CN103891117A - 电力转换器的控制装置和控制方法 - Google Patents

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Abstract

电力转换器(50)具有：第一动作模式，对开关元件(S1～S4)中的各个开关元件独立地进行通断控制，在直流电源(10)和第二直流电源(20)与负载(30)之间执行电力转换；及第二动作模式，对开关元件(S1～S4)中的每两个开关元件共同地进行通断控制，在第一直流电源(10)或第二直流电源(20)与负载(30)之间执行电力转换。根据动作模式对开关元件(S1～S4)中的各个开关元件的接通时和断开时的开关速度进行控制。具体来说，第二动作模式下的开关速度高于第一动作模式下的开关速度。

Description

电力转换器的控制装置和控制方法
技术领域
本发明涉及电力转换器的控制装置和控制方法，更特别地涉及构成电力转换器的电力用半导体开关元件的开关速度的控制。
背景技术
一般采用如下的电力转换器：利用多个电力用半导体开关元件(以下，也简称为“开关元件”)的通断控制，在直流电源和负载之间执行电力转换。已知在这样的电力转换器中具有多个动作模式。
在日本特开2008-54477号公报(专利文献1)中，记载了以来自多个直流电源的多个电压作为输入并输出多个直流电压的电压转换装置。在专利文献1记载的电力转换装置中，通过切换能量蓄积单元(线圈)的端子与多个输入电位和多个输出电位的连接来切换动作模式。并且，在动作模式中，包括从两个直流电源并列地向负载供给电力的模式。
在日本特开2010-57288号公报(专利文献2)中，作为具备第一蓄电单元和第二蓄电单元的电力供给装置，记载了设有对该蓄电单元之间的直流连接和并联连接进行切换的开关的结构。即，专利文献2的电力供给装置具有第一蓄电单元与第二蓄电单元串联连接的动作模式和并联连接的动作模式。
而且，作为构成电力转换器的开关元件的驱动电路，在日本特开2002-125363号公报(专利文献3)和日本特开2006-222593号公报(专利文献4)等中记载了通过切换栅极电阻来可变地控制断开和接通时的控制电极的电压或电流(代表性的是栅极电压)的变化速度即开关速度的结构。
专利文献1：日本特开2008-54477号公报
专利文献2：日本特开2010-57288号公报
专利文献3：日本特开2002-125363号公报
专利文献4：日本特开2006-222593号公报
发明内容
发明要解决的课题
在具有多个动作模式的电力转换器中，开关元件的控制方式根据动作模式而变化的情况是可预料的。特别地，在一部分动作模式中，在对多个开关元件的一部分共同地进行通断控制的情况下，同时在多个开关元件发生电力损失，因此担心电力转换器的效率降低。
本发明为了解决这样的问题点而作出，本发明的目的在于，在包括多个开关元件而构成的电力转换器中，与动作模式的切换对应地实现电涌电压抑制和开关损失降低的兼顾。
用于解决课题的方案
在本发明的一个方面中，提供一种电力转换器的控制装置，该电力转换器包括多个开关元件，该电力转换器的控制装置包括与多个开关元件中的各个开关元件对应设置的驱动控制电路和控制电路。驱动控制电路控制对应的开关元件的控制电极的驱动速度。控制电路选择对多个开关元件中的各个开关元件独立地进行通断控制的第一模式和对多个开关元件中的至少两个开关元件共同地进行通断控制的第二模式。驱动控制电路使第二模式下的驱动速度高于第一模式下的驱动速度。
优选的是，电力转换器构成为，在第一直流电源和第二直流电源与和负载电连接的电源配线之间执行直流电压转换，以控制电源配线上的输出电压。多个开关元件具有第一开关元件至第四开关元件。第一开关元件电连接于第一节点与电源配线之间。第二开关元件电连接于第一节点与第二节点之间。第三开关元件电连接于和第二直流电源的负极端子电连接的第三节点与第二节点之间。第四开关元件电连接于第一直流电源的负极端子与第三节点之间。电力转换器包括：第一电抗器，电连接于第二节点与第一直流电源的正极端子之间；及第二电抗器，电连接于第一节点与第二直流电源的正极端子之间。
