CN104718694A - 同步电机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的同步电机控制装置包括磁体状态输出单元(7)，其推定出构成同步电机(1)的励磁的永磁体磁通，磁体状态输出单元(7)包括：磁体状态推定器(8)，其在磁体状态校正值运算模式中，对磁体状态校正值ΔΦm1进行运算，在磁体状态推定模式中，对所提供的磁通指令Φ1和δ轴电流指令i1的条件下的永磁体磁通推定值Φm1’进行运算；以及磁体状态校正单元(9)，其利用磁体状态校正值ΔΦm1对磁体状态推定器(8)所获得的永磁体磁通推定值Φm1’进行校正。

Description

同步电机控制装置

技术领域

本发明涉及包括对同步电机进行驱动的功率转换单元的同步电机的控制装置。

背景技术

众所周知，利用具有逆变器等功率转换单元的同步电机控制装置对具有励磁永磁体的同步电机进行控制时，随着对同步电机的电枢绕组的通电、同步电机本身的铁损耗等引起的温度上升，会发生励磁永磁体的磁化强度、即磁通减少的所谓“退磁”的现象，若进一步超过允许温度，则即便温度下降到常温，磁通也无法回到退磁发生前的状态，产生所谓的“不可逆退磁”现象。

因此，对具有励磁永磁体的同步电机进行控制时，需要进行如下控制：即，至少将永磁体的温度控制为发生不可逆退磁的允许温度以下。然而，由于同步电机结构上的空间问题、利用外壳来保护周围等原因，难以直接将温度检测器安装于永磁铁，此外，具有励磁永磁体的同步电机大多在转子一侧的内部具有永磁体，这成为对于安装温度检测器的更大的阻碍原因。因此，正在寻求以某种方法来间接测定或推定永磁体的温度或与永磁体的温度相关的磁通的技术。

作为力图解决这种问题的同步电机控制装置的一个示例，存在如下现有装置：其基于从电流传感器、温度传感器、磁极位置传感器的各传感器得到的电流、温度、转速的各信息，利用由同步电机(旋转电机)的模型和比例积分器构成的磁通观测器从励磁的永磁体获取与电枢绕组进行交链的磁通，其中，电流传感器对在逆变器与电枢绕组之间交换的电流进行检测，温度传感器用于对电枢绕组的温度进行检测并对电枢绕组的电阻值进行校正，磁极位置传感器用于对励磁的磁极位置进行检测。(例如专利文献1)

作为相同的控制装置的另一示例，存在如下现有装置：具有对永磁体形成的感应电压和端子电压的相差角δ值进行检测的单元，对基准温度下的相差角δ和检测出的相差角δ进行参照，并基于磁体温度表来输出磁体温度信息。(例如专利文献2)

另外，作为相同的控制装置的另一示例，存在如下现有装置：在利用旋转二轴坐标(d-q轴)转换的控制中，预先将永磁体中未产生退磁时的q轴电压操作量作为映射来保持，并基于利用比例积分(PI)控制对同步电机进行电流控制时的PI控制部输出即q轴电压操作量、保持于所述映射中的(永磁体中未产生退磁时的)q轴的电压操作量、以及旋转角速度ω来对退磁量进行运算。(例如专利文献3)

此外，在专利文献4和专利文献5中公开了基于对同步电机的电压指令、电枢电流等通过运算对同步电机的转子位置进行推定的技术的示例。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2010-110141号公报

专利文献2：日本专利特开平11-69900号公报

专利文献3：日本专利第4223880号公报

专利文献4：日本专利第4672236号公报

专利文献5:国际公开WO2010/109528号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

在上述专利文献1所示出的现有装置中，存在如下问题：利用磁通观测器从励磁的永磁体获取与电枢绕组交链的磁通时，使用基于检测出电枢绕组的温度的温度传感器进行校正后的电枢绕组的电阻值，因此需要用于检测出电枢绕组的温度的温度传感器，控制装置的结构部件必然增加。

在上述专利文献2所示出的现有装置中，存在如下问题：利用计算来求出输出磁体温度信息所需的磁体温度表的情况下，若无法准确掌握同步电机的电感，则无法准确求出相差角δ和磁体温度之间的相关关系，由于电感误差而使推定磁体温度的精度降低。此外，通过实际测量来求出上述磁体温度表的情况下，必须利用某种方法一边改变磁体温度一边进行测量从而生成映射数据，但构建将磁体温度调整为希望温度的环境并非易事，存在映射数据的生成需要很多劳力的问题。

在上述专利文献3所示出的现有装置中，尽管能判断有没有发生退磁，但对求出磁体温度或磁体磁通的绝对值(量)的方法未进行公开，此外，为了进行退磁判断，需要将退磁发生前与退磁发生后的d-q轴上的电流指令设定为相同，因此，在发生退磁时对退磁发生进行判断后，对退磁量进行运算、校正，从而能够对由于退磁量而产生的转矩下降量进行修正，由此将产生如下问题：到判断退磁发生为止同步电机所产生的转矩会相对于所希望的转矩(指令值)而有所下降。

本发明为了解决现有同步电机控制装置中的上述问题而完成，其目的在于提供一种同步电机控制装置，一边对具有励磁永磁体的同步电机进行驱动一边能以高精度来推定出永磁体的温度或磁通值，而无需直接对永磁体安装温度检测器。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明涉及的同步电机控制装置包括：功率转换单元，该功率转换单元基于电压指令，对具有构成励磁的永磁体的同步电机输出电压；电流检测单元，该电流检测单元检测出所述同步电机的电枢电流；电枢交链磁通推定器，该电枢交链磁通推定器基于所述电压指令来推定出所述同步电机的电枢交链磁通的大小和产生方向即γ轴，并且，基于同步电机1的转子位置、和推定出的所述γ轴，将所述电枢电流向由γ轴以及与γ轴正交的方向即δ轴构成的γ-δ轴上的电流进行坐标转换；磁通控制器，该磁通控制器基于磁通指令和所述电枢交链磁通的大小，生成γ轴电流指令，该γ轴电流指令用于将所述γ轴上的电流控制成规定的值；电流控制器，该电流控制器基于将所述γ轴电流指令与δ轴电流指令相加得到的γ-δ轴上的电流指令和所述γ-δ轴上的电流，生成所述电压指令；以及磁体状态输出单元，该磁体状态输出单元推定并输出所述永磁体的磁通或温度，所述磁体状态输出单元具备磁体状态推定器，该磁体状态推定器基于γ轴电流、δ轴电流指令和磁通指令来推定出永磁体的磁通或温度，并且所述磁体状态输出单元具有磁体状态校正值运算模式和磁体状态推定模式这2个动作模式，在所述磁体状态校正值运算模式中，对所述磁体状态推定器提供零作为γ-δ轴上的各轴的电流指令，在该电流指令的条件下推定出所述电枢交链磁通的大小，对所述磁体状态推定器提供规定的磁通指令和δ轴电流指令的条件下由所述磁体状态推定器得到所述永磁体的磁通或温度推定值，且基于所述电枢交链磁通的大小、所述永磁体的磁通或温度推定值来运算出磁体状态校正值，

所述磁体状态输出单元具备磁体状态校正单元，在所述磁体状态推定模式中，由所述磁体状态校正单元利用所述磁体状态校正值对提供所述规定的磁通指令和δ轴电流指令的条件下由所述磁体状态推定器获得的所述永磁体的磁通或温度推定值进行校正。

发明效果

根据本发明的同步电机控制装置，能对同步电机的个体偏差、电感误差所引起的永磁体的磁通或温度的推定误差进行校正，因此能提高永磁体的磁通或温度的推定精度。此外，能对与同步电机产生的转矩直接相关的电枢交链磁通和δ轴电流进行直接控制，因此，即便永磁体发生退磁也能控制成希望的转矩。

