高位电容阵列中量化电容的切换，可以减小预测阶段电容切换过程的功耗，从而减小整个量化过程中模数转换器的功耗。

附图说明

图1为本发明适用的可预测区间的逐次逼近模数转换器的系统框图。

图2为实施例中逐次逼近模数转换器内带二进制冗余电容的分段DAC模块结构示意图。

图3为实施例中能够实现切换电容的一种电路实现图。

图4为实施例中根据上一次量化结果切换高位电容阵列的信号时序图(以上一次量化结果为1000000为例)。

图5为实施例中传统的电容切换方式(图5左)以及本发明中的电容切换方式(图5右)的加载上一次量化结果的功耗MATLAB建模。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施案例描述本发明。需要说明的是：实施案例中的参数并不影响本发明的一般性。

本发明提出的预测量化方法适用于可预测区间的逐次逼近模数转换器，如图1所示，逐次逼近模数转换器包括电容阵列所构成的数字模拟转换器DAC、逐次逼近SAR逻辑控制电路、预测判断电路、开关逻辑电路模块、比较器和数字输出模块，DAC的控制端连接开关逻辑电路模块的输出端，其输出端连接比较器的输入端，比较器的输出端连接SAR逻辑控制电路的第一输入端和预测判断电路的输入端，预测判断电路的第一输出端连接SAR逻辑控制电路的第二输入端，SAR逻辑控制电路的第一输出端连接数字输出模块，SAR逻辑控制电路第二输出端和预测判断电路第二输出端连接开关逻辑的第一输入端和第二输入端。

DAC模块中的电容阵列可以为分段结构和不分段结构，其中不分段结构中可以根据实际应用将电容阵列分为高位电容阵列和低位电容阵列；本实施例中以分段结构的DAC为例详细描述本实施例的工作过程和工作原理。

分段结构的DAC包括主DAC电容阵列和子DAC电容阵列，主DAC电容阵列和子DAC电容阵列之间通过耦合电容C_s连接，均采用基于共模电压复位的全差分结构，其中主DAC电容阵列即为高位电容阵列，子DAC电容阵列即为低位电容阵列。主DAC电容阵列包含M个量化电容和一位冗余电容C_R，M为正整数，将主DAC电容阵列的M个量化电容按照权重从高到底的顺序编号为C₁、C₂、C₃、……、C_M，最高位为C₁，最低位为C_M，冗余电容C_R的电容值与C_M的电容值相等且排列在最低位量化电容C_M之后。子DAC电容阵列包括L个量化电容，L为正整数。L个量化电容按照权重从高到低排列，编号为C_M+1、C_M+2、……、C_M+L。主DAC电容阵列所有量化电容的上极板接在一起并通过耦合电容C_s与子DAC阵列电容所有量化电容的上极板连接，主DAC电容阵列所有量化电容、子DAC阵列电容所有量化电容和冗余电容C_R的下极板通过开关控制连接共模电压、参考电压、地电压或输入电压其中之一。

如图2所示为实施例中DAC模块的结构示意图，本实施例采用双端DAC采样方式，DAC模块包括两组相同的分段式二进制电容阵列分别连接比较器的正向输入端和负向输入端。每一组电容阵列均包含主DAC阵列、子DAC阵列以及两者之间的耦合电容C_s。主DAC阵列包含7个量化电容和一位冗余电容C_R，按照权重从高到低的顺序为主DAC阵列中的7个量化电容进行编号分别为C₁、C₂、C₃、……、C₇，冗余电容C_R的值与电容C₇相等，排列在量化电容C₇之后。主DAC阵列中的7个量化电容与冗余电容C_R的上极板均连接比较器的正向输入端或负向输入端并连接耦合电容C_s的一端。子DAC电容阵列共包含4个量化电容，按照权重从高到低的原则分别为：C₈、C₉、C₁₀、C₁₁，子电容DAC阵列中4个量化电容的上极板连接共模电压V_cm并连接耦合电容C_s的另一端。主DAC阵列和子DAC阵列的所有量化电容以及冗余电容C_R的下极板通过开关连接输入电压V_in、共模电压V_cm、参考电压V_ref或地电压GND。其中共模电压V_cm等于参考电压V_ref的一半，参考电压V_ref可以为电源电压VDD。

