JP2016042650A - 半導体光検出装置、放射線計数装置、および、半導体光検出装置の制御方法 - Google Patents

半導体光検出装置、放射線計数装置、および、半導体光検出装置の制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】撮像素子において信号のノイズを低減する。【解決手段】画素回路が、所定の初期電圧のリセット信号と光の露光量に応じた信号電圧の露光信号とを順に生成する。アナログデジタル変換部が、所定のリセットサンプリング間隔で前記リセット信号を第１のデジタル信号に変換するリセットサンプリング処理と所定のリセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で露光信号を第２のデジタル信号に変換する露光サンプリング処理とを順に行う。検出部が、第１および第２のデジタル信号に基づいて前記光を検出する。【選択図】図４

Description

本技術は、半導体光検出装置、放射線計数装置、および、半導体光検出装置の制御方法に関する。詳しくは、相関二重サンプリングを行う半導体光検出装置、放射線計数装置、および、半導体光検出装置の制御方法に関する。
近年デジタルスチルカメラやカムコーダ、監視カメラ等の用途に、ＣＭＯＳ（Complementary Metal-Oxide Semiconductor）イメージャが広く使われるようになり、市場も拡大している。このＣＭＯＳイメージャにおける各画素は、入射した光をフォトダイオードで電子に変換する。そして、画素は、その電子を一定期間蓄積した上で、その蓄積電荷量を反映した信号を、画素内に配置したアンプ素子を介してチップに内蔵されたＡＤ（Analog to Digital）変換器に出力する。ＡＤ変換器は、画素からの信号をデジタル化して次段の画像処理回路や信号処理回路へ出力する。ＣＭＯＳイメージャにおいては、撮像のためにこのような画素がマトリクス状に配置されている（例えば、特許文献１参照。）。
このような画素から信号を読み出す際は、ＣＭＯＳイメージャは、以下のような操作を行う。即ち、ＣＭＯＳイメージャは、画素内のアンプ素子の入力ノード（浮遊拡散層など）に蓄積電荷を転送する前に、その入力を例えば電源電圧にリセットし、浮遊化させる。この際アンプの入力ノードにリセットノイズ（ｋＴＣノイズ）が生じるため、ＣＭＯＳイメージャは、このリセット状態のリセット信号を画素から読み出し、サンプリングして基準信号とする。これに引き続いてＣＭＯＳイメージャ―は蓄積電荷の転送を行い、その信号を露光信号として画素から読み出してサンプリングする。そして、ＣＭＯＳイメージャは、サンプリングしたそれらの信号の差分をとることによってｋＴＣノイズを相殺する。この信号処理は、相関二重サンプリング（ＣＤＳ：Correlated Double Sampling）と呼ばれる。
ここで、各画素からサンプリングにより出力される信号は、画素内に配置されたアンプ素子のランダムノイズや、検出回路自体のランダムノイズを含む。これらのランダムノイズを低減する方法としては、相関二重サンプリングにおいてリセット信号および露光信号のそれぞれに対して複数回のサンプリングを行って、結果を加算または平均化するのが有効である。このように、相関二重サンプリングにおいて、リセット信号または露光信号に対して、複数回のサンプリングを行うことを以下、多重サンプリングと称する。
特開２０１１−９７５８１号公報
フォトンカウントなどに上述のＣＭＯＳイメージャを用いる際には、画素を徹底的に低ノイズ化し、超微小光の検出を可能とすることが求められる。この際に問題になるのは画素アンプの１／ｆノイズである。ここで、１／ｆノイズは、周波数が低いほど、ノイズパワーが大きくなるノイズである。検出回路による帯域カットや、上述の多重サンプリングによれば、熱雑音をはじめとする高周波帯域のノイズは低減が可能であるが、低周波数帯域のノイズ成分の低減は困難である。このため、低周波数帯域にも大きなノイズ成分を持つ１／ｆノイズの低減が困難である。
本技術はこのような状況に鑑みて生み出されたものであり、撮像素子において信号のノイズを低減することを目的とする。
本技術は、上述の問題点を解消するためになされたものであり、その第１の側面は、所定の初期電圧のリセット信号と光の露光量に応じた信号電圧の露光信号とを順に生成する画素回路と、所定のリセットサンプリング間隔で上記リセット信号を第１のデジタル信号に変換するリセットサンプリング処理と上記所定のリセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で上記露光信号を第２のデジタル信号に変換する露光サンプリング処理とを順に行うアナログデジタル変換部と、上記第１および第２のデジタル信号に基づいて上記光を検出する検出部とを具備する半導体光検出装置、および、その制御方法である。これにより、リセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で露光信号がデジタル信号に変換されるという作用をもたらす。
また、この第１の側面において、上記露光サンプリング間隔は、上記リセットサンプリング間隔の０．７乃至２．０倍の値であってもよい。これにより、リセットサンプリング間隔の０．７倍乃至２．０倍の露光サンプリング間隔で露光信号がデジタル信号に変換されるという作用をもたらす。
また、この第１の側面において、上記露光サンプリング間隔は、上記リセットサンプリング間隔の０．７乃至１．５倍の値であってもよい。これにより、リセットサンプリング間隔の０．７倍乃至１．５倍の露光サンプリング間隔で露光信号がデジタル信号に変換されるという作用をもたらす。
また、この第１の側面において、上記露光サンプリング間隔は、上記リセットサンプリング間隔と略同一の値であってもよい。これにより、リセットサンプリング間隔と同一の露光サンプリング間隔で露光信号がデジタル信号に変換されるという作用をもたらす。
また、この第１の側面において、上記アナログデジタル変換部は、上記リセット信号のサンプリングのタイミングが経過したときから一定の速度で電圧が変化する第１のスイープ信号と上記リセット信号とのそれぞれの電圧を比較する処理と上記露光信号のサンプリングのタイミングが経過したときから一定の速度で電圧が変化する第２のスイープ信号と上記リセット信号とのそれぞれの電圧を比較する処理とを順に行う比較部と、上記比較部の比較結果に応じて計数値を計数して上記計数値の信号を上記デジタル信号として供給するカウンタとを具備し、上記第１および第２のスイープ信号のそれぞれの変化量は同一であってもよい。これにより、第１のスイープ信号とリセット信号とのそれぞれの電圧が比較され、第１のスイープ信号同一のスイープ量の第２のスイープ信号と露光信号とのそれぞれの電圧が比較されるという作用をもたらす。
また、この第１の側面において、上記アナログデジタル変換部は、上記リセット信号を３回より多い回数に亘って上記第１のデジタル信号に変換し、上記露光信号を３回より多い回数に亘って上記第２のデジタル信号に変換してもよい。これにより、リセット信号および露光信号が、３回より多い回数に亘ってデジタル信号に変換されるという作用をもたらす。
また、この第１の側面において、上記検出部は、上記第１のデジタル信号と上記第２のデジタル信号との差分に基づいて上記光を検出してもよい。これにより、第１のデジタル信号と第２のデジタル信号との差分に基づいて光が検出されるという作用をもたらす。
また、この第１の側面において、上記検出部は、上記差分に応じた値が所定の閾値を超えるか否かにより上記光を検出してもよい。これにより、差分に応じた値が所定の閾値を超えるか否かにより光が検出されるという作用をもたらす。
