CN104041010B - 成像元件、成像装置、电子装置和成像方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提升AD转换的速度。放大器以大于1的放大率对像素的信号进行放大，所述像素当不存在由光子引起的电荷时输出所述信号之一作为复位信号，并且所述像素当由光子引起的电荷被积累时输出其他信号作为积累信号。计算单元在使用放大的信号的情况下生成与自身偏置分量的量相对应的偏置量信号，并且在使用所生成的偏置量信号和针对放大的积累信号的AD转换所设置的精度的情况下计算与自身偏置分量的量相对应的数字值。

Description

成像元件、成像装置、电子装置和成像方法
技术领域
本发明涉及一种成像元件。具体地，本发明涉及检测微弱光的一种成像元件、一种成像装置、一种电子装置和一种成像方法。
背景技术
近年来，主要在医学场所和研究场所已经广泛地引入了检测微弱光的装置。在这样的装置中，经常使用相对昂贵的光电倍增管，作为检测微弱光的检测单元。
此外，替代光电倍增管，已经提出了使用诸如互补氧化金属半导体(CMOS)成像传感器之类的成像元件来检测微弱光的装置，所述CMOS成像传感器可以以较低的价格制造(例如，参见专利文献1)。
引用列表
专利文献
专利文献1：JP2011-97581A
发明内容
技术问题
上述惯用技术通过对入射到CMOS图像传感器上的光子数目进行计数(光子计数)从而来检测微弱光。
然而，既然像素信号非常微小，所以通过AD转换所检测的大多数的值是与包含在像素信号和检测电路中的偏置分量有关的值。
因此，为了提高与偏置分量有关的AD转换的速度，可以期待帧速率的显著改进。
考虑到上述情况已经提出了本技术，并且要解决的技术问题是，提高AD转换的速度。
解决方案
为了解决上述技术问题而提出了本技术，并且第一方面是成像元件、成像装置、电子装置和成像方法，其包含：放大器，其被配置为以大于1的倍率对像素的信号进行放大，所述像素输出信号之一作为复位信号，所述信号处于其中没有由光子造成的电荷的积累的状态中，并且所述像素输出信号中的其他信号作为积累信号，所述信号处于其中存在由光子造成的电荷的积累的状态中；和计算单元，其被配置为使用放大了的信号来生成与自身偏置分量的量相对应的偏置量信号，并且使用所生成的偏置量信号和针对放大的积累信号的AD转换所设置的精度来计算与自己的偏置分量相对应的数字值。因此，本技术带来如下效果，使用针对以大于1的倍率所放大的积累信号的AD转换所设置的精度来对计算单元自身的偏置分量进行计算。
此外，在第一方面，计算单元可以包含：保持单元，其被配置为保持在放大的信号中的电荷；比较单元，其被配置为使得输入将所保持的电荷和放大的信号偏置的信号并且使用该信号作为偏置量信号，以便将其中阶梯电势差与精度相对应的斜波(ramp wave)的参考信号电势和偏置量信号的电势进行比较，并且生成表明哪个电势更高的偏置量信号比较结果；和计数单元，其被配置为对从比较开始到偏置量信号比较结果反相为止与斜波的阶梯相对应的脉冲进行计数，并且计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值。因此，本技术带来的效果是，借助AD转换来计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值，所述AD转换使用从中借助保持电荷和放大信号的偏置从而已经将放大器的偏置分量去除的信号电势和其中阶梯电势差与精度相对应的斜波。
此外，在第一方面，保持单元可以保持在放大的复位信号的信号中的电荷，并且比较单元使用已对保持的电荷和放大复位信号的信号进行偏置的信号作为偏置量信号来进行比较，并且生成偏置量信号比较结果。因此，本技术带来的效果是，使用复位信号来生成偏置量信号比较结果。
此外，在第一方面，比较单元在计算积累信号的数字值时，可以使用已对保持的电荷和放大积累信号的信号进行偏置的信号作为待数字化信号，比较斜波参考信号的电势和待数字化信号的电势，并且生成表明哪个电势更大的待数字化信号比较结果；并且计数单元在计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值时可以基于偏置量信号比较结果从初始状态的计数值进行向下 计数，并且在计算积累信号的数字值时，基于待数字化信号比较结果从向下计数之后的计数值进行向上计数，并且计算积累信号的数字值，从所述积累信号的数字值中已经去除了与比较单元的偏置分量相对应的数字值。因此，本技术带来的效果是，在在保持单元中保持作为放大复位信号的信号中的电荷的状态下，计算积累信号的数字值，从所述积累信号的数字值中已经去除了与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
此外，在第一方面，还可以包含二值判定单元，其被配置为比较积累信号的计算数字值和阈值，并且二值判定至已经生成积累信号的像素的光子入射的存在。因此，本技术带来的效果是，通过比较所计算的积累信号的数字值和阈值，来二值判定至生成积累信号的像素的光子入射的存在。
此外，在第一方面，比较单元可以连续地多次对相同偏置量信号生成偏置信号比较结果，并且连续地多次对相同的待数字化信号生成待数字化信号比较结果；并且计数单元可以基于连续多次生成的偏置信号比较结果的相应向下计数值的相加值和连续多次生成的待数字化信号比较结果的相应向上计数值的相加值，来计算积累信号的数字值。因此，本技术带来的效果是，通过多次采样，来计算积累信号的数字值，从所述积累信号的数字值中已经去除了与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
此外，在第一方面，保持单元可以保持在放大积累信号的信号中的电荷，比较单元可以在生成偏置量信号比较结果时生成已经将保持的电荷和放大积累信号的信号进行偏置的信号作为偏置量信号，并且在计算积累信号的数字值时使用已经将保持的电荷和放大积累信号进行偏置的信号作为待数字化信号、对斜波的参考信号的电势和待数字化信号的电势进行比较、且生成待数字化信号比较结果，并且计数单元可以在计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值时基于偏置量信号比较结果从初始状态的计数值进行向下计数，并且在计算积累信号的数字值时，基于待数字化比较结果从向下计数后的计数值进行向上计数并且计算积累信号的数字值，从所述积累信号的数字值中已经去除了与比较单元的偏置分量相对应的数字值。因此，本技术带来的效果是，在其中在保持单元中保持作为放大积累信号的信号中的电荷的状态下，计算积累信号的数字值，从所述积累信号的数字值中已经去除了与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
此外，在第一方面，使用由于在放大器中设置的放大倍数的增加而减小 的精度，比较单元可以进行比较。因此，本技术带来的效果是，使用由于在放大器中设置的放大倍数的增加而减小的精度，来进行比较。
此外，在第一方面，放大器可以由在每个计算单元中所提供的运算放大器或者由互补金属氧化半导体(CMOS)反相器构成。因此，本技术带来的效果是，在每个计算单元中提供运算放大器或者CMOS反相器作为放大器。
此外，在第一方面，放大器可以由在每个像素中提供的源极接地型放大器晶体管(source ground type amplifier transistor)构成。因此，本技术带来的效果是，针对每个像素所提供的源极接地型放大器晶体管被提供作为放大器。
此外，在第一方面，放大器可以由反馈电路构成，所述反馈电路将由像素输出的信号的电势反馈至在已经输出信号的像素的浮置扩散中的电势。因此，本技术带来的效果是，通过反馈来对在像素的浮置扩散中的电势进行放大，并且从像素输出放大的信号。
本发明的效果
根据本技术，可以带来改进AD转换速度的优异效果。
附图说明
图1是对本技术的第一实施例的成像元件100的基本配置示例的示例进行图示的概念图。
图2是对本技术的第一实施例的像素310的电路配置的示例进行图示的示意图。
图3是对本技术的第一实施例的像素310的布置示例进行示意性图示的示图。
图4是对本技术的第一实施例的判定电路400的功能配置示例的示例进行图示的概念图。
图5是对本技术的第一实施例的判定电路400的电路配置示例的示例进行示意性图示的示图。
图6是对本技术的第一实施例的判定电路400的操作的示例进行图示的时序图。
图7a和7b是对本技术的成像元件100的复位信号计数时段和另一成像 元件的复位信号计数时段进行示意性图示的示图。
图8a和8b是用于对在本技术的第一实施例的成像元件100中的REF信号的斜波和在另一成像元件中的REF信号的斜波进行比较的表格。
图9是对在本技术的第一实施例的成像元件100中当计算像素310的像素值时的处理过程的示例进行图示的流程图。
图10是对本技术的第二实施例的用于检测单光子的判定电路(单光子检测判定电路100)的功能配置示例的示例进行图示的概念图。
图11是对在本技术的第二实施例中在在单元曝光时段内入射到每个像素上的平均光子数目和计数概率之间的关系进行图示的示图。
图12是对本技术的第三实施例的像素(像素710)的电路配置的示例进行图示的示意图。
图13是对在本技术的第三实施例的成像元件中当计算像素710的像素值时的处理过程的示例进行图示的流程图。
图14是对在本技术的第四实施例中当判定电路400进行多次采样时的示例进行图示的时序图。
图15是对在使用本技术的第五实施例的反相器的放大器电路来进行放大的示例中的放大器电路(放大器电路1160)的电路配置示例的示例进行示意性图示的示图。
图16是对在像素中提供本技术的第五实施例的源极接地型NMOS晶体管作为放大器晶体管并且对来自像素的输出进行放大的示例中的像素(像素1210)的电路配置的示例进行图示的示意图。
图17是对在像素中提供本技术的第五实施例的源极接地型PMOS晶体管作为放大器晶体管并且对来自像素的输出进行放大的示例中的像素(像素1220)的电路配置的示例进行图示的示意图。
图18是对在将来自本技术的第五实施例的像素的输出反馈至浮置扩散的示例中的像素(像素1230)的电路配置的示例进行图示的示意图。
图19是对在将来自本技术的第五实施例的像素的输出反馈至放大器晶体管的漏极端的示例中的像素(像素1240)的电路配置的示例进行图示的示意图。
具体实施方式
下文中，将要描述用于实施本技术的实施例(在下文中，称作实施例)。将以下面的顺序来进行描述：
1.第一实施例(成像控制：提供放大器电路和使信号放大的示例)
2.第二实施例(成像控制：基于积累信号来二值判定光子入射的存在的示例)
3.第三实施例(成像控制：借助像素的积累电荷在基底侧对放大器晶体管的电势进行调节并且获得输出信号的像素的示例)
4.第四实施例(成像控制：进行多次采样的示例)
5.第五实施例(成像控制：各种放大方法)
<1.第一实施例>
[成像元件的配置示例]
图1是对本技术的第一实施例的成像元件100的基本配置示例的示例进行图示的概念图。
成像元件100是在用于检测微弱光的系统(例如成像板的荧光扫描器、辐射闪烁计数器等)中所提供的光检测器。例如通过互补金属氧化半导体(CMOS)传感器来实现成像元件100。
请注意，在图1中，为了加速阅读，假设通过两个垂直控制电路来驱动(控制)成像元件100，来给出描述。
成像元件100包含像素阵列单元300、第一垂直驱动电路112、判定电路400、寄存器114、第二垂直驱动电路115、输出电路118和REF(参考)信号生成单元210。请注意，用于对由第二垂直驱动电路115驱动的像素的信号进行处理的判定电路和寄存器，类似于用于对由第一垂直驱动电路112驱动的像素的信号进行处理的判定电路(判定电路400)和寄存器(寄存器114)，并且因此省略描述。
像素阵列单元300包含以二维矩阵方式(n×m)布置的多个像素(像素310)。请注意，在本技术的第一实施例中，128行×128列的像素310布置在像素阵列单元300中。在图1的像素阵列单元300中，图示128行×128列的像素310的部分。在像素阵列单元300中布置的像素210的一半像素(在图1的像素阵列单元300的上半部分中的像素)中，以行为单位从第一垂直驱动电路112布线控制线(控制线330)。同时，在另一半像素(位于图1 的像素阵列单元300的下半部分中的像素)中，以行为单位从第二垂直驱动电路115布线控制线。请注意，将参考图2来描述像素310的电路配置，并且在此省略描述。