基于逐次逼近模数转换器，本发明提出了一种预测量化方法，在预测阶段采取了一种新的电容切换方式，可以减少量化周期的预测阶段中电容加载上一次量化结果的功耗。

本发明提出的预测量化方法中每一次量化过程包括如下步骤：

步骤一、DAC模块进行采样保持，将高位电容阵列的所有量化电容、低位电容阵列的所有量化电容和冗余电容连接共模电压。

步骤二、根据上一次量化得到的量化结果切换高位电容阵列的量化电容，其中第一次量化时根据初始量化结果切换高位电容阵列的量化电容，初始量化结果全为0，具体切换方式为：

将上一次量化结果中为1的码字对应的连接比较器正向输入端的二进制电容阵列中高位电容阵列的量化电容切换至连接参考电压，将上一次量化结果中为1的码字对应的连接比较器负向输入端的二进制电容阵列中高位电容阵列的量化电容切换至连接地电压；将上一次量化结果中为0的码字对应的连接比较器正向输入端的二进制电容阵列的高位电容阵列中的量化电容切换至连接地电压，将上一次量化结果中为0的码字对应的连接比较器负向输入端的二进制电容阵列中高位电容阵列的量化电容切换至连接参考电压。

步骤三、比较器将两组二进制电容阵列的输出信号进行比较得到第一比较结果b₁，当第一比较结果b₁为1时，将连接比较器的正向输入端的二进制电容阵列中的冗余电容切换至连接地电压，将连接比较器的负向输入端的二进制电容阵列中的冗余电容切换至连接参考电压；当第一比较结果b₁为0时，将连接比较器的正向输入端的二进制电容阵列中的冗余电容切换至连接参考电压，将连接比较器的负向输入端的二进制电容阵列中的冗余电容切换至连接地电压。

步骤四：比较器将两组二进制电容阵列的输出信号进行比较得到第二比较结果b₂，当b₁≠b₂时表示预测正确，依次对低位电容阵列的量化电容进行切换得到量化结果；当b₁＝b₂时表示预测错误，将高位电容阵列的所有量化电容、低位电容阵列的所有量化电容和冗余电容复位至连接共模电平，然后依次对高位电容阵列和低位电容阵列的量化电容进行切换得到量化结果。

如果预测高M位，D_pre(C₁:C_M)表示上一次量化结果的高M位编码。逐次逼近模数转换器采样保持后，D_pre(C₁:C_M)用于控制高位电容阵列的量化电容C₁-C_M下极板开关的切换。以P端电容(即连接比较器正向输入端的二进制电容阵列)为例，采样结束，首先，将D_pre(C_i)＝1时电容C_i下极板接参考电压V_ref，其余预测电容暂接V_cm。切换完毕后再将D_pre(C_i)＝0时电容C_i下极板接地电压。除了C₁-C_M其余所有电容下极板接共模电平V_cm。随后进行一次比较，记录比较结果为第一比较结果b₁，根据第一比较结果b₁的值来切换冗余电容C_R：如果b₁＝1，则将冗余电容的下极板从共模电压V_cm切换至地电压GND，反之，则切换至参考电压V_ref，再次进行比较得到比较结果b₂。如果b₁≠b₂，说明预测正确，则继续量化剩余的位数即可完成本次量化。反之，说明量化错误，则需要将所有电容复位至共模电平，然后按照从高到低的顺序进行量化。N端电容(即连接比较器负向输入端的二进制电容阵列)与P端对应，按照本发明的方法进行切换。

如图3所述给出了一种本发明的预测量化方法在预测阶段控制高位电容阵列中量化电容切换的开关控制信号产生电路的电路实现形式，以控制图2所示的7位量化电容组成的高位电容阵列为例，开关控制信号产生电路包括两个SR触发器，一个R触发器和一些逻辑门。电源电压VDD连接第一SR触发器DFF-SR1的数据输入端D，Q<13:7>信号连接第一SR触发器DFF-SR1的时钟端CLK，Q<13:7>信号是用于控制比较器结果是否传输的信号，上电复位信号POR连接第一SR触发器DFF-SR1的置位端Set，HD_rst信号连接第一SR触发器DFF-SR1的复位端Reset，HD_rst信号是预测错误的标志信号。第一SR触发器DFF-SR1的输出信号Q_D<13:7>，与比较器输出的上一次量化结果的高位码字D<13:7>信号做“与”操作之后连接第二SR触发器DFF-SR2的数据输入端D。采样信号SMP连接第二SR触发器DFF-SR2的时钟端CLK，SMP信号的延迟与其自身的反相延迟做“与”操作之后连接第二SR触发器DFF-SR2的置位端Set，POR信号与HD_rst信号做“与”操作后连接第二SR触发器DFF-SR2的复位端Reset。第二SR触发器DFF-SR2的输出信号Q_C<13:7>与第一SR触发器DFF-SR1的输出信号Q_D<13:7>通过R触发器DFF-S产生的信号进行选择，所产生的信号与SMP信号逻辑操作产生Reset<13:7>信号，Reset<13:7>信号用于控制高位电容阵列中的7位量化电容哪些该接共模电压。Reset<13:7>与SMP信号和D<13:7>信号逻辑操作产生GND_P<13:7>信号和VREF_P<13:7>信号。VREF_P<13:7>信号用于控制高位电容阵列中的7位量化电容哪些该接参考电压，GND_P<13:7>信号用于控制高位电容阵列中的7位量化电容哪些该接地电压。