また、この第１の側面において、上記検出部は、上記差分の統計量を上記光の検出結果として算出してもよい。これにより、差分の統計量が光の検出結果として算出されるという作用をもたらす。
また、本技術の第２の側面は、放射線が入射されるとシンチレーション光を発光するシンチレータと、所定の初期電圧のリセット信号と上記シンチレーション光の露光量に応じた信号電圧の露光信号とを順に生成する画素回路と、所定のリセットサンプリング間隔で上記リセット信号を第１のデジタル信号に変換するリセットサンプリング処理と上記所定のリセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で上記露光信号を第２のデジタル信号に変換する露光サンプリング処理とを順に行うアナログデジタル変換部と、上記第１および第２のデジタル信号に基づいて上記光を検出する検出部とを具備する放射線計数装置である。これにより、リセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で露光信号がデジタル信号に変換されるという作用をもたらす。
本技術によれば、撮像素子において信号のノイズを低減することができるという優れた効果を奏し得る。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
第１の実施の形態における撮像素子の一構成例を示すブロック図である。 第１の実施の形態における画素回路の一構成例を示す回路図である。 第１の実施の形態における画素回路の動作の一例を示すタイミングチャートである。 第１の実施の形態における検出回路の機能構成例と検出回路の動作例とを示す図である。 第１の実施の形態における撮像素子の動作の一例を示すタイミングチャートである。 第１の実施の形態におけるサンプリング間隔とノイズのパワー密度との関係の一例を示すグラフである。 第１の実施の形態における周波数とノイズのパワー密度との関係の一例を示すグラフである。 第１の実施の形態の第１の変形例における撮像素子の動作の一例を示すタイミングチャートである。 第１の実施の形態の第２の変形例における検出回路の一構成例を示す図である。 第２の実施の形態における放射線計数装置の一構成例を示す図である。
以下、本技術を実施するための形態（以下、実施の形態と称する）について説明する。説明は以下の順序により行う。
１．第１の実施の形態（露光サンプリング間隔をリセットサンプリング間隔の２倍以下に設定した例）
２．第２の実施の形態（露光サンプリング間隔をリセットサンプリング間隔の２倍以下に設定して放射線計数を行う例）
＜１．第１の実施の形態＞
［撮像素子の構成例］
図１は、第１の実施の形態における撮像素子１００の一構成例を示すブロック図である。この撮像素子１００は、複数の定電流回路１１０と、行駆動回路１２０と、画素アレイ部１３０と、タイミング制御回路１５０と、参照電圧供給部１６０と、複数の検出回路１７０と、複数のスイッチ１８５と、出力回路１９０とを備える。なお、撮像素子１００は、特許請求の範囲に記載の半導体光検出装置の一例である。
画素アレイ部１３０には、複数の画素回路１４０が二次元格子状に配列される。所定の方向に配列された複数の画素回路１４０を以下、「行」と称し、行に垂直な方向に配列された複数の画素回路１４０を以下、「列」と称する。前述の定電流回路１１０、検出回路１７０、および、スイッチ１８５は、列ごとに設けられる。
画素回路１４０は、行駆動回路１２０の制御に従って、光をアナログの電気信号に変換するものである。この画素回路１４０は、垂直信号線１４９を介して対応する検出回路１７０に電気信号を供給する。この電気信号は、上述のリセット信号または露光信号を含む。
行駆動回路１２０は、タイミング制御回路１５０の制御に従って複数の制御線を介して画素回路１４０のそれぞれを制御するものである。この行駆動回路１２０は、行を順に選択し、選択した行を露光させ、露光が終了した行内の画素回路１４０から電気信号（リセット信号や蓄積信号）を出力させる。この電気信号は、検出回路１７０により読み出される。このように、行を順に露光させる制御は、ローリングシャッター方式と呼ばれる。露光および読出し時の制御の詳細については後述する。
定電流回路１１０は、一定の電流を生成し、対応する垂直信号線１４９に供給するものである。
タイミング制御回路１５０は、行駆動回路１２０、参照電圧供給部１６０および検出回路１７０の動作タイミングを制御するものである。このタイミング制御回路１５０は、例えば、行の走査タイミングを示すタイミング制御信号を生成して行駆動回路１２０に供給する。また、タイミング制御回路１５０は、参照電圧の供給動作を制御するＤＡＣ（Digital to Analog）制御信号を生成して参照電圧供給部１６０に供給する。また、タイミング制御回路１５０は、検出回路１７０の動作を制御する検出制御信号を検出回路１７０へ供給する。ＤＡＣ制御信号や検出制御信号の詳細については後述する。
参照電圧供給部１６０は、ＤＡＣ制御信号に従って参照電圧Ｖｒｅｆを生成して検出回路１７０のそれぞれに供給するものである。
検出回路１７０は、検出制御信号に従って、電気信号に基づいて光検出を行うものである。この検出回路１７０は、それらの信号に対して、ＣＤＳ(Correlated Double Sampling)処理を行って光を検出する。検出回路１７０は、検出結果を示すデジタル信号をスイッチ１８５に供給する。
スイッチ１８５は、対応する検出回路１７０と出力回路１９０との間の経路を開閉するものである。各列のスイッチ１８５は、列を順に選択する列駆動回路（不図示）の制御に従って、順にデジタル信号を出力回路１９０に供給する。
出力回路１９０は、画像処理装置などにデジタル信号を出力するものである。
［画素回路の構成例］
図２は、第１の実施の形態における画素回路１４０の一構成例を示す回路図である。この画素回路１４０は、フォトダイオード１４１、蓄積ノード１４２、転送トランジスタ１４３、検出ノード１４４、リセットトランジスタ１４５、増幅トランジスタ１４６および選択トランジスタ１４７を備える。例えば、ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）が、転送トランジスタ１４３として用いられる。リセットトランジスタ１４５、増幅トランジスタ１４６および選択トランジスタ１４７についても同様にｎ型のＭＯＳＦＥＴなどが用いられる。
フォトダイオード１４１は、光を電荷に変換するものである。このフォトダイオード１４１は、蓄積ノード１４２を介して転送トランジスタ１４３に接続される。フォトダイオード１４１は、画素回路１４０のシリコン基板に入射した光子から、電子とホールのペアを発生させ、そのうちの電子を蓄積ノード１４２に蓄積する。
転送トランジスタ１４３は、行駆動回路１２０の制御に従って、蓄積ノード１４２から検出ノード１４４へ電荷を転送するものである。
検出ノード１４４は、転送トランジスタ１４３からの電荷を蓄積して、その蓄積した電荷の量に応じた電圧を生成するものである。例えば、浮遊拡散層が検出ノード１４４として用いられる。この電圧は、増幅トランジスタ１４６のゲートに印加される。
リセットトランジスタ１４５は、蓄積ノード１４２や検出ノード１４４に蓄積された電荷を電源に引き抜いて初期化するものである。このリセットトランジスタ１４５のゲートは行駆動回路１２０に接続され、ドレインは電源に接続され、ソースは検出ノード１４４に接続される。
