CN1218150A - 无轴承旋转机械 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种无轴承旋转机械,能进行稳定的悬浮位置控制,其与旋转的M极的驱动磁场相同步,使M±2的N极控制磁场进行重叠,向转子施加旋转力,并根据由该转子的位移检测装置所检测出的该转子的位移来调整N极的控制磁场,对该转子进行磁力悬浮支承,其利用磁通分布检测装置来检测由该N极的控制磁场所产生的定子·转子间空隙的N极磁通分布,调整该控制磁场,校正与N极磁通分布指令值的误差。

Description

无轴承旋转机械

本发明涉及兼有对旋转体进行旋转驱动的电动机作用、和对旋转体进行磁浮支承的磁力轴承作用的无轴承旋转机械，尤其涉及采用了在转子中具有二次导体作为电流路的感应式转子的情况下，也能进行稳定的悬浮控制的无轴承旋转机械。

过去曾提出各种无轴承旋转机械，其结构是：把圆筒形转子组装在圆筒形定子内，把励磁线圈电路布置在定子内，形成极数不同的2种旋转磁场，其中转子受到旋转力的作用，同时受到被悬浮支承在规定半径方向位置上的位置控制力的作用。

这是在定子内具有旋转驱动用线圈和位置控制用线圈，线圈中分别流入三相交流电流或二相交流电流，因此，在定子和转子的空隙内形成规定关系的极数不同的旋转磁场，把半径方向的磁性吸力偏置于园筒形转子上。

在这样的无轴承旋转机械中，由于定子的线圈内流过电流，所以产生M极的旋转磁场和N极的旋转磁场。以下把M极旋转磁场称为驱动磁场；把N极旋转磁场称为位置控制磁场。驱动磁场如通常的电动机那样用于往转子上施加旋转驱动力。位置控制磁场与驱动磁场相重叠，能够把半径方向的力偏置到转子上。因此，和磁力轴承一样能自由调整转子的半径方向悬浮位置。M极和N极因具有

N=M±2的关系，所以能偏置上述半径方向力。

因此，具有以磁力吸引转子；向转子施加旋转力的电动机功能，同时具有控制其半径方向悬浮位置，相对于定子能以非接触方式被悬浮支承的磁力轴承功能。所以，过去为支承电动机旋转轴所必须的磁力轴承，其构成部分，即电磁铁轭铁(ョ-ク)部分和线圈已不再需要。因此，能缩短旋转机械的轴长，减少因轴振动而对高速旋转的限制。并且，能使旋转机械减小体积，减轻重量。再者，由于位置控制线圈的电流和驱动线圈的电流而产生的磁通分布的复合作用，使得能进行相当于磁力轴承的动作。所以，和过去的磁力轴承相比，用小得多的电流就能产生很大的控制力，能大大节约能量。

利用由定子生成的旋转磁场，使感应电流流入转子的二次导体内，产生旋转驱动力。这种方式之一就是感应式转子。感应式转子也有许多种结构，但其代表性的结构是鼠笼(か、ご)型转子。其结构是：在转子内与旋转轴相平行以同心形状布置大量的低电阻金属导体棒(二次导体)作为电流路，在其两端上用低电阻金属导体环(端环)来连接各个金属导体棒，以此在转子内设置电流路。在这种转子内，由于其电流路(二次导体)切断定子线圈所形成的旋转磁通，所以，在转子的二次导体内产生感应电压，流过感应电流。由于由定子线圈产生并在二次导体中交链的磁通、以及在转子金属导体棒内流过的感应电流的相互作用，产生劳伦兹力，对感应式转子产生旋转驱动力。

然而，在无轴承旋转机械中由于定子线圈电流(一次电流)使驱动磁场和位置控制磁场混合发生，所以，在使用通常的感应式转子(鼠笼型转子)时，由两个磁场感应出的电流流入转子电流路(二次导体)内。M极的旋转磁场向转子施加旋转驱动力，因此，从原理上讲，不流过感应电流，感应电动机不能工作。另一方面，在N极的位置控制磁场所产生的感应电流流入转子电流路内时，除定子线圈生成的磁场外，还出现转子电流所生成的磁场干扰。因此，仅仅依靠由定子线圈电流所形成的磁场不能决定位置控制磁场，不能进行稳定的悬浮控制。

本发明是鉴于上述情况而提出的，其目的在于提供一种在采用结构简单制作容易的鼠笼型转子的感应电动机等中，也能进行稳定的悬浮位置控制的无轴承旋转机械。

另外，本发明的目的在于提供这样一种无轴承旋转机械，即利用定子线圈使定子·转子间的空隙的磁通分布在线圈中进行交链的磁通变动的感应被用来进行检测时，在对其磁通分布进行控制的情况下，尤其在难于控制的低频范围内，也能进行稳定的转子悬浮位置控制。

为达到上述目的，本发明采取以下技术方案：

一种无轴承旋转机械，与旋转的M极的驱动磁场相同步，使M±2的N极控制磁场进行重叠，向转子施加旋转力，同时，根据由该转子的位移检测装置所检测出的该转子的位移来调整N极的控制磁场，对该转子进行磁力悬浮支承，其特征在于：

利用磁通分布检测装置来检测由该N极的控制磁场所产生的定子·转子间空隙的N极磁通分布，调整该控制磁场，校正与N极磁通分布指令值的误差。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：利用磁通分布检测装置来检测由上述M极的驱动磁场所产生的定子·转子间空隙的M极磁通分布，计算加在上述转子上的位置控制力指令值和该M极的磁通检测值，以此计算出上述N极的磁通分布指令值。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：根据上述N极的磁通分布指令值和上述N极磁通分布检测值的差分符号，来决定生成上述N极控制磁场的上述定子线圈端子上所加的电压符号。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于具有：磁通检测装置，该装置对缠绕在上述定子上的线圈上作为端电压而感应出的反电动势电压进行积分，以此来检测该转子和该定子的空隙中的磁通分布。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：所述的线圈是采用在上述转子·上述定子间的空隙中形成驱动磁场或控制磁场的定子线圈。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：作为磁通检测装置使用的上述定子上缠绕的所述的线圈，是以等间隔在圆周方向上布置k个(1、2、……j……k)，当该线圈的旋转角度位置为(2π/k)×j[rad]时，把上述N极磁通分布变换成正交2相坐标(α、β)的磁通量按 $B_{\mathrm{\α}}=\frac{2}{k}\underset{j=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}\{B_j\·\cos \left(\frac{\mathrm{\πNj}}{k}\right)\}$ $B_{\mathrm{\β}}=\frac{2}{k}\underset{j=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}\{B_j\·\sin \left(\frac{\mathrm{\πNj}}{k}\right)\}$ 进行计算，该磁通量(B_α、B_β)用于上述N极磁通分布指令值的计算。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：所述的磁通检测装置中，具有校正电路，该校正电路利用产生上述定子的上述磁场的线圈电流的低频成分来补偿被检测的磁通量的低频成分。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：上述校正电路，在对上述定子上缠绕的线圈的端电压所感应出的反电动势电压进行积分的积分器具有形成：