关于本发明的上述及其他目的、特征、效果，可以从以下实施方式中的详细说明及附图的记载来进一步明确。

附图说明

图1是以包含同步电机的状态来表示本发明的实施方式1的同步电机控制装置的系统结构图。

图2是具有励磁永磁体的同步电机的矢量图。

图3是以包含同步电机的状态来表示本发明的实施方式1的同步电机控制装置的变形例的系统结构图。

图4是表示本发明实施方式1的同步电机控制装置中磁体状态输出单元结构的一个示例的结构图。

图5是表示本发明的实施方式1中的、规定的磁通指令Φ*、δ轴电流指令iδ*条件下的γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm之间的关系的一个示例的示意图。

图6是表示本发明实施方式1的同步电机控制装置中磁体状态推定器结构的一个示例的结构图。

图7是在具有励磁永磁体的同步电机矢量图中示出磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*为一定的条件下、基准状态以及相对于基准状态发生退磁时的矢量图的差异的说明图。

图8是表示本发明实施方式1的同步电机控制装置中电流控制器结构的一个示例的结构图。

图9是表示本发明实施方式1的同步电机控制装置的、磁体状态校正值运算模式和磁体状态推定模式的时序图的一个示例的图。

图10是表示本发明实施方式1的同步电机控制装置的、磁体状态校正值运算模式的时序图的一个示例的图。

图11是以包含同步电机的状态来表示本发明的实施方式1的同步电机控制装置的、与图3不同的变形例的系统结构图。

图12是以包含同步电机的状态来表示本发明的实施方式2的同步电机控制装置的系统结构图。

图13是表示本发明实施方式2的同步电机控制装置中控制指令运算单元结构的一个示例的结构图。

图14是表示图13所示的磁通指令生成器中δ轴电流指令iδ*和磁通指令Φ*的关系的一个示例的示意图。

图15是表示图13所示控制指令运算单元的另一结构例的结构图。

图16是表示图15所示磁通指令生成器中转矩指令τ*和磁通指令Φ*的关系的一个示例的示意图。

图17是以包含同步电机的状态来表示本发明的实施方式3的同步电机控制装置的系统结构图。

图18是表示本发明实施方式3的同步电机控制装置中控制指令运算单元结构的一个示例的结构图。

具体实施方式

下面，利用附图对本发明的同步电机控制装置的实施方式进行说明。

此外，在各图中，相同标号表示相同或相当的部分。

实施方式1.

图1是以包含同步电机1的状态来表示本发明的实施方式1的同步电机控制装置的系统结构图。另外，本发明中的同步电机1具有励磁永磁体。下面，对本发明实施方式1中的对同步电机1进行驱动的同步电机控制装置的结构及结构要素的功能进行说明。

首先，对于本发明的实施方式1的同步电机控制装置中用于驱动同步电机所需的结构，从功率转换单元2的输出侧到成为功率转换单元2的输入侧的电压指令的生成为止的流向，按照顺序进行说明。

在图1中，利用本发明的实施方式1的同步电机控制装置，对具有励磁永磁体的同步电机1进行控制。该同步电机控制装置包括：输入侧与电源13相连接且输出侧与同步电机1的电枢绕组相连接的功率转换单元2；对同步电机1的电枢电流进行检测的电流检测单元3；电枢交链磁通推定器4；磁通控制器5；电流控制器6；磁体状态输出单元7；坐标转换器11a、11b；以及位置检测单元12。

电源13由输出直流电压的电源或电池来构成。通过公知的整流器从单相或三相的交流电源获得直流电压的装置也包含在电源13的概念内。

功率转换单元2包括公知的进行PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)控制的逆变器，将来自连接至输入侧的电源13的直流功率转换为多相交流功率，并将转换后的多相交流功率提供给同步电机1的电枢绕组。更详细而言，功率转换单元2基于多相交流电压指令来产生多相交流电压，将该多相交流电压施加于同步电机1的电枢绕组来驱动同步电机1，其中，通过将后述的电流控制器6所获得的电压指令、严格来讲是从电流控制器6输出的电压指令进行坐标转换来得到该多相交流电压指令。其结果是，在同步电机1的电枢绕组中产生了输出电流。下文将该电枢绕组中产生的输出电流表述为电枢电流。

同步电机1的输出电流即电枢电流由电流传感器等构成的电流检测单元3进行检测。在同步电机1是三相同步旋转电机的情况下，电流检测单元3可以采用对同步电机1的三相的电枢电流iu、iv、iw的所有相的电枢电流进行检测的结构，或者也可以采用如下结构：利用所检测出的其它两个相的电枢电流iu、iv并根据[iw＝-iu-iv]这一关系求出一个相(例如w相)的电枢电流iw。

此外，电流检测单元3除了直接检测同步电机1的各相的电枢电流的电流传感器等结构之外，也可以使用如下公知的技术，即，根据电源13与功率转换部2之间流过的DC链路电流来检测出电枢电流。

位置检测单元12由公知的旋转变压器、编码器等构成，检测出同步电机1的转子位置θ。此处，同步电机1的转子位置θ是指构成励磁的永磁体的N极方向相对于以u相电枢绕组为基准的轴的角度，一般而言，以同步电机1的转速(设作电角频率ω)旋转的旋转二轴坐标(以下记作d-q轴)的d轴被确定为上述永磁体的N极方向，因此q轴被确定为是相对于该d轴提前90°的正交方向。以下说明基于上述设定。

坐标转换器11a基于转子位置θ、并利用下述(1)式的运算，将同步电机1的电枢电流iu、iv、iw转换成d-q轴上的电流id、iq。

[数学式1]

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left(\begin{array}{ccc}\sqrt{\frac{2}{3}}& -\frac{1}{\sqrt{6}}& -\frac{1}{\sqrt{6}}\\ 0& -\frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{iu}\\ \mathrm{iv}\\ \mathrm{iw}\end{array}\right)......\left(1\right)$

电枢交链磁通推定器4首先推定出电枢交链磁通Φ的大小|Φ|和该电枢交链磁通Φ的产生方向即γ轴，换言之，推定出电枢交链磁通(矢量)Φ的方向与推定出的d轴所成的角度∠Φ0，在此基础上，基于该推定结果，将d-q轴上的电流id、iq转换成γ-δ轴上的电流iγ、iδ，并且求出推定出的电枢交链磁通Φ的方向与以u相电枢绕组作为基准的轴所成的角度∠Φ(下面，表述为电枢交链磁通Φ的相位)。

电枢交链磁通Φ是指上述永磁体生成的磁通(下面称作永磁体磁通)Φm和上述电枢电流生成的磁通(电枢反作用磁通)Φa的合成磁通，在本发明的实施方式1中，将相对于上述γ轴提前90°的正交方向作为δ轴。

图2是具有励磁永磁体的同步电机1的矢量图，示出了上述γ－δ轴、以及电枢交链磁通(矢量)Φ的方向与d轴所成角度∠Φ0的关系等。

下面，对推定出电枢交链磁通Φ的大小|Φ|与角度∠Φ0的优选方法进行说明。在推定上述|Φ|和∠Φ0时，首先基于d-q轴上的电压vd、vq与电枢交链磁通Φ的d轴分量Φd、q轴分量Φq的关系式即下面的(2)式，求出Φd、Φq，根据求出的Φd、Φq并基于以下的(3)式求出|Φ|，根据求出的Φd、Φq并基于(4)式求出角度∠Φ0，根据角度∠Φ0与位置检测单元12检测出的同步电机1的转子位置θ并基于(5)式运算出角度∠Φ。

[数学式2]