行駆動回路１２０は、例えば、リセットトランジスタ１４５を転送トランジスタ１４３と同時にオン状態に制御することで蓄積ノード１４２に蓄積された電子を電源に引き抜き、画素を蓄積前の暗状態、即ち光が未入射の状態に初期化する。また、行駆動回路１２０は、転送トランジスタ１４３のみをオン状態に制御することにより、検出ノード１４４に蓄積された電荷を電源に引き抜き、その電荷量を初期化する。
増幅トランジスタ１４６は、ゲートの電圧を増幅するものである。この増幅トランジスタ１４６のゲートは検出ノード１４４に接続され、ドレインは電源に接続され、ソースは選択トランジスタ１４７に接続される。この増幅トランジスタ１４６と定電流回路１１０とは、ソースフォロワを形成しており、検出ノード１４４の電圧は、１弱のゲインで垂直信号線１４９に出力される。その電圧の電気信号は検出回路１７０により取得される。
選択トランジスタ１４７は、行駆動回路１２０の制御に従って、電気信号を出力するものである。この選択トランジスタ１４７のゲートは行駆動回路１２０に接続され、ドレインは増幅トランジスタ１４６に接続され、ソースは垂直信号線１４９に接続される。行駆動回路１２０は、行を択一的に選択して選択した行内の全選択トランジスタ１４７をオンにすることにより、それらの行内の画素回路１４０に電気信号を出力させる。
また、定電流回路１１０は、例えば、ＭＯＳトランジスタ１１１を備える。このＭＯＳトランジスタのゲートには所定の電圧が印加され、ドレインは垂直信号線１４９に接続され、ソースは接地される。この定電流回路１１０は、列内の各画素回路１４０に垂直信号線１４９を介して接続される。
このようなＣＭＯＳイメージャは、近年微細化によって画素内の寄生容量が低減され、具体的には図２の検出ノード１４４の寄生容量が著しく低減されて変換効率が向上し、その結果、感度が向上している。その一方で基板の結晶品質が向上して低ノイズ化が進められてきた。即ち信号のＳＮ（signal to Noise）比が著しく向上してきており、このような傾向から、超低照度に対応した光検出器としてこれを利用する可能性が出てきた。撮像素子１００は、チップ内の画素アレイ部１３０全体を１受光面としたフォトンカウンティング用デバイスとして使用される。このようなデバイスは、光電子増倍管等を代替するものとして期待されている。
なお、撮像素子１００をフォトンカウントに用いず、デジタルスチルカメラや監視カメラなどの自然光を検出する撮像装置に搭載して、画像データの撮像に用いてもよい。
図３は、第１の実施の形態における画素回路１４０の動作の一例を示すタイミングチャートである。
行駆動回路１２０は、露光期間直前のタイミングＴ１において、転送トランジスタ１４３およびリセットトランジスタ１４５をともにオン状態に制御する。この制御により、フォトダイオード１４１および転送トランジスタ１４３の間の蓄積ノード１４２に蓄積された電荷が全て電源へ排出される。この制御を以下、「ＰＤ（Photo Diode）リセット」と称する。その後、行駆動回路１２０は、転送トランジスタ１４３をオフ状態に制御する。この制御により、蓄積ノード１４２は浮遊状態となって、新たな電荷蓄積が開始される。また、行駆動回路１２０は、ＰＤリセット後において、リセットトランジスタ１４５をオフ状態に制御する。なお、電荷蓄積中、リセットトランジスタ１４５はオン状態のままであってもよい。一方、選択トランジスタ１４７は、垂直信号線１４９に接続された他の画素回路１４０へのアクセスを可能にするために、オフ状態に制御される。
そして、露光期間終了前のタイミングＴ２において、行駆動回路１２０は、リセットトランジスタ１４５および選択トランジスタ１４７をオン状態に制御する。選択トランジスタ１４７の制御により、選択された画素回路１４０が垂直信号線１４９に接続される。また、リセットトランジスタ１４５の制御により、増幅トランジスタ１４６の入力である検出ノード１４４と電源とが短絡される。これにより、選択された画素回路１４０に基準電位が生成される。
タイミングＴ２からパルス期間が経過したときに、行駆動回路１２０は、リセットトランジスタ１４５をオフ状態に制御する。この制御により、検出ノード１４４の電位は、リセットトランジスタ１４５のゲートとのカップリングを受けて基準電位から幾分低下し、浮遊状態となる。さらに、この際に検出ノード１４４には、有意なｋＴＣノイズが発生する。検出ノード１４４として、一般に、浮遊拡散層（Floating Diffusion）が用いられるため、この制御を以下、「ＦＤリセット」と称する。
ＦＤリセットから露光期間の終了までの間に、検出回路１７０は、一定の間隔ｄｓ１で複数回（例えば、４回）のサンプリングを行う。これらのサンプリングにおいて、垂直信号線１４９の電位の信号が、リセット信号として検出回路１７０によりデジタル信号Ｄｓ１に変換される。以下、この間隔ｄｓ１を「リセットサンプリング間隔」と称する。このリセット信号の多重サンプリングは、相関二重サンプリングにおいて１回目の読出しとして扱われる。
そして、露光期間が終了するタイミングＴ４において行駆動回路１２０は、転送トランジスタ１４３をオン状態に制御する。この制御により、蓄積ノード１４２に蓄積された電荷が検出ノード１４４へ転送される。この際に、検出ノード１４４のポテンシャルが十分に深ければ、蓄積ノード１４２に蓄積されていた電子は、検出ノード１４４に全て転送され、蓄積ノード１４２は完全空乏状態になる。タイミングＴ４からパルス期間が経過したときに行駆動回路１２０は、転送トランジスタ１４３をオフ状態に制御する。この制御により、検出ノード１４４の電位は、転送トランジスタ１４３の駆動前に比較して、蓄積電荷量の分だけ下降する（すなわち、ポテンシャルが浅くなる）。この下降分の電圧が増幅トランジスタ１４６により増幅されて垂直信号線１４９へ出力される。
転送トランジスタ１４３がオフ状態に制御されたときからタイミングＴ６までの間に、検出回路１７０は、一定の間隔ｄｓ２で複数回（例えば、４回）のサンプリングを行う。これらのサンプリングにおいて、垂直信号線１４９の電位の信号が、露光信号として検出回路１７０によりデジタル信号Ｄｓ２に変換される。以下、この間隔ｄｓ１を「露光サンプリング間隔」と称する。この露光信号の多重サンプリングは、相関二重サンプリングにおいて２回目の読出しとして扱われる。
検出回路１７０は、サンプリングした露光信号（すなわち、デジタル信号Ｄｓ２）およびリセット信号（すなわち、デジタル信号Ｄｓ１）を比較して、その比較結果に基づいて入射光子量を判定する。複数のデジタル信号Ｄｓ１は、全て加算され、必要に応じて、それらの平均値が算出される。同様に、デジタル信号Ｄｓ２も全て加算され、必要に応じて平均化される。検出回路１７０は、デジタル信号Ｄｓ１の加算値（または平均値）と、デジタル信号Ｄｓ２の加算値（または平均値）との差分を正味の露光信号として求める。ＦＤリセットの際に生じるｋＴＣノイズは、デジタル信号Ｄｓ１およびＤｓ２の差分を取ることにより相殺される。
ここで、ＣＤＳによるノイズキャンセルは、ｋＴＣノイズのような固定ノイズのみならず、低周波ノイズに対しても有効である。相殺効果を得るノイズの周波数はＣＤＳ間隔ｄｃに依存し、約１／ｄｃ以下の帯域がその対象となる。ＣＤＳ間隔は、リセット信号のサンプリングタイミングと、露光信号のサンプリングタイミングとの間の間隔である。一方、多重サンプリングによって低減されるノイズ帯域はサンプリング間隔ｄｓに依存し、そのカット対象となるのは、約１０／ｄｓ以上の帯域である。リセットサンプリング時には、サンプリング間隔ｄｓにｄｓ１が設定され、露光サンプリング時には、サンプリング間隔ｄｓにｄｓ２が設定される。