[由上述线圈检测出的磁通分布]/[实际生成的磁通分布]

=S/(S+2πf_c)式中：f_c为积分器的截止频率，的频率特性时，把生成该磁通分布的该定子线圈电流的低频成分、

{2πf_c(S+2πf_c)}×[生成该磁通分布的该定子线圈电流]作为该检测磁通分布的低频成分进行补偿。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：在权利要求4所述的线圈感应电压的磁通检测装置中，具有：

积分器，用于对缠绕在上述线圈的定子上的线圈的端电压所感应出的反电动势电压进行积分；以及

运算器，用于实现这样的电压函数、即：

G(s)=(S+2πf_c)/(S+2πf_c‘)

f_c：校正前的能够检测磁通分布的频率下限

f_c’：校正后的能够检测磁通分布的频率下限

该电压函数，为了进行校正以便在低频范围内也能够检测出该反电动势电压的积分输出的频率特性，而输入该反电动势电压的积分输出，把校正后的积分值作为输出。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：运算上述传递函数G(s)的上述运算器是采用数字运算器进行运算处理。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：在所述的磁通检测装置中，为了不受其检测频率特性的影响，不管上述转子所需转速和发生驱动力如何，总是以该检测频率特性不变坏的转速以上的转数使驱动磁场旋转。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：

上述无轴承旋转机械，把多个转子固定在一根主轴上，该转子由各自对应的定子进行磁力悬浮，同时给予旋转力，所述多个定子能分别独立地形成上述驱动磁场和控制磁场，

所述多个定子的控制电路，对于向旋转坐标·固定坐标变换运算器内输入的旋转坐标系的转矩分量电流(I_t ^*)和旋转角(ωt)，分别具有振幅调制器和频率调制器，能够单独控制加在这些转子上的上述驱动磁场的振幅和转速。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：在由上述多个定子形成的驱动磁场整体所需要的转速降低到上述转速以下的情况下，任一个定子上也都是形成绝对值为该转速以上的M极驱动磁场，而且，整体合成的频率之和，成为与上述多个定子形成的驱动磁场整体所需要的转速相对应的频率。

所述的无轴承旋转机械，其特征在于：上述各转子产生驱动力的大小是对应于上述M极驱动磁场频率的，各转子合成的产生驱动力之和成为上述多个转子整体所需要的产生驱动力。

本发明的无轴承旋转机械，其中与旋转的M极驱动磁场相同步，使M±2的N极控制磁场进行重叠，向转子施加旋转力，同时根据由该转子的位移检测装置所检测出的该转子的位移来调整N极的控制磁场，使该转子受磁力悬浮，其特征在于：利用磁通分布检测装置来检测由该N极控制磁场产生的N极磁通分布，对该控制磁场进行调整，对N极磁场分布偏离指令值而产生的误差进行校正。

根据上述本发明的构成，对转子、定子间的空隙内生成的实际磁通分布进行检测，对定子磁通势分布进行校正，即可产生对转子悬浮位置控制最适当的磁通分布。这样一来，使用具有任何特性的转子，也都能形成为使转子保持最佳悬浮状态所需的磁通分布，所以，在进行旋转驱动的同时，还能稳定地控制悬滔位置。

再者，也可以通过对定子线圈端电压所感应的反电动势电压进行积分，从而检测出该转子和该定子空隙中的磁通分布。这样一来，不需要增加用于检测磁通分布的特别装置，通过对线圈端电压产生的反电动势电压进行积分，即可检测出空隙中的实际磁通分布。

其方式采用对定子内缠绕的线圈(探测线圈或绕组本身)的端电压感应的反电动势电压进行积分的这种磁通检测方法，存在的问题是：低频成分被衰减后进行检测。为了解决这一问题，最好把作为目标对象的产生一次磁通的线圈电流值用作衰减后检测的磁通量的校正量(补偿量)。通过把产生定子磁场的低频成分的线圈电流值供给到定子线圈内，即可形成相当于该电流值的磁通，能够代替形成在截止频率f_c以下的低频区域内衰减大的磁通分布。这样一来，在截止频率f_c以下的低频范围内也能进行稳定的转子悬浮支承动作。

并且，在该控制电路中，为了对上述反电压的模拟积分输出频率特性进行校正，以便能检测出低频范围，也可以具有这样一种运算电路，即具有把该反电动势电压的积分输出作为输入，把校正后的积分值作为输出的传递函数

G(S)=(S+2πf_c)/(S+2πf_c’)

f_c：校正前可能检测磁通分布的频率下限

f_c’：校正后可能检测磁通分布的频率下限这样一来，在截止频率f_c以下的低频范围内也能进行稳定的转子悬浮支承动作。

再者，该控制电路，也可以不管上述转子的所需转速和发生驱动力如何，均能随时形成上述检测线圈能检测出的最低频率以上的频率的M极驱动磁场。这样，在定子·转子间的空隙内，不管转子的转速如何，均能形成检测线圈能检测出的磁通分布，卷绕在定子上的检测线圈，能检测出该磁通分布。所以，使用鼠笼型等简单而坚固的转子在极低频范围内，也能形成适当的转子悬浮支承所需的磁通分布，因此能进行旋转驱动的同时，还能稳定地控制悬浮位置。

以下参照附图，详细说明本发明的实施例：

图1是表示无轴承旋转机械控制系统的一般构成的方框图。

图2是表示本发明第1实施例的无轴承旋转机械控制系统构成的方框图。

图3是表示无轴承旋转机械断面结构的说明图。

图4是表示本发明第2实施例的无轴承旋转机械控制系统主要部分的方框图。

图5是表示无轴承旋转机械的定子线圈结构的说明图，其中(a)表示U相，(b)表示V相，(c)表示W相的各个2极线圈和4极线圈的分布。

图6表示本发明第3实施例的无轴承旋转机械的控制系统构成的方框图。

图7表示本发明第4实施例的无轴承旋转机械的控制系统构成的方框图。

图8表示本发明第5实施例的无轴承旋转机械的控制系统构成的方框图，是指驱动磁场频率的绝对值是最低频率以上的情况下。

图9表示上述实施例的无轴承旋转机械控制系统构成的方框图，是指驱动磁场频率为正，最低频率以下的情况。

图10表示上述实施例的无轴承旋转机械控制系统构成的方框图，是指驱动磁场频率为负，最低频率以下的情况。

图11是表示上述实施例的效果的一例，(a)表示旋转速度，(b)表示水平方向轴位移，(c)表示重力方向轴位移，图中粗线表示两个转子频率变化到最低频率以上的情况，图中细线表示作为比较示例利用过去的方法把f₀、I_t ^*原封不动地直接加到两个定子上的情况。