请注意，以列为单位在像素310布线垂直信号线(垂直信号线341)。与从第一垂直驱动电路112向其布线控制线330的像素连接的垂直信号线341连接至面向像素阵列单元300上侧的判定电路400。此外，与从第二垂直驱动电路115向其布线控制线330的像素连接的垂直信号线341连接至面向像素阵列单元300下侧的判定电路400。
第一垂直驱动电路112通过控制线330将信号供应至像素310，并且顺序地在垂直方向(列方向)上以行为单位选择和扫描像素310。通过第一垂直驱动电路112以行为单位的选择和扫描，以行为单位从像素310输出信号。请注意，控制线330包含像素复位线331和电荷转移线332。将参考图2来描述像素复位线331和电荷转移线332，并且因此在此省略描述。
此外，除了要控制的像素310是不同的之外，第二垂直驱动电路115类似于第一垂直驱动电路112，并且因此在此省略描述。第一垂直驱动电路112和第二垂直驱动电路115驱动像素310，使得近似同时地选择和扫描两行，并且近似同时地进行从两行中读取。
判定电路400基于从像素310中供应的输出信号来计算入射到像素310上的光量。为每个垂直信号线341提供判定电路400。也就是说，与在由第一垂直驱动电路112驱动的(64行×128列)像素中所布线的128条垂直信号线341分别相连接的128个判定电路400，被提供在面向像素阵列单元300上侧的位置。此外，与在由第二垂直驱动电路115驱动的(64行×128列)像素中所布线的128条垂直信号线341分别相连接的128个判定电路400，被提供在面向像素阵列单元300下侧的位置。
此外，在从像素310供应的输出信号放大N倍(N＞1)之后，判定电路400对入射到像素310上的光量进行计算。请注意，将在图4至图8中描述判定电路400，并且因此在此省略详细的描述。判定电路400将判定结果供应至分别与判定电路400相连接的寄存器114。
REF信号生成单元210生成REF信号，当AD转换被应用至从像素310处供应的输出信号时使用所述REF信号。由REF信号生成单元210生成的相同REF信号被供应至多个判定电路400。请注意，REF信号生成单元210 可以以预定时序生成作为斜波的REF信号。请注意，将在图6中描述REF信号，并且因此在此省略详细的描述。REF信号生成单元210通过REF信号线211将所生成的REF信号供应至多个判定电路400。
寄存器114被提供至各自的判定电路400，并且暂时地保持从判定电路400供应的判定结果。在正在读取接下来的像素行的信号的时段(读取时段)内，寄存器114转而输出所保持的判定结果至输出电路118。
输出电路118将由成像元件100生成的信号输出至外部电路。
接下来，将参考图2来描述像素310的电路配置的示例。
[像素的电路配置的示例]
图2是对本技术的第一实施例的像素310的电路配置的示例进行图示的示意图。
像素310通过进行光电转换将作为入射光的光信号转换为电信号。像素310对所转换的电信号进行放大，并且输出电信号作为像素信号。像素310通过例如具有浮置扩散(FD)层的FD放大器来对电信号进行放大。
像素310包含光电二极管311、转移晶体管(transfer transistor)312、复位晶体管313和放大器晶体管314。
在像素310中，光电二极管311的阳极端接地，并且阴极端连接至转移晶体管312的源极端。此外，转移晶体管312的栅极端连接至电荷转移线(charge transfer line)332，并且漏极端通过浮置扩散(FD322)来连接至复位晶体管313的源极端和放大器晶体管314的栅极端。
此外，复位晶体管313的栅极端连接至像素复位线331，并且漏极端连接至电源线323和放大器晶体管314的漏极端。此外，放大器晶体管314的源极端连接至垂直信号线341。
光电二极管311是根据光强度生成电荷的光电转换元件。在光电二极管311中，由于入射到光电二极管311上的光子而出现电子空穴对，并且已经出现的电子在此积累。
转移晶体管312根据来自垂直驱动电路(第一垂直驱动电路112或第二垂直驱动电路115)的信号(转移脉冲)，将已经出现在光电二极管311中的电子转移至FD322。转移晶体管312例如当来自电荷转移线332的信号(脉冲)被供应至转移晶体管312的栅极端时变为导电状态，并且将在光电二极管311中出现的电子转移至FD322。
复位晶体管313根据从垂直驱动电路(第一垂直驱动电路112或第二垂直驱动电路115)供应的信号(复位信号)来使FD322的电势复位。复位晶体管313在复位信号通过像素复位线331被供应至栅极信号时变为导电状态，并且电流从FD322流至电源线323。这使得在浮置扩散(FD322)中积累的电子被提取至电源，并且FD322被复位(下文中，此时的电势被称为复位电势)。请注意，当光电二极管311复位时，转移晶体管312和复位晶体管313同时变为导电状态。这使得在光电二极管311中积累的电子被提取至电源，并且复位至无入射光子的状态(暗状态)。请注意，在电源线323(电源)中流动的电势是用作复位和源极跟随器(sourcefollower)的电源，并且例如供应3V。
放大器晶体管314对浮置扩散(FD322)的电势进行放大，并且将根据所放大电势的信号(输出信号)输出至垂直信号线341。在其中浮置扩散(FD322)的电势已经被复位的状态下(当电势是复位电势时)，放大器晶体管314根据复位电势将输出信号(下位中称作复位信号)输出至垂直信号线341。此外，当在光电二极管311中积累的电子已经被转移至FD322时，放大器晶体管314将根据转移电子的量的输出信号(下文中，积累信号)输出至垂直信号线341。请注意，如在图1中所图示的，当由多个像素共享垂直信号线341时，可以在放大器晶体管314和垂直信号线341之间针对每个像素插入选择晶体管。
请注意，在图2中图示的像素的基本电路和操作机制类似于普通像素的基本电路和操作机制，并且可以考虑各种变形。然而，与常规像素像素相比，在本技术中考虑的像素具有明显更高的转换效率。为了实现这一点，设计像素，使得构成源极跟随器的放大器(放大器晶体管314)的栅极端的寄生电容(FD322的寄生电容)能够有效地减小至极小。
接下来，将参考图3来描述这样的像素310的布置的示例，所述像素被设计使得放大器晶体管314的栅极端的寄生电容减小。
[像素的平面布置的示例]
图3是对本技术的第一实施例的像素310的布置的示例进行示意性图示的示图。
在此，集中于放大器晶体管314的栅极端的寄生电容和浮置扩散(FD322)来给出描述。
在图3中图示的像素310的布置中，光电二极管311、FD322和垂直信号线341被图示。此外，在图3中，转移晶体管312的栅极端的布线(栅极布线363)、复位晶体管313的栅极端的布线(栅极布线363)以及放大器晶体管314的栅极端的布线(栅极布线364)被图示。请注意，通过加粗虚线来图示FD322，通过细虚线来图示垂直信号线341，并且通过具有倾斜线的矩形来图示栅极布线362至364。
此外，在图3中，图示与转移晶体管312的漏极端相对应的杂质扩散层(扩散层371)、复位晶体管313的源极端以及在这两个端之间的布线。此外，在图3中，图示与复位晶体管313的漏极端相对应的杂质扩散层(扩散层372)、放大器晶体管314的漏极端以及在这两个端之间的布线。此外，在图3中，图示与放大器晶体管314的源极端相对应的杂质扩散层(扩散层373)。请注意，通过具有细点的矩形来图示扩散层371至373。
此外，在该布置中，图示用于将栅极布线362连接至电荷转移线332的触点(触点382)以及和用于将栅极布线363连接至像素复位线331的触点(触点383)。此外，在该布置中，图示用于将栅极布线364连接至FD322的触点(触点384)以及和用于将扩散层371连接至FD322的触点(触点385)。此外，在该布置中，图示用于将扩散层372连接至电源线323的触点(触点386)以及和用于将扩散层373连接至垂直信号线341的触点(触点387)。
在此，将聚焦于FD322的大小关于像素310的布置给出描述。布置被设计以使得在像素310中使FD322中的寄生电容最小化。因此，布置被设计以使得作为将扩散层371连接至栅极布线364的FD322、扩散层371和栅极布线364在像素310中如可制造可能性的最小面积。此外，在像素310中，在放大器晶体管314的漏极端中(在扩散层373的栅极布线364的附近)的宽度被变窄，并且大多数FD322被与放大器晶体管314的源极端相连接的布线(垂直信号线341)平面地覆盖。
源极跟随器的输出关于输入具有接近1的增益，并且因此在垂直信号线341和FD322之间的实际寄生电容(substantial parasitic capacitance)非常小。因此，如在图3中图示的，借助其中用垂直信号线341来覆盖FD322的屏蔽结构，在FD322中的寄生电容可以被最小化，并且可以实际上提高转换效率。
通过借助如在图3中图示的设计来使寄生电容变小，即使在FD322中积累的电子是少量的情况下，也可以将足够大的输出信号输出至垂直信号线341。输出信号的幅值可以恰好足够地大于放大器晶体管314的随机噪声。如果当在FD322中积累单光子时的输出信号足够地大于放大器晶体管314的随机噪声，则来自像素的信号被量化(quantize)，并且像素的积累光子的数目可以被检测为数字信号。
例如，当放大器晶体管314的随机噪声是大约50至100μV，并且输出信号的转换效率升高至大约600μV/e-时，则输出信号足够地大于随机噪声，单光子的检测在原理上是可能的。
请注意，当大约3V的电源电压被供应时，如在图3中图示的像素310可以在光电二极管311中积累大约1000e-的电荷。在此情况下的积累信号(输出信号)是具有大约0.6V的工作范围的模拟输出。即使在这种情况下，每一个电子的信号幅值大约是常规信号幅值的10倍大。因此，在放大器晶体管314和判定电路400上随机信号的影响变为大约1/10。也就是，像素310适用于低亮度成像(luminance imaging)。
如上文所描述的，如果转换效率足够高，则包含光电二极管和放大器晶体管的像素的输出信号可以被当做二进制数据并且当做具有分级(gradation)的模拟信号。然而，这样的像素具有的问题是，在一次成像中所检测的光量的上限(动态范围)较小。为了改进动态范围，有效的是，增加对像素输出的信号的读取速度以增加帧速率，并且然后积累多个读取结果。例如，在其中二值判定光子入射的情况下，如果进行1023次的曝光和读取并且积累结果，则获得具有分级的数据，在所述分级中每个像素的动态范围是10位。此外，在其中积累电子的最大数目是1000e-，并且在模拟输出之后判定光子的数目的情况下，如果进行16次的曝光和读取并且积累结果，则数据变得等于像素的输出，其中积累电子的最大数目是16000e-。
接下来，将参考图4来描述判定电路400的功能配置。
[判定电路的功能配置的示例]
图4是对本技术的第一实施例的判定电路400的功能配置的示例进行图示的概念图。
在图4中，作为判定电路400的功能配置，图示放大器单元440、模拟相关双采样(analog correlated double sampling，ACDS)单元410和数字相 关双采样(DCDS)单元420。
此外，在图4中，与判定电路400相连接的垂直信号线341、与垂直信号线341相连接的像素310的一部分、以及像素阵列单元300与判定电路400的功能配置一起图示。
放大器单元440将由像素310输出的信号放大N倍(大于1的倍率(N>1))。例如，通过运算放大器来实现放大器单元440。也就是说，在放大器单元440中，使用电阻分割和电容分割，来放大和输出在任意设置的参考电压和由像素310输出的信号(复位信号或积累信号)之间的差异。
请注意，在像素310和ACDS单元410之间提供放大器单元440，并且因此诸如kTC噪声之类的在像素310中引起的偏置也被放大和输出。此外，放大器单元440的输出包含放大器单元440自身的偏置。放大器单元440将所放大的信号供应至ACDS单元410。请注意，放大器单元440是在权利要求中描述的放大器的示例。
ACDS单元410通过模拟CDS来进行偏置去除，并且包含开关412、电容413和电容411。