上述の特性より、ＣＤＳ間隔ｄｃを短くすると、そのカット帯域は高周波側に広がり、サンプリング間隔ｄｓを長くすると、そのカット帯域は低周波に広がる。一方、読出しの操作手順上、ＣＤＳ間隔ｄｃはサンプリング間隔ｄｓによって規定される。したがって、読出しの操作手順を最適化してｄｃとｄｓの相対関係を適切に調整すれば、ほぼ全帯域に渡ってノイズカットが実施され、それは１／ｆノイズの低減にも寄与することとなる。伝達関数等を用いた見積りから、ＣＤＳ操作において、リセット信号のサンプリング間隔ｄｓ１に対して露光信号のサンプリング間隔ｄｓ２を２倍以下にすることが、１／ｆノイズ低減に有効であることが導出された。この導出過程の詳細については後述する。
なお、リセット信号の最後のサンプリングタイミングと、露光信号の最初のサンプリングタイミングとの間隔は、できるだけ短くすることが望ましい。
各画素回路１４０の露光期間は、ＰＤリセットと、読出し動作との間の期間であり、正確には転送トランジスタがＰＤリセット後にオフ状態に遷移してから、読出しにおいてオン制御されるタイミングＴ４までの期間である。この間にフォトダイオード１４１に光子が入射し電荷が発生すると、その電荷は、デジタル信号Ｄｓ１およびＤｓ２の差分となり、上述の手順に従って検出回路１７０により算出される。
[検出回路の構成例]
図４は、第１の実施の形態における検出回路１７０の機能構成例と検出回路１７０の動作例とを示す図である。同図におけるａは第１の実施の形態における検出回路１７０の機能構成例を示す回路図である。この検出回路１７０は、ＡＤ変換回路１７１、除算回路１７６、および、判定回路１７７を備える。
ＡＤ変換回路１７１は、タイミング制御回路１５０の制御に従って、リセット信号および露光信号のそれぞれを順にデジタル信号に変換（すなわち、サンプリング）するものである。このＡＤ変換回路１７１は、キャパシタ１７２および１７３と、コンパレータ１７４と、カウンタ１７５とを備える。なお、ＡＤ変換回路１７１は、特許請求の範囲に記載のアナログデジタル変換部の一例である。
キャパシタ１７２は、垂直信号線１４９とコンパレータ１７４の２つの入力端子の一方とに接続され、キャパシタ１７３は、コンパレータ１７４の２つの入力端子の他方と参照信号線１６９とに接続される。また、これらのキャパシタ１７２および１７３の容量は、略同一であり、これらのキャパシタはカップリングキャパシタとも呼ばれる。
コンパレータ１７４は、垂直信号線１４９の出力電圧Ｖｐと参照信号線１６９の参照電圧Ｖｒｅｆとを比較するものである。リセット信号の多重サンプリングではリセット信号のリセットレベルが出力電圧Ｖｐとして出力され、露光信号の多重サンプリングでは露光信号の信号レベルが出力電圧Ｖｐとして出力される。コンパレータ１７４は、比較結果ＣＯＭＰをカウンタ１７５に供給する。例えば、出力電圧Ｖｐが参照電圧Ｖｒｅｆより高い場合に、ハイレベルの比較結果ＣＯＭＰが出力され、そうでない場合にローレベルの比較結果ＣＯＭＰが出力される。また、コンパレータ１７４は、二つの入力端子を内部でショートさせるオートゼロ機能を有する。
カウンタ１７５は、コンパレータ１７４の比較結果ＣＯＭＰに基づいて計数値を計数するものである。このカウンタ１７５は、例えば、計数値を増加するアップカウントと、計数値を減少させるダウンカウントとのいずれかを切り替えて実行することができる。
タイミング制御回路１５０からの検出制御信号は、カウンタ１７５の計数値を初期値にリセットする初期化指示信号ＲＳＴと、アップカウントおよびダウンカウントの一方から他方への切り替えを指示する切替指示信号ＳＷとを含む。また、検出制御信号は、所定の周波数のクロック信号ＣＬＫを含む。
カウンタ１７５は、初期化指示信号ＲＳＴが供給されると、計数値を初期値にする。また、カウンタ１７５は、切替指示信号ＳＷに従ってアップカウントおよびダウンカウントのいずれかを行う。また、カウンタ１７５は、出力電圧Ｖｐが参照電圧Ｖｒｅｆより高い（すなわち、比較結果ＣＯＭＰがハイレベルである）場合に、クロック信号ＣＬＫに同期してアップカウントまたはダウンカウントを行う。カウンタ１７５は、計数値ＣＮＴを除算回路１７６に供給する。
除算回路１７６は、計数値ＣＮＴをサンプリング回数（例えば、４回）により除算するものである。例えば、ビットシフト演算などにより除算が行われる。除算回路１７６は、除算結果を画素信号として判定回路１７７に供給する。
判定回路１７７は、画素信号の値と所定の閾値とを比較し、その比較結果に基づいて光子の入射の有無を判定するものである。例えば、画素信号の値が閾値より高い場合に、光子が入射されたと判定し、そうでない場合に光子が入射されなかったと判定される。このような１光子検出が十分に低いエラーレートで行われると、ランダムノイズの影響がほぼ完全に除去されるため、画素アレイ部１３０に配列される画素回路１４０の数より遥かに少数のフォトンが入射するような超微小光検出の際には、光量を入射光子数で高精度に判定することができる。判定回路１７７は、判定結果を示す１ビットのデジタル信号ＢＩＮＯＵＴを生成してスイッチ１８５を介して出力回路１９０へ出力する。なお、除算回路１７６および判定回路１７７は、特許請求の範囲に記載の検出部の一例である。
なお、検出回路１７０は、フォトンカウントを行っているが、フォトンカウントを行わない構成としてもよい。この際には、例えば、判定回路１７７は不要であり、除算回路１７６の除算結果が画素データとして出力される。
また、検出回路１７０は、除算回路１７６により除算を行っているが、フォトンカウントを行うのであれば、除算回路１７６を必ずしも設ける必要はなく、この除算回路１７６を設けない構成としてもよい。
［検出回路の動作例］
図４におけるｂは、第１の実施の形態における検出回路１７０の動作例を示す図である。選択された画素回路１４０は、行駆動回路１２０の制御に従ってリセット信号を垂直信号線１４９に出力する（ステップＳ９０１）。
また、コンパレータ１７４のオートゼロ機能により、コンパレータ１７４への二つの入力がショートされ、キャパシタ１７２および１７３の電荷量がそれに従って調整される。これによって垂直信号線１４９および参照信号線１６９は実効的な均衡状態となる（ステップＳ９０２）。
参照電圧供給部１６０は、一定の速度で、参照電圧Ｖｒｅｆを変化（例えば、減少）させるスイープ信号を参照信号線１６９に複数回に亘って供給する。コンパレータ１７４は、そのスイープ信号の電圧（Ｖｒｅｆ）とリセット信号のリセットレベル（Ｖｐ）とを比較する。タイミング制御回路１５０は、カウンタ１７５を制御して計数値を初期化させる。カウンタ１７５は、比較結果ＣＯＭＰの反転タイミングに基づいて計数を行う。これにより、リセット信号をデジタル信号Ｄｓ１に変換するＡＤ変換が行われる（ステップＳ９０３）。
ステップＳ９０２のオートゼロ動作により、垂直信号線１４９の電圧Ｖｐと、参照信号線１６９の電圧Ｖｒｅｆとは実効的な均衡状態に制御されている。このため、ステップＳ９０３において、ＡＤ変換される電圧は、事実上、コンパレータ１７４の内部で生ずるオフセット（Ｖｏｆｓ）である。このようなＡＤ変換は、複数回行われ、ＡＤ変換においては、例えば、ダウンカウントにより計数値が加算される。
そして、画素回路１４０は、行駆動回路１２０の制御に従って露光信号を垂直信号線１４９に出力する（ステップＳ９０４）。
参照電圧供給部１６０は、再度スイープ信号を複数回に亘って供給し、コンパレータ１７４は、そのスイープ信号の電圧（Ｖｒｅｆ）と露光信号の信号レベル（Ｖｐ）とを比較する。タイミング制御回路１５０は、カウンタ１７５を制御して、ダウンカウントからアップカウントへ切り替えさせる。カウンタ１７５は、比較結果ＣＯＭＰの反転タイミングに基づいて計数を行う。これにより、露光信号をデジタル信号Ｄｓ２に変換するＡＤ変換が行われる（ステップＳ９０５）。