以下根据附图，详细说明本发明的实施例。

图1是以说明本发明实施例为前题的，过去使用的一般无轴承旋转机械的控制系统构成图。

转子R由安装在定子S上的2极驱动线圈所形成的2(M)极旋转磁场进行驱动而旋转，通过对4极位置控制线圈所形成的4(N)极旋转磁场进行重叠，而进行悬浮位置控制。在转子R的周围，分别布置用于检测转子R的转速的转速检测器10和用于检测转子R的X方向悬浮位置和Y方向悬浮位置的间隙检测器(传感器)11X、11Y。

由速度控制系统(2极旋转磁场)预先给出速度指令值ω^*，使其在比较器20内与转速检测器10所检测出的实际转速ωm进行比较。并且，该偏差被输入到PI(D)控制器21内，为使该偏差达到零，输出转矩分量的电流I_t ^*。另一方面，预先给出相当于励磁电流的励磁分量电流I₀ ^*。并且，利用旋转坐标固定·固定坐标变换运算器22，根据已输入的旋转坐标系的电流I_t ^*、I₀ ^*，通过关于旋转角ωt图中所示的行列运算可以求出固定坐标系的二相电流I_a ^*、I_b ^*。

然后，利用二相三相变换电路23把该固定坐标系的二相电流I_a ^*、I_b ^*变换成三相电流I_u2^*、I_v2^*、I_w2^*，，用功率放大器24放大成规定的电流值，供给到定子S的2极线圈内。这样，可以形成一种按照速度指令值ω^*来驱动转子R使其旋转的2极旋转磁场。

另一方面，位置控制系统(4极旋转磁场)的控制，概况如下。

首先，利用间隙检测器11x、11y来检测转子R的悬浮位置，利用比较器25来和预先设定的悬浮位置指令值X^*、Y^*进行比较。然后，各个偏差Δx、Δy分别被输入到PI(D)控制器26内，计算出为使偏差达到零所需的位置控制力指令值F_x ^*、F_y ^*。然后，在控制器27中，根据位置控制力指令值F_x ^*、F_y ^*，通过关于旋转角ωt在图中所示的行列运算而输出从旋转坐标系变换成固定坐标系的二相控制电流指令值I_α ^*、I_β ^*。然后，在二相三相变换电路28中将其变换成三相电流指令值I_u4^*、I_v4^*、I_w4^*，利用功率放大器29把规定的电流供给到4极定子线圈内。在定子·转子间的空隙内形成4极悬浮位置控制磁场，与2极旋转驱动磁场相重叠，以此来控制R的悬浮位置。

然而，在控制器27中计算求得的二相电流指令值I_α ^*、I_β ^*，并未考虑在转子电流路中流过的感应电流(二次电流)。因此，若利用鼠笼型转子等使感应电流流入转子，则基于间隙检测器11所检测出的悬浮位置的二相电流指令值I_α ^*、I_β ^*所产生的磁通分布、与实际的定子·转子间的空隙中的磁通分布，二者相互间产生差异。如上所述，该转子电流路中所产生的感应电流，造成悬浮位置控制磁场分布变形，正常的悬浮控制力不能发挥作用。

图2是本发明第1实施例的无轴承旋转机械控制系统构成图。而且，对二极驱动线圈电流进行控制的速度控制系统与图1完全相同，所以予以省略。在仅仅着眼于位置控制系统的情况下，在图1的构成中，计算出4极电流指令值I_u4^*、I_v4^*、I_w4^*，按该指令值向线圈内通电流。而另一方面，本发明实施例的图2中，根据由4极磁通分布运算器33检测出的实际4极磁通分布B_α、B_β和4极磁通分布指令值B_α ^*、B_β ^*，计算出其差分ΔB_α、ΔB_β，按该指令值来形成4极磁通分布，为此，构成了反馈电路。

也就是说，如图3所示，为了测量电动机的转子、定子间空隙的磁通分布，在定子齿部处设置了探测线圈(SC1～SC2)。另外，还具有：将其端电压变换成磁通分布的积分器31、根据算出的磁通密度来求得2极磁通分布向量B_a、B_b4极磁通分布向量B_α、B_β所需要的2极磁通分布运算器32、4极磁通分布运算器33。此外，还具有为了根据2极磁通分布运算器32的检测值B_a、B_b和产生控制力的指令值F_x ^*、F_y ^*来求得位置控制磁通分布指令值B_α ^*、B_β ^*所需要的位置控制磁通分布指令值运算器34。

作为检测磁通的方法，有的采用霍尔器件或磁阻器件等半导体器件。所以，把许多个这种半导体器件布置在转子、定子间的空隙内，或者埋入定子磁性材料内，即可检测磁通分布，用于控制。然而，在使用这种半导体器件的情况下，存在以下问题：

(1)磁通测量部位的温度条件若超过检测器件的正常工作范围，则不能正确检测磁场。并且在极端温度环境中可能使最差的检测器件被破坏。

(2)为了确保布置检测器件的空间，必须对定子磁性材料进行切削加工。由于进行这种加工，使磁通分布的原来状态发生变化，不能正确地进行测量。

(3)必须在定子微小空间中进行检测器件用的电气布线，从可靠性、机械强度来看实用性很差。

因此，上述方法缺乏现实性。

作为检测转子·定子间空隙的磁通分布的方法，除上述方法外，有的是对定子内磁通径路上存在的线圈端电压进行测量、计算，取出磁通量。这是根据法拉第电磁感应原理，利用了线圈交链磁通变化量(微分量)及其端电压具有的比例关系。当检测用的线圈的匝数为n，线圈交链磁通量为Φ，线圈面积为S时，线圈端电压V_sc为 $V_{\mathrm{sc}}=n\frac{\mathrm{d\φ}}{\mathrm{dt}}$ 若将磁通密度B=Φ/s代入上式，采用s=d/dt，则可获得下列关系式：

V_sc=s·nSB

以下用G_sc来表示从该B向V_sc的传递函数。当用V_out来表示被检测的磁通分布信号时，为了获得V_out与B成比例的关系，需要以下运算： $V_{\mathrm{out}}=\frac{I}{s}{V}_{\mathrm{sc}}$

上式的积分运算表示在极低频率下需要大的增益，是不可能实现的。实际的解决方法是利用截止频率f_c、DC增益A的低通滤波器(LPF)作为不完全积分器，进行接近于上式的动作。该不完全积分的传递函数Gint为： $\mathrm{Gint}\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{A}{\frac{s}{2\mathrm{\π}{f}_c}+1}$ 所以，检测磁通分布信号V_Out和实际磁通分布B的传递特性为： $\frac{\mathrm{Vout}}{B}=\mathrm{Gsc}\·\mathrm{Gint}$ $=\mathrm{snS}\·\frac{A}{\frac{s}{2\mathrm{\π}{f}_c}+1}=2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{cn}}\mathrm{SA}\·\frac{S}{s+2\mathrm{\π}{f}_c}$ 由此可见，在利用线圈端电压的磁通检测方法中，检测特性是增益2πf_cnSA、截止频率f_c的高通滤波器(HPF)。这表示不能检测按长周期变动的磁通。