开关412是这样的开关，其用于将垂直信号线341连接至将参考电压输入至电容411的输入端，或者连接至将待比较的信号输入至比较器411的输入端。当像素310的复位信号被采样和保持时，开关412将垂直信号线341连接至输入参考电压的输入端(电容413连接其上的左侧端)。此外，当比较器411输出模拟CDS的结果时，开关412将垂直信号线341连接至输入待比较信号的输入端(不具有电容的右侧端)。
电容413是用于对像素310的复位信号进行采样和保持的保持电容。
比较器411输出在所采样和所保持的信号以及待比较信号之间的差异。也就是说，比较器411输出在所采样和所保持的复位信号和从垂直信号线341供应的信号(积累信号或复位信号)之间的差异。也就是说，比较器411从积累信号或复位信号中去除诸如kTC噪声之类的在像素310中引起的偏置以及放大器单元440的偏置。
请注意，通过其中例如增益是1的运算放大器来实现比较器411。比较器411将差异的信号供应至DCDS单元420。请注意，在此，在复位信号和复位信号之间的差异的信号被称作无信号，并且在复位信号和积累信号之间的差异的信号被称作净积累信号。
DCDS单元420通过数字CDS来进行偏置去除，并且包含模拟数字(AD)转换单元421、寄存器422、开关423和减法器424。请注意，ACDS单元410和DCDS单元420是权利要求中描述的计算单元的示例。
AD转换单元421将AD转换应用至从电容411所供应的信号。
开关423是这样的开关，其切换由AD转换单元421生成的、AD转换后信号的供应目的地。当AD转换单元421输出了作为AD转换结果的无信号(数字的无信号)时，开关423将信号供应至寄存器422并且引起寄存器422锁存(保持)信号。因此，比较器411或AD转换单元421的偏置的值被保持在寄存器422中。此外，当AD转换单元421输出了作为AD转换结果的净积累信号(数字的净积累信号)时，开关423将信号供应至减法器424。
寄存器422保持AD转换结果的无信号。寄存器422将所保持的AD转换结果的无信号(数字的无信号)供应至减法器424。
减法器424从数字的净积累信号的值中减去数字的无信号的值。减法器424输出减法结果(净数字值)。
通过借助放大器单元440将从像素310输出的信号放大N倍，当AD转换单元421进行AD转换时需要的分辨率可以减小至1/N。特别地，通过在像素310和ACDS单元410之间提供放大器单元440，当像素310的信号在进入ACDS单元410之前被放大N倍时，在ACDS单元410中可以去除在像素310中引起的偏置和放大器单元440的偏置。也就是说，AD转换单元421将AD转换应用至从中已经将像素310的偏置和放大器单元440的偏置从其中去除了的信号，借此可以将当进行AD转换时的偏置分量最小化。
也就是说，与不包含放大器单元440的判定电路相比较，AD转换的分辨率可以仅仅是1/N，而在AD转换时偏置分量的量是一样的，并且因此可以减小用于AD转化的需要的时间。特别地，当AD转换被应用于无信号时，具有最小化的偏置分量的无信号经受具有1/N分辨率的AD转换，并且因此可以实质地降低需要的时间。请注意，在此构成了无信号的偏移分量是在ACDS单元410中引起的偏移分量和在DCDS单元420中引起的偏移分量。
此外，当使用成像元件100来进行诸如单光子检测之类的检测非常弱的光时，大多数来自像素310的积累信号成为无信号(偏置)，并且此外，在单电子检测的情况下，对于像素310的输出信号(电势差异)计数的量变得 非常小。因此，用于像素310的输出信号的AD转换时间非常短。也就是说，AD转换所需要的时间可以实质地减少。
请注意，如果在生成多分级数据的普通成像元件中提供对从像素输出的信号进行放大的放大器，则放大器单元440的增益变化实际上被反映在最终输出中，并且出现每列的垂直条纹。然而，当使用微弱光作为待检测的光来二值判定到像素的单光子入射的存在时，合适地提供用于对光子数目“0”和光子数目“1”进行识别的判定阈值，借此，增益变化的影响可以被滤除并且完全消除。也就是说，成像元件100是特别适合单光子信号的二值判定的成像元件。
请注意，图4中图示的判定电路400中，可以集成比较器411和AD转换单元421，并且可以通过自动调零操作来进行CDS。将参考图5来描述这样的判定电路400的电路配置的示例。
[判定电路的电路配置的示例]
图5是对本技术的第一实施例的判定电路400的电路配置的示例进行示意性图示的示图。
在图5中，作为判定电路400的电路配置，图示放大器电路460、比较器470、电容471和472和计数器480。此外，在图5中，与判定电路400相连接的垂直信号线341和与垂直信号线341相连接的像素的一部分被一起图示。
放大器电路460包含放大器461、电容462和463以及开关464。
在放大器461中，正输入端(+输入端)连接至垂直信号线341，并且负输入端(-输入端)连接至电容462的一个电极、电容463的一个电极以及开关464。此外，在放大器461中，输出端连接至电容471的一个电极、电容463的另一电极以及开关464。
此外，在电容471中，另一电极连接至比较器470的正输入端(+端)。在电容472中，一个电极连接至REF信号线211，并且另一电极连接至比较器470的负输入端(-端)。此外，比较器470的输出端连接至计数器480。
在此，将描述放大器电路460。放大器电路460将从像素310经过垂直信号线341所供应的信号(在图5中用“PXOUT”图示)放大N倍(N＞1)。也就是说，放大器电路460对应于在图示于图4中的功能配置示例中的放大器单元440。因此，放大器电路460是权利要求中描述的放大器的示例。
首先，放大器电路460使得在+端的电势为预确定的中间电势，并且然后使得开关464处于导电状态并且进行自动调零操作。这使得在-端处的电势与在+端的电势相同。然后，放大器电路460使得开关464处于非导电状态，并且然后对要供应至+端的信号进行放大。在该放大中，-端处的电势(中间电势)和+端处的电势之间的差异被放大N倍(N＞1)，并且在使用电容分割的情况下向前(非反相地)输出。
请注意，在本技术的第一实施例中，执行放大器电路460的自动调零操作，从而使得像素310的复位信号的电势成为中间电势，并且在像素310输出复位信号时的时序处放大复位信号的同时进行自动调零操作。在这种情况下，通过自动调零操作来对在像素310中引起的偏置分量(像素310的偏置分量)进行偏置。然而，从放大器电路460的输出端输出的信号(在图5中用“PXAOUT”图示)包含对于放大器电路460唯一的偏置分量。该偏置分量是在自动调零操作结束的情况下通过开关464的串扰反馈(feedthrough)在-端侧生成的切换噪声，或者是放大器电路460的kTC噪声。在像素310的信号(PXOUT)被放大时，类似于信号，该偏置被放大N倍。也就是说，从放大器电路460的输出端所输出的信号(PXAOUT)包含相当大的偏置分量。
电容471和472是提供在比较器470的+端和-端处的具有相等电容值的电容。在这些电容471和472中，用于执行ACDS的电荷被保持于在比较器470的+端侧的电容471的电极(另一电极)和在电容470的-端侧的电容471的电极(另一电极)中。因此，像素310的偏置分量和放大器电路460的偏置分量被从PXAOUT中消除(偏置)，并且然后通过比较器470来进行PXAOUT的电势和REF的电势的比较。例如，当复位信号的电荷被保持在电容471和472中，并且复位信号被供应至比较器470的+端时，复位信号的电荷从其抵消的信号(无信号)被供应至比较器470的+端。请注意，在本技术的第一实施例中，当在使用复位电势作为中间电势的情况下进行放大器的自动调零操作时在像素310中生成的偏置分量被偏置，并且因此仅仅放大器电路460的偏置分量被偏置。
比较器470比较在+端的电势(PXAOUT的电势)和在-端的电势(REF信号的电势)，并且根据其中引起较高电势的端来输出信号。例如，当在+端的电势高于REF信号(被称作“REF”)的电势时，比较器470输出具有最高电势(被称为H级)的信号。当PXAOUT的电势低于REF的电势时，比较器470输出具有最低电势(被称作L级)的信号。比较器470在+端的电势是复位信号的电势时和在+端的电势是积累信号的电势时进行两次比较。当+端的电势是复位信号的电势时，比较器470将比较结果的信号(被称作“CMOUT”)供应至计数器480。
计数器480进行计数，用于基于比较器470的比较结果的信号(CMOUT)和从时钟信号线481所供应的时钟信号(CTIN)来生成信号值。当进行对复位信号的计数时，计数器480从初始值(例如“0”)进行向下计数。然后，当进行对积累信号的计数时，计数器480从作为向下计数结果的计数值进行向上计数。从作为向下计数结果的计数值开始的向上计数对应于在图4中图示的减法器424的减法。计数器480输出对向上计数的结果的数字值进行表示的信号(DOUT)。请注意，计数器480和比较器470对应于在图4中图示的功能配置的示例中的DCDS单元420。此外，电容471和472对应于在图4中图示的功能配置的示例中的ACDS单元。也就是说，电容471和472、比较器470和计数器480是在权利要求中描述的计算单元的示例。此外，电容471和472是在权利要求中描述的保持单元的示例，比较器470是在权利要求中描述的比较单元的示例，并且计数器480是在权利要求中描述的计数单元的示例。
在此，将描述通过比较器470所进行的比较和通过计数器480所进行的计数。进行比较器470的比较，以便对复位信号和积累信号进行数字化。因此，当进行比较时，使得来自REF信号生成单元的通过REF信号线211所供应的REF信号的电势成为斜波。此外，在其中使得REF信号成为斜波的时段内，与斜波的阶梯相对应的脉冲逐个地供应至时钟信号。与斜波的开始时序相同步地供应脉冲，并且计数器480从斜波开始至其中比较器470的比较结果信号被反相(从L级到H级进行转变)为止对脉冲的数目进行计数，并且生成数字值。
请注意，斜波的每个阶梯的下降电势量(阶梯差异的电势差异)被设置为根据当积累信号被转换为数字值时的分级的量。也就是说，阶梯差异的电势差异比不包含放大器电路460的成像元件(另一成像元件)的电势差异大N倍，类似于放大增大。
此外，当((参见图6)在复位信号计数时段中)数字地判定复位信号 时，像素310和放大器461的偏置分量已经被ACDS抵消。因此，在复位信号的数字判定中，仅比较器470自身的偏置分量被数字地确定。请注意，比较器470自身的偏置分量的幅值并不通过放大器电路460被放大，并且因此与不包含放大器电路460的成像元件(另一成像元件)相同。因此，从在成像元件100中的复位信号计数时段的斜波开始(扫描的开始)至结束(扫描的结束)的电势差异(待扫描的电势差异(参见图6的电势差异D1))，与不包含放大器电路的成像元件(另一成像元件)的电势差异是相同的。
接下来，将参考图6来描述对在图5中描述的判定电路400的操作进行图示的时序图的示例。
[时序图的示例]
图6是对本技术的第一实施例的判定电路400的操作的示例进行图示的时序图。
在此，水平轴是共同时间轴，并且通过实线来图示像素复位线331、电荷转移线332、垂直信号线341、放大信号线469、REF信号线211和时钟信号线481的电势变化。此外，在此，为了比较和描述在放大信号线469中的电势变化和在REF信号线211中的电势变化，通过在REF信号线211上叠加的虚线来图示在时序T2和后续时序的放大信号中的电势变化。请注意，时间轴的长度仅仅被示意性地图示，并且并不表示每个时序的时间长度的比例。
在图6中，为了描述的方便，对其中对积累信号进行数字判定的时段(积累信号计数时段)的中间进行图示，并且将给出描述。此外，在图6中，将集中于从当从像素310输出复位信号时到当积累信号的数字信号(净数字值)变得清楚时操作转变的预定时序(从T1至T8的时序)，来给出描述。请注意，在假设放大器电路460将信号放大4倍并且输出信号的情况下，将在图6中给出描述。
首先，在时序T1，通过像素复位线331将复位脉冲供应至像素310的复位晶体管313的栅极端。因此，复位电平的信号(复位信号)被供应至垂直信号线341，并且垂直信号线341的电势被转变至复位信号的电势。请注意，在垂直信号线341的电势的转变通过放大器电路460被放大4倍，并且输出至放大信号线469。也就是说，在时序T1，放大信号线469的电势的转变量(电势差异)是在垂直信号线341中的电势差的4倍。请注意，在时序 T1，在使用像素310的复位信号的电势作为中间电势的情况下，进行放大器电路460的自动调零操作。