更为优选的是，电力转换器在第一模式下如下进行动作，通过第一开关元件至第四开关元件的控制，而在第一直流电源和第二直流电源相对于电源配线并联地电连接的状态下执行直流电压转换。
而且，更为优选的是，电力转换器在第二模式下，通过共同地控制第一开关元件和第二开关元件的通断，并且共同地控制所述第三开关元件和第四开关元件的通断，而在第一直流电源与电源配线之间执行直流电压转换。
或者，更为优选的是，电力转换器在第二模式下，通过共同地控制第一开关元件和第四开关元件的通断，并且共同地控制所述第二开关元件和第三开关元件的通断，而在第二直流电源与电源配线之间执行直流电压转换。
优选的是，在从第一模式向第二模式切换时，控制装置在切换了多个开关元件的控制后，使驱动控制电路的驱动速度上升。
或者，优选的是，在从第二模式向第一模式切换时，控制装置在使驱动控制电路的驱动速度降低后，切换多个开关元件的控制。
在本发明的另一方面中，提供一种电力转换器的控制方法，该电力转换器包括多个开关元件，电力转换器具有对多个开关元件中的各个开关元件独立地进行通断控制的第一模式及对多个开关元件中的至少两个开关元件共同地进行通断控制的第二模式。控制方法包括：在第一模式下电力转换器动作时，将与多个开关元件中的各个开关元件对应地设置的驱动控制电路对对应的开关元件的控制电极的驱动速度控制成第一速度的步骤；及在第二模式下电力转换器动作时，将驱动控制电路的驱动速度控制成比第一速度高的第二速度的步骤。
优选的是，控制方法还包括：指示从第一模式向第二模式切换的步骤；在指示了从第一模式向第二模式切换时，切换多个开关元件的控制的步骤；及在切换了多个开关元件的控制后，使驱动控制电路的驱动速度从第一速度向第二速度上升的步骤。
而且，优选的是，控制方法还包括：指示从第二模式向第一模式切换的步骤；在指示了从第二模式向第一模式切换时，使驱动控制电路的驱动速度从第二速度向第一速度降低的步骤；及在使驱动速度降低后，切换多个开关元件的控制的步骤。
发明效果
根据本发明，在包括多个开关元件而构成的电力转换器中，通过根据动作模式控制开关速度，能够实现电涌电压抑制和开关损失降低的兼顾。
附图说明
图1是表示包括本发明的实施方式的电力转换器的控制装置的电源系统的构成例的电路图。
图2是表示图1所示的负载的构成例的概略图。
图3是用于说明图1所示的电力转换器的动作模式的图表。
图4是表示直流电源的特性的一例的概念图。
图5是说明并联模式下的第一电路动作的电路图。
图6是说明并联模式下的第二电路动作的电路图。
图7是说明并联模式下的对第一直流电源的DC/DC转换(升压动作)的电路图。
图8是说明并联模式下的对第二直流电源的DC/DC转换(升压动作)的电路图。
图9是说明串联模式下的电路动作的电路图。
图10是说明串联模式下的DC/DC转换(升压动作)的电路图。
图11是表示并联模式下的来自负载侧的等效电路的框图。
图12是用于说明第一电源的控制动作例的波形图。
图13是用于说明第二电源的控制动作例的波形图。
图14是表示作为电压源动作的电源的控制块的构成例的图。
图15是表示作为电流源动作的电源的控制块的构成例的图。
图16是说明并联模式下的各控制数据的设定的图表。
图17是表示串联模式下的来自负载侧的等效电路的框图。
图18是用于说明串联模式下的控制动作例的波形图。
图19是表示串联模式下的电源的控制块的构成例的图。
图20是说明串联模式下的各控制数据的设定的图表。
图21是作为比较例表示的电力转换器的电路图。
图22是用于说明比较例的电力转换器的单独电源模式下的动作的第一电路图。
图23是用于说明比较例的电力转换器的单独电源模式下的动作的第二电路图。
图24是说明在本发明的实施方式的电力转换装置中针对各开关元件设置的驱动控制电路的构成例的电路图。
图25表示用于说明开关元件的栅极电阻与开关速度的关系的动作波形图。
图26是构成本实施方式的电力转换器的开关元件的单独电源模式下的断开时的动作波形。
图27是本实施方式的电力转换器的动作模式的转换图。
图28是用于说明从并联模式向单独电源模式切换时的控制处理的流程图。
图29是用于说明从单独电源模式向并联模式切换时的控制处理的流程图。