图3是表示定子的旋转轴垂直断面的图。在定子一侧有24个切口(SL1～SL24)，在其外侧布置由图中大园圈标记表示的4极线圈；在其内侧布置由图中小圆圈标记表示的2极线圈。在定子切口间的齿部上按圆周方向等间隔地缠绕12个探测线圈。

利用积分器31对探测线圈(SC1～SC12)的各端电压进行积分处理，即可获得缠绕探测线圈(SC1～SC12)的定子齿部的磁通密度。为方便起见，用B₁、B₂、……B₁₂表示在各探测线圈的各部分求得磁通密度。

2极磁通密度分布向量检测值(B_a、B_b)，可利用被检测的磁通密度B₁～B₁₂，用下式通过2极磁通分布运算器32进行运算而求得。 $B_a=\frac{1}{6}\underset{k=1}{\overset{12}{\mathrm{\Σ}}}\{B_k\·\cos \left(\frac{\mathrm{k\π}}{6}\right)\}$ $B_b=\frac{1}{6}\underset{k=1}{\overset{12}{\mathrm{\Σ}}}\{B_k\·\sin \left(\frac{\mathrm{k\π}}{6}\right)\}$

并且，4极磁通密度分布向量检测值(B_α、B_β)，同样可利用被检测的磁通密度B₁～B₁₂，通过4极磁通分布运算器33用下式运算而求得。 $B_a=\frac{1}{6}\underset{k=1}{\overset{12}{\mathrm{\Σ}}}\{B_k\·\cos \left(\frac{\mathrm{k\π}}{3}\right)\}$ $B_{\mathrm{\β}}=\frac{1}{6}\underset{k=1}{\overset{12}{\mathrm{\Σ}}}\{B_k\·\sin \left(\frac{\mathrm{k\π}}{3}\right)\}$

求得的2极磁通密度分布向量检测值(B_a、B_b)，如图2所示，和控制力指令值F_x ^*、F_y ^*一起被用于在运算器34中运算4极磁通分布指令值(B_α ^*、B_β)。

4极磁通密度分布向量检测值(B_α、B_β)，通过运算器35从运算的指令值(B_α ^*、B_β ^*)中被减去后即获得偏差(ΔB_α、ΔB_β)。

这样求得的4极磁通分布指令值和检测值的偏差信号(ΔB_α、ΔB_β)，为了适合于定子的三相线圈，通过二相三相变换器39进行相变换，求得磁通密度分布指令值ΔB_u4 ^*、ΔB_v4 ^*、ΔB_w4 ^*。利用磁滞比较器40对该信号进行符号判别，将其作为三相倒相器的各功率器件的通断控制信号。也就是说，若ΔB_α、ΔB_β的符号为+，则倒相器的电流供给符号为-，即按减小电流的方向发挥作用，将偏差调整为零。这样一来，定子·转子间空隙的磁通密度分布紧紧跟踪其指令值，没有滞后，结果能生成预期的位置控制磁通分布。

根据本发明人等的实验，检测出图2所示的方式的实际磁通密度，进行反馈控制使其达到本来的位置控制磁通分布，其结果是能获得良好的鼠笼型转子悬浮特性。

并且，在上述实施例中，以采用探测线圈的装置为例说明了实际的磁通密度分布的检测装置。但该装置中也可以采用霍尔器件，这样一来，产生的优点是：不存在像探测线圈那样的低频检测灵敏度降低的问题，能省略低通滤波器电路部分。

从以上说明中可以看出：本发明是检测出实际的磁通密度分布，进行反馈控制，使其达到本来的磁通密度分布。所以，在无轴承旋转机械中，通过对定子·转子间空隙的磁通分布进行检测，不管转子形态如何，均能稳定地控制磁力悬浮。

图4所示的实施例的无轴承旋转机械，并没有在旋转机械上增加特别的定子·转子间空隙的磁通检测装置，而是通过检测空隙中的磁通分布，校正其检测值和指令值的误差来实现旋转体的稳定悬浮。也就是说，根据定子S上缠绕的线圈，即2极驱动线圈和4极位置控制线圈各自的三相端电压所产生的反电动势电压而计算出在各线圈中交链的磁通数，通过对其进行积分运算，从而推导出磁通分布。为了测量电动机转子、定子间空隙的磁通分布，具有这样的测量仪(图中未示出)，即用于测量u、v、w相的2极线圈各自的端电压和端电流、以及u、v、w相的4极线圈各自的端电压和端电流。并且，还具有根据被测端电压和电流来计算反电动势电压的反电动势电压运算器30。另外，还具有把该反电动势电压变成磁通的积分器31。这样，可根据2极、4极线圈的端电压的反电动势电压来求出空隙中的磁通分布。因为被推导出的磁通分布检测值受转子感应电流(二次电流)的干扰而不同于预期的磁通指令值分布，所以根据其差分的符号来决定加在定子线圈端子上的供给电流符号，通过反馈控制使其差分等于零。这一点和上述图2所示的实施例相同。

图5是本实施例的定子线圈(u相、v相、w相)分布图。在2极线圈和4极线圈具有完全正弦分布的情况下两者的互感为零，所以，2极线圈端电压仅受2极磁通分布的影响；4极线圈端电压仅受4极磁通分布的影响。通过利用这种现象，能分别析出混合在空隙中的2极和4极磁通分布。如图5所示，实际的线圈分布不同于上述假定，具有奇数次谐波成分。然而，三次谐波是通过向正交坐标的变换，即三相→二相变换，即可消失的成分。并且，五次以上的谐波成分相对于基波是很少的，所以，对本实施例的磁通分布检测来说不会造成问题。

从以上说明中可以看出：本发明是根据定子线圈的端电压来检测实际的磁通密度分布，进行反馈控制使其达到本来的磁通密度分布。所以，在无轴承旋转机械中不增加用于检测磁通分布的特别装置，而通过检测定子·转子间空隙的磁通分布，不管转子状态如何，均可稳定地控制磁力悬浮。另外，在使用探测线圈等的特殊磁通检测装置的情况下，需要较大的线圈空间，电缆数也增加，装置结构复杂。与此相比，上述本发明既不增大线圈空间，也不增加电缆数，可以说是很实用的。

图6是本发明的第3实施例的无轴承旋转机械控制系统构成图。其目的在于：在对定子线圈的反电动势电压进行积分，求出空隙中的磁通分布的控制方式中，扩大能够检测的低频范围。另外，对2极驱动线圈电流进行控制的速度控制系统与图1完全相同，所以其说明从略。