当已经上升了的复位信号在时序T1处下降时，由于耦合的影响，垂直信号线341的电势也轻微地下降。此外，在放大信号线469中的电势也下降大约为垂直信号线341的电势的转变量(电势差异)的四倍。请注意，在由于耦合的影响而下降之后变得稳定的放大信号线469的电势在判定电路400中用作被放大四倍的复位信号的电势。
接下来，在时序T2，用于进行模拟CDS的电荷被保持在与比较器470的+端相连接的电容471和与比较器470的-端相连接的电容472中。这样进行电荷的保持，使得在用于对比较器470的判定参考电压进行判定的操作(自动调零操作)中，通过在比较器470内部的晶体管的ON/OFF来对施加于比较器470的+端和-端的电压进行平衡，并且平衡电压被分别保持(例如，参见JP2008-193373A)。当自动调零操作完成时，给应给比较器470的+端的复位信号的电势变为相对参考信号的电势(图6的帧F1)并且可被考虑为无信号。请注意，在时序T2电荷的保持对应于在图4中描述的复位信号的采样和保持。
然后，在时序T3，REF信号线211的电势被转变成在斜波开始处的电势(V1)。请注意，由多个比较器470来共享REF信号线211(参见图1)，在时序T3所转变的电势差异由多个比较器470所共享。因此，设置如下电势差异作为REF信号线211的电势差：在所述电势差异中REF信号的电势与在所有比较器470中的斜波中间的复位信号的电势相一致。也就是说，设置REF信号线211的电势差，使得从比较器470的+端所输入的信号的电势可以处理在根据比较器470发生变化的偏置(该偏置可以包括在电势中)中上升最多的偏置。
接下来，在时序T4，开始将阶梯状脉冲供应至REF信号线211，并且开始其中对从像素310输出的复位信号进行计数的时段(复位信号计数时段)。也就是说，在时序T4，第一阶梯状脉冲被供应至REF信号线211。此外，在时序T4，在时钟信号线481中开始与阶梯状脉冲相同步的脉冲的供应。此外，在计数器480中，根据时钟信号线481的脉冲的数目，开始向下计数。请注意，该向下计数从由计数器480所计数的值(计数值)的初始值(例如“0”)开始。进行该向下计数，直到从比较器470输出的信号(CMOUT) 被反相。
然后，在时序T5，当比较器470的-端的电势变得低于比较器470的+端的电势时，比较器470的输出信号(CMOUT)被反相，并且停止计数器480的向下计数。也就是说，在其中在比较器470的+端和-端的电势之间的关系被反相的时序(图6的帧F2)外，计数停止。在向下计数中所计数的计数值被保持，直到积累信号的计数。请注意，由向下计数所生成的计数值对应于在图4中描述的无信号的AD转换的结果(数字的无信号)。也就是说，由向下计数所生成的计数值对应于通过对比较器470的偏置分量进行数字化所获得的值。
然后，在时序T6，当已经完成了预定阶梯数目并且已经完成用于对复位信号进行计数的斜波时，复位信号计数时段结束。请注意，在复位信号计数时段中从斜波的开始至结束之间待扫描的电势差异(图6的电势差异)被设置为能够处理其中在根据比较器470发生变化的电势之中电势上升最多的偏置和其中电势下降最多的电势。此外，设置电势差D1，使得可以尽可能多地减少不需要的步骤，以使复位信号计数时段的时间长度变短。
然后，在时序T7，REF信号的电势被转变为在斜波开始处的电势(V1)。也就是说，电势被返回至与时序T3相同的状态，并且比较器470的输出信号的电势(CMOUT)被返回至由计数器480所计数的电势。此外，在时序T7，通过电荷转移线332，将转移脉冲供应至像素310的转移晶体管312的栅极端。因此，根据积累信号的电荷(积累信号)被供应至垂直信号线341。然后，垂直信号线341的电势被转变为根据积累信号的电势。
请注意，类似于时序T1，通过放大器电路460，在垂直信号线341中的电势的转变被放大四倍。此外，类似于在时序T1处复位脉冲的下降，当转移脉冲上升时，放大信号线469和垂直信号线341的电势由于耦合的影响而轻微地下降。请注意，在由于耦合的影响所引起的下降之后变得稳定的电势被使用在判定电路400中，作为被放大4倍的积累信号的电势。
接下来，在时序T8，开始将阶梯状脉冲供应至REF信号线211，并且其中对从像素310输出的积累信号进行计数的时段(积累信号计数时段)开始。此外，类似于时序T4，与阶梯状脉冲相同步的脉冲被供应至时钟信号线481。请注意，在积累信号计数时段期间，计数器480进行向上计数，并且计数进行直到比较器470的输出信号(CMOUT)被反相。请注意，向上 计数作为从在复位信号计数时段内的向下计数的结果的计数值开始。
然后，在时序T9，当比较器470的-端的电势变得低于比较器470的+端的电势时(图6的帧F2)，比较器470的输出信号(CMOUT)被反相，并且计数器480的向上计数停止，并且计数值被保持。然后，所保持的计数值被输出，作为像素310的积累信号的数字判定结果(像素值)。
请注意，所保持的计数值对应于在图4中描述的减法器424的减法结果(净数字值)。也就是说，经受从向下计数的结果起向上计数并且被保持的计数值是净像素值，在所述净像素值中像素310的偏置分量、放大器电路460的偏置分量和比较器470的偏置分量已经被偏置。
在此，将集中于偏置分量(在像素310中引起的偏置分量、在放大器电路460中引起的偏置分量、和在比较器470中引起的偏置分量)，来提供描述。在时序T1，当在使用像素310的复位信号的电势作为中间电势的情况下进行放大器电路460的自动调零操作时，通过放大器电路460的自动调零操作来对在像素310中引起的偏置分量进行偏置。然而，放大信号线469的信号包含在放大器电路460中引起的偏置分量。通过在时序T2的模拟CDS操作来对在放大器电路460中引起的偏置分量进行偏置。
请注意，在时序T2的模拟CDS操作中，在比较器470中引起的偏置分量(所述偏置存在于比较器470、与比较器470的自动调零操作相关联所生成的kTC噪声、串扰反馈等中)还未被偏置。然而，通过由复位信号的向下计数和积累信号的向上计数所进行的数字CDS，来对在比较器470中引起的偏置分量进行偏置。
接下来，将描述通过放大器电路460所进行的放大和复位信号的计数。如在图6中所描述的，由于来自像素310的信号被放大器电路460放大四倍，所以斜波的阶梯的电势差异变为四倍大。也就是说，AD转换的分辨率的精度与不包含放大器电路460的成像元件(另一成像元件)相比较可以是1/4。
此外，电势差异是四倍，并且因此在斜波中的斜坡的倾斜度变为四倍。此外，如在图5中描述的，在复位信号计数时段从斜波的开始至结束之间的电势差异(图6的电势差异D1)与另一成像元件相同。既然以四倍的倾斜度来扫描电势差，那么在成像元件100中的复位信号计数时段的时间长度变为另一成像元件的1/4。
在此，将要描述在积累信号计数时段中从斜波的开始至结束之间的电势 差异(在积累信号计数时段要扫描的电势差异)。设置电势差异，使得通过叠加在比较器470中引起的偏置分量和积累信号所获得的电势的转变可以被检测。也就是说，在积累信号计数时段中要扫描的电势差异是在复位信号计数时段通过叠加电势差异D1和用于积累信号的检测的电势差异所获得的电势。用于检测积累信号的电势差异变为不包含放大器电路460的成像元件(另一成像元件)的电势差异的四倍，因为像素310的输出信号是N倍。与此同时，在复位信号计数时段的电势差异D1与另一成像元件的电势差异相同。也就是说，随着在积累信号计数时段内比较器470的偏置分量的检测时间越长，则成为1/4倍的时间百分比变得更高，并且积累信号计数时段的时间长度越短于另一成像元件的时间长度。
本技术的第一实施例的成像元件(成像元件100)是用于检测微弱光的成像元件，并且因此积累信号非常小。也就是说，在积累信号计数时段的时间长度内，比较器470的偏置分量的检测时间的百分比非常大。
也就是说，通过提供放大器电路460，用于AD转换以便检测微弱光所需要的时间中占据大部分的比较器470的偏置分量的检测时间可以被可观地缩短。
接着，将描述在成像元件100中的复位信号计数时段和在另一成像元件中的复位信号计数时段之间的差异。
[复位信号计数时段的差异的示例]
图7a和7b是对本技术的成像元件100的复位信号计数时段和另一成像元件的复位信号计数时段进行示意性图示的示图。
图7a图示在复位信号计数时段内供应另一成像元件的REF信号的线(REF信号线599)的电势变化，并且图7b图示本技术的第一实施例的成像元件100的REF信号线211的电势变化。请注意，在图7b中图示的电势变化类似于在图6中描述的电势变化，并且因此在此省略描述。
如在图7a和7b中所图示的，要被扫描的电势差异(电势差异D1)在另一成像元件中和在成像元件100中是相同的。同时，成像元件100的斜波的阶梯的电势差异是另一成像元件的电势差异的N倍。因此，成像元件100的复位信号计数时段的时间长度(复位信号计数时段(成像元件100))是另一成像元件的时间长度(复位信号计数时段(另一成像元件))的1/N倍。
在此，将参考图8a和8b来描述对在成像元件100中的斜波和在另一成 像元件的斜波之间的差异进行总结的表格。
[在斜波之间的差异的示例]
图8a和8b是用于对本技术的第一实施例的成像元件100的REF信号的斜波和在另一成像元件中的REF信号的斜波进行比较的表格。
请注意，在图8a和8b中，假设在使用在另一成像元件中的斜波作为参考(在图8a和8b中图示为“1”)的情况下通过放大器电路460来将由像素310所生成的信号放大N倍，来提供描述。
请注意，已经在图5至7中描述了在成像元件100中的斜波的细节，因此在此将简单地进行描述。
图8a图示用于对在复位信号计数时段内的斜波进行比较的表格。
如在图8a的表格中所描述的，关于REF信号的斜波信号的阶梯的电势差异，在成像元件100中设置作为另一成像元件的电势差异(×1)的N倍(×N)的电势差异。
此外，关于在复位信号计数时段内要扫描的电势差异(在复位信号计数时段内在斜波开始和结束的电势之间的差异)，与另一成像元件的要扫描的电势差异(×1)相同的该电势差(×1)被设置给成像元件100。
请注意，关于复位信号计数时段的阶梯数目，作为另一成像元件的阶梯数目(×1)的1/N倍(×1/N)的该阶梯数目被设置给成像元件100。
也就是说，在成像元件100内的复位信号计数时段的时间长度是另一成像元件的时间长度的1/N倍(×1/N)。
图8b的表格图示用于对在积累信号计数时段内的斜波进行比较的表格。
在积累信号计数时段内的REF信号的斜波的阶梯的电势差异类似于复位信号计数时段的电势差异。
关于与用于对比较器470的偏置分量进行检测的电势差异相对应的部分，在积累信号计数时段内要被扫描的电势差异(×1)与另一成像元件的电势差异是相同的。同时，与用于对积累信号进行检测的电势差相对应的部分是在另一成像元件中的电势差异的N倍(×N)。也就是说，随着用于对比较器的偏置分量进行检测的电势差异的百分比变得比在积累信号计数时段内要被扫描的电势差异中更大，则在积累信号计数时段内要被扫描的电势差异越接近于另一成像差异(日文公开为“元件”)的电势差异。
此外，关于与用于对比较器470的偏置分量进行检测的阶梯数目相对应的部分，在积累信号计数时段内的阶梯数目是另一成像元件的1/N倍。同时，与用于对积累信号进行检测的阶梯数目相对应的部分(×1)与在另一成像元件中的阶梯数目相同。
此外，关于与用于对比较器470的偏置分量进行检测的时间长度相对应的部分，积累信号计数时段的时间长度是另一成像元件的时间长度的1/N倍。同时，与用于对积累信号进行检测的时间长度相对应的部分(×1)是与另一成像元件的时间长度相同的。
也就是说，随着用于对比较器470的偏置分量进行检测的时间长度的百分比在积累信号计数时段的时间长度内变得越大，则积累信号计数时段的时间长度变得越短。
如上文中所描述的，通过提供放大器电路460，用于比较器470的偏置分量的AD转换所需要的时间可以变得更短。
在此，将在考虑比较器的偏置值的情况，描述通过提供放大器电路460来进行比较器470的偏置分量的AD转换所需要的时间的缩短。请注意，在此，将在假设在像素310中的转换效率是600μV/e-并且比较器470的偏置是几个mV至几十个mV的情况下，来提供描述。请注意，为了方便描述，将在假设对到像素的单光子入射的存在被二值地判定的情况下来给出描述，就像下文中本技术的第二实施例那样(图10和11)。