图4所示为图3给出的开关控制信号产生电路以上一次量化结果为1000000为例切换高位电容阵列的各个信号时序图。图3给出的开关控制信号产生电路的工作过程为：第一SR触发器DFF-SR1的输出信号Q_D<13:7>与上一次量化结果的高位码字D<13:7>做“与”操作，选出量化结果中码字为1的项(本实施例中为最高位)，在SMP信号来的时候，保证第二SR触发器DFF-SR2的输出信号Q_C<13>为高电平，Reset<13>信号为低电平，接共模电平的开关控制信号无效，接参考电平的开关控制信号VREF_P为低，有效，控制高位电容阵列的最高位电容C₁切换至参考电压。对于上次量化结果中码字为0的项，Q_D<13:7>与上一次的量化码字的高位的“与”操作，在SMP信号来的时候，Q_C<12:7>为低电平，Reset<12:7>信号为高电平，接共模电平的开关控制信号有效，C₂-C₇电容接共模电平。稍后，SMP延迟产生的信号会将Q_C<12:7>置位为高电平，Reset<12:7>信号为低电平，接共模电平的开关控制信号无效，接地电平的开关控制信号GND_P为高，有效，控制电容C₂-C₇切换至地电压。接下来进行预测，如果预测正确，则继续量化低位。如果预测错误，HD_rst信号有效，将Q_D<13:7>和Q_C<13:7>复位为0，Reset<13:7>为高，高位电容复位回共模电平。重新量化开始，Q<13:7>作为时钟使Q_D<13:7>依次变为高电平，Q_C<13:7>由于没有时钟上升沿触发，依旧为低电平。R触发器产生的信号选择Q_D<13:7>，使Reset<13:7>为低电平，接共模电平的开关无效。高位电容根据量化结果D<13:7>依次进行切换。

电容阵列功耗计算方式为：P＝V下·ΔV×C^T，其中C^T为高位电容阵列的所有量化电容、低位电容阵列的所有量化电容和冗余电容的电容值组成的行向量的转置，V下代表高位电容阵列的所有量化电容、低位电容阵列的所有量化电容和冗余电容的下级板所接的电压组成的行向量，ΔV为高位电容阵列的所有量化电容、低位电容阵列的所有量化电容和冗余电容的上下极板的电压差组成的行向量。

每次量化过程中，设上一次量化结果中为1的项对应的高位电容阵列中的量化电容之和为∑C_i1,对应的权重之和为∑ω_i1，上一次量化结果中为0的项对应的高位电容阵列中的量化电容之和为∑C_i0，对应的权重之和为∑ω_i0，冗余电容为C_R，低位电容阵列的量化电容之和为∑C_L。其中∑ω_i1+∑ω_i0≈1。通过建模仿真验证，量化结束后直接根据上一次量化结果进行电容切换与先将电容切换到共模电压，再根据上一次量化结果进行切换，电容功耗相同，且将电容切换到共模电平部分功耗几乎为零，可忽略不计，因此实施例中仅给出了电容从共模电平开始切换的功耗。

以DAC采样方式为例，比较器的正向输入端和负向输入端分别连接DAC模块的两组分段式二进制电容阵列。

传统预测电容加载方式为根据上一次量化结果一次性切换所有对应电容，则该过程中：

DAC P端(即连接比较器的正向输入端的一组电容阵列)：

主电容(即高位电容阵列的量化电容)上极板电压变化量均为：

子电容(即低位电容阵列的量化电容)上极板电压变化量均为ΔV_P子上

传统预测电容根据上一次量化结果一次性切换所有对应电容时，P端消耗的功耗为：

DAC N端(即连接比较器的负向输入端的一组电容阵列)：

主电容上极板电压变化量均为：

子电容上极板电压变化量均为ΔV_n子上＝-ΔV_P子上

传统预测电容根据上一次量化结果一次性切换所有对应电容时，N端消耗的功耗为：

则消耗的总功耗为：

P_total＝P_P+P_n＝V_ref ²*∑ω_i0*∑C_i1+V_ref ²*∑ω_i1*∑C_i0 (5)