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。另外，以下，对图中的相同或相当部分标以相同附图标记，其说明在原则上不重复。
(电力转换器的电路结构)
图1是表示包括本发明的实施方式的电力转换器的控制装置的电源系统的构成例的电路图。
参照图1，电源系统5具备直流电源10、直流电源20、负载30和电力转换器50。
在本实施方式中，直流电源10和20分别由锂离子二次电池、镍氢电池之类的二次电池或者双电层电容器、锂离子电容器等输出特性优良的直流电压源要素构成。直流电源10和直流电源20分别对应于“第一直流电源”和“第二直流电源”。
直流电源10和20可以由同种或同容量的直流电源构成，也可以由特性和/或容量不同的直流电源构成。
电力转换器50连接于直流电源10和直流电源20与负载30之间。电力转换器50构成为，按照电压指令值Vo*来控制与负载30连接的电源配线PL上的直流电压(以下，也称为输出电压Vo)。
负载30接收到电力转换器50的输出电压Vo而动作。电压指令值Vo*被设定为与负载30的动作对应的电压。电压指令值Vo*也可以被设定为与负载30的状态对应地变化。并且，负载30也可以构成为能够通过再生发电等产生直流电源10、20的充电电力。
电力转换器50包括开关元件S1～S4和电抗器L1、L2。在本实施方式中，作为开关元件，可以采用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)、电力用MOS(Metal OxideSemiconductor：金属氧化物半导体)晶体管或者电力用双极晶体管等。与开关元件S1～S4相对地配置有反并联二极管D1～D4。而且，开关元件S1～S4能够响应未图示的控制信号来控制通断。
开关元件S1电连接于电源配线PL与节点N1之间。电抗器L2连接于节点N1与直流电源20的正极端子之间。开关元件S2电连接于节点N1与N2之间。电抗器L1电连接于节点N2与直流电源10的正极端子之间。
开关元件S3电连接于节点N2与N3之间。节点N3与直流电源20的负极端子电连接。开关元件S4电连接于节点N3及接地配线GL之间。接地配线GL将负载30及直流电源10的负极端子电连接。
根据图1可理解，电力转换器50形成为与直流电源10和直流电源20分别对应地具备升压斩波电路的结构。即，对于直流电源10，构成将开关元件S1、S2作为上臂元件而将开关元件S3、S4作为下臂元件的电流双方向的第一升压斩波电路。同样地，对于直流电源20，构成将开关元件S1、S4作为上臂元件而将开关元件S2、S3作为下臂元件的电流双方向的第二升压斩波电路。
并且，通过第一升压斩波电路在直流电源10及电源配线PL之间所形成的电力转换路径和通过第二升压斩波电路在直流电源20及电源配线PL之间所形成的电力转换路径这两方包括开关元件S1～S4。
控制装置40为了控制对负载30的输出电压Vo而生成控制开关元件S1～S4的通断的控制信号SG1～SG4。另外，在图1中虽然省略了图示，但设有直流电源10的电压(以下，记做V[1])和电流(以下，记做I[1])、直流电源20的电压(以下，记做V[2])和电流(以下，记做I[2])及输出电压Vo的检测器(电压传感器、电流传感器)。并且，优选还配置有直流电源10和20的温度(以下，记做T[1]和T[2])的检测器(温度传感器)。这些检测器的输出提供给控制装置40。
图2是表示负载30的构成例的概略图。
参照图2，负载30构成为包括例如电动车辆的行驶用电动机。负载30包括平滑电容器CH、逆变器32、电动发电机35、动力传递齿轮36、驱动轮37。
电动发电机35是用于产生车辆驱动力的行驶用电动机，例如由多相的永磁型同步电动机构成。电动发电机35的输出转矩经过由减速器、动力分配机构构成的动力传递齿轮36而向驱动轮37传递。电动车辆利用传递至驱动轮37的转矩而行驶。而且，电动发电机35在电动车辆的再生制动时利用驱动轮37的旋转力进行发电。该发电电力通过逆变器32进行AC/DC转换。该直流电力能够作为电源系统5包含的直流电源10、20的充电电力而使用。