首先，在假设不存在放大器电路460的情况下提供描述。当对单光子入射的存在进行二值地判定时的判定阈值是大约300μV，其是在不考虑比较器470的偏置时从0至600μV之间的中间值。因此，当不考虑比较器470的偏置时，如果REF信号的斜波覆盖直到大约300μV的判定阈值，则单光子入射的存在可以被二值地判定。
然而，比较器470的偏置是几mV至几十mV，并且在考虑像素310的输出信号(0至600μV)的范围的情况下，比较器470的偏置范围(几mV至几十mV)大了一个数位的幅度。对比较器470的偏置进行偏置，使得如在图6和7中所图示的那样，从在积累信号计数时段内的计数值中减去与偏置分量相对应的部分(在复位信号计数时段内向下计数的值)。
也就是说，用于对像素310的输出信号进行检测的斜波的阶梯(检测精度)和用于对比较器470的偏置分量进行检测的斜波的阶梯(检测精度)需 要是相同的。当单光子的信号量是S(μV)并且如果不借助足够小于S/2μV的斜波的阶梯来实施AD转换时，像素310的输出信号被隐藏在比较器470的偏置分量的量化错误中。也就是说，如果不借助等于或小于由单光子生成的信号量的1/2的斜波的阶梯来实施AD转换，则AD转换的分辨率变得不足。
为了以相同的检测精度来对具有多于一个数位的差异的两个值(比较器470的偏置，和像素310的输出信号)进行AD转换，在单光子入射的判定中复位信号计数时段和积累信号计数时段中的大部分是比较器470的偏置的检测时间。
在这样的情况下，如果提供将来自像素310的输出信号在进入比较器470之前放大四倍的放大器电路460，则像素310的输出信号的范围(0μV至600μV)变为四倍(0μV至2400μV)。此外，300μV的检测精度(S/2μV)通过1/4的检测精度而变得足够(1200μV)。请注意，如在图6中所描述的，比较器470的偏置的范围(几mV至几十mV)并不改变。
也就是说，通过提供放大器电路460，斜波的阶梯可以被变大(检测精度可以降低)。也就是说，可以仅仅降低对于比较器470的偏置分量的分辨率，而不降低对于像素310的输出信号的分辨率(可以对单光子入射的存在进行检测的检测精度)。
[成像元件的操作示例]
接下来，将参考附图来描述本技术的第一实施例中的成像元件100的操作。
图9是对在本技术的第一实施例的成像元件100中计算像素310的像素值时的处理过程进行图示的流程图。
请注意，在图9中，与在图4中图示的判定电路400的功能配置相对应的处理过程的示例将被图示。
首先，在所选择的行中的像素(像素310)中，放大器晶体管314的栅极端的电势(FD322的电势)被复位，并且复位信号被输出至垂直信号线341(步骤S911)。
接下来，通过放大器单元440来将从像素310中输出的复位信号放大N倍(N＞1)(步骤S912)。然后，通过ACDS单元410的电容413，来对通 过放大器单元440所放大的复位信号进行采样和保持(步骤S913)。请注意，步骤S912是在权利要求中描述的放大过程的示例。
然后，在由放大器单元440所放大的复位信号和采样并保持的信号之间的差异的信号(无信号)经受通过DCDS单元的AD转换单元421所进行的AD转换(步骤S914)。请注意，经受AD转换的无信号包含由比较器411和AD转换单元421所引起的噪声，并且用于对这些噪声进行偏置的值被数字地检测。然后，无信号的AD转换的结果作为偏置值被保持在寄存器422中(步骤S915)。请注意，步骤S914是在权利要求中描述的计算过程的示例。
接下来，在像素310中，在光电二极管311中积累的电子被转移至FD322，并且从像素310中输出积累信号(步骤S916)。这之后，通过放大器单元440来对从像素310中输出的积累信号放大N倍(N＞1)(步骤S917)。然后，在通过放大器单元440所放大的积累信号和采样并保持的信号之间的差异的信号(净积累信号)经受由DCDS单元420的AD转换单元421所进行的AD转换(步骤S918)。请注意，AD转换的结果包含有比较器411和AD转换单元421所引起的噪声。
然后，从减法器424中输出通过从净积累信号的AD转换结果值(第二次)中减去在寄存器422中保持的无信号的AD转换的结果值(第一次)所得到的值(步骤S919)。因此，由比较器411和AD转换单元421所引起的噪声(偏置分量)被抵消，并且仅仅从像素310输出的积累信号的数字值(净数字值)被输出。
根据本技术的第一实施例，提供放大器单元440(图5的放大器电路460)，并且根据信号的放大倍率(阶梯的电势差异)来设置AD转换的精度，由此可以提升偏置分量的AD转换的速度。请注意，随着积累信号的计数(多个阶梯)越小，则对于偏置分量的AD转换所需要的时间占据越多的AD转换时间。也就是说，在用途聚焦于低照度成像的成像元件中可以获得高效率，并且用于积累信号的计数(阶梯)被设置为小。
<2.第二实施例>
在本技术的第一实施例中，已经在假设其中在像素阵列单元中提供可以积累多个电子的像素并且积累信号具有多个值的情况下提供了描述。请注 意，如在本技术的第一实施例中所描述的，随着与积累信号的AD转换相对应的时间长度在积累信号计数时段内变得越短，则缩短用于进行AD转换的时间对于比较器的偏置的影响变得越大。也就是说，当在成像元件中将积累信号计数时段的时间长度设置为最短以便检测单光子入射的存在时，缩短用于执行对比较器的偏置进行AD转换的时间所带来的影响变得最高。
因此，在本技术的第二实施例中，将参考图10来描述对单光子入射的存在进行检测的成像元件。
[在对单光子入射的存在进行检测的成像元件中的功能配置的示例]
图10是对本技术的第二实施例的用于对单光子进行检测的判定电路(单光子检测判定电路600)的示例进行图示的概念图。
请注意，在成像元件中提供在图10中图示的单光子检测判定电路600，来代替图1的判定电路400。此外，单光子检测判定电路600具有与图1的判定电路400相似的配置。在图10中，与图1的判定电路400相类似的配置被类似于图1地描述为判定电路400。
单光子检测判定电路600对在像素(像素310)中光子入射的存在进行判定，并且包含判定电路400、二值判定单元611、加法器612和存储器613。
请注意，在单光子检测判定电路600中的判定电路400将基于从像素310供应的输出信号所生成的净数字值(像素值)供应至二值判定单元611。
二值判定单元611进行二值判定。二值判定单元611比较净数字值和二值判定单元611的参考信号(在图10中被图示为“REF”)，二值地判定到像素310的光子入射的存在，并且输出判定结果(在图10中被图示为“BINOUT”)。请注意，当没有入射光子时，设置在从像素310输出的信号(无信号)的数字值的中间值附近的值作为参考信号(REF)，并且当存在入射光子时，设置从像素310输出的信号(无信号)(例如，处于“0”和“100”中间的“50”是参考信号)。
例如，当从判定电路400供应的净数字值超过参考信号(REF)的值时，输出值为“1”的信号(BINOUT)，表示“存在入射的光子”。同时，当从判定电路400所供应的净数字值没有超过参考信号(REF)的值时，输出值为“0”的信号(BINOUT)，表示“不存在入射的光子”。也就是说，入射光子的存在从二值判定单元611中输出，作为二值判定结果的数字值(0或 1)。二值判定单元611将判定结果(BINOUT)供应至加法器612。
加法器612将从二值判定单元611所供应的判定结果的数字值与在存储器613中保持的每个像素的计数值相加。加法器612从存储器613中获取已经生成(已经由二值判定变为数字值的)积累信号的像素310的计数值，并且将二值判定结果的数字值与所获取的计数值相加。然后，加法器612将所叠加的计数值供应至存储器613，并且使得存储器613更新像素的计数值。
存储器613数字地存储指示每个像素的光强的计数值。存储器613将二值判定结果积累了预定次数的计数值从输出电路输出。请注意，在图10中，为了方便描述，至输出电路的信号线被省略。
请注意，在图10中，已经在假设其中在每个判定电路400中提供了二值判定单元611和加法器612的示例情况下给出了描述。然而，实施例并不局限于该示例，并且二值判定单元611和加法器612可以由多个判定电路400所共享。此外，二值判定电路611和加法器612可以被提供在接收来自半导体成像芯片的信号并且处理该信号的信号处理芯片中，而不是提供在半导体成像芯片(成像元件100)中。
接下来，将参考图11来描述在入射到每个像素上的光子的数目和检测结果之间的关系。
[在入射到每个像素上的光子数目和检测结果之间关系的示例]
图11是对本技术的第二实施例中在单元曝光时段内入射到每个像素上的光子数目和计数概率之间的关系进行描述的示图。
请注意，在成像元件的每个像素中，将在假设在光子均匀地并且随机地入射到成像元件的每个像素上的情况下来给出描述。请注意，假设光子也在时间意义上均匀地并且随机地入射。
在这样的条件下，在在单元曝光时段内入射到每个像素上的平均光子数目(平均光子数目)和对入射光子进行计数(单光子检测判定电路600判定为“1”)的概率(计数概率)之间的关系符合泊松分布。该关系符合泊松分布，并且因此在平均光子数目和计数概率之间的关系满足在下述公式1中描述的关系：
[数学公式1]
公式1
在此，P(k)是在曝光时段内在单元像素内光子的入射发生k次(入射k个光子)的概率。此外，λ是在单元曝光时段内入射到单元像素上的平均光子数目(平均光子数目)。此外，e是自然对数的底(≈2.718)。
也就是说，公式1的概率P(k)表明当在单元曝光时段内入射到每个像素上的光子数目是平均光子数目λ时，入射光子的数目是光子数目k的概率。
在此，将在假设在单位曝光时段内入射到成像元件的每个像素上的平均光子数目(平均光子数目λ)是“0.21”的情况下来描述计数概率。在这种情况下，光子数k和概率P(k)满足下述基于公式1的关系。
入射到单元像素上的光子是0个的概率是(k＝0):0.8105
入射到单元像素上的光子是1个的概率是(k＝1):0.1702
入射到单元像素上的光子是2个的概率是(k＝2):0.0179
入射到单元像素上的光子是3个的概率是(k＝3):0.0013
……(这之后，值是非常小的(0.0007或更少)，因此省略)。
如上文中所描述的，随着重叠光子的数目增加，则入射到单元像素上的光子彼此重叠的概率值变得越小。
接下来，将描述当光子以概率入射时由成像元件所生成的信号。
由单光子检测判定电路600所输出的为“0”的数字值对应于其中入射到像素上的光子是0个的情况。也就是说，数字值成为“0”的概率是“0.8105”，其是其中入射到单元像素上的光子是0个的情况的概率。
同时，由单光子检测判定电路600输出的为“1”的数字值对应于所有的其中入射到单元像素上的光子是1个或多个的情况。也就是说，数字值变为“1”的概率是“0.1894”，其是其中入射到单元像素上的光子是1个或多个的情况的概率的总值。
请注意，平均光子数目λ是“0.21”，计数概率“0.1894”表明大约10％的入射光子没有被计数(计数损失)。由于在单元曝光时段内在单元像素中的两个或多个光子入射被计数为“1”，而引起该计数损失。因此，随着平均光子数目λ变得更大，则计数损失变得更大。
已经在假设平均光子数目λ是“0.21”的情况下给出了描述。然而，当光子在空间和时间意义上均匀地并且随机地入射时，在平均光子数目λ和计数概率之间的关系是唯一的。也就是说，在计数概率和平均光子数目之间的关系是由在图11的图表中的实线(线511)所图示的，其中垂直轴表示计数概率并且水平轴表示在单元曝光时段内入射到每个像素上的平均光子数目。
请注意，在图11的图表中，通过点划线(点划线512)所图示的平均光子数目的位置标明其中大约10％的入射光子经受计数损失(10％检测损失位置)的位置。当允许大约10％的计数损失时，在平均光子数是“0.21”或更少的情况下可以保证线性度。从由成像元件生成的数字输出值来看，也就是说，当由成像元件所生成的数字值的计数概率是“0.1894”或者更少时，判定出：在确保线性度的亮度和曝光条件下已经进行了成像。同时，当计数概率超过“0.1894”(由在图6中的压缩区域513所图示的范围)时，判定出：存在很多计数损失，并且不能保证线性度。