ステップＳ９０５で、カウンタ１７５は、ダウンカウントからアップカウントに切り替えたため、ステップＳ９０５では、アップカウントの計数値と、ダウンカウントの計数値との差分が出力される。コンパレータのオフセット電圧や、リセット時のｋＴＣノイズは、デジタル信号Ｄｓ１およびＤｓ２の差分を取ることにより除去される。
除算回路１７６は、その差分（ＣＮＴ）の平均値を正味の画素信号として算出し、判定回路１７７は、その平均値と閾値と比較して光子の入射の有無を検出する（ステップＳ９０６）。ステップＳ９０６の後、検出回路１７０は、検出動作を終了する。
［撮像素子の動作例］
図５におけるａは、第１の実施の形態における撮像素子１００の動作の一例を示すタイミングチャートである。
ステップＴ２において、行駆動回路１２０は、ＦＤリセットを行う。タイミングＴ２からパルス期間が経過したタイミングＴ２'において、画素回路１４０は、垂直信号線１４９を介してリセット信号を出力する。また、タイミングＴ２において、タイミング制御回路１５０は、初期化指示信号ＲＳＴをカウンタ１７５に供給して、計数値を初期化させる。
ここで、コンパレータ１７４のオートゼロ機能により、垂直信号線１４９および参照信号線１６９のそれぞれの電圧は、タイミングＴ２'において、ほぼ実効的に均衡した状態になっている。同図におけるａの一点鎖線は、均衡状態となった垂直信号線１４９の、参照信号線１６９に対する相対的な電圧の変動を示す。
タイミングＴ２において一定のオフセット電圧Ｖｏｆｓが参照信号線１６９に生じる。参照電圧供給部１６０は、リセット信号に対する複数のサンプリングタイミングのそれぞれから一定期間に亘って、スイープ信号を供給する。リセット信号のサンプリングを４回行う際には、リセット信号のサンプリングタイミングＴ３１、Ｔ３３、Ｔ３５およびＴ３７のそれぞれにおいてスイープ信号の供給が開始される。これらのサンプリングタイミングのそれぞれの間隔は、ｄｓ１である。そして、それらのサンプリングタイミングから、サンプリング間隔より短い一定期間が経過したタイミングＴ３２、Ｔ３４、Ｔ３６およびＴ３８において、参照電圧供給部１６０は、スイープ信号の供給を停止する。
また、タイミング制御回路１５０は、スイープ信号が供給される期間（Ｔ３１乃至Ｔ３２など）に亘って、カウンタ１７５にクロック信号ＣＬＫを供給して計数値を計数させ、それ以外の期間ではクロック信号ＣＬＫの供給を停止する。
カウンタ１７５は、スイープ信号が供給される期間（Ｔ３１乃至Ｔ３２など）のうち参照電圧Ｖｒｅｆが垂直信号線１４９の電圧よりも高い期間に亘ってダウンカウントを行う。これはコンパレータ出力の反転に伴ってカウンタへのクロック供給を遮断する等の手段によって実施される。例えば、タイミングＴ３１とＴ３２との間のタイミングＴ３１'において、参照電圧Ｖｒｅｆが垂直信号線１４９の電圧以下になる場合には、タイミングＴ３１からＴ３１'までの間、ダウンカウントが実行される。タイミングＴ３１'からＴ３２までの間は、参照電圧Ｖｒｅｆが垂直信号線１４９の電圧以下であるため、ダウンカウントが行われず、計数値が保持される。また、タイミングＴ３２から、次のサンプリングタイミングＴ３３までの間はクロック信号ＣＬＫが供給されないため、同様に、ダウンカウントが行われずに計数値が保持される。
タイミングＴ３３乃至Ｔ３４と、タイミングＴ３５乃至Ｔ３６と、タイミングＴ３７乃至Ｔ３８とのそれぞれにおいても、同様に、参照電圧Ｖｒｅｆが垂直信号線１４９の電圧よりも高い期間に亘ってダウンカウントが行われる。
また、画素回路１４０は、電荷が検出ノード１４４へ転送されたタイミングＴ４において、露光信号を出力する。また、このタイミングＴ４において、タイミング制御回路１５０は、切替指示信号ＳＷにより、カウンタ１７５のカウント動作をダウンカウントからアップカウントへ切り替えさせる。
参照電圧供給部１６０は、露光信号に対する複数のサンプリングタイミングのそれぞれから一定期間に亘って、スイープ信号を供給する。露光信号のサンプリングを４回行う際には、露光信号のサンプリングタイミングＴ５１、Ｔ５３、Ｔ５５およびＴ５７においてスイープ信号の供給が開始される。これらのサンプリングタイミングのそれぞれの間隔は、ｄｓ２である。そして、それらのサンプリングタイミングから一定期間が経過したタイミングＴ５２、Ｔ５４、Ｔ５６およびＴ５８において、参照電圧供給部１６０は、スイープ信号の供給を停止する。
ここで、スイープ信号の変化量をスイープ量とすると、露光信号のサンプリングのときのスイープ量は、リセット信号のサンプリングのときよりも大きな値に設定される。
カウンタ１７５は、露光信号に対応するスイープ信号が供給される期間（Ｔ５１乃至Ｔ５２など）のうち参照電圧Ｖｒｅｆが垂直信号線１４９の電圧よりも高い期間に亘ってアップカウントを行う。
リセット信号に対する最後のサンプリングが終了したタイミングＴ３８において、計数値ＣＮＴは、複数のダウンカウントの計数値全ての積算値となる。例えば、リセット信号に対する１、２、３および４回目のサンプリングにおける計数値の絶対値をそれぞれＤs1-1、Ｄs1-2、Ｄs1-3およびＤs1-4とする。この場合、タイミングＴ３８における計数値ＣＮＴは、初期値-Ｄs1-1-Ｄs1-2-Ｄs1-3-Ｄs1-4となる。なお、Ｄs1-1、Ｄs1-2、Ｄs1-3およびＤs1-4は、特許請求の範囲に記載の第１のデジタル信号の一例である。
また、タイミングＴ４以降は、アップカウントに切り替わるため、露光信号に対する最後のサンプリングが終了したタイミングＴ５８において、計数値ＣＮＴは、ダウンカウントの積算値とアップカウントの積算値との差分となる。例えば、露光信号に対する１、２、３および４回目のサンプリングにおける絶対値をそれぞれＤs2-1、Ｄs2-2、Ｄs2-3およびＤs2-4とする。この場合、タイミングＴ５８における計数値ＣＮＴは、初期値-Ｄs1-1-Ｄs1-2-Ｄs1-3-Ｄs1-4＋Ｄs2-1＋Ｄs2-2＋Ｄs2-3＋Ｄs2-4となる。なお、Ｄs2-1、Ｄs2-2、Ｄs2-3およびＤs2-4は、特許請求の範囲に記載の第２のデジタル信号の一例である。
前述したように、露光サンプリング間隔ｄｓ２は、リセットサンプリング間隔ｄｓ１の２倍以下に設定されている。このため、周波数が低いほどノイズパワーが大きくなる１／ｆノイズを十分に低減することができる。
これに対し、通常のシングルスロープ（積算型）のＡＤ変換器では、信号レベルのＡＤ変換におけるスイープ量はリセットレベルより遥かに大きく、これに伴って露光サンプリング間隔ｄｓ２は、リセットサンプリング間隔ｄｓ１に対して非常に大きい。例えば、露光サンプリング間隔ｄｓ２は、リセットサンプリング間隔ｄｓ１の１０倍程度に設定される。このように、サンプリング間隔が大きく異なると、低周波数のノイズ成分を十分に除去することができなくなる。
図５におけるｂは、同図のａにおけるスイープ信号の一部５０１を拡大した図である。同図におけるｂに示すように、オフセット電圧Ｖｏｆｓが生じた後において、スイープ信号の電圧は、一定時間（Ｔ３１乃至Ｔ３２など）に亘って一定の速度で低下する。その一定時間内の低下量が、スイープ量ΔＶsweep1に該当する。
図６は、第１の実施の形態におけるサンプリング間隔とノイズのパワー密度との関係の一例を示すグラフである。
前述したように、露光サンプリング間隔ｄｓ２をリセットサンプリング間隔ｄｓ１の２倍以下に設定すると、１／ｆノイズが低減する。この数値範囲の導出過程について説明する。まず、ランダムノイズを、例えば、次の式により表す。
Figure 2016042650
式１において、ｐ（ｆ）は、画素回路１４０の１／ｆノイズのノイズ密度であり、単位は、例えば、Ｖ２／Ｈｚである。このｐ（ｆ）は、例えば、次の式により表される。