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Φd}=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{vq}-(R+\mathrm{Lq}\·s)\·\mathrm{iq}\}\≅\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{vq}*-R\·\mathrm{iq}\}\\ \mathrm{\Φq}=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{vd}-(R+\mathrm{Ld}\·s)\·\mathrm{id}\}\≅\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{vq}*-R\·\mathrm{iq}\}\end{array}\right.......\left(2\right)$

$\left|\mathrm{\Φ}\right|=\sqrt{\mathrm{\Φ}{d}^2+\mathrm{\Φ}{q}^2}......\left(3\right)$

$\∠\mathrm{\Φ}0={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\Φq}}{\mathrm{\Φd}}\right)......\left(4\right)$

∠Φ＝∠Φ0+θ……(5)

其中，Ld是d轴方向的电感(下面表述为d轴电感)，Lq是q轴方向的电感(下面表述为q轴电感)，R是电阻(以同步电机1的电枢绕组的电阻为主的电阻，当同步电机1与功率转换单元2之间的布线电阻的影响大到不能忽略时，连该布线电阻也考虑在内的电阻值)，s是拉普拉斯算子。此外，拉普拉斯算子s的倒数1/s表示1次时间积分。

但是，在本发明的实施方式的图1的结构中，d-q轴上的电压vd、vq的实际值不明确，因此，利用将从后述的电流控制器6输出的γ-δ轴上的电压指令vγ*、vδ*基于以下的(6)式向d-q轴上进行坐标转换来获得的d-q轴上的电压指令vd*、vq*代替d-q轴上的电压vd、vq，从而进行(2)式的运算。

[数学式3]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{vd}*\\ \mathrm{vq}*\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos (\∠\mathrm{\Φ}0)& -\sin (\∠\mathrm{\Φ}0)\\ \sin (\∠\mathrm{\Φ}0)& \cos (\∠\mathrm{\Φ}0)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{v\γ}*\\ \mathrm{v\δ}*\end{array}\right)......\left(6\right)$

此时，(4)式求出的角度∠Φ0是必须的。而且，在实际装置中利用微机以规定的运算周期进行这些处理时，利用例如前一次(1个运算周期前)的角度∠Φ0的运算结果或者使运算得到的角度∠Φ0的值通过适当的过滤器后的值，实施(6)式的坐标转换等对策即可。

此外，在同步电机1的驱动开始前，d-q轴上的电压指令vd*、vq*为0，Φd＝Φq＝0，因此，作为同步电机1的驱动开始时的Φd的初始值，提供基准值等规定的永磁体磁通Φm即可。

而且，在(2)式的运算中使用同步电机1的转速ω，因此，通过利用位置检测单元12检测出的转子位置θ进行微分运算来得到转速ω。

在(2)式中，假设电流变化较缓，则即使忽视包含拉普拉斯算子s的项也无妨。

对于电阻R的处理，由于电阻值根据同步电机1的温度而发生变化，因此可以检测出同步电机1的温度来对电阻R的值进行校正，此外，在与电阻R相关的项相比其他项较小的情况下，可以忽视包含该电阻R的项，在上述角度∠Φ0的运算中不使用与同步电机1的电枢电流相关的信息，来实现运算的简化。

在本发明的实施方式的图1的结构中，基于角度∠Φ0并利用(7)式，将d-q轴上的电流id、iq转换为γ-δ轴上的电流iγ、iδ，关于进行转换的坐标转换处理，包含在电枢交链磁通推定器4内，但并不一定要包含在内。

[数学式4]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{i\γ}\\ \mathrm{i\δ}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos (\∠\mathrm{\Φ}0)& \sin (\∠\mathrm{\Φ}0)\\ -\sin (\∠\mathrm{\Φ}0)& \cos (\∠\mathrm{\Φ}0)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right)......\left(7\right)$

另外，由(7)式获得的γ轴电流iγ相当于对同步电机1的电枢交链磁通进行操作的磁化电流，δ轴电流iδ相当于对同步电机1的转矩产生有贡献的转矩电流。

以上是对本发明的实施方式1中的电枢交链磁通推定器4的说明。

磁通控制器5生成γ轴电流指令iγ*，其使得磁通指令Φ*与电枢交链磁通推定器4推定出的电枢交链磁通的大小|Φ|的磁通偏差ΔΦ成为零。γ轴电流iγ是同步电机1的磁化分量即磁化电流，因此能通过γ轴电流iγ来操作电枢交链磁通Φ。具体而言，磁化电流的增减量和电枢交链磁通的增减量以γ轴方向电感Lγ为比例系数成为比例关系，因此，作为用于进行调整使得磁通偏差ΔΦ为零的控制器，优选的有例如积分器。

据此，利用以下(8)式所示那样的积分控制运算，来生成γ轴电流指令iγ*。

[数学式5]

$\mathrm{i\γ}*=\frac{\mathrm{Kf}}{s}\·\mathrm{\Δ\Φ}=\frac{\mathrm{Kf}}{s}(\mathrm{\Φ}*-|\mathrm{\Φ}\left|\right)......\left(8\right)$

此处，Kf是积分增益。

通过采用这种结构，从而能将电枢交链磁通Φ控制为希望的磁通指令Φ*。

电流控制器6输出γ-δ轴上的电压指令vγ*、vδ*，使得γ-δ轴上的电流iγ、iδ与电流指令iγ*、iδ*相一致。例如，基于γ-δ轴上的电流指令iγ*、iδ*与γ-δ轴上的电流iγ、iδ的偏差，进行公知的比例积分控制(PI控制)，进行生成γ-δ轴上的电压指令vγ*、vδ*的、即所谓的电流反馈控制。然而，电流控制器6与磁体状态输出单元7中的动作也相关，因此，下面对电流控制器6的具体结构进行阐述。

利用坐标转换器11b中的以下(9)式的运算，并基于电枢交链磁通推定器4推定出的电枢交链磁通Φ的相位∠Φ，将从电流控制器6输出的γ-δ轴上的电压指令vγ*、vδ*转换成电压指令vu*、vv*、vw*，之后输出至功率转换单元2。其中，在(9)式中，也可以将基于电流检测单元3所检测出的电枢电流iu、iv、iw的值的控制运算反映到从功率转换单元2输出的电压vu、vv、vw为止的控制运算延迟时间(浪费时间)考虑在内，并以对相位∠Φ校正了基于控制运算延迟时间的相位校正量Δθd的量后的相位进行坐标转换。

功率转换单元2与实施方式1的情况相同，基于电压指令vu*、vv*、vw*并通过公知的PWM控制方式等，对同步电机1施加电压vu、vv、vw。

[数学式6]

$\begin{array}{c}\left(\begin{array}{c}\mathrm{vu}*\\ \mathrm{vv}*\\ \mathrm{vw}*\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\sqrt{\frac{2}{3}}& 0\\ -\frac{1}{\sqrt{6}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}\\ -\frac{1}{\sqrt{6}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}\cos (\∠\mathrm{\Φ})& -\sin (\∠\mathrm{\Φ})\\ \sin (\∠\mathrm{\Φ})& \cos (\∠\mathrm{\Φ})\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{V\γ}*\\ \mathrm{V\δ}*\end{array}\right)\\ \≅\left(\begin{array}{cc}\sqrt{\frac{2}{3}}& 0\\ -\frac{1}{\sqrt{6}}& \frac{1}{\sqrt{2}}\\ -\frac{1}{\sqrt{6}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}\cos (\∠\mathrm{\Φ}+\mathrm{\Δ\θd})& -\sin (\∠\mathrm{\Φ}+\mathrm{\Δ\θd})\\ \sin (\∠\mathrm{\Φ}+\mathrm{\Δ\θd})& \cos (\∠\mathrm{\Φ}+\mathrm{\Δ\θd})\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{V\γ}*\\ \mathrm{V\δ}*\end{array}\right)\end{array}....\left(9\right)$