请注意，如在图11的图表中所图示的，存在在计数概率和平均光子数目之间的关系。因此，通过保持对在图表中图示的关系(例如，泊松分布，函数或近似于泊松分布的表格)进行表示的数据，可以对计数值进行校正。该校正首先基于由成像元件生成的数字值来计算计数概率(具有值“1”的像素相对于所有像素的比率)，并且根据计数概率和对在图11的表格中图示的关系进行表示的数据计算平均光子数目，然后，根据所计算的平均光子数目来计算入射到成像元件上的光子数目。当进行该校正时，与其中在能够保证线性度的范围内使用成像元件的情况(无校正的情况下)相比较，检测动态范围可以增加大约一个数位。
如上文中所描述的，根据本技术的第二实施例，通过提供放大器单元440(图5的放大器电路460)，AD转换的速度被提升，并且可以进行单光子判定。特别地，当用于积累信号的计数(阶梯)变为最小时，偏置分量的AD转换时间相对于AD转换所需要时间的比率变为最高，并且因此可以获得通过提供放大器电路的最大效果。
<3.第三实施例>
在本技术的第一和第二实施例中，已经在假设在像素阵列单元中布置具有如图2中图示的配置的像素的情况下给出了描述。然而，本技术并不局限于这些实施例，并且即使在其中在像素阵列单元中布置具有另一配置的像素的情况下也可以类似地实施本技术。
因此，在本技术的第三实施例中，将参考图12和13来描述其中布置这样的像素的成像元件的示例，所述像素通过像素的积累信号来对在基底侧上 的放大器晶体管的电势进行调节，并且获得输出信号。
请注意，本技术的第三实施例的成像元件类似于在本技术的第一和第二实施例中的成像元件，除了在像素310的位置上在成像元件中包含有队在基底侧上的放大器晶体管的电势进行调节并且获得输出信号的像素(像素710)这一点之外。此外，在像素710中，输出信号(复位信号和积累信号)的顺序不同于像素310，并且因此在判定电路(判定电路400)中的操作顺序是不同的。因此，将参考图12来描述像素710的配置，并且然后将参考图11来描述时序。
[像素的电路配置的示例]
图12是对本技术的第三实施例的像素(像素710)的电路配置的示例进行图示的示意图。
像素710是通过像素的积累电荷来对在基底侧上的放大器晶体管的电势进行调节并且获得输出信号的像素。像素710包含光电二极管711和放大器晶体管714。
请注意，像素710是传统地公开的像素(例如，参见JP11-195778A)，并且因此将简要描述。
与放大器晶体管714相邻地提供光电二极管711，并且在阳极端侧(在图12中图示为节点721)上的光电二极管711的阱区(well region)被提供以便对放大器晶体管714的基底偏置进行调节。此外，放大器晶体管714的漏极端和用于供应漏极电压的信号线(信号线732)连接至光电二极管711的阴极端。此外，用于供应扫描信号的信号线(信号线731)连接至放大器晶体管714的栅极端，并且垂直信号线341连接至放大器晶体管714的源极端。
在该像素710中，通过光电二极管711的光电转换所生成的电荷(在此，空穴)积累在阳极端侧上的光电二极管711的阱区内(在图12中被图示为节点721)。积累的电荷(空穴)对放大器晶体管714的基底偏置进行调节，并且因此像素710的输出值垂直信号线341的信号被调节。
在这样的像素710中，积累的电荷总是保持在体积内较深的电势部分，并且较不容易在基底表面内的电荷陷阱(charge trap)中捕捉。因此，可以认为像素710适合于处理微小电荷。此外，通过完全耗尽在阳极端侧上的光电二极管711的阱区(节点721)，使得阱区处于复位状态，可以避免发生 kTC噪声。
请注意，当从像素710中读取信号时，首先，读取在积累状态下的信号。接下来，通过信号线731和信号线732来驱动像素710，并且节点721的电荷被释放至基底侧，并且使得像素710处于复位状态。然后，像素710读取在复位状态中的像素。这之后，通过采用在积累状态下的信号和在复位状态下地信号之间的差异，生成其中由于放大器晶体管714等的阈值变化而引起的偏置分量已经被偏置的信号(净数字值)。
如上文中所描述的，像素710的信号读取顺序与本技术的第一和第二实施例的像素(像素310)的信号读取顺序相反。也就是说，在判定电路(判定电路400)的操作顺序是相反的。
[成像元件的操作示例]
接下来，将参考附图来描述本技术的第三实施例中的成像元件的操作。
图13是对在本技术的第三实施例的成像元件中计算像素710的像素值时的处理过程的示例进行图示的流程图。
请注意，在图13中图示的流程图是在图9中图示的流程图的变形，并且其不同点在于，读取信号的顺序是相反的并且由ACDS的采样和保持所保持的信号是相反的。
在图13的流程图的步骤S931-S935中，在代替图9的步骤S911至S915中使用的复位信号而使用积累信号的情况下，进行处理。此外，在图13的流程图中的步骤S936至S938中，在代替图9的步骤S916至S918中使用的积累信号而使用复位信号的情况下，进行处理。请注意，图13的步骤S939对应于图9的步骤S919。
也就是说，首先，从在所选择的行内的像素(像素710)输出积累信号至垂直信号线341(步骤S931)，并且然后通过放大器单元440来将积累信号放大N倍(步骤S392)。然后，通过ACDS单元410的电容413来对由放大器单元440所放大的积累信号进行采样并保持。
在这之后，在由放大器单元440所放大的积累信号和采样并保持的积累信号之间的差异的信号(无信号)经受由DCDS单元420的AD转换单元421所进行的AD转换(步骤S934)。然后，在寄存器422中，无信号的AD转换结果被保持为偏置值(步骤S935)。
在这之后，在像素710中，使得在阳极端侧的光电二极管711的阱区(节 点721)处于复位状态，并且从像素710中输出复位信号(步骤S936)。在这之后，通过放大器单元440将从像素710输出的积累信号放大N倍(N＞1)(步骤S937)。然后，在由放大器单元440所放大的复位信号和采样并保持的积累信号之间的差异的信号(净积累信号)经受由DCDS单元420的AD转换单元421所进行的AD转换(步骤S938)。
然后，由减法器424输出通过从净积累信号的AD转换的结果值(第二次)中减去在寄存器422中保持的无信号的AD转换的结果值(第一次)所得到的值(步骤S939)。如上文中所描述的，即使当早于复位信号地输出积累信号时，由比较器411和AD转换单元421所导致的噪声(偏置分量)被抵消，并且可以生成仅由像素710输出的积累信号的数字值(净数字值)。
如上文中所描述的，根据本技术的第三实施例，即使当在输出积累信号之后输出复位信号的像素被提供时，也可以提升偏置分量的AD转换的速度。
<4.第四实施例>
在本技术的第一实施例中，已经描述了对复位信号和积累信号进行一次采样的示例。在此，如果增加采样的次数，则提高信噪(S/N)比。
因此，在本技术的第四实施例中，将参考图14来描述通过进行多次采样来获取具有较高S/N比的判定结果的示例。
[时序图的示例]
图14是对在本技术的第四实施例中当判定电路400进行多次采样时的示例进行图示的时序图。
请注意，在图4中图示的时序图是在图6中图示的时序图的修改，并且不同点在于，采样次数是不同的。因此，在图14中，将集中于多次采样来给出描述。请注意，在图14中，进行四次采样的示例将被描述为示例。
在图14中图示的时序T11至T18对应于图8的时序T1至T8。请注意，与图6的时序T3至T6相对应的时序T13至T16图示了在多次复位信号计数时段的第一复位信号计数时段内的时序。此外，与图6的时序T8和T9相对应的时序T18和T19图示了多次积累信号计数时段的第一积累信号计数时段内的时序。
请注意，关于在图14中图示的REF信号线211的电势，由于空间限制，通过斜线来图示斜波。此外，至于在图14中图示的时钟信号线481的电势，通过具有两条相交斜线的长方形来示意性地图示脉冲的供应时段。
帧F21至F24对应于图6的帧F2，并且图示在第一至第四复位信号计数时段内计数的停止时序。在图14的示例中，在复位信号的采样并保持进行期间四次供应用于对复位信号进行计数的斜波，并且对复位信号进行四次计数，如通过帧F21至F24所图示的那样。请注意，计数器480进行计数(计数器叠加)使得四次的计数值被叠加。也就是说，尽管在第一次是从初始值起开始计数，但是在第二至第四次中从最近一次的计数值的后续值起进行计数。
帧F31至F34对应于图6的帧F3，并且图示在第一至第四积累信号计数时段内计数的停止时序。如在图14中所图示的那样，当放大信号线469的电势是根据积累信号的电势时，用于对积累信号进行计数的斜波被供应四次，并且积累信号被计数四次，如通过帧F31至F34所图示的那样。请注意，类似于复位信号的计数，计数器480进行计数，使得四次的计数值被叠加。
在此，将描述通过多次采样所带来的S/N比的提升。例如，当进行K次采样时，积累信号的相加值变为K倍。同时，由于计数随机噪声，复位信号的相加值最小被抑制至√K。也就是说，S/N比最多被提高至√K倍。在图14中，进行四次采用，并且因此积累信号的相加值变成四倍，而当在各自采样时段内独立地噪声随机噪声时复位信号的相加值被抑制至两倍。
请注意，如在图8a和8b所图示的，通过放大器单元440的放大而减少了复位信号的AD转换所需要的时间(×1/N倍)。因此，与不包含放大器单元440的常规方法相比较，可以进行在相同检测时间内的多次采样。此外，从复位信号的AD转换开始(时序T13)至积累信号的AD转换开始(时序T18)之间的时间缩短大约1/N，并且因此通过数字CDS所带来的随机噪声的高频分量的偏置效果可以被提升。也就是说，通过组合由放大器进行的放大、多次采样和数字CDS，降低随机噪声的效果可以进一步提升。
如上文中所描述的，根据本技术的第四实施例，通过多次采样降低随机噪声的影响，并且可以改进偏置分量的AD转换的速度。
<5.第五实施例>
在本技术的第一至第四实施例中，已经描述了示例，其中在每列提供向输入提供正相输出的放大器。请注意，在本技术的实施例中，从像素输出的信号可以在被供应至比较器之前恰好放大，并且因此，关于放大信号的方法，可以考虑各种其他示例。
因此，在本技术的第五实施例中，将描述多种放大方法。请注意，图15图示其中替代放大器电路460而提供放大器电路的示例，并且图16和17图示其中不提供放大器电路并且像素的放大器晶体管是源极接地型晶体管，并且在像素中进行放大的示例。此外，图18和19图示其中不提供放大器电路460，像素的输出被反馈回至像素的浮置扩散，并且在像素中进行放大的示例。
[使用反相器的放大器电路来进行放大的示例]
图15是对在使用本技术的第五实施例的放大器电路来进行放大的示例中放大器电路(放大器电路1160)的电路配置示例的示例进行示意性图示的示图。
放大器电路1160包含反相器1161、电容1162和1163和开关1164。
反相器1161的输入端连接至电容1162的一个电极、电容1163的一个电极、和开关1164的一端点。此外，反相器1161的输出端连接至电容1163的另一个电极和开关1164的另一端点，并且通过放大信号线469连接至电容471的一个电极。此外，电容1162的另一电极通过竖直信号线341连接至像素310。
放大器电路1160在使用CMOS反相器(反相器1161)的情况下对输入信号(PXOUT)进行放大，并且根据两个电容(电容1162和1163)的比率来进行信号放大。请注意，放大器1160是使用反相器的放大器，并且因此输出信号(PXAOUT)是输入信号的相反相位(PXOUT)。
此外，与在图5中图示的放大器电路460相比较，放大器电路1160具有作为随机噪声生成的大的1/f噪声，并且要生成的噪声大。因此，作为构成反相器1161的晶体管，需要提供比在各个像素中所提供的放大器晶体管(图2的放大器晶体管314)具有足够更大的面积的晶体管。例如，当包含有放大器电路1160的判定电路被提供在成像元件中时，如果判定电路由多个列所共享，则分配给各个放大器电路1160的面积可以更大。
如在图15中所图示的那样，像素的输出可以被使用反相器的放大器(放大器电路1160)放大。
[在像素中提供源极接地型放大器晶体管并且对来自像素的输出进行放大的示例]
图16是在将本技术的第五实施例的源极接地型NMOS晶体管提供在像 素中作为放大器晶体管并且对来自像素的输出进行放大的示例中对像素(像素1210)的电路配置进行图示的示意图。