在利用对缠绕在定子上的检测线圈的端电压所感应的反电动势电压进行积分的这种磁通检测方法中，存在的问题是：低频成分被衷减后进行检测。即如上所述，与实际磁通B相对应的检测磁通量B’，受积分器31的截止频率f₀的影响，具有下列特性： $\frac{B^{,}}{B}=\frac{S}{S+2\mathrm{\π}{f}_c}$

所以，上述方法由于不能捕捉低频的磁通变动而具有不能控制区域。例如，在旋转驱动磁场低速旋转的情况下，由于探测线圈各部磁通变动缓慢而不能检测该状态的磁通分布。这说明转子转速低时悬浮状态不能满足要求。从以上说明中可以看出：必须扩大磁通分布可检测区的下限。

在控制电路中具有这样一种校正电路，即利用产生上述定子磁场的线圈电流的低频成分来代替上述磁通分布的低频部分。该校正电路，在通过对缠绕在上述定子上的线圈上感应的反电动势电压进行不完全积分而求得的上述检测磁通分布，具有：

[由上述线圈检测出的磁通分布]/[实际生成的磁通分布]

=s/(s+2πf_c)

式中，f_c为该不完全积分器的截止频率，这样一种频率特性时，把产生上述磁场的线圈电流的低频成分、{2πf_c/s+2πf_c}×(产生该磁场的线圈电流)作为该检测磁通分布的低频成分进行加法运算，以此来对低频成分进行补偿。

以下，为简化说明，用B表示作为检测对象的磁通；用I表示作为该磁通产生原因的定子线圈电流，利用装置固有的常数K可使B和I具有下式的关系。

I=K·B

若用B’来表示对线圈端子感应的反电动势电压进行运算而检测出的磁通检测值，则磁通检测值按下式衰减。 $\frac{B^{,}}{B}=\frac{S}{S+2\mathrm{\π}{f}_c}$ 因该衰减而消失的磁通量为 $B-B^{,}=\{1-\frac{S}{S+2\mathrm{\π}{f}_c}\}B$ $=\frac{2\mathrm{\π}{f}_c}{S+2\mathrm{\π}{f}_c}B$ 所以，用形成旋转磁场的电流值来充当上式所示的磁通衰减量。若用I’来表示相当于该充当量的电流值，则该值用下式表示。 $I^{,}=k(B-B^{,})=k\frac{2\mathrm{\π}{f}_c}{S+2\mathrm{\π}{f}_c}I$ 通过利用被推导出的这些运算值，被校正的磁通检测值作为

                   B’+I’被用于控制。

通常，由于转子电流的感应效果，电流和磁通的比例关系(I=K·B)不能成立，在磁通缓慢变化区，即低频区内转子电流的的感应现象的效果非常小。因此，通过补充

            I’=K(B-B’)在作为对象的频率区内，受转子感应电流影响的磁通和定子线圈电流的分布误差没有问题。所以，把产生定子磁场的低频成分的线圈电流值供给到定子线圈内，即可形成相当于该电流值的磁通，能代替形成在截止频率f_c以下的的低频区内衰减很大的磁通分布。这样一来，在截止频率f_c以下的低频区内也能进行稳定的转子悬浮支承动作。

图6是已解决了这一问题的本发明的一个实施例的无轴承旋转机械控制机构图。而且，因为对2极驱动线圈电流进行控制的速度控制系统与图1完全相同，所以其说明从略。在仅着眼于位置控制系统的情况下，图6所示的控制系统

(1)具有4极位置控制电流的检测机构CT；

(2)具有正交坐标化的运算装置36，以便使上述检测电流信号适合于控制系统；

(3)具有用于过滤上述正交坐标系检测电流信号的低频成分的低通滤波器(LPF)；

(4)具有以4极控制电流低频成分来代替4极磁通分布运算器输出B_α、B_β的低频成分衰减量所用的加法器35。

再者，在2极磁通分布控制系统中，

(5)具有根据由旋转速度控制系统导出的信号I_o ^*和ωt来计算定子2极线圈的励磁电流成分的运算器44a、44b；

(6)具有过滤上述定子二极线圈励磁电流成分的低频成分的低通滤波器(LPF)；

(7)具有以电流低频成分来取代2极磁通分布运算器的输出Ba、Bb的低频成分衰减量所用的加法器48。

图6中的低通滤波器(LPF)37、46，包含积分器31，均具有同一截止频率f_c。并且，其截止特性均为一次衰减特性(20db/decade)。这样，使得用于运算(处理)检测磁通量的LPF(积分器)31和用于运算电流信号的LPF37、46的特性达到一致，即可使被校正的磁通检测量在低频区内达到与实际磁通量一致。也就是说，利用电流成分 $I^{,}=k(B-B^{,})=k\frac{2\mathrm{\π}{f}_c}{S+2\mathrm{\π}{f}_c}I$ 来充当在磁通检测特性中未能检测到的磁通成分 $B-B^{,}=\{1-\frac{s}{S+2\mathrm{\π}{f}_c}\}B$ $=\frac{2{\mathrm{\πf}}_c}{S+2{\mathrm{\πf}}_c}B$ 即可得到

              B’/B=1’在整个频率区内均获得理想的检测特性。

通过附加这些机构，已解决了利用电磁感应现象的磁通检测方法的频率特性问题。尤其是被检测磁通的直流成分，因为探测线圈内不感应电压，所以不能检测。因此，上述电流反馈机构是不可缺少的。

从以上说明中可以看出，本发明能使利用定子线圈的磁能分布检测方法的检测频率范围达到用过去的方法不能达到的直流电平。在控制中采用这种磁通检测机构，能使无轴承旋转机械的稳定悬浮运转动作范围大大扩宽。

以上的说明，为了方便起见采用了探测线圈的磁通检测方法，但同样也能适用于采用缠绕在定子上的驱动用线圈和位置控制用线圈的磁通检测方法。

图7表示本发明第4实施例无轴承旋转机械控制系统主要部分，它解决了与图6对定子线圈输出进行积分的方式的相同的问题。

在仅着眼于位置控制系统的情况下，图7所示的控制系统的特征在于：

(1)探测线圈输出电压，输入到由模拟电路构成的积分

器31内；

(2)把检测磁通分布运算结果输入到数字运算器43内，进行扩大检测区的运算。

上述积分运算表示在极低频率下需要大的增益，是不能实现的，所以，把截止频率f_c的低频滤波器(LPF)用作不完全积分器。因此，如上所述，存在的问题是不能检测磁通的低频变动。所以，采用这样一种方法，即利用数字运算器来校正模拟电路的低通滤波器(LPF)。也就是说，利用模拟电路来构成前面的截止频率f_c的低通滤波器(LPF)，将其输出V_out输入到数字运算器内，以下用Gcomp(S)表示数字运算器的传递特性，用V_out表示输出。这种构成的目的在于从实质上减小上述磁通检测特性式子 $\frac{\mathrm{Vout}}{B}=2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{cn}}\mathrm{SA}\·\frac{s}{S+2\mathrm{\π}{f}_c}$ 的f_c。