ｐ（ｆ）＝ｋ／ｆ ・・・式２
上式においてｋは、画素回路１４０内のトランジスタにおけるノイズ係数であり、例えば、５．６Ｅ−１０（Ｖ２）が設定される。ｆは周波数であり、単位は、例えば、ヘルツ（Ｈｚ）である。
また、式１において、Ｈ（ｆ）は、検出回路１７０内のコンパレータの帯域制限特性であり、次の式により表される。
Ｈ（ｆ）２＝１／｛１＋（ｆ／ｆｃ）ｎ｝ ・・・式３
式３において、ｆｃは、遮断周波数であり、単位は、例えば、ヘルツ（Ｈｚ）である。ｎは、係数である。シングルスロープ（積算型）のＡＤ変換器の回路シミュレーションにより、フィッティングする遮断周波数およびｎを求めると、例えば、遮断周波数ｆｃとして３．２４メガヘルツ（ＭＨｚ）が得られ、ｎとして３．９が得られる。
また、式１において、ｓ（）はノイズの振幅を表す。この振幅を求めるためにノイズを正弦波と仮定し、リセット信号および露光信号のそれぞれのサンプリング回数を２回とする。また、リセット信号の最後のサンプリングと、露光信号の最初のサンプリングとの間の間隔は、ｄｓ１と同じであるものとする。この場合、リセット信号の最初のサンプリングタイミングの位相をｔとすると、リセット信号の２回目のサンプリングタイミングの位相は、ｔ＋ｄｓ１である。また、露光信号の最初のサンプリングタイミングの位相は、ｔ＋２ｄｓ１であり、露光信号の２回目のサンプリングタイミングの位相は、ｔ＋２ｄｓ１＋ｄｓ２である。したがって、ノイズの変位ｙ（ｔ）は、次の式により求められる。
Figure 2016042650
ここで、角周波数は、次の式により表される。
Figure 2016042650
 また、式４を極形式で複素表示すると、次の式が得られる。
Figure 2016042650
式６を極形式から直交形式に変換すると、次の式が得られる。
Figure 2016042650
この式７の実数項と虚数項との二乗和が、振幅の二乗となる。したがって、振幅は、次の式により表される。
Figure 2016042650
また、リセット信号および露光信号のそれぞれのサンプリング回数が４回の場合、リセット信号の最初のサンプリングタイミングの位相をｔとすると、リセット信号の２回目のサンプリングタイミングの位相は、ｔ＋ｄｓ１である。また、リセット信号の３回目、４回目のサンプリングタイミングの位相は、ｔ＋２ｄｓ１、ｔ＋３ｄｓ１である。露光信号の１、２、３および４回目のサンプリングタイミングの位相は、それぞれｔ＋４ｄｓ１、ｔ＋４ｄｓ１＋ｄｓ２、ｔ＋４ｄｓ１＋２ｄｓ２およびｔ＋４ｄｓ１＋３ｄｓ２である。したがって、このときのノイズの変位ｙ（ｔ）は、次の式により求められる。
Figure 2016042650
式９を極形式で複素表示すると、次の式が得られる。
Figure 2016042650
式１０を極形式から直交形式に変換すると、次の式が得られる。
Figure 2016042650
この式１１の実数項と虚数項との二乗和が、振幅の二乗となる。したがって、振幅は、次の式により表される。
Figure 2016042650
サンプリング間隔ｄｓ１およびｄｓ２に具体的な数値を設定し、式８または式１２の右辺を式１に代入すれば、サンプリング回数が２回または４回のときのノイズパワー密度が算出される。リセットサンプリング間隔ｄｓ１を４マイクロ秒（μｓ）に固定し、露光サンプリング間隔ｄｓ２を１乃至４０マイクロ秒（μｓ）に変化させて算出されたノイズパワー密度をプロットしたグラフを図６に示す。同図において、縦軸は、１／ｆノイズのノイズパワー密度であり、横軸は、露光サンプリング間隔である。一点鎖線は、リセット信号および露光信号のそれぞれのサンプリング回数が２回のときの特性であり、実線は、サンプリング回数が４回のときの特性である。
図６に例示するように、露光サンプリング間隔ｄｓ２が大きいほど、ノイズパワー密度が増大する。ノイズパワー密度を許容値以下にするには、露光サンプリング間隔ｄｓ２は、８マイクロ秒（すなわち、ｄｓ１の２倍）以下にする必要がある。特に、露光サンプリング間隔ｄｓ２は、３乃至８マイクロ秒（すなわち、ｄｓ１の０．７乃至２．０倍）であることが望ましい。ｄｓ２をｄｓ１の０．７乃至２．０倍にすると、例えば、４回以上のサンプリングを行うときに、５％以上のノイズ削減効果が得られる。また、ｄｓ２は、ｄｓ１の０．７乃至１．５倍であることがさらに望ましい。さらに、ｄｓ２は、ｄｓ１と同一であることが最も望ましい。
また、サンプリング回数を多くするほど、ノイズパワー密度が小さくなる。リセット信号および露光信号のそれぞれのサンプリング回数は、４回以上にすることが望ましい。
また、リセット信号のサンプリング回数と、露光信号のサンプリング回数とを同一にしているが、これらの回数が異なる構成であってもよい。
図７は、第１の実施の形態における周波数とノイズのパワー密度との関係の一例を示すグラフである。同図の縦軸は、ノイズパワー密度であり、横軸は、周波数である。また、実線は、サンプリング後のノイズ全体の特性であり、一点鎖線は、ノイズのうち、１／ｆノイズの特性である。同図に示すように、周波数が低いほど、１／ｆノイズのノイズパワー密度が大きくなる。この１／ｆノイズ以外のノイズは、前述したように、露光サンプリング間隔ｄｓ２を、リセットサンプリング間隔ｄｓ１の２倍以下にした相関二重サンプリングによって効果的に除去される。
このように、本技術の第１の実施の形態によれば、間隔ｄｓ１でリセット信号をサンプリングし、間隔ｄｓ１の２倍以下の間隔ｄｓ２で露光信号をサンプリングするため、低周波数のノイズを効果的に除去することができる。
［第１の変形例］
第１の実施の形態では、露光信号に対応するスイープ量を、リセット信号に対応するスイープ量よりも大きくしていた。しかし、シンチレーションを用いた放射線計数や蛍光検出の用途では、シンチレーション光の照度が非常に低いことが多い。また、デジタルスチルカメラや監視カメラの用途においても、夜間など、自然光の照度が非常に低い場合がある。このように、照度が非常に低い場合には、露光信号のレベルが、コンパレータ１７４に生ずるオフセットノイズのレベル以下になる場合がある。この際には、露光信号に対応するスイープ量を、リセット信号に対応するスイープ量と同じ値にすることが望ましい。これにより、光検出の精度を高くすることができる。第１の変形例の撮像素子１００は、露光信号に対応するスイープ量を、リセット信号に対応するスイープ量と同じ値にした点において第１の実施の形態と異なる。
図８は、第１の実施の形態の第１の変形例における撮像素子の動作の一例を示すタイミングチャートである。同図に例示するように、露光信号に対応するスイープ量は、リセット信号に対応するスイープ量ΔＶsweep1と同じ値に設定されている。超低照度の環境下では、画素回路１４０当たり、０個〜数個の光子しか入射されないことがあり、このような環境下では、同図のシーケンスを積極的に用いるのが望ましい。
このように、第１の変形例によれば、リセット信号に対応するスイープ信号のスイープ量と露光信号に対応するスイープ信号のスイープ量とを略同一にしたため、露光信号のレベルが、非常に小さい場合であっても、高い精度で光を検出することができる。
［第２の変形例］
第１の実施の形態では、カウンタ１７５は、露光が終了するときにダウンカウントからアップカウントへ切り替えていたが、切り替えを行わずにアップカウントおよびダウンカウントの一方のみを行う構成であってもよい。第２の変形例の撮像素子１００は、カウンタがアップカウントおよびダウンカウントの一方のみを行う点において第１の実施の形態と異なる。