本发明提出的量化方法，在预测过程中，首先切换上一次量化结果中码字为1的项所对应的高位电容阵列中的量化电容，然后再切换上一次量化结果中码字为0的项所对应的高位电容阵列中的量化电容。通过建模仿真验证，量化结束后直接根据上一次量化结果进行码字为1的电容切换(此时其他电容接共模电平)，然后再切换上一次来量化结果中码字为0的项对应电容，与先将电容切换到共模电平再根据上一次量化结果进行逐步切换相比，电容功耗相同，且将电容切换到共模电平部分功耗几乎为零，可忽略不计。因此实施例中仅给出了电容从共模电平开始切换的功耗。

首先加载上一次量化结果中码字为1的项所对应的高位电容阵列中的量化电容，可知：

DAC P端:

主电容上极板电压变化量均为：

子电容上极板电压变化量均为：ΔV_P1子上

切换上一次量化结果中码字为1的项所对应的高位电容阵列中的量化电容的过程中，P端消耗的功耗为：

DAC N端:

主电容上极板电压变化量均为：

子电容上极板电压变化量均为：ΔV_n1子上＝-ΔV_p1子上

切换上一次量化结果中码字为1的项所对应的高位电容阵列中的量化电容的过程中，N端消耗的功耗为：

因此切换上一次量化结果中码字为1的项所对应的高位电容阵列中的量化电容的过程中，P端和N端消耗的总功耗为：

然后切换上一次量化码字中为0的项所对应的高位电容阵列中的量化电容：

DAC P端:

主电容上极板电压变化量均为：

子电容上极板电压变化量均为：ΔV_P2子上

切换上一次量化码字中为0的项所对应的高位电容阵列中的量化电容的过程中，P端消耗的功耗为：

DAC N端:

主电容上极板电压变化量均为：

子电容上极板电压变化量均为：ΔV_n2子上＝-ΔV_P2子上

切换上一次量化码字中为0的项所对应的高位电容阵列中的量化电容的过程中，N端消耗的功耗为：

因此切换上一次量化码字中为0的项所对应的高位电容阵列中的量化电容的过程中，P端和N端消耗的总功耗为：

利用本发明预测量化方法，在整个预测过程中电容切换的总功耗为：

由实施例中的计算可以看出，本发明的预测量化方法中的电容切换方式与传统切换方式相比，在预测阶段，可以减小约的功耗。以100号ECG信号为例，以实施例的电容阵列进行MATLAB建模仿真，如图5所示，可知在预测阶段，可减少电容切换的功耗约24.6％的功耗。对于大部分幅度变化较为缓慢的信号，如生物电信号，可以结合不同的预测方法增加预测正确次数，进一步减小DAC量化的功耗。

以上实例仅用于说明本发明的技术方案。本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明做出修改和变形组合，但在不脱离本方案的精神的范围内，均应涵盖在本发明的权利保护范围之内。

Claims

1.一种适用于逐次逼近模数转换器的预测量化方法，所述逐次逼近模数转换器包括DAC模块和比较器，所述DAC模块包括两组分别连接所述比较器的正向输入端和负向输入端的相同的二进制电容阵列，所述二进制电容阵列包括高位电容阵列、低位电容阵列和冗余电容，所述冗余电容的电容值与所述高位电容阵列的最低位量化电容的电容值相等；

其特征在于，所述预测量化方法中每一次量化过程包括如下步骤：

2.根据权利要求1所述的适用于逐次逼近模数转换器的预测量化方法，其特征在于，所述二进制电容阵列为分段式电容阵列，所述高位电容阵列中所有量化电容和冗余电容的上极板连接比较器的正向输入端或负向输入端，并通过耦合电容后连接所述低位电容阵列中所有量化电容的上极板和共模电压，所述高位电容阵列中所有量化电容、低位电容阵列中所有量化电容和冗余电容的下极板通过开关连接输入电压、共模电压、参考电压或地电压。