像素1210包含源极接地型放大器晶体管1211，来代替在图2的像素中所包含的源极跟随型放大器晶体管314。请注意，除了放大器晶体管1211之外的像素配置，类似于图2的配置，并且因此标注和图2一样的附图标记，并省略描述。
放大器晶体管1211是由其源极端侧接地的源极接地型NMOS晶体管构成的放大器晶体管。放大器晶体管1211的漏极端连接至恒流源1219，并且通过竖直信号线341连接至判定电路。放大器晶体管1211是源极接地型放大器晶体管，并且因此对输入(FD322的电势)进行放大，并且能够将该输入输出至竖直信号线341。
在此，将描述放大器晶体管1211的放大增益。放大器晶体管1211的操作满足下述公式的关系，例如
ΔId＝gm·ΔVg+ΔVd/Rd 公式2
在此，ΔId是距离在放大之前漏极电流的漏极电流变化量。gm是跨导。ΔVg是在距离放大之前的栅极电压的栅极电压变化量，Rd是漏极阻抗，并且ΔVd是距离放大之前的漏极电压的漏极电压变化量。
在公式2的关系中，放大器晶体管1211的漏极端连接至电流源负载(ΔId＝0)，放大器晶体管1211的放大增益(Av)满足下述公式3的关系。
Av＝ΔVd/ΔVg＝-gm·Rd 公式3
如从公式3中的负号中可以看到的那样，放大器晶体管1211的输出是相反相位。此外，放大倍数典型地大于1(大得多)，并且因此通过放大器晶体管1211来对像素的输出信号进行放大。在本技术的第五实施例中，当信号从放大器晶体管1211输出时信号被放大，并且因此不需要在判定电路中提供放大器电路。也就是说，当像素1210被提供在成像元件中时，在图5中图示的判定电路400的放大器电路460被省略，并且通过放大器晶体管1211所放大的像素1210的输出被直接供应至电容471。
请注意，跨导gm和漏极阻抗r是根据运行点(operating point)的变化而轻微改变的值。因此来自放大器晶体管1211的输出在线性度上是较差的。然而，当在单光子检测中进行二值判定时，仅仅少量电子被积累，并且FD322的电势的变化小，并且运行点变得基本不变。此外，在单光子检测的情况下， 仅仅判定信号的存在(0或1)。也就是说，在像素中提供源极接地型放大器的该示例特别适合于单光子检测。此外，在该示例中，与非必须的晶体管和电路的添加(例如添加在图5中图示的判定电路400的放大器电路460)相关联的随机噪声的增加并不发生。
请注意，在图16中，已经描述了其中恒流源1219和像素的电源(通过电源线323供应至像素的电源(电源电压))是分开的示例。在图16中，假设PMOS晶体管在饱和区域使用而作为恒流源1219。在这种情况下，通过使得恒流源1219的电源的电势大于像素的通过电源线323供应至像素的电源电势，可以确保适合于放大的运行点。
请注意，在图16中，已经描述了其中源极接地型放大器晶体管1211由典型的NMOS晶体管构成的示例。然而，在使用PMOS晶体管的情况下，源极接地型放大器晶体管可以提供在像素中。在这种情况下，不需要将恒流源的电源电势设置得高于像素的电源电势，并且因此可以容易进行设置恒流源的电源电势。接下来，将结合图17来描述其中源极接地型放大器晶体管1211由PMOS晶体管构成的示例。
图17是将本技术的第五实施例的源极接地型PMOS晶体管作为放大器晶体管提供在像素中并且对来自像素的输出进行放大的示例中对像素(像素1220)的电路配置的示例进行图示的示意图。
像素1220包含由源极接地型PMOS晶体管构成的放大器晶体管1221，来代替由图16的源极接地型NMOS晶体管构成的放大器晶体管314。请注意，除了放大器晶体管1221之外的像素配置类似于图2和16中的配置，并且因此标记相同的附图标记并且在此省略描述。
放大器晶体管1221是由源极接地型PMOS晶体管构成的放大器晶体管。放大器晶体管1221的栅极端连接至FD322，并且源极端连接至电源线323和复位晶体管313的漏极端。此外，放大器晶体管1221的漏极端连接至恒流源1229，并且通过竖直信号线341连接至判定电路。放大器晶体管1221生成正相输出，类似于图2的放大器晶体管314。
如上文中所描述的，当提供源极接地型PMOS晶体管作为像素的放大器晶体管时，可以在CMOS图像传感器中使用典型的NMOS晶体管作为恒流负载(恒流源1229的负载)。此外，与在图16中图示的像素1210相比较，即使在使得恒流源的电源电势高于像素的电源电势的情况下也能够保证运 行点，并且因此可以容易地进行对运行点的设置。
请注意，在图16和17中，已经在假设将晶体管用作恒流源负载的情况下给出了描述。然而，如果输出阻抗可以被忽视，则可以使用电阻元件。此外，在这种情况下，可以使得在源极接地型放大器晶体管中的放大增益足够地大于1。
在图16和17中，已经描述了其中改变像素的配置并且进行放大的示例。然而，可以考虑将像素的输出反馈至像素并且进行放大的示例。接下来，将在采用两种反馈放大的情况下结合图18和19来描述反馈像素输出并且进行放大的示例。
[反馈输出并且进行放大的示例]
图18是在将来自本技术的第五实施例的像素中的输出反馈至浮置扩散的示例中对像素(像素1230)的电路配置的示例进行图示的示意图。
除了图2的像素310的配置之外，像素1230还包含其一端点连接至FD322的电容(电容1232)。请注意，放大器晶体管314是源极跟随型放大器晶体管，类似于图2的配置，针对每列(每个竖直信号线341)提供像素1230和反馈电路(反馈放大器1231)。
反馈放大器1231是将像素的供应至竖直信号线341的输出信号反馈至已经输出输出信号的像素的FD322的反馈电路。例如通过PMOS晶体管源极跟随器来实现反馈放大器1231。请注意，在图18中，省略构成反馈放大器1231(PMOS晶体管和恒流源(恒流负载晶体管))的配置的图示，并且通过表示放大器的三角形符号来图示反馈放大器1231。此外，在图18中，反馈放大器1231提供在每列中而不是提供在每个像素中，这不同于像素的配置，通过虚线来图示反馈放大器1231的输入侧和输出侧信号线。
反馈放大器1231的输入端(PMOS晶体管的栅极端)连接至竖直信号线341。反馈放大器1231的输出端(PMOS晶体管的源极端)连接至在连接至竖直信号线341的每个像素中提供电容1232的一端点。也就是说，反馈放大器1231根据供应至竖直信号线341的输出信号，来改变已经输出输出信号的像素的电容的一端点的电势。请注意，反馈放大器1231由PMOS晶体管构成，并且在输入和输出之间的关系是正相的，并且因此将正反馈施加至FD322的电势。
电容1232是用于对像素的反馈放大器1231和FD322的输出进行耦合 的电容。也就是说，FD322的电势根据反馈放大器1231的通过电容器1232的电容耦合的输出来进行变化。
请注意，尽管在图18中没有具体图示，但是当多个像素连接至竖直信号线341时，除了已经输出输出信号的像素之外的像素的FD322的电势也发生变化。因此，为了避免电势的变化，用作开关的晶体管被提供在每个像素的电容1232和反馈放大器1231之间(未图示)。然后，仅仅使得已经输出输出信号的像素的晶体管处于导通状态，而使得其他像素的晶体管处于非导通状态。相应地，反馈仅仅施加于已经输出输出信号的像素的FD322。
如上文中所描述的，通过将像素的输出反馈至FD322，可以对像素的输出进行放大。
图19是在将来自本技术的第五实施例的像素的输出反馈至放大器晶体管的漏极端的情况下对像素(像素1240)的电路配置的示例进行图示的示意图。
在像素1240中，图2的像素310的放大器晶体管314的漏极端连接至用于供应放大器晶体管314的漏极端电势的线(信号线1249)，而不是连接至电源线323。除了上述之外，配置类似于图2的像素310的配置，并且因此在此省略描述。针对每一列，提供像素1240和反馈电路(反馈放大器1241)。请注意，反馈放大器1241类似于在图18中图示的反馈放大器1231，除了输出被输出至信号线1249之外。因此，在此，将仅描述输出至信号线1249的电势的影响。
如在图19中图示的，在像素1240中，反馈放大器1231的输出直接连接至放大器晶体管314的漏极，并且反馈放大器1231的输出代替常规电源连接。相应地，在像素1240中，放大器晶体管314的漏极端的电势根据反馈放大器1231的输出而发生变化。请注意，放大器晶体管314的漏极扩散层具有带有栅电极的强寄生电容(浮置扩散)。因此，当在漏极侧的电势变化时，由在栅极和漏极之间的寄生电容改变放大器晶体管314的栅极电势(FD322的电势)。也就是说，由于反馈放大器1241的输出，信号线1249的电势下降通过寄生电容成为到FD322的正反馈，并且像素的输出信号被放大。
如在图15至19所图示的那样，可以通过各种方法对像素的输出进行放大。也就是说，通过在使用如在本技术的第一实施例中所描述的放大的输出 的情况下进行AD转换，可以提高对偏置分量的AD转换速度。
如上文中所描述的，根据本技术的实施例，可以提高AD转换速度。也就是说，根据本技术的实施例，可以以低噪声和高准确度来对来自像素的微小信号(包含单光子信号)进行检测，并且通过使用信号来提升帧频，各种高性能成像成为可能。
请注意，在本技术的实施例中图示的成像元件可以被广泛地应用为在常规电子装置中的光检测单元，其中提供光电倍增管、雪崩光电二极管或者光电二极管。例如，成像元件可以应用于成像板(imaging plate)的荧光扫描器，或者辐射的闪烁计数器。除了上述之外，成像元件可以应用于DNA芯片的检测器、被称作数字射线照相术(DR)的X射线成像设备、计算机断层造影(CT)设备、单光子发射断层造影(SPECT)设备等。特别地，成像元件是CMOS图像传感器并且因此可以以低成本大量生产。因此，通过在由于光电倍增管的高成本而只能包含少量光检测单元的电子装置中提供大量光检测单元，能够提升检测速度(根据日文公开添加)。
例如，如果在本技术的实施例中图示的成像元件被引入到CT设备的检测器中，则与由常规光电二极管构成的检测器相比较，可以检测更高敏感的闪烁光，并且因此成像单元可以有助于高准确性地检测和由于X射线剂量的降低而带来的低曝光剂量。请注意，相同的适用于常规使用的使用光电倍增管的伽马射线检测，诸如SPECT或PET。
请注意，不仅其中提供大量检测头的电子装置具有该效果，而且使用单个检测头的电子装置也具有相似的效果。例如，如果本技术应用于放射闪烁剂量仪，则可以在使用低廉的半导体成像元件的情况下实现超高敏感便携式剂量仪。
请注意，上述实施例是用于实现本技术的示例，并且在用于说明本发明的实施例和内容中的内容具有对应性。相似地，用于说明在权利要求中的发明的内容和在本技术的实施例中的对其提供相同名称的内容，具有对应性。请注意，本技术并不局限于这些实施例，并且可以通过对实施例应用各种修改来实现本技术，而不超出本技术的主旨。
请注意，本技术可以采用如下配置。
(1)一种成像元件，包含：放大器，其被配置为以大于1的倍率对像素的信号进行放大，所述像素输出所述信号之一作为复位信号，该信号处于 其中不存在由光子引起的电荷的积累的状态中，并且所述像素输出其他信号作为积累信号，该信号处于其中存在由光子引起的电荷的积累的状态中；和计算单元，其被配置为在使用放大的信号的情况下生成与自身偏置分量的量相对应的偏置量信号，并且在使用所生成的偏置量信号和针对放大的积累信号的AD转换所设置的精度的情况下计算与自身偏置分量的量相对应的数字值。
(2)按照(1)的成像元件，其中所述计算单元包含：保持单元，其被配置为保持在放大的信号中的电荷，比较单元，其被配置为使得输入将所保持的电荷和放大的信号偏置的信号并且使用该信号作为偏置量信号，以便将其中阶梯电势差与精度相对应的斜波的参考信号电势和偏置量信号的电势进行比较，并且生成表明哪个电势更高的偏置量信号比较结果；和计数单元，其被配置为对从比较开始到偏置量信号比较结果反相为止与斜波的阶梯相对应的脉冲进行计数，并且计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
(3)按照(2)的成像元件，其中，所述保持单元保持在放大的复位信号的信号中的电荷，并且所述比较单元使用已对保持的电荷和放大复位信号的信号进行偏置的信号作为偏置量信号来进行比较，并且生成偏置量信号比较结果。