图3是以包含同步电机的状态来表示本发明的实施方式1的同步电机控制装置的变形例的系统结构图。上述的图1的位置检测单元12中，示出了利用公知的旋转变压器、编码器等来检测出同步电机1的转子位置θ的示例，而在图3所示的同步电机控制装置中，具备位置检测单元12a，该位置检测单元12a使用公知的适应观测器等并基于电压指令、电枢电流等，通过运算来推定出转子的位置θ。

该位置检测单元12a的结构例如能以专利文献4或专利文献5所示的结构来实现，因此这里省略说明。另外，图1与图3的差异仅在于以下两点，其它结构均相同，差异为：涉及位置检测单元12(12a)这一点；以及将电枢交链磁通推定器4变更为电枢交链磁通推定器4a这一点，其构成为将由该推定器运算出的d-q轴上的电压指令vd*、vq*输出至外部。

以上是在本发明的实施方式1的同步电机控制装置中用于驱动同步电机1所需的结构。由于同步电机1的转矩与电枢交链磁通Φ和δ轴电流iδ的积成比例，在该结构中，能直接控制电枢交链磁通Φ和δ轴电流iδ，因此，能适当地设定磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*两者，从而无论永磁体是否发生退磁均能控制成希望的转矩。

接着，对作为本发明的实施方式1的同步电机控制装置的特征的、为推定同步电机1所具有的励磁永磁体的温度或磁通所需的结构即磁通状态输出单元7进行说明，此外，对上述电流控制器6进行补充说明。

图4是表示图1或图3所示的磁体状态输出单元7的结构的一个示例的结构图。

在图4中，磁体状态推定单元7由磁体状态推定器8和磁体状态校正单元9构成。

在磁体状态推定器8中预先存储有表示与施加规定的磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*时的温度变化相伴的γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm之间的关系的映射或数学式，若输入有γ轴电流iγ，则参照上述映射或数学式，来输出永磁体磁通推定值Φm0。在通过分析等预先判明了同步电机1的特性(电感变化、磁体退磁特性等)的情况下，可利用同步电机1的特性数据来预先求出这些映射或数学式，未判明的情况下，可通过实际测量来采集特性数据。此外，可使用从磁通控制器5输出的γ轴电流指令iγ*来代替输入至磁体状态推定器8的γ轴电流iγ。

图5是表示规定的磁通指令Φ*、δ轴电流指令iδ*条件下的γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm之间的关系的一个示例的示意图。图5中，横轴为γ轴电流iγ、纵轴为永磁体磁通Φm，示出了γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm之间的相关关系。

将关于规定的磁通指令条件Φm、δ轴电流指令iδ*的、图5的特性预先存储为映射(数学式)，提供与该条件相同的控制指令(Φ*、iδ*)来驱动同步电机1，从而根据γ轴电流推定出永磁体磁通Φm，能输出该推定值Φm0。

此外，如图6所示，磁体状态推定器8可具备磁体状态参照单元81(图6的示例中为81a～83c)，该磁体状态参照单元81对于多个控制指令、即由磁通指令Φ*和δ轴电流指令Iδ*的组构成的多个控制指令的每个控制指令，具有表示γ轴电流与永磁体磁通(推定值Φm0)之间的相关关系的映射或数学式。

如图6所示，对由磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*的组构成的多个控制指令的每个控制指令，基于γ轴电流iγ来预先输出永磁体磁通推定值Φm0，从而推定永磁体的磁通或温度时提供磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*的组的提供方式的自由度、即进行推定动作时的输出转矩的自由度能得以提高。

若同步电机1的驱动过程中的控制指令(Φ*、iδ*)中存在与预先准备的上述多个磁体状态参照单元中的控制指令条件相一致的指令，则在与该控制指令条件相一致的磁体状态参照单元81的映射(或数学式)上参照γ轴电流iγ，从而能输出永磁体磁通推定值Φm0。

如果同步电机1的驱动过程中的控制指令与预先准备的上述多个磁体状态参照单元81中的控制指令条件不一致，则例如不进行永磁体磁通推定动作，而是保持当前的推定动作时的磁通推定值，可将该值作为永磁体磁通推定值Φm0来进行输出。或者，若预先准备的上述多个磁体状态参照单元81中的控制指令条件中存在与转矩(即，磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*的乘积)相一致的条件，则将控制指令变更为相应的磁体状态参照单元81的磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*的条件，然后实施进行永磁体磁通推定动作的处理即可。

此处，当作为规定的控制指令而提供磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*时，能基于γ轴电流iγ来推定出永磁体磁通Φm，对于这一原理，利用同步电机的矢量图来进行说明。

图7是在具有励磁永磁体的同步电机矢量图中示出磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*为一定的条件下、基准状态以及相对于基准状态发生退磁时的矢量图的差异的说明图。在图7中，(A)为基准状态，即永磁体未发生退磁时的矢量图，(B)为规定的控制指令即磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*为一定时、换言之，在受到希望的控制的前提下、电枢交链磁通的大小|Φ|和δ轴电流iδ为一定的稳定状态中，同步电机1的温度上升所伴随的永磁体的退磁、即永磁体磁通下降ΔΦmag的量时的矢量图。

由于上述永磁体的退磁，电枢交链磁通Φ的方向、即γ轴的方向发生变化，因此，即便磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*保持一定，γ轴电流iγ也会在退磁前后发生变化。通过捕捉该γ轴电流iγ的变化，能捕捉永磁体磁通Φm的变化。

从原理上来讲，通过仅具有磁体状态推定器8的结构就能推定出永磁体磁通Φm，但需要同步电机1的温度上升所伴随的永磁体的退磁引起的磁体磁通变化量不大，且在正确掌握了上述电枢电流的变化造成的电枢反作用磁通Φa的变化的基础上，得到规定的控制指令(Φ*、iδ*)的条件下的γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm之间的关系。

电枢反作用磁通Φa的大小依赖于电枢电流和d轴或q轴的电感Ld、Lq。例如，基于预先分析得到的同步电机1的特性数据，求出提供规定的控制指令(Φ*、iδ*)时的温度变化所伴随的γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm之间的关系时，若这些电感值存在误差，则会错误地估计电枢反作用磁通Φa的大小，因此，无法准确地求出γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm的关系，有可能基于错误的映射或数学式来推定出永磁体磁通Φm。

此外，制造出额定、规格相同的多个同步电机的情况下，电阻R、d轴或q轴的电感Ld、Lq、基准温度下的永磁体磁通的值不发生变化是理想的情况，但实际上存在个体偏差，因此，同一控制指令下的γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm的关系可能根据各个同步电机而有所不同。例如，即便从额定、规格相同的多个同步电机中提取出1个同步电机，通过实际测量获取特性数据并求出上述映射、数学式，但由于个体偏差等影响，在提取出的不同于上述同步电机的另一同步电机中，同一控制指令下的γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm的关系也未必一定与上述映射(数学式)相一致。

因而，优选为对同步电机1的个体偏差、电感误差所引起的永磁体磁通Φm的推定误差进行校正，本发明的实施方式1的同步电机控制装置构成为，对于提供规定的控制指令(Φ*、iδ*)时由磁体状态推定器8推定出的永磁体磁通推定值Φm0，利用磁体状态校正单元9来实施这些推定误差量的校正。

在本发明的实施方式1的同步电机控制装置中，规定有如下的2个动作模式：“磁体状态校正值运算模式”，其运算出用于对由同步电机1的个体偏差、电感误差引起的永磁体磁通的推定误差进行校正的校正值ΔΦm；以及“磁体状态推定模式”，在提供规定的控制指令(Φ*、iδ*)并由磁体状态推定器8推定出永磁体磁通Φm的基础上，利用磁体状态校正单元9按照上述校正值ΔΦm的量来校正该推定值Φm0，从而输出校正后的永磁体磁通推定值Φmag。