另外，在除了电动发电机之外还搭载有发动机(未图示)的混合动力汽车中，通过使该发动机及电动发电机35协调性地动作，产生电动车辆所需的车辆驱动力。此时，也可以使用由发动机的旋转产生的发电电力对直流电源10、20进行充电。
这样一来，电动车辆包括性地表示搭载行驶用电动机的车辆，包括利用发动机和电动机产生车辆驱动力的混合动力汽车及未搭载发动机的电动汽车和燃料电池车双方。
(动作模式的说明)
接下来，对电力转换器50的动作模式进行说明。
参照图3，电力转换器50具有：使用直流电源10和20这双方的动作模式和仅使用直流电源10或者20中的一方的动作模式(以下，也称为“单独电源模式”)。
使用两个电源的模式包括：直流电源10和20相对于负载30并列地执行DC/DC转换的动作模式(以下，也称为“并联模式”)；及直流电源10和20相对于负载30串联连接而执行DC/DC转换的动作模式(以下，也称为“串联模式”)。特别地，电力转换器50能够通过开关元件S1～S4的控制来切换并联模式和串联模式而动作。
单独电源模式具有仅使用直流电源10的模式和仅使用直流电源20的模式。
图4是表示直流电源10和20的特性的一例的概念图。在图4中，示出了横轴表示能量、纵轴表示电力的所谓Ragone图。一般来说，由于直流电源的输出功率与蓄积能量存在着无法同时兼顾的关系，因此高容量性的蓄电池则难以得到高输出，高输出型的蓄电池则难以提高蓄积能量。
因此，优选的是，直流电源10、20中的一方由蓄积能量高的所谓高容量型的电源构成，相对于此，另一方由输出功率高的所谓高输出型的电源构成。这样的话，能够平均地长时间使用在高容量型的电源蓄积的能量，另一方面能够将高输出型的电源作为缓冲装置而使用，输出高容量型电源不足的量。
在图4的例子中，直流电源10由高容量型的电源构成，另一方面，直流电源20由高输出型的电源构成。因此，直流电源10的动作范围110与直流电源20的动作范围120相比，能够输出的电力范围窄。另一方面，动作范围120与动作范围110相比，能够蓄积的能量范围窄。
在负载30的动作点101，要求短时间高功率。例如，在电动车辆中，动作点101对应于用户的加速操作的急加速时。相对于此，在负载30的动作点102，要求长时间较低的功率。例如，在电动车辆中，动作点102对应于持续的高速稳定行驶。
对于动作点101，主要能够通过来自高输出型的直流电源20的输出而应对。另一方面，对于动作点102，主要能够通过来自高容量型的直流电源10的输出而应对。由此，在电动车辆中，通过长时间地使用在高容量型的蓄电池蓄积的能量，能够延长由电能产生的行驶距离，并且能够迅速地确保与用户的加速操作对应的加速性能。
而且，在直流电源由蓄电池构成的情况下，存在低温时输出特性降低的可能性、高温时为了抑制劣化进行而限制充放电的可能性。特别地，在电动车辆中，由于搭载位置的差异，也会产生在直流电源10、20之间产生温度差的情况。然而，在电源系统5中，根据直流电源10、20的状态(特别是温度)，或者根据如上所述的负载30的要求，存在仅使用任一方直流电源的方式更为高效的情况。通过设置单独电源模式，能够应对这些情况。
即，在本实施方式的电源系统5中，根据直流电源10、20和/或负载30的状态，选择图3所示的并联模式、串联模式、单独电源模式(直流电源10或20)中的任一动作模式。
接下来，对各动作模式下的电力转换器50的动作进行说明。首先，对电力转换器50的并联模式下的电路动作进行说明。
(并联模式下的电路动作和控制)
如图5和图6所示，通过将开关元件S4或S2接通，能够将直流电源10和20相对于电源配线PL并联连接。在此，在并联连接模式下，等效电路根据直流电源10的电压V[1]和直流电源20的电压V[2]的高低而不同。
如图5(a)所示，当V[2]>V[1]时，通过将开关元件S4接通，经由开关元件S2、S3，直流电源10与20并联连接。此时的等效电路如图5(b)所示。
参照图5(b)，在直流电源10和电源配线PL之间，通过开关元件S3的通断控制，能够交替地形成下臂元件的接通期间和断开期间。同样地，在直流电源20和电源配线PL之间，通过对开关元件S2、S3共同地进行通断控制，能够交替地形成升压斩波电路的下臂元件的接通期间和断开期间。另外，开关元件S1作为控制来自负载30的再生的开关而动作。