図９は、第１の実施の形態の第２の変形例における検出回路１７０の一構成例を示す図である。第２の変形例の検出回路１７０は、カウンタ１７５の代わりにカウンタ１７８を備え、スイッチ１８１、レジスタ１８２および減算器１８３を備える点において第１の実施の形態と異なる。
カウンタ１７８は、アップカウントおよびダウンカウントの一方のみを行う点以外は、第１の実施の形態のカウンタ１７５と同様の構成である。カウンタ１７８は、計数値ＣＮＴをスイッチ１８１に供給する。
スイッチ１８１は、切替指示信号ＳＷに従って計数値ＣＮＴの出力先を切り替えるものである。このスイッチ１８１は、露光期間が終了するタイミングＴ４前において、計数値ＣＮＴ１をレジスタ１８２に供給し、そのタイミングＴ４以降において、計数値ＣＮＴ２を減算器１８３に供給する。レジスタ１８２は、計数値ＣＮＴ１を保持するものである。この計数値ＣＮＴ１は、リセット信号から変換されたデジタル信号の積算値（初期値＋Ｄs1-1＋Ｄs1-2＋Ｄs1-3＋Ｄs1-4など）である。
減算器１８３は、スイッチ１８１からの計数値ＣＮＴ２と、レジスタ１８２に保持された計数値ＣＮＴ１との一方から他方を減算するものである。減算器１８３は、減算結果を除算回路１７６に供給する。
なお、カウンタ１７８は、複数のサンプリングのそれぞれにおける計数値を積算しているが、積算しない構成としてもよい。この場合には、検出回路１７０に積算回路がさらに設けられる。カウンタ１７８は、タイミングＴ３１等のサンプリングタイミングのそれぞれにおいて、初期化値から計数値を計数して積算回路に供給し、積算回路はそれらの計数値を積算してスイッチ１８１に供給する。
このように、第２の変形例によれば、カウンタがアップカウントおよびダウンカウントの一方のみを行うため、両方を切り替えるカウンタよりも簡易な回路構成のカウンタを用いることができる。
＜２．第２の実施の形態＞
第１の実施の形態では、光検出に撮像素子１００を利用していたが、この撮像素子１００を放射線計数に利用することもできる。第２の実施の形態は、撮像素子１００を放射線計数に用いる点において第１の実施の形態と異なる。
図１０は、第２の実施の形態における放射線計数装置の一構成例を示す全体図である。この放射線計数装置は、複数のシンチレータ２００と、半導体装置１０１を備える。半導体装置１０１には、第１の実施の形態の撮像素子１００とデジタル処理部（不図示）とが設けられる。
シンチレータ２００は、柱状またはファイバー状に加工されたシンチレータであり、例えば、１ミリメートル（ｍｍ）のピッチで配置されている。各々のシンチレータ２００はシンチレーション光が内部に閉じ込められるように、光を反射する隔壁により隔てられている。
半導体装置１０１において、画素アレイ部１３０は、シンチレータ２００に対応して１ミリメートル（ｍｍ）角の領域ごとに論理的に区分けされている。シンチレータ２００と撮像素子１００とを接続することで、シンチレータ２００で発生したシンチレーション光は、画素アレイ部１３０内の対応する区画に選択的に照射され、その光量が測定される。
半導体装置１０１内のデジタル処理部は、シンチレータ２００の発光量によって入射した放射線のエネルギーを分別しつつ、発光回数でその入射頻度を計測する。
例えば、半導体装置１０１の各画素サイズが４マイクロメートル（μｍ）角程度であったとして、画素アレイ部１３０の区画には、２５０×２５０（＝６２，５００）の画素回路１４０が含まれる。光量判定は、区画ごとに、その中の画素出力を総計することによって導出される。各画素出力は１０ビット等の階調判定値であっても良いし、ランダムノイズが１光子信号より十分小さく抑制できた場合には、光子入射の有無にもとづいて閾値判定されたバイナリ判定値であっても良い。
シンチレータ２００には、例えば、ＬＹＳＯ：Ｃｅ（Cerium doped Lutetium Yttrium Orthosilicate）が用いられる。この場合、６６２ｋｅＶのガンマ線が入射した際の発光量は１万フォトン程度なので、各画素の受光量は多くが０光子か１光子であり、そこに各画素のランダムノイズが加わる。
階調判定の場合、その最小分解能（ＬＳＢ：least significant bit値）は１光子信号より十分小さいことが望ましく、これによってノイズ量の総計は安定的範囲に留められる。例えば各画素のランダムノイズが１電子信号（ｒｍｓ）程度の場合、各区画の画素ノイズの総計は２５０電子信号（ｒｍｓ）程度となる。
このような放射線計数装置は、単体では線量計として放射能汚染や宇宙線の検出に使用できる。さらに半導体装置１０１の余白部分を積層構造を活用して最小化し、検出器のアレイ状の敷き詰めを可能にすれば、ガンマカメラ等の放射線の二次元撮像に使用することができる。
なお、デジタル処理部は、放射線の入射頻度に応じて、露光信号のサンプリングにおけるスイープ量を変更してもよい。例えば、デジタル処理部は、放射線の入射頻度が一定値より多い場合には図５に例示したスイープ量に設定し、そうでない場合には図８に例示した、低照度向けのスイープ量に切り替える。
このように、第２の実施の形態によれば、放射線計数装置は、間隔ｄｓ１でリセット信号をサンプリングし、間隔ｄｓ１の２倍以下の間隔ｄｓ２で微弱な光の露光信号をサンプリングするため、低周波数のノイズを除去して微弱な光を検出することができる。これにより、放射線計数装置は、その検出結果から放射線を計数することができる。
なお、上述の実施の形態は本技術を具現化するための一例を示したものであり、実施の形態における事項と、特許請求の範囲における発明特定事項とはそれぞれ対応関係を有する。同様に、特許請求の範囲における発明特定事項と、これと同一名称を付した本技術の実施の形態における事項とはそれぞれ対応関係を有する。ただし、本技術は実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において実施の形態に種々の変形を施すことにより具現化することができる。
また、上述の実施の形態において説明した処理手順は、これら一連の手順を有する方法として捉えてもよく、また、これら一連の手順をコンピュータに実行させるためのプログラム乃至そのプログラムを記憶する記録媒体として捉えてもよい。この記録媒体として、例えば、ＣＤ（Compact Disc）、ＭＤ（MiniDisc）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、メモリカード、ブルーレイディスク（Blu-ray（登録商標）Disc）等を用いることができる。
なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
なお、本技術は以下のような構成もとることができる。
（１）所定の初期電圧のリセット信号と光の露光量に応じた信号電圧の露光信号とを順に生成する画素回路と、
所定のリセットサンプリング間隔で前記リセット信号を第１のデジタル信号に変換するリセットサンプリング処理と前記所定のリセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で前記露光信号を第２のデジタル信号に変換する露光サンプリング処理とを順に行うアナログデジタル変換部と、
前記第１および第２のデジタル信号に基づいて前記光を検出する検出部と
を具備する半導体光検出装置。
（２）前記露光サンプリング間隔は、前記リセットサンプリング間隔の０．７乃至２．０倍の値である前記（１）記載の半導体光検出装置。
（３）前記露光サンプリング間隔は、前記リセットサンプリング間隔の０．７乃至１．５倍の値である前記（２）記載の半導体光検出装置。
（４）前記露光サンプリング間隔は、前記リセットサンプリング間隔と略同一の値である
前記（３）記載の半導体光検出装置。