为了规定这2个模式，在本发明的实施方式1的同步电机控制装置中，利用变量mode(模式)来设定上述2个模式。当然，还可存在与上述2个模式不同的模式，其不运算校正值ΔΦm且也不输出永磁体磁通推定值Φmag。

首先，对运算出校正值ΔΦm的“磁体状态校正值运算模式”的动作进行说明，该校正值ΔΦm用于校正永磁体磁通的推定误差。

作为“磁体状态校正值运算模式”的第一步骤，形成同步电机1中流过的电流为零的不通电状态，在该状态下，利用电枢交链磁通推定器4来求出电枢交链磁通Φ的大小|Φ|。

在不通电时，仅由永磁体磁通Φm来构成电枢交链磁通，因此，电枢交链磁通的大小|Φ|与永磁体磁通Φm的大小一致。

从而，若将电流控制器6的输入即γ-δ轴上的电流指令iγ*、iδ*设定为使得同步电机1的电枢电流为零、即作为控制指令设定为iγ*＝iδ*＝0，则电枢交链磁通推定器4的输出Φ0成为永磁体磁通Φm。

由于是不通电状态，因此，不易受到电感的影响、或主要为公知的死区时间引起的电压转换单元2的电压输出精度的影响，电枢交链磁通推定器4的输出Φ0与永磁体磁通Φm大致相一致。

然而，为了使同步电机1成为不通电状态，同步电机1的电枢所产生的(无负载)感应电压不得不落入成为功率转换单元2的输出可能电压以下的速度范围内。在同步电机1的电枢所产生的(无负载)感应电压超过功率转换单元2的输出可能电压的速度范围中，需要至少使得用于抑制感应电压上升的弱磁通电流在电枢绕组中流通，因此，不能成为不通电状态。

由此，在同步电机1的电枢所产生的(无负载)感应电压成为功率转换单元2的输出可能电压以下的速度范围内，能设定为“磁体状态校正值运算模式”。

此处，基于电流控制器6的结构来说明使同步电机1处于不通电状态的方法的一个示例。

图8是表示图1或图3所示的电流控制器6的结构的一个示例的结构图。

在电流控制器6中进行公知的比例积分控制(PI控制)的情况下，例如，图8中的变量mode为0时设定成“磁体状态校正值运算模式”的第一步骤、mode为1时设定成后述的“磁体状态校正值运算模式”的第二步骤、或设定成称作“磁体状态推定模式”的模式，若作为mode输入0，则作为γ-δ轴上的电流指令iγ*、iδ*选择0，若作为mode输入1，则与通常的运行同样地选择iγ*、iδ*(的值)。在图8中，利用开关22a、22b来表示选择iγ*、iδ*的动作，但也可使用具有相同的功能的开关以外的其它单元。

基于根据上述模式设定而选择的γ-δ轴上的电流指令iγ*、iδ*(的值)与γ-δ轴上的电流iγ、iδ的偏差，在PI控制器23a、23b中进行比例积分控制(PI控制)运算，从而生成γ-δ轴上的电压指令vγ*、vδ*，在mode＝0时，即“磁体状态校正值运算模式”的第一步骤时，进行控制使得同步电机1成为不通电状态。

接着，作为“磁体状态校正值运算模式”的第二步骤，求出作为规定的控制指令而提供磁通指令Φ*＝Φ1、δ軸电流指令iδ*＝i1时的校正值ΔΦm＝ΔΦm1。

一般而言，永磁体的温度变化(的时间常数)比电枢绕组的温度变化(的时间常数)要小，优选为在永磁体温度变化较小的时间段内，连续进行上述第一步骤和该第二步骤，从而在上述第一步骤和该第二步骤中可视作永磁体温度(磁通)几乎不发生变化。

在第二步骤中，提供磁通指令Φ*＝Φ1和δ轴电流指令iδ*＝i1，在磁体状态推定器8中基于表示该磁通指令和δ轴电流指令的条件下的、预先生成的γ轴电流iγ和永磁体磁通的关系的映射(数学式)，得到永磁体磁通推定值Φm0＝Φm1。若第一步骤和第二步骤中永磁体温度(磁通)不发生变化且准确获得了上述映射，则第一步骤中获得的电枢交链磁通推定器4的输出Φ0和该第二步骤获得的永磁体磁通推定值Φm1相一致。

然而，若上述映射(数学式)中存在个体偏差或电感误差引起的误差，则Φ0和Φm1中产生误差，因此，对该Φ0和Φm1的差异进行校正，从而即便上述映射(数学式)产生误差，也能高精度地推定出永磁体的磁通。

由此，通过求出Φ0和Φm1的差异，从而得到磁通指令Φ*＝Φ1、δ轴电流指令iδ*＝i1的条件下的校正值ΔΦm＝ΔΦm1，并将ΔΦm1的值进行存储。

以上是“磁体状态校正值运算模式”的一连串动作。

接下来，对“磁体状态推定模式”的动作进行说明。

提供与上述“磁体状态校正值运算模式”中得到校正值ΔΦm＝ΔΦm1时相同的条件、即提供磁通指令Φ*＝Φ1和δ轴电流指令iδ*＝i1，并由磁体状态推定器8在表示γ轴电流iγ和永磁体磁通的关系的映射(数学式)中参照该控制指令条件下流过的γ轴电流iγ，从而输出永磁体磁通推定值Φm0＝Φm1’。若“磁体状态推定模式”和“磁体状态校正值运算模式”中的磁体温度不同，则在上述Φm1和Φm1’中产生与磁体温度相应的磁通变化差异。

将对所输出的永磁体磁通推定值校正了校正值ΔΦm1的量之后得到的Φm1’+ΔΦm1作为(校正后的)永磁体磁通推定值Φmag，由磁体状态输出单元7进行输出。

图9中图示了这些“磁体状态推定模式”和“磁体状态校正值运算模式”的磁体磁通推定动作，图9是表示本发明的实施方式1的同步电机控制装置的“磁体状态校正值运算模式”和“磁体状态推定模式”的时序图的一个示例的图。

此外，对假设提供磁通指令Φ*(＝Φ1)和δ轴电流指令iδ*(＝i1)的“磁体状态推定模式”和“磁体状态校正值运算模式”下的磁体状态推定器8和磁体状态校正单元9的动作进行总结，其总结结果如下。

◆“磁体状态校正值运算模式”

·磁体状态推定器8

第一步骤：不进行动作也无妨

第二步骤：输出Φm0(＝Φm1)

·磁体状态校正单元9

第一步骤：将电枢交链磁通推定器4的输出|Φ|(＝Φ0)进行保持

第二步骤：将根据Φ0和Φm1的差异来求出的校正值ΔΦm(＝ΔΦm1)进行保持

◆“磁体状态推定模式”

·磁体状态推定器8：输出Φm0(＝Φm1’)

·磁体状态校正单元9：输出对于Φm1’的校正量ΔΦm1

此外，对于由图6所示磁通指令Φ*和δ轴电流指令Iδ*的组构成的多个控制指令的每个控制指令具备磁体状态参照单元81的磁体状态推定器8存在的情况下，在“磁体状态校正值运算模式”的第二步骤中，求出对于上述各控制指令的校正值ΔΦm即可。

图10是本发明的实施方式1的同步电机控制装置中、对多个控制指令的每个控制指令具备磁体状态参照单元81的磁体状态推定器8存在的情况下的“磁体状态校正值运算模式”的时序图的一个示例的图。