(5)按照(3)的成像元件，其中，所述比较单元在计算积累信号的数字值时，使用已对保持的电荷和放大积累信号的信号进行偏置的信号作为待数字化信号，比较斜波参考信号的电势和待数字化信号的电势，并且生成表明哪个电势更大的待数字化信号比较结果，并且所述计数单元在计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值时基于偏置量信号比较结果从初始状态的计数值进行向下计数，并且在计算积累信号的数字值时，基于待数字化信号比较结果从向下计数之后的计数值进行向上计数，并且计算积累信号的数字值，从所述积累信号的数字值中已经去除了与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
(5)按照(4)的成像元件，其还包含：二值判定单元，其被配置为比较积累信号的计算数字值和阈值，并且二值判定至已经生成积累信号的像素的光子入射的存在。
(6)按照(4)的成像元件，其中，所述比较单元连续地多次对相同偏置量信号生成偏置信号比较结果，并且连续地多次对相同的待数字化信号生 成待数字化信号比较结果，并且所述计数单元基于连续多次生成的偏置信号比较结果的相应向下计数值的相加值和连续多次生成的待数字化信号比较结果的相应向上计数值的相加值，来计算积累信号的数字值。
(7)按照(2)的成像元件，其中，所述保持单元保持在放大积累信号的信号中的电荷，所述比较单元在生成偏置量信号比较结果时生成已经对保持的电荷和放大积累信号的信号进行偏置的信号作为偏置量信号，并且在计算积累信号的数字值时，使用已经对保持的电荷和放大积累信号进行偏置的信号作为待数字化信号、对斜波的参考信号的电势和待数字化信号的电势进行比较、且生成待数字化信号比较结果，并且所述计数单元在计算与所述比较单元的偏置分量相对应的数字值时基于偏置量信号比较结果从初始状态的计数值进行向下计数，并且在计算积累信号的数字值时，基于待数字化比较结果从向下计数后的计数值进行向上计数，并且计算积累信号的数字值，从所述积累信号的数字值中已经去除了与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
(8)按照(2)的成像元件，其中，在根据由于在放大器中设置的放大倍数的增加而减小的精度的情况下，比较单元进行比较。
(9)按照(1)到(8)的任一个的成像元件，其中，所述放大器由在每个计算单元中所提供的运算放大器或者由互补金属氧化半导体(CMOS)反相器构成。
(10)按照(1)到(8)的任一个的成像元件，其中，所述放大器由在每个像素中提供的源极接地型放大器晶体管构成。
(11)按照(1)到(8)的任一个的成像元件，其中，所述放大器由反馈电路构成，所述反馈电路将由像素输出的信号的电势反馈至在已经输出信号的像素的浮置扩散中的电势。
(12)一种成像装置，其包含：放大器，其被配置为以大于1的倍率对像素的信号进行放大，所述像素输出所述信号之一作为复位信号，该信号处于其中不存在由光子引起的电荷的积累的状态中，并且所述像素输出其他信号作为积累信号，该信号处于其中存在由光子引起的电荷的积累的状态中；和计算单元，其被配置为在使用放大的信号的情况下生成与自身偏置分量的量相对应的偏置量信号，并且在使用所生成的偏置量信号和针对放大的积累信号的AD转换所设置的精度的情况下计算与自身偏置分量的量相对应的数 字值。
(13)一种电子装置，其包含：放大器，其被配置为以大于1的倍率对像素的信号进行放大，所述像素输出所述信号之一作为复位信号，该信号处于其中不存在由光子引起的电荷的积累的状态中，并且所述像素输出其他信号作为积累信号，该信号处于其中存在由光子引起的电荷的积累的状态中；和计算单元，其被配置为在使用放大的信号的情况下生成与自身偏置分量的量相对应的偏置量信号，并且在使用所生成的偏置量信号和针对放大的积累信号的AD转换所设置的精度的情况下计算与自身偏置分量的量相对应的数字值。
(14)一种成像方法，其包含：放大过程，其中以大于1的倍率对像素的信号进行放大，所述像素输出所述信号之一作为复位信号，该信号处于其中不存在由光子引起的电荷的积累的状态中，并且所述像素输出其他信号作为积累信号，该信号处于其中存在由光子引起的电荷的积累的状态中；和计算过程，其中在使用放大的信号的情况下生成与自身偏置分量的量相对应的偏置量信号，并且在使用所生成的偏置量信号和针对放大的积累信号的AD转换所设置的精度的情况下计算与自身偏置分量的量相对应的数字值。
参考标记列表
100 成像元件
112 第一垂直驱动电路
114 寄存器
115 垂直驱动电路
118 输出电路
210 REF信号生成单元
400 判定电路
410 ACDS单元
411 比较器
412、423和464 开关
413、462、463、471和472 电容
420 DCDS单元
421 AD转换单元
422 寄存器
424 减法器
440 放大器单元
460 放大器电路
470 寄存器
480 计算器

Claims (13)

1.一种成像元件，其包含：
放大器，其被配置为以大于1的倍率对像素的信号进行放大，所述像素输出所述信号之一作为复位信号，该信号处于其中不存在由光子引起的电荷的积累的状态中，并且所述像素输出其他信号作为积累信号，该信号处于其中存在由光子引起的电荷的积累的状态中；和
计算单元，其被配置为在使用放大的信号的情况下生成与自身偏置分量的量相对应的偏置量信号，并且在使用所生成的偏置量信号和针对放大的积累信号的AD转换所设置的精度的情况下计算与自身偏置分量的量相对应的数字值，
其中所述计算单元包含：
保持单元，其被配置为保持在放大的信号中的电荷，
比较单元，其被配置为使得输入将所保持的电荷和放大的信号偏置的信号并且使用该信号作为偏置量信号，以便将其中阶梯电势差与精度相对应的斜波的参考信号电势和偏置量信号的电势进行比较，并且生成表明哪个电势更高的偏置量信号比较结果；和
计数单元，其被配置为对从比较开始到偏置量信号比较结果反相为止与斜波的阶梯相对应的脉冲进行计数，并且计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
2.按照权利要求1所述的成像元件，其中，
所述保持单元保持在放大的复位信号的信号中的电荷，并且
所述比较单元使用已对保持的电荷和放大复位信号的信号进行偏置的信号作为偏置量信号来进行比较，并且生成偏置量信号比较结果。
3.按照权利要求2所述的成像元件，其中，
所述比较单元在计算积累信号的数字值时，使用已对保持的电荷和放大积累信号的信号进行偏置的信号作为待数字化信号，比较斜波参考信号的电势和待数字化信号的电势，并且生成表明哪个电势更大的待数字化信号比较结果，并且
所述计数单元在计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值时基于偏置量信号比较结果从初始状态的计数值进行向下计数，并且在计算积累信号的数字值时，基于待数字化信号比较结果从向下计数之后的计数值进行向上计数，并且计算积累信号的数字值，从所述积累信号的数字值中已经去除了与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
4.按照权利要求3所述的成像元件，其还包含：
二值判定单元，其被配置为比较积累信号的计算数字值和阈值，并且二值判定至已经生成积累信号的像素的光子入射的存在。
5.按照权利要求3所述的成像元件，其中，
所述比较单元连续地多次对相同偏置量信号生成偏置信号比较结果，并且连续地多次对相同的待数字化信号生成待数字化信号比较结果，并且
所述计数单元基于连续多次生成的偏置信号比较结果的相应向下计数值的相加值和连续多次生成的待数字化信号比较结果的相应向上计数值的相加值，来计算积累信号的数字值。
6.按照权利要求1所述的成像元件，其中，
所述保持单元保持在放大积累信号的信号中的电荷，
所述比较单元在生成偏置量信号比较结果时生成已经对保持的电荷和放大积累信号的信号进行偏置的信号作为偏置量信号，并且在计算积累信号的数字值时，使用已经对保持的电荷和放大积累信号进行偏置的信号作为待数字化信号、对斜波的参考信号的电势和待数字化信号的电势进行比较、且生成待数字化信号比较结果，并且
所述计数单元在计算与所述比较单元的偏置分量相对应的数字值时基于偏置量信号比较结果从初始状态的计数值进行向下计数，并且在计算积累信号的数字值时，基于待数字化比较结果从向下计数后的计数值进行向上计数，并且计算积累信号的数字值，从所述积累信号的数字值中已经去除了与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
7.按照权利要求1所述的成像元件，其中，在根据由于在放大器中设置的放大倍数的增加而减小的精度的情况下，比较单元进行比较。
8.按照权利要求1所述的成像元件，其中，所述放大器由在每个计算单元中所提供的运算放大器或者由互补金属氧化半导体(CMOS)反相器构成。
9.按照权利要求1所述的成像元件，其中，所述放大器由在每个像素中提供的源极接地型放大器晶体管构成。
10.按照权利要求1所述的成像元件，其中，所述放大器由反馈电路构成，所述反馈电路将由像素输出的信号的电势反馈至在已经输出信号的像素的浮置扩散中的电势。
11.一种成像装置，其包含：
放大器，其被配置为以大于1的倍率对像素的信号进行放大，所述像素输出所述信号之一作为复位信号，该信号处于其中不存在由光子引起的电荷的积累的状态中，并且所述像素输出其他信号作为积累信号，该信号处于其中存在由光子引起的电荷的积累的状态中；和
计算单元，其被配置为在使用放大的信号的情况下生成与自身偏置分量的量相对应的偏置量信号，并且在使用所生成的偏置量信号和针对放大的积累信号的AD转换所设置的精度的情况下计算与自身偏置分量的量相对应的数字值，
其中所述计算单元包含：
保持单元，其被配置为保持在放大的信号中的电荷，
比较单元，其被配置为使得输入将所保持的电荷和放大的信号偏置的信号并且使用该信号作为偏置量信号，以便将其中阶梯电势差与精度相对应的斜波的参考信号电势和偏置量信号的电势进行比较，并且生成表明哪个电势更高的偏置量信号比较结果；和
计数单元，其被配置为对从比较开始到偏置量信号比较结果反相为止与斜波的阶梯相对应的脉冲进行计数，并且计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
12.一种电子装置，其包含：
放大器，其被配置为以大于1的倍率对像素的信号进行放大，所述像素输出所述信号之一作为复位信号，该信号处于其中不存在由光子引起的电荷的积累的状态中，并且所述像素输出其他信号作为积累信号，该信号处于其中存在由光子引起的电荷的积累的状态中；和
计算单元，其被配置为在使用放大的信号的情况下生成与自身偏置分量的量相对应的偏置量信号，并且在使用所生成的偏置量信号和针对放大的积累信号的AD转换所设置的精度的情况下计算与自身偏置分量的量相对应的数字值，
其中所述计算单元包含：
保持单元，其被配置为保持在放大的信号中的电荷，
比较单元，其被配置为使得输入将所保持的电荷和放大的信号偏置的信号并且使用该信号作为偏置量信号，以便将其中阶梯电势差与精度相对应的斜波的参考信号电势和偏置量信号的电势进行比较，并且生成表明哪个电势更高的偏置量信号比较结果；和
计数单元，其被配置为对从比较开始到偏置量信号比较结果反相为止与斜波的阶梯相对应的脉冲进行计数，并且计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
13.一种成像方法，其包含：
放大过程，其中以大于1的倍率对像素的信号进行放大，所述像素输出所述信号之一作为复位信号，该信号处于其中不存在由光子引起的电荷的积累的状态中，并且所述像素输出其他信号作为积累信号，该信号处于其中存在由光子引起的电荷的积累的状态中；和
计算过程，其中在使用放大的信号的情况下生成与自身偏置分量的量相对应的偏置量信号，并且在使用所生成的偏置量信号和针对放大的积累信号的AD转换所设置的精度的情况下计算与自身偏置分量的量相对应的数字值，
其中所述计算过程包含：
保持在放大的信号中的电荷，
使得输入将所保持的电荷和放大的信号偏置的信号并且使用该信号作为偏置量信号，以便将其中阶梯电势差与精度相对应的斜波的参考信号电势和偏置量信号的电势进行比较，并且生成表明哪个电势更高的偏置量信号比较结果；和
对从比较开始到偏置量信号比较结果反相为止与斜波的阶梯相对应的脉冲进行计数，并且计算与比较单元的偏置分量相对应的数字值。
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