为了通过采用数字运算器的校正来获得磁通检测特性 $\frac{V{\mathrm{out}}^{,}}{B}=\mathrm{Gsc}\left(s\right)\mathrm{Gint}\left(s\right)\mathrm{Gcomp}\left(s\right)$ $=2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{cn}}\mathrm{SA}\·\frac{s}{S+2\mathrm{\π}{f}_c},$ Gcomp(s)可为 $\mathrm{Gcomp}\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{Gsc}}\·\frac{1}{\mathrm{Gint}}\·2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{cn}}\mathrm{SA}\·\frac{s}{S+2\mathrm{\π}{f}_c},$ $=\frac{S+2\mathrm{\π}{f}_c}{S+2\mathrm{\π}{f}_c},$ 。利用数字运算器来对其进行计算。这样一来，实质上能把fc减小到fc’，能扩大低频范围的控制区。在低通滤波器(LPF)构成中所用的模拟积分器31的截止频率fc时，数字运算器43中的运算若用s参数表示，则可实现

G(s)=(s+2πfc)/(s+2πfc’)的传递函数。式中，fc是没有数字运算器的检测频率范围下限，fc’是利用数字运算器进行校正时的检测频率范围下限。磁通分布的检测频率范围，过去受到该截止频率fc的限制。对此，本发明由于同时并用模拟积分器31和数字运算器43，所以能把磁通分布检测频率下限降低到fc’。在模拟积分器31的后段布置数字运算器(积分器)43，其理由如下。

(1)探测线圈(Sc1～Sc12)的端电压，以换流器(功率放大器)的开关频率成分为主，该频率成分与数字运算器43的取样频率相比很高。因此，把探测线圈端电压直接输入到数字运算器43内也不能进行正确的磁通运算。模拟积分器31因为是低通滤波器(LPF)结构，所以具有消除开关频率成分电压变动的效果。这样，把模拟积分器31的输出作为数字运算器43的输入，能解决换流器杂波问题。

(2)数字运算器43处理的信号的分辨率取决于A/D变换器、D/A变换器中的位数。因此，在输入信号或输出信号的电压电平极低的情况下，量子化误差增大，不能正确运算。若仅用数字运算器来构成积分器，则由于这一问题而使能够检测的频率范围减到很小。通过最初在模拟积分器31中处理探测线圈的端电压，能使形成的电压电平难于产生数字运算器43中的量化误差。

(3)一般，模拟电路价格比数字运算器低。在无轴承旋转机械动作中，产生某种故障，探测线圈(SC1～SC12)的端电压输出了通常不会有的电压时，被破坏的只是廉价的模拟电路。这样，能把故障时的破坏性减小到最低限度。

再者，把磁通密度信号(B₁～B₁₂)变换成磁通分布信号B_a、B_b、B_α、B_β后用数字运算器43来进行信号处理，目的是减少运算处理。即在图7的控制电路构成中，数字运算器43准备4个系统即可，但在用数字运算器来校正磁通密度信号(B₁～B₁₂)的情况下，必须准备12个系统的数字运算器。

从以上的说明中可以看出：本发明扩大了利用缠绕在定子铁芯上的检测线圈的磁通分布检测方法的检测频率范围。因此，按长周期变动的磁通分布的检测和控制，过去做不到，现在已经实现。其结果，无轴承旋转机械的能稳定悬浮的运转动作范围已能显著扩宽。并且，该实施例的校正电路能和图6所示的校正电路并用。

以上的说明，为了方便起见，采用了探测线圈方式的磁通检测方法，但也同样能适用于缠绕在定子上的驱动用线圈和位置控制用线圈方式的磁通检测方法。

图8～图11是本发明第5实施例的无轴承旋转机械。

在上述实施例的对定子线圈的端电压进行积分，对定子·转子间的空隙的磁通进行检测的方法中，如果旋转磁场的频率在该磁通的检测极限以上，那么，显然能充分发挥其效果。因此，考虑到创造这样的情况，即把旋转磁场的频率提高到检测极限以上，所以，把这种变动加到位置控制磁场上，将变成把变动加到转子上所承受的悬浮位置控制力上，不能达到无轴承旋转机械本来的目的。另一方面，在把变动加到驱动磁场上的情况下，如果能设置多个转子和定子的组，把各个定子的旋转磁场的频率作为检测极限以上的频率；而且把作为整个向量和的旋转磁场的频率作为检测极限以下的频率，那么不会影响无轴承旋转机械的运转。这样一来，在各定子中，由于作为检测线圈能够检测的驱动磁场的频率，所以从整体上即使检测极限以下的低频范围，也能达到稳定的转子悬浮位置控制。

该实施例的无轴承旋转机械，把多个转子固定在一根主轴上，该转子由各自对应的定子进行磁悬浮支承，同时赋予旋转力。这许多个定子能分别独立地形成上述驱动磁场和控制磁场。这许多个定子的控制电路，对向旋转坐标·固定坐标变换运算器内输入的旋转坐标系的电流I_t ^*和旋转角ωt，分别具有振幅调制器和频率调制器，能分别控制加到上述各个转子上的上述驱动磁场的振幅和转速。

把多个转子固定在一根主轴上，各个转子由互相独立的定子进行磁力悬浮支承，同时赋予旋转力。并且，利用频率调制器和振幅调制器，即使在作为多个转子整体的所需驱动磁场频率为最低频率以下的情况下，也能提供所需的频率和所需的发生(工作)驱动力，能把单独的定子的驱动磁场频率变换成最低频率以下的频率，而且，对应于各个定子的频率来分配发生驱动力。这样一来，能使各个定子的驱动磁场成为其频率的绝对值为最低频率以上，其振幅对应于所需的整体的驱动力。于是，即使在转子电流路内产生二次电流，本来的磁通分布发生变形，也能通过调整定子的N极位置控制磁场而进行稳定的转子悬浮支承。

再者，在上述多个转子整体所需的转速降低到上述最低频率以下的情况下，在任一个定子上，也都能形成绝对值为上述最低频率以上的频率的M极驱动磁场，而且使整体合成的频率之和成为与上述多个转子整个所需的转速相对应的频率。

所以，在转子所需转速降低到最低频率以下的情况下，任一个定子也都形成绝对值为最低频率以上的M极驱动磁场，所以，在各个定子中，能用检测线圈来检测定子·转子间空隙的磁通分布。并且，即使多个转子分别为最低频率以上的M极驱动磁场，如果其整体合成的向量和的频率是与转子所需转速相对应的频率，那么也能使固定多个转子的主轴按规定转速旋转。这样一来，转子整体所需的转速即使在用缠绕在定子上的线圈不能检测的频率下也能使转子得到稳定的悬浮支承。