在图10中，关于“磁体状态校正值运算模式”的第一步骤，进行与上述相同的方法，作为第二步骤，首先以与上述相同的方法来求出作为规定的控制指令而提供磁通指令Φ*＝Φ1和δ轴电流指令iδ*＝i1时的校正值ΔΦm＝ΔΦm1。

进一步地，以与上述相同的方法来求出提供与上述不同的磁通指令Φ*＝Φ2和δ轴电流指令iδ*＝i2时的校正值ΔΦm＝ΔΦm2、以及提供另一磁通指令Φ*＝Φ3和δ轴电流指令iδ*＝i3时的校正值ΔΦm＝ΔΦm3。在磁体状态参照单元81的各控制指令条件下、在永磁体温度不上升的程度的时间内依次实施该操作，求出对于上述各控制指令的校正值ΔΦm，并进行存储。

考虑到个体偏差、电感误差引起的误差几乎不依赖于同步电机1的转速，为了不使永磁体温度上升，优选为在同步电机1的转速较低的状态下依次求出校正值ΔΦm，使得同步电机1产生的铁损耗减小、并抑制铁损耗导致的发热。

在“磁体状态推定模式”中，从磁体状态参照单元81的多个控制指令条件中选择出控制指令(Φ*、iδ*)的组，在此基础上，与上述方法同样地求出永磁体磁通推定值Φm0，对于Φm0，获取在上述方法中已存储的该控制指令条件下的校正值ΔΦm，按照ΔΦm的量来校正Φm0，从而得到(校正后的)永磁体磁通推定值Φmag。

另外，目前为止示出了提供规定的控制指令(Φ*、iδ*)来推定出永磁体磁通Φm的示例，但若推定出永磁体磁通Φm时无需由同步电机1产生转矩，则可在将δ轴上的电流控制为零即作为δ轴电流指令iδ*提供0的无负载状态下，实施目前为止所示的永磁体磁通推定动作。

如上所述，同步电机1的转矩与电枢交链磁通Φ和δ轴电流iδ的乘积成比例，因此，若δ轴电流iδ为零，则无论磁通指令Φ*如何，转矩均成为零。

而且，若以δ轴电流Iδ为零的方式仅使γ轴电流Iγ流通，永磁体磁通Φm、γ轴电流Iγ生成的电枢反作用磁通Φa、电枢交链磁通Φ的各个矢量均在同一轴上，γ轴和d轴、δ轴和q轴分别为同一根轴。即，成为Φa＝Lγ·iγ＝Ld·id，因此具有如下效果，即便q轴电感Lq发生误差，也不会受到该误差引起的影响。

在无需使弱磁通电流在电枢绕组中流通的低速域中，例如，设定因发热发生退磁的状态(例如100℃)下的永磁体磁通的值作为磁通指令Φ*，若预先准备表示该磁通指令Φ*(iδ*＝0)下的γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm的关系的映射(数学式)，则在100℃附近，磁通Φ*和永磁体磁通Φm大致一致，几乎不产生电枢反作用磁通Φa，因此γ轴电流iγ几乎不流通，能降低上述电感误差的影响。

此外，需要使弱磁通电流在电枢绕组中流通的高速域中，例如设定相对于同步电机1的电枢所产生的(无负载)感应电压成为功率转换单元2的输出可能电压以下那样的磁体磁通而言充分小的值作为磁通指令Φ*，若预先准备表示该磁通指令Φ*(iδ*＝0)下的γ轴电流iγ和永磁体磁通Φm的关系的映射(数学式)，则即使受到上述电感误差影响那样的弱磁通电流在电枢中流通，由于组合了上述“磁体状态校正值运算模式”和“磁体状态推定模式”，从而能降低电感误差的影响。

在上述图1的结构中，磁体状态推定单元7的输出为(校正后的)永磁体磁通推定值Φmag，但由于永磁体温度和永磁体磁通彼此相关联，因此通过掌握这一相关关系，从而能将磁体状态输出单元7的输出设为永磁体温度推定值Tmag。

图11是以包含同步电机1的状态来表示与图1不同的本发明的实施方式1的同步电机控制装置的系统结构图，磁体状态输出单元7(图11中为7a)的输出从永磁体磁通推定值Φmag替换为永磁体温度推定值Tmag。

例如，在永磁体相对于10℃的温度上升以1％的比率产生退磁的情况下，若将基准温度设作Tb，将温度Tb下的(基准)永磁体磁通设作ΦmTb，则永磁体温度(推定值)Tmag与永磁体磁通Φmag的关系成为以下(10)式。

[数学式7]

Φmag＝ΦmTb·{1-(Tmag-Tb)·0.001}…(10)

若使用该(10)式的关系，则能将磁体状态输出单元7a的输出设为永磁体温度推定值Tmag。此外，虽然未图示，在图4的磁体状态输出单元中，当然可通过将磁体状态推定器8的输出变形为(校正前的)永磁体温度推定值Tm0以替代(校正前的)永磁体磁通推定值Φm0，从而将磁体状态校正单元9所得到的校正量变形为温度校正量ΔTm而非磁通校正量ΔΦm。

此外，虽然未特别图示，但可与图1同样地应用图3的位置检测单元12a以代替图11的位置检测单元12。

如上所述，根据本发明的实施方式1的同步电机控制装置，能对同步电机1的个体偏差、电感误差所引起的永磁体的磁通或温度的推定误差进行校正，因此具有能提高永磁体的磁通或温度的推定精度的效果。

此外，由于能够对与同步电机1产生的转矩直接相关的电枢交链磁通和δ轴电流进行直接控制，因此，具有如下效果：可对永磁体的磁通或温度进行推定，并且即便永磁体发生退磁也能控制为希望的转矩。

而且，对于由多个磁通指令和δ轴电流指令的组构成的多个控制指令的每个控制指令，基于γ轴电流来输出永磁体磁通(温度)，对上述多个磁通指令和δ轴电流指令的组的各个组运算出磁体状态校正值，从而具有推定永磁体的磁通或温度时的磁通指令和δ轴电流指令的组的提供方式、即进行推定动作时的输出转矩的自由度得以提高的效果。

实施方式2.

接着，对本发明的实施方式2的同步电机控制装置进行说明。

图12是以包含同步电机1的状态来表示本发明的实施方式2的同步电机控制装置的系统结构图。如图12所示，本发明的实施方式2的同步电机控制装置相对于本发明的实施方式1的同步电机控制装置附加了控制指令运算单元10，该控制指令运算单元10是用于基于转矩指令τ*来生成控制指令(Φ*、iδ*)的上位指令生成系统。另外，虽然未特别图示，可将图3的位置检测单元12a与图1同样地进行应用以替代图12的位置检测单元12，而且，可与图11同样地构成为利用上述的永磁体温度和永磁体磁通的相关关系，将磁体状态输出单元7的输出设为永磁体温度推定值Tmag。

图13是表示图12所示的控制指令运算单元10的结构的一个示例的结构图。

在图13中，控制指令运算单元10由δ轴电流指令生成器101、磁通指令生成器102构成，更优选为附加有δ轴电流指令限制器103，其利用磁通控制器5计算出的γ轴电流指令iγ*(图13中的虚线箭头)来对δ轴电流指令iδ*进行限制。

控制指令生成器10基于转矩指令τ*，生成作为控制指令的磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*。具有励磁永磁体的同步电机1的情况下，已知能产生相同转矩的磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*的组存在无数个，控制指令生成器10对于转矩指令τ*，输出与希望的条件(例如，效率最大、转矩最大等)相匹配的适当的磁通指令Φ*和δ轴电流指令iδ*。

δ轴电流指令生成器101基于转矩指令τ*和从后述的磁通指令生成器102输出的磁通指令Φ*，利用以下的(11)式来计算出δ轴电流指令iδ*。

[数学式8]