（５）前記アナログデジタル変換部は、
前記リセット信号のサンプリングのタイミングが経過したときから一定の速度で電圧が変化する第１のスイープ信号と前記リセット信号とのそれぞれの電圧を比較する処理と前記露光信号のサンプリングのタイミングが経過したときから一定の速度で電圧が変化する第２のスイープ信号と前記リセット信号とのそれぞれの電圧を比較する処理とを順に行う比較部と、
前記比較部の比較結果に応じて計数値を計数して前記計数値の信号を前記デジタル信号として供給するカウンタとを具備し、
前記第１および第２のスイープ信号のそれぞれの変化量は同一である
前記（１）から（４）のいずれかに記載の半導体光検出装置。
（６）前記アナログデジタル変換部は、前記リセット信号を３回より多い回数に亘って前記第１のデジタル信号に変換し、前記露光信号を３回より多い回数に亘って前記第２のデジタル信号に変換する
前記（１）から（５）のいずれかに記載の半導体光検出装置。
（７）前記検出部は、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号との差分に基づいて前記光を検出する
前記（１）から（６）のいずれかに記載の半導体光検出装置。
（８）前記検出部は、前記差分に応じた値が所定の閾値を超えるか否かにより前記光を検出する前記（７）記載の半導体光検検出装置。
（９）前記検出部は、前記差分の統計量を前記光の検出結果として算出する
前記（７）記載の半導体光検出装置。
（１０）放射線が入射されるとシンチレーション光を発光するシンチレータと、
所定の初期電圧のリセット信号と前記シンチレーション光の露光量に応じた信号電圧の露光信号とを順に生成する画素回路と、
所定のリセットサンプリング間隔で前記リセット信号を第１のデジタル信号に変換するリセットサンプリング処理と前記所定のリセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で前記露光信号を第２のデジタル信号に変換する露光サンプリング処理とを順に行うアナログデジタル変換部と、（１７１）
前記第１および第２のデジタル信号に基づいて前記光を検出する検出部と（１７７）
を具備する放射線計数装置。
（１１）画素回路が、所定の初期電圧のリセット信号と光の露光量に応じた信号電圧の露光信号とを順に生成する信号生成手順と、
アナログデジタル変換部が、所定のリセットサンプリング間隔で前記リセット信号を第１のデジタル信号に変換するリセットサンプリング処理と前記所定のリセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で前記露光信号を第２のデジタル信号に変換する露光サンプリング処理とを順に行うアナログデジタル変換手順と、
検出部が、前記第１および第２のデジタル信号に基づいて前記光を検出する検出手順と
を具備する半導体光検出装置の制御方法。
１００ 撮像素子
１０１ 半導体装置
１１０ 定電流回路
１１１ ＭＯＳトランジスタ
１２０ 行駆動回路
１３０ 画素アレイ部
１４０ 画素回路
１４１ フォトダイオード
１４２ 蓄積ノード
１４３ 転送トランジスタ
１４４ 検出ノード
１４５ リセットトランジスタ
１４６ 増幅トランジスタ
１４７ 選択トランジスタ
１５０ タイミング制御回路
１６０ 参照電圧供給部
１７０ 検出回路
１７１ ＡＤ変換回路
１７２、１７３ キャパシタ
１７４ コンパレータ
１７５、１７８ カウンタ
１７６ 除算回路
１７７ 判定回路
１８１、１８５ スイッチ
１８２ レジスタ
１８３ 減算器
１９０ 出力回路
２００ シンチレータ

Claims (11)

  1. 所定の初期電圧のリセット信号と光の露光量に応じた信号電圧の露光信号とを順に生成する画素回路と、
    所定のリセットサンプリング間隔で前記リセット信号を第１のデジタル信号に変換するリセットサンプリング処理と前記所定のリセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で前記露光信号を第２のデジタル信号に変換する露光サンプリング処理とを順に行うアナログデジタル変換部と、
    前記第１および第２のデジタル信号に基づいて前記光を検出する検出部と
    を具備する半導体光検出装置。
  2. 前記露光サンプリング間隔は、前記リセットサンプリング間隔の０．７乃至２．０倍の値である請求項１記載の半導体光検出装置。
  3. 前記露光サンプリング間隔は、前記リセットサンプリング間隔の０．７乃至１．５倍の値である請求項２記載の半導体光検出装置。
  4. 前記露光サンプリング間隔は、前記リセットサンプリング間隔と略同一の値である
    請求項３記載の半導体光検出装置。
  5. 前記アナログデジタル変換部は、
    前記リセット信号のサンプリングのタイミングが経過したときから一定の速度で電圧が変化する第１のスイープ信号と前記リセット信号とのそれぞれの電圧を比較する処理と前記露光信号のサンプリングのタイミングが経過したときから一定の速度で電圧が変化する第２のスイープ信号と前記リセット信号とのそれぞれの電圧を比較する処理とを順に行う比較部と、
    前記比較部の比較結果に応じて計数値を計数して前記計数値の信号を前記デジタル信号として供給するカウンタとを具備し、
    前記第１および第２のスイープ信号のそれぞれの変化量は同一である
    請求項１記載の半導体光検出装置。
  6. 前記アナログデジタル変換部は、前記リセット信号を３回より多い回数に亘って前記第１のデジタル信号に変換し、前記露光信号を３回より多い回数に亘って前記第２のデジタル信号に変換する
    請求項１記載の半導体光検出装置。
  7. 前記検出部は、前記第１のデジタル信号と前記第２のデジタル信号との差分に基づいて前記光を検出する
    請求項１記載の半導体光検出装置。
  8. 前記検出部は、前記差分に応じた値が所定の閾値を超えるか否かにより前記光を検出する請求項７記載の半導体光検検出装置。
  9. 前記検出部は、前記差分の統計量を前記光の検出結果として算出する
    請求項７記載の半導体光検出装置。
  10. 放射線が入射されるとシンチレーション光を発光するシンチレータと、
    所定の初期電圧のリセット信号と前記シンチレーション光の露光量に応じた信号電圧の露光信号とを順に生成する画素回路と、
    所定のリセットサンプリング間隔で前記リセット信号を第１のデジタル信号に変換するリセットサンプリング処理と前記所定のリセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で前記露光信号を第２のデジタル信号に変換する露光サンプリング処理とを順に行うアナログデジタル変換部と、
    前記第１および第２のデジタル信号に基づいて前記光を検出する検出部と
    を具備する放射線計数装置。
  11. 画素回路が、所定の初期電圧のリセット信号と光の露光量に応じた信号電圧の露光信号とを順に生成する信号生成手順と、
    アナログデジタル変換部が、所定のリセットサンプリング間隔で前記リセット信号を第１のデジタル信号に変換するリセットサンプリング処理と前記所定のリセットサンプリング間隔の２倍を超えない露光サンプリング間隔で前記露光信号を第２のデジタル信号に変換する露光サンプリング処理とを順に行うアナログデジタル変換手順と、
    検出部が、前記第１および第２のデジタル信号に基づいて前記光を検出する検出手順と
    を具備する半導体光検出装置の制御方法。
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