另一方面，如图6(a)所示，当V[1]>V[2]时，通过将开关元件S2接通，经由开关元件S3、S4，直流电源10与20并联连接。此时的等效电路如图6(b)所示。
参照图6(b)，在直流电源20和电源配线PL之间，通过开关元件S3的通断控制，能够交替地形成下臂元件的接通期间和断开期间。同样地，在直流电源10和电源配线PL之间，通过对开关元件S3、S4共同地进行通断控制，能够交替地形成升压斩波电路的下臂元件的接通期间和断开期间。另外，开关元件S1作为控制来自负载30的再生的开关而动作。
接下来，使用图7和图8，对电力转换器50的并联模式下的升压动作详细地进行说明。
在图7中，表示并联模式下的对直流电源10的DC/DC转换(升压动作)。
参照图7(a)，通过将开关元件S3、S4的对接通，将开关元件S1、S2的对断开，形成用于向电抗器L1蓄积能量的电流路径150。由此，形成将升压斩波电路的下臂元件设为接通的状态。
相对于此，参照图7(b)，通过将开关元件S3、S4的对断开，并将开关元件S1、S2的对接通，形成用于将电抗器L1的蓄积能量与直流电源10的能量一起输出的电流路径151。由此，形成将升压斩波电路的上臂元件设为接通的状态。
通过使开关元件S3、S4的对接通而开关元件S1、S2中的至少一方断开的第一期间和开关元件S1、S2的对接通而开关元件S3、S4中的至少一方断开的第二期间交替地重复，来交替地形成图7(a)的电流路径150和图7(b)的电流路径151。
其结果是，相对于直流电源10构成将开关元件S1、S2的对等效地作为上臂元件、将开关元件S3、S4的对等效地作为下臂元件的升压斩波电路。在图7所示的DC/DC转换动作中，由于没有向直流电源20的电流流通路径，因此直流电源10与20彼此不干涉。即，能够独立地控制电力相对于直流电源10和20的输入输出。
在这样的DC/DC转换中，在直流电源10的电压V[1]和电源配线PL的输出电压Vo之间，下述(1)式所示的关系成立。在(1)式中，将开关元件S3、S4的对接通的期间的占空比设为Da。
Vo＝1/(1－Da)·V[1]...(1)
在图8中，表示并联模式下的对直流电源20的DC/DC转换(升压动作)。
参照图8(a)，通过将开关元件S2、S3的对接通，将开关元件S1、S4的对断开，形成用于向电抗器L2蓄积能量的电流路径160。由此，形成将升压斩波电路的下臂元件设为接通的状态。
相对于此，参照图8(b)，通过将开关元件S2、S3的对断开，并将开关元件S1、S4的对接通，形成用于将电抗器L2的蓄积能量与直流电源20的能量一起输出的电流路径161。由此，形成将升压斩波电路的上臂元件设为接通的状态。
通过使开关元件S2、S3的对接通而开关元件S1、S4中的至少一方断开的第一期间和开关元件S1、S4的对接通而开关元件S2、S3中的至少一方断开的第二期间交替地重复，来交替地形成图8(a)的电流路径160和图8(b)的电流路径161。
其结果是，相对于直流电源20构成将开关元件S1、S4的对等效地作为上臂元件、将开关元件S2、S3的对等效地作为下臂元件的升压斩波电路。在图8所示的DC/DC转换动作中，由于没有包括直流电源10的电流路径，因此直流电源10与20彼此不干涉。即，能够独立地控制电力相对于直流电源10和20的输入输出。
在这样的DC/DC转换中，在直流电源20的电压V[2]和电源配线PL的输出电压Vo之间，下述(2)式所示的关系成立。在(2)式中，将开关元件S2、S3的对接通的期间的占空比设为Db。
Vo＝1/(1－Db)·V[2]...(2)
(单独电源模式下的动作)
图7和图8中的电路动作与单独电源模式下的动作共通。在使用直流电源10的单独电源模式下，通过图7(a)、(b)所示的开关动作，能够不使用直流电源20而在直流电源10和负载30之间执行双方向的直流电压转换。
同样地，在使用直流电源20的单独电源模式下，通过图8(a)、(b)所示的开关动作，能够不使用直流电源10而在直流电源20和负载30之间执行双方向的直流电压转换。