$\mathrm{i\δ}*=\frac{\mathrm{\τ}*}{\mathrm{Pm}\·\mathrm{\Φ}*}......\left(11\right)$

式中，Pm是同步电机1的极对数。

另外，在图12的磁通控制器5中，以磁通偏差ΔΦ成为零的方式进行控制，因此，在上述(11)式的运算中，也可以使用电枢交链磁通推定器4所推定出的电枢交链磁通Φ的大小|Φ|来替代磁通指令Φ*。

在附加δ轴电流指令限制器103的情况下，基于电流限制值imax和γ轴电流指令iγ*来对δ轴电流指令iδ*进行限制，使得δ轴电流指令iδ*和γ轴电流指令iγ*的合成电流(指令)在基于功率转换单元2的规格等决定的电流限制值imax以下。由以下(12)式得到δ轴电流指令iδ*的上限值iδ*max，依次求出iδ*max，并对δ轴电流指令iδ*进行限制使得δ轴电流指令iδ*的绝对值|iδ*|在iδ*max以下。

[数学式9]

$\mathrm{i\δ}*\max =\sqrt{{\left(i\max \right)}^2-{(\mathrm{i\γ}*)}^2}......\left(12\right)$

磁通指令生成器102对所输入的δ轴电流指令iδ*输出优选的磁通指令例如，在同步电机1的电枢电流(有效值)一定的条件下，输出磁通指令以便输出最大的转矩。

若以这种条件来驱动同步电机1，则同步电机1的电枢绕组、同步电机1与功率转换单元2之间的布线产生的铜损耗减小，此外，功率转换单元2产生的导通损耗也减小，因此，能提高同步电机1、功率转换单元2的转换效率。

图14是表示满足上述的输出最大转矩的条件的δ轴电流指令iδ*和磁通指令Φ*的关系的一个示例的示意图，将该关系以数学式化或表格数据的形式来预先存放于磁通指令生成器102，在此基础上根据所输入的δ电流指令iδ*来输出优选的磁通指令Φ*。

此外，尽管未图示，但作为其它优选的磁通指令Φ*，存在一种磁通指令Φ*，其在δ轴电流指令Iδ*的基础上，也参照同步电机1的转速ω，对于δ轴电流指令iδ*，可以减小包括具有速度依赖性的同步电机1的涡流损耗和磁滞损耗在内的铁损耗。

若以这种条件来驱动同步电机1，尤其在转速较高时变得显著的同步电机1中产生的铁损耗变小，主要在高转速域中，同步电机1的转换效率得以提高。

另外，在图13所示的控制指令运算单元10中，附加δ轴电流指令限制器103，利用上述的(12)式来限制δ轴电流指令iδ*的情况下，在δ轴电流指令生成器101到磁通指令生成器102之间循环进行计算。

即，形成转矩指令τ*→(δ轴电流指令生成器101、δ轴电流指令限制器103)→δ轴电流指令iδ*→(磁通指令生成器102)→磁通指令Φ*→(δ轴电流指令生成器101)→δ轴电流指令iδ*···、的环，为了确定对于输入的转矩指令τ*的δ轴电流指令iδ*和磁通指令Φ*，需要在δ轴电流指令生成器101到磁通指令生成器102之间重复进行运算来进行收敛，运算处理较难。

因此，在实际装置中利用微机以规定的运算周期来进行上述处理时，例如，作为δ轴电流指令生成器101所使用的磁通指令Φ*，使用前一次(1个运算周期前)的运算结果，由利用该指令值计算出的δ轴电流指令iδ*，计算出本次的磁通指令Φ*或在磁通指令生成器102中使磁通指令Φ*的值通过适当的过滤器后进行输出等，从而实施提高运算处理的稳定性的对策即可。

另外，在图12中，也可以使用下述的控制指令运算单元10a来代替图13所示的控制指令运算单元12。图15是表示图13所示控制指令运算单元的另一结构例的结构图。在图15中，控制指令运算单元10a基于转矩指令τ*而非δ轴电流指令iδ*来生成磁通指令Φ*。

图15中的磁通指令生成器102a对于所输入的转矩指令τ*，输出优选的磁通指令Φ*。例如，若利用以下(13)式的关系将图14的横轴变换为转矩指令τ*，则对于所输入的转矩指令τ*，能得到磁通指令Φ*。

[数学式10]

τ*＝Pm·Φ*·iδ*·····(13)

图16是对根据图14所示的关系、利用(13)式所导出的转矩指令τ*和磁通指令Φ*的关系进行说明的示意图，将该关系以数学式化或表格数据的形式来预先存放于磁通指令生成器102a，在此基础上根据所输入的转矩指令τ*来输出优选的磁通指令Φ*。

另外，控制指令运算单元10a中的δ轴电流指令生成器101、δ轴电流指令限制器103的动作与上述的控制指令运算单元10相同。

而且，控制指令运算单元10、10a优选地构成为，生成考虑了由功率转换单元2的规格所限制的电压限制值在内的磁通指令Φ*。

功率转换单元2中存在输出可能电压最大值Vmax(有效值换算)，该输出可能电压最大值Vmax依赖于该功率转换单元2的规格和电源13的输出电压Vpn，优选为对磁通指令Φ*进行限制以便将同步电机1的电枢所产生的感应电压抑制在Vmax以下。若忽视同步电机1的电阻R的压降，则由同步电机1的转速ω和电枢交链磁通Φ的乘积来决定该感应电压，因此，基于功率转换单元2的输出可能最大电压值Vmax并利用以下(14)式，依次运算出与同步电机1的转速ω相应的磁通指令最大值Φmax，以Φmax来限制磁通指令生成器102、102a的输出后得到的值设为磁通指令Φ*，这较为优选。

[数学式11]

$\mathrm{\Φ}\max =\frac{V\max -R\·\mathrm{i\δ}*-\mathrm{\ΔV}}{\mathrm{\ω}}\≅\frac{V\max -\mathrm{\ΔV}}{\mathrm{\ω}}......\left(14\right)$

其中， $V\max =\frac{\mathrm{Vpn}}{\sqrt{2}}$

此处，ΔV是规定的余量。

如上所述，根据本发明的实施方式2的同步电机控制装置，基于转矩指令来进行控制，从而具有高精度地控制转矩的效果。

此外，通过附加上述的δ轴电流指令限制器103，具有能将受到功率转换单元2的性能限制的同步电机1的电枢电流抑制在限制值以下的效果。

实施方式3.

接着，对本发明的实施方式3的同步电机控制装置进行说明。

图17是以包含同步电机1的状态来表示本发明的实施方式3的同步电机控制装置的系统结构图。如图17或后述的图18所示，本发明的实施方式3的同步电机控制装置在实施方式2的同步电机控制装置的基础上构成为，控制指令运算单元10b根据磁体状态输出单元7输出的永磁体的磁通Φmag或温度Tmag来限制对于同步电机1的转矩指令τ*，基于受限制的转矩τ0*来生成控制指令(Φ*、iδ*)。

另外，虽然未特别图示，可将图3的位置检测单元12a与图1同样地进行应用以替代图17的位置检测单元12，而且，可与图11同样地构成为利用上述的永磁体温度和永磁体磁通的相关关系，将磁体状态输出单元7的输出设为永磁体温度推定值Tmag。

图18是表示图17所示的控制指令运算单元10b的结构的一个示例的结构图。

在图18中，控制指令运算单元10b除了δ轴电流指令生成器101、磁通指令生成器102、δ轴电流指令限制器103的结构以外，附加有转矩指令限制器104，其根据从磁体状态输出单元7输出的永磁体的磁通Φmag或温度Tmag来限制转矩指令τ*，并将(受限制的)转矩指令τ0*进行输出。