再者，上述各个定子的发生驱动力的大小与上述M极驱动磁场的频率相对应，使各个定子的合成发生驱动力之和成为上述多个转子整体所需的发生驱动力。

所以，分别独立的多个定子的发生驱动力的大小，分别对应于M极驱动磁场的频率。对各定子的发生驱动力的大小进行了分配，以便整体合成的发生驱动力的向量和能成为转子整体所需的发生驱动力。这样，即使转子所需的转速为缠绕在定子上的线圈能够检测的最低频率以下，也能把所需的发生驱动力加到整个转子上。因此，即使在缠绕在定子上的检测线圈不能检测的低频范围内，也能稳定地对转子进行磁力悬浮支承，同时，能把所需的转矩加到转子上。

图8～图10表示该实施例的无轴承旋转机械控制系统构成。

该实施例的构成方法是：把由鼠笼转子构成的2个转子固定到主轴50上，利用独立的定子分别对其进行悬浮支承，同时，驱动其旋转，为方便起见，将其看作是电动机L和电动机R。在主轴50的轴端部位上安装转速检测器10，检测实际旋转频率f_m。再者，在这些图中，向4极位置控制线圈供应控制电流的悬浮位置控制系统，其构成与图2所示的控制系统完全相同，所以在此予以省略，在本图中仅表示向二极驱动线圈供应控制电流的旋转驱动控制系统。

在图8中，表示驱动磁场频率f₀的绝对值为检测极限的最低频率f_olimit以上的情况。即

f_o＞f_olimit或f_o＜-f_olimit同样，图9表示驱动磁场频率f_o为检测极限最低频率f_olimit以下的情况。即

0＜f_o＜f_olimit

同样，图10表示驱动磁场频率f_o为负时

-f_olimit＜f_o＜0的情况。而且，符号“-”表示反向旋转。在这里，驱动磁场频率f_o是把转差频率f_s加到实际转子旋转频率f_m上的旋转驱动磁场的频率。

在图8所示的频率f_o的绝对值为f_olimit以上的情况下，能够用探测线圈Sc来检测旋转磁场。所以，在此情况下，不使用下述的频率调制器和振幅调制器，而把频率f_o和转矩分量电流I_t ^*直接输入到旋转坐标·固定坐标变换运算器22内。

这时的驱动磁场控制系统的动作如下。

速度(频率)指令值f^*在比较器20内与转速检测器10所检测出的主轴50的频率f_m进行比较，其差分被输入到PI控制器21内，将该差分作为零的这种转矩分量电流指令值I_t ^*被输出。另一方面，励磁分量电流I₀ ^*是预先规定的一定值，这些值被输入到转差频率运算器52内，计算出转差频率f_s。然后，用加法器53把转差频率f_s加到主轴50的频率f_m上，求出驱动磁场的频率f₀。在该图8所示的情况下，f₀被输入到电动机L和电动机R二者的旋转坐标·固定坐标变换运算器22内。而且，从转矩分量电流调制器51向电动机L和电动机R二者的旋转坐标·固定坐标变换运算器22内同样地输出相等的转矩分量电流指令值I_t ^*。

这样一来，因为在电动机L和电动机R中各自的驱动磁场的频率f₀是最低频率以上，所以，容易检测出定子·转子间空隙的磁通分布。因此，即使在转子的电流路内产生2次电流，磁通分布产生变形，不同于为控制原来的悬浮位置所用的磁通分布，也能通过对图2所示的4极位置控制所用的电流进行控制来进行校正，使其达到原来的磁通分布。

图9表示频率f₀降低到探测线圈的检测极限的最低频率以下时的动作。在此情况下，向旋转坐标·固定坐标变换运算器22内输入的频率f₀和转矩分量电流I_t ^*，分别用频率调制器55和转矩分量电流(振幅)调制器51进行变换，使其对电动机L和电动机R分别为不同的量。在频率调制器55内变换成

             L_f₀=2f₀+f_0 limit作为电动机L的频率，而且，变换成

R_f₀=-f_0 limit作为电动机R的频率。并且，转矩分量电流I_t ^*，向电动机L的旋转坐标·固定坐标变换运算器22内输入 $L\_I_t^{*}=\frac{2\mathrm{\π}{I}_0^{*}{L}_2}{R_2}({2f}_0+f_{0\mathrm{limit}}-f_m)$ 。并且，作为转矩分量电流I_t ^*，向电动机R的旋转坐标·固定坐标变换运算器22内输入 $R\_I_t^{*}=\frac{2\mathrm{\π}{I}_0^{*}{L}_2}{R_2}(-f_{0\mathrm{limit}}-f_m)$

这样一来，电动机L和电动机R各自的驱动磁场的频率，其绝对值大于f_0 limit，因此，利用探测线圈能检测出定子·转子间的磁通分布。并且，电动机L和电动机R的合成驱动磁场的频率变成L_f₀和R_f₀的向量和，成为与旋转磁场检测极限以下的速度指令值f_ω ^*相对应的频率。再者，作为电动机L和电动机R的转矩分量电流向量和的合成转矩电流是

(L_I_t ^*)+(R_I_t ^*)，成为与转矩分量电流指令值I_t ^*相对应的量。

这样一来，因为作为电动机L和电动机R向量和的合成的频率和转矩分量电流指令值成为整体变换前的指令值，所以，即使在探测线圈检测极限以下的频率范围内，也能稳定地控制转子悬浮位置。

图10表示频率f₀为负，其绝对值已降低到探测线圈的检测极限最低频率以下时的动作。即

          -f_0 limit＜f₀＜0

在此情况下，向旋转坐标·固定坐标变换运算器22内输入的频率f₀和转矩分量电流I_t ^*，分别利用频率调制器55和转矩分量电流(振幅)调制器51进行变换，使其成为对电动机L和电动机R来说为不同的量。在频率调制器55内变换成

           L_f₀=f_0 limit作为电动机L的频率，并且变换成

           R_f₀=2f₀-f_0 limit作为电动机R的频率。再者，作为转矩分量电流I_t ^*，向电动机的旋转坐标·固定坐标变换运算器22内输入 $L\_I_t^{*}=\frac{2\mathrm{\π}{I}_0^{*}{L}_2}{R_2}(f_{0\mathrm{limit}}-f_m)$ 。再者，作为转矩分量电流I_t ^*，向电动机R的旋转坐标·固定坐标变换运算器22内输入： $R\_I_t^{*}=\frac{2\mathrm{\π}{I}_0^{*}{L}_2}{R_2}(2f_0-f_{0\mathrm{limit}}-f_m)$ 。根据与该频率f₀有关的上述3种条件，通过对控制系统进行切换，在任何运转状态下，都能一边使驱动磁场旋转，一边取出所需驱动力。图11是使用上述控制系统时的旋转体悬浮位置测量结果。为了提高转速，为了向旋转体施加旋转力，必须发生二次电流。采用过去的控制方法时，如图中细线所示，由于低速运转时不能对二次电子所形成的定子·转子间空隙中的磁通变动进行补偿，所以，随着转速的提高，轴位移发生巨大变化。与此相比，在本发明实施例的控制系统中，由于使两个定子中不会发生不能检测的磁通，所以，无论有无二次电流，都能对转子进行稳定的悬浮支承。