(串联模式下的电路动作)
接下来，使用图9和图10，对电力转换器50的串联模式下的电路动作进行说明。
如图9(a)所示，通过将开关元件S3接通固定，能够将直流电源10和20相对于电源配线PL串联连接。此时的等效电路如图9(b)所示。
参照图9(b)，在串联模式下，在串联连接的直流电源10及20和电源配线PL之间，通过对开关元件S2、S4共同地进行通断控制，交替地形成升压斩波电路的下臂元件的接通期间和断开期间。另外，开关元件S1在开关元件S2、S4的断开期间接通从而作为控制来自负载30的再生的开关动作。而且，通过接通固定的开关元件S3，等效地形成将电抗器L1与开关元件S4连接的配线15。
接着，使用图10，说明串联模式下的DC/DC转换(升压动作)。
参照图10(a)，为了将直流电源10、20串联连接而将开关元件S3接通固定，另一方面，将开关元件S2、S4的对接通，将开关元件S1断开。由此，形成用于向电抗器L1、L2蓄积能量的电流路径170、171。其结果是，相对于串联连接的直流电源10、20，形成将升压斩波电路的下臂元件设为接通的状态。
相对于此，参照图10(b)，在将开关元件S3接通固定的状态下，与图10(a)相反地，将开关元件S2、S4的对断开，将开关元件S1接通。由此，形成电流路径172。通过电流路径172，向电源配线PL输出来自串联连接的直流电源10、20的能量与蓄积于电抗器L1、L2的能量之和。其结果是，相对于串联连接的直流电源10、20，形成将升压斩波电路的上臂元件设为接通的状态。
通过在开关元件S3接通固定的基础上使开关元件S2、S4的对接通而开关元件S1断开的第一期间和开关元件S1接通而开关元件S2、S4断开的第二期间交替地重复，来交替地形成图10(a)的电流路径170、171和图10(b)的电流路径172。
在串联模式的DC/DC转换中，在直流电源10的电压V[1]、直流电源20的电压V[2]和电源配线PL的输出电压Vo之间，下述(3)式所示的关系成立。在(3)式中，将开关元件S2、S4的对接通的第一期间的占空比设为Dc。
Vo＝1/(1－Dc)·(V[1]+V[2])...(3)
其中，在V[1]与V[2]不同时、电抗器L1、L2的阻抗不同时，图10(a)的动作结束时电抗器L1、L2的电流值分别不同。因此，在向图10(b)的动作转移后，在电抗器L1的电流这一方大时，差量电流经由电流路径173而流动。另一方面，在电抗器L2的电流这一方大时，差量电流经由电流路径174而流动。
接下来，对电力转换器50的各动作模式下的控制动作进行说明。首先，使用图11～图16，对并联模式下的控制动作进行说明。
(并联模式下的控制动作)
图11表示并联模式下的从负载侧观察到的等效电路。
参照图11，在并联模式下，在直流电源10与负载30之间执行直流电力转换的电源PS1与在直流电源20与负载30之间执行直流电力转换的电源PS2相对于负载30并列地进行电力的供给和接收。电源PS1相当于图7所示的执行直流电压转换动作的升压斩波电路。同样地，电源PS2相当于图8所示的执行直流电压转换动作的升压斩波电路。
即，电源PS1在直流电源10的电压V[1]和输出电压Vo之间具有式(1)所示的电压转换比的直流电压转换功能。同样地，电源PS2在直流电源10的电压V[2]和输出电压Vo之间具有式(2)所示的电压转换比的直流电压转换功能。
在并联模式下，当利用两个电源同时执行共同的控制(输出电压Vo的电压控制)时，在负载侧成为将电源PS1与PS2并联连接的形式，因此存在电路损坏的可能性。因此，电源PS1和电源PS2中的一方的电源作为控制输出电压Vo的电压源而动作。并且，电源PS1和电源PS3中的另一方的电源作为将该电源的电流控制成电流指令值的电流源而动作。各电源PS1、PS2中的电压转换比以作为电压源或电流源而动作的方式进行控制。
在电源PS1作为电流源而电源PS2作为电压源进行控制的情况下，在直流电源10的电力P[1]、直流电源20的电力P[2]、负载30的电力Po和电流源的电流指令值Ii*之间，下述(4)式的关系成立。
P[2]＝Po－P[1]＝Po－V[1]·Ii*...(4)
根据直流电源10的电压V[1]的检测值，若以使P*＝V[1]·Ii*恒定的方式设定电流指令值Ii*，则能够将构成电流源的直流电源10的电力P[1]控制成电力指定值Pi*。
相对于此，在将电源PS2作为电流源而将电源PS1作为电压源进行控制的情况下，下述(5)式的关系成立。
P[1]＝Po－P[2]＝Po－V[2]·Ii*...(5)
同样地，对于构成电流源的直流电源20的电压P[2]，若以使P*＝V[2]·Ii*恒定的方式设定电流指令值Ii*，则能够控制成电力指定值Pi*。
在图12中表示用于说明与直流电源10对应的电源PS1的具体的控制动作例的波形图。
参照图12，电源PS1的占空比Da(参照式(1))通过用于作为电压源动作的电压反馈控制(图14)或者用于作为电流源动作的电流反馈控制(图15)而算出。另外，在图12中，表示占空比Da的电压信号以相同的附图标记Da来表示。
电源PS1的控制脉冲信号SDa通过基于占空比Da与周期性的载波信号25的比较的脉宽调制(PWM)控制而生成。一般来说，载波信号25采用三角波。载波信号25的周期与各开关元件的开关频率相当，载波信号25的振幅被设定为与Da＝1.0对应的电压。
在表示占空比Da的电压高于载波信号25的电压时控制脉冲信号SDa被设定为逻辑高电平(以下，H电平)，另一方面，在表示占空比Da的电压低于载波信号25的电压时控制脉冲信号SDa被设定为逻辑低电平(以下，L电平)。控制脉冲信号/SDa是控制脉冲信号SDa的反转信号。当占空比Da变高时，控制脉冲信号SDa的H电平期间变长。相反地，当占空比Da变低时，控制脉冲信号SDa的L电平期间变长。
因此，控制脉冲信号SDa与控制图7所示的升压斩波电路的下臂元件的通断的信号对应。即，在控制脉冲信号SDa的H电平期间下臂元件接通，另一方面，在L电平期间下臂元件断开。另一方面，控制脉冲信号/SDa与控制图7所示的升压斩波电路的上臂元件的通断的信号对应。
在图13中表示用于说明与直流电源20对应的电源PS2的具体的控制动作例的波形图。
参照图13，在电源PS2中，也通过与电源PS1同样的脉宽调制控制，基于占空比Db(参照式(2))来生成控制脉冲信号SDb和其反转信号/SDb。因此，控制脉冲信号SDb与控制图8所示的升压斩波电路的下臂元件的通断的信号对应。控制脉冲信号/SDb与控制图8所示的升压斩波电路的上臂元件的通断的信号对应。
另外，占空比Db在电源PS1作为电压源动作时，通过用于使电源PS2作为电流源动作的电流反馈控制(图15)而算出。相反地，占空比Db在电源PS1作为电流源动作时，通过用于使电源PS2作为电压源动作的电压反馈控制(图14)而算出。
图14表示作为电压源动作的电源的控制块201的构成例。
参照图14，控制块201按照对电压指令值Vo*和输出电压Vo的偏差进行PI(比例积分)运算所得的反馈控制量与前馈控制量DvFF之和来生成用于控制电压的占空比指令值Dv。传递函数Hv相当于作为电压源动作的电源PS1或PS2的传递系数。
图15表示作为电流源动作的电源的控制块202的构成例。
参照图15，控制块202按照对电流指令值Ii*和经电流控制的直流电源10或20的电流Ii的偏差进行PI(比例积分)运算所得的反馈控制量与前馈控制量DiFF之和来生成用于控制电流的占空比指令值Di。传递函数Hi相当于作为电流源动作的电源PS2或PS1的传递系数。
图16表示并联模式下的各控制数据的设定。在图16的左栏表示将电源PS1(直流电源10)作为电流源而将电源PS2(直流电源20)作为电压源进行控制的情况下的各控制数据的设定。
参照图16的左栏，用于电压控制的占空比指令值Dv采用电源PS2(直流电源20)的占空比Db，并且用于电流控制的占空比指令值Di采用电源PS1(直流电源10)的占空比Da。由电流控制所控制的电流Ii成为直流电源10的电流I[1]。另外，由电压控制所控制的电压无论将电源PS1、PS2中的哪一个作为电压源都是输出电压Vo。
图14中的传递函数Hv相当于与图8所示的直流电源20对应的升压斩波电路的传递函数。而且，图15中的传递函数Hi相当于