另外，图18是对于图13所示控制指令运算单元10附加转矩指令限制器104的结构，但当然，也可以是对图15所示控制指令运算单元10a附加转矩指令限制器104的结构。

如上所述，在利用具有功率转换单元2的同步电机控制装置对具有励磁永磁体的同步电机1进行控制时，随着温度因对同步电机的电枢绕组通电等而上升，会产生励磁的永磁体的磁化强度、即磁通减少的现象，即产生被称为“退磁”的现象，此外，温度超过允许温度后即便下降到常温，磁通也无法恢复到退磁发生前的状态，即产生被称为“不可逆退磁”的现象。

因此，必须至少对永磁体的温度进行控制，以抑制在产生不可逆退磁的允许温度以下。尤其是，在同步电机1的产生转矩变大的情况下，永磁体的温度容易上升。

此外，如上所述，γ轴电流iγ相当于对同步电机1的电枢交链磁通Φ进行操作的磁化电流，当发生温度上升所伴随的永磁体的退磁(磁体磁通降低ΔΦmag的量)时，若控制指令一定，则会产生作用以使得根据γ轴电流iγ的增加而对与退磁相应的磁体磁通进行补偿。因此，随着γ轴电流iγ的增加，同步电机1的电枢电流(有效值)也增加，因此包含永磁体的同步电机1的整体的温度也会由于同步电机1所产生的热(由电枢绕组的电阻所产生的热等)而上升，可能使得永磁体的退磁进一步进行。

于是，在同步电机1的温度上升时，为了抑制温度的进一步上升且使得同步电机1的电枢电流不超过上限，基于磁体状态输出单元7输出的永磁体的磁通Φmag或温度Tmag，判断永磁体的温度上升，并根据Φmag(或Tmag)来限制转矩指令τ*，从而间接地减小控制指令(Φ*、iδ*)的大小(绝对值)，构成为对电枢电流(有效值)的增加进行抑制。

转矩指令限制器104根据上述Φmag(或Tmag)来限制转矩指令τ*，输出(限制后的)转矩指令τ0*。上述Φmag(或Tmag)与转矩指令τ*的限制值的相关关系由驱动条件、同步电机1的热容量、冷却性能、进一步由功率转换单元2的性能来进行设定。例如，采用如下方式：在规定的控制指令(Φ*、iδ*)下，若上述Φmag在某个值以下，或上述Tmag超过某个规定温度，则判断为永磁体温度逐渐接近导致不可逆退磁的温度，从而进行限制来降低转矩指令τ*，极端情况下实施使转矩指令τ*成为“0”等的处理，此后，输出(限制后的)转矩指令τ0*。

除了附加有转矩指令限制器104这一点以外，控制指令运算单元10b与上述的发明的实施方式2的同步电机控制装置中的控制指令运算单元10(或10a)相同，但图18的δ轴电流指令生成器101a的输入即转矩指令τ*成为(限制后的)转矩指令τ0*，因此，在上述的(11)式的运算中，使用τ0*替代τ*来进行运算。

如上所述，根据本发明的实施方式3的同步电机控制装置，在永磁体温度上升时，对转矩指令进行限制，从而对电枢电流(有效值)的增加量进行限制以使得抑制温度进一步上升，由此具有可防止不可逆退磁的效果。

工业上的实用性

本发明涉及利用逆变器等功率转换单元对具有励磁永磁体的同步电机进行控制的同步电机控制装置，无需对永磁体安装温度检测器，就能高精度地推定出永磁体的温度或磁通的值。

标号说明

1 同步电机、

2 功率转换单元、

3 电流检测单元、

4、4a 电枢交链磁通推定器、

5 磁通控制器、

6 电流控制器、

7、7a 磁体状态输出单元、

8 磁体状态推定器、

9 磁体状态校正单元、

10、10a、10b 控制指令运算单元、

11a、11b 坐标转换器、

12、12a 位置检测单元、

13 电源、

21a～c 加法减法器、

22a、22b 开关、

23a、23b PI控制器、

81a、81b、81c 磁体状态参照单元、

101、101a δ轴电流指令生成器、

102、102a 磁通指令生成器、

103 δ轴电流指令限制器、

104 转矩指令限制器。

Claims (4)

1.一种同步电机控制装置，其特征在于，包括：

功率转换单元，该功率转换单元基于电压指令，对具有构成励磁的永磁体的同步电机输出电压；

电流检测单元，该电流检测单元检测出所述同步电机的电枢电流；

电枢交链磁通推定器，该电枢交链磁通推定器基于所述电压指令来推定出所述同步电机的电枢交链磁通的大小和产生方向即γ轴，并且，基于同步电机1的转子位置、和推定出的所述γ轴，将所述电枢电流向由γ轴以及与γ轴正交的方向即δ轴构成的γ-δ轴上的电流进行坐标转换；

磁通控制器，该磁通控制器基于磁通指令和所述电枢交链磁通的大小，生成γ轴电流指令，该γ轴电流指令用于将所述γ轴上的电流控制成规定的值；

电流控制器，该电流控制器基于将所述γ轴电流指令与δ轴电流指令相加得到的γ-δ轴上的电流指令和所述γ-δ轴上的电流，生成所述电压指令；以及

磁体状态输出单元，该磁体状态输出单元推定并输出所述永磁体的磁通或温度，

所述磁体状态输出单元具备磁体状态推定器，该磁体状态推定器基于γ轴电流、δ轴电流指令和磁通指令来推定出永磁体的磁通或温度，并且所述磁体状态输出单元具有磁体状态校正值运算模式和磁体状态推定模式这2个动作模式，

在所述磁体状态校正值运算模式中，对所述磁体状态推定器提供零作为γ-δ轴上的各轴的电流指令，在该电流指令的条件下推定出所述电枢交链磁通的大小，对所述磁体状态推定器提供规定的磁通指令和δ轴电流指令的条件下由所述磁体状态推定器得到所述永磁体的磁通或温度推定值，且基于所述电枢交链磁通的大小、以及所述永磁体的磁通或温度推定值来运算出磁体状态校正值，

所述磁体状态输出单元具备磁体状态校正单元，在所述磁体状态推定模式中，由所述磁体状态校正单元利用所述磁体状态校正值对提供所述规定的磁通指令和δ轴电流指令的条件下由所述磁体状态推定器获得的所述永磁体的磁通或温度推定值进行校正。

2.如权利要求1所述的同步电机控制装置，其特征在于，

所述磁体状态输出单元在磁体状态校正值运算模式中，对于多个规定的所述磁通指令和所述δ轴电流指令的组的各个组，基于所述磁体状态推定器所得到的所述永磁体的磁通或温度推定值来运算出磁体状态校正值，

所述磁体状态输出单元具备磁体状态校正单元，在磁体状态推定模式中，在所述多个规定的磁通指令和规定的δ轴电流指令的组内选择出1组指令，所述磁体状态校正单元利用与选择出的磁通指令和δ轴电流指令的组成对的所述磁体状态校正值来对将该指令提供给所述磁体状态推定器时由该磁体状态推定器所得到的所述永磁体的磁通或温度推定值进行校正。

3.如权利要求2所述的同步电机控制装置，其特征在于，

包括控制指令运算单元，该控制指令运算单元基于对于同步电机的转矩指令，生成所述磁通指令和所述δ轴电流指令。

4.如权利要求3所述的同步电机控制装置，其特征在于，

所述控制指令运算单元根据从所述磁通状态输出单元输出的所述永磁体的磁通推定值或温度推定值来限制对于同步机的转矩指令，根据该限制后的转矩指令来输出所述磁通指令和所述δ轴电流指令。