从以上的说明中可以看出：本发明利用驱动磁场，在定子中形成一种在任何工作状态下都能用检测线圈检测出来的最低频率以上的驱动磁场，所以，悬浮控制性不受采用线圈的磁通检测机构的检测限制。因此，能够在转动停止状态或转速极低的状态下调速时稳定地悬浮支承转子，而在过去这是不可能的。

以上的说明，为了方便起见，采用了分割成以下两种线圈的结构；一种是用于形成驱动磁场分布的驱动线圈；另一种是用于形成位置控制磁场分布的位置控制线圈。但是，如果是能形成所需磁场分布的线圈，无论是那种形式均可。再者，缠绕在定子上的线圈以三相中点接线的线圈为前题，但是，如果能生成上述磁场分布，其线圈分布没有问题。并且，M极的旋转驱动磁场和N极的位置控制磁场如果具有

            M=N±2的关系，任何极数均可使用。

Claims (14)

1．一种无轴承旋转机械，与旋转的M极的驱动磁场相同步，使M±2的N极控制磁场进行重叠，向转子施加旋转力，同时，根据由该转子的位移检测装置所检测出的该转子的位移来调整N极的控制磁场，对该转子进行磁力悬浮支承，其特征在于：

利用磁通分布检测装置来检测由该N极的控制磁场所产生的定子·转子间空隙的N极磁通分布，调整该控制磁场，校正与N极磁通分布指令值的误差。

2．如权利要求1所述的无轴承旋转机械，其特征在于：利用磁通分布检测装置来检测由上述M极的驱动磁场所产生的定子·转子间空隙的M极磁通分布，计算加在上述转子上的位置控制力指令值和该M极的磁通检测值，以此计算出上述N极的磁通分布指令值。

3．如权利要求1所述的无轴承旋转机械，其特征在于：根据上述N极的磁通分布指令值和上述N极磁通分布检测值的差分符号，来决定生成上述N极控制磁场的上述定子线圈端子上所加的电压符号。

4．如权利要求1所述的无轴承旋转机械，其特征在于具有：磁通检测装置，该装置对缠绕在上述定子上的线圈上作为端电压而感应出的反电动势电压进行积分，以此来检测该转子和该定子的空隙中的磁通分布。

5．如权利要求4所述的无轴承旋转机械，其特征在于：所述的线圈是采用在上述转子·上述定子间的空隙中形成驱动磁场或控制磁场的定子线圈。

6．如权利要求4所述的无轴承旋转机械，其特征在于：作为磁通检测装置使用的上述定子上缠绕的所述的线圈，是以等间隔在园周方向上布置k个(1、2、……j……k)，当该线圈的旋转角度位置为(2π/k)×j[rad]时，把上述N极磁通分布变换成正交2相坐标(α、β)的磁通量按 $B_{\mathrm{\α}}=\frac{2}{k}\underset{j=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}\{B_j\·\cos \left(\frac{\mathrm{\πNj}}{k}\right)\}$ $B_{\mathrm{\β}}=\frac{2}{k}\underset{j=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}\{B_j\·\sin \left(\frac{\mathrm{\πNj}}{k}\right)\}$ 进行计算，该磁通量(B_α、B_β)用于上述N极磁通分布指令值的计算。

7．如权利要求4所述的无轴承旋转机械，其特征在于：所述的磁通检测装置中，具有校正电路，该校正电路利用产生上述定子的上述磁场的线圈电流的低频成分来补偿被检测的磁通量的低频成分。

8．如权利要求7所述的无轴承旋转机械，其特征在于：上述校正电路，在对上述定子上缠绕的线圈的端电压所感应出的反电动势电压进行积分的积分器具有形成：

[由上述线圈检测出的磁通分布]/[实际生成的磁通分布]

=S/(S+2πf_c)式中：f_c为积分器的截止频率，的频率特性时，把生成该磁通分布的该定子线圈电流的低频成分、

{2πf_c(S+2πf_c)}×[生成该磁通分布的该定子线圈电流]作为该检测磁通分布的低频成分进行补偿。

9．如权利要求7所述的无轴承旋转机械，其特征在于：在权利要求4所述的线圈感应电压的磁通检测装置中，具有：

积分器，用于对缠绕在上述线圈的定子上的线圈的端电压所感应出的反电动势电压进行积分；以及

运算器，用于实现这样的电压函数、即：

G(s)=(S+2πf_c)/(S+2πf_c‘)

f_c：校正前的能够检测磁通分布的频率下限

f_c’：校正后的能够检测磁通分布的频率下限

该电压函数，为了进行校正以便在低频范围内也能够检测出该反电动势电压的积分输出的频率特性，而输入该反电动势电压的积分输出，把校正后的积分值作为输出。

10．如权利要求9所述的无轴承旋转机械，其特征在于：运算上述传递函数G(s)的上述运算器是采用数字运算器进行运算处理。

11．如权利要求4所述的无轴承旋转机械，其特征在于：在所述的磁通检测装置中，为了不受其检测频率特性的影响，不管上述转子所需转速和发生驱动力如何，总是以该检测频率特性不变坏的转速以上的转数使驱动磁场旋转。

12．如权利要求11所述的无轴承旋转机械，其特征在于：

上述无轴承旋转机械，把多个转子固定在一根主轴上，该转子由各自对应的定子进行磁力悬浮，同时给予旋转力，所述多个定子能分别独立地形成上述驱动磁场和控制磁场，

所述多个定子的控制电路，对于向旋转坐标·固定坐标变换运算器内输入的旋转坐标系的转矩分量电流(I_t ^*)和旋转角(ωt)，分别具有振幅调制器和频率调制器，能够单独控制加在这些转子上的上述驱动磁场的振幅和转速。

13．如权利要求12所述的无轴承旋转机械，其特征在于：在由上述多个定子形成的驱动磁场整体所需要的转速降低到上述转速以下的情况下，任一个定子上也都是形成绝对值为该转速以上的M极驱动磁场，而且，整体合成的频率之和，成为与上述多个定子形成的驱动磁场整体所需要的转速相对应的频率。

14．如权利要求13所述的无轴承旋转机械，其特征在于：上述各转子产生驱动力的大小是对应于上述M极驱动磁场频率的，各转子合成的产生驱动力之和成为上述多个转子整体所需要的产生驱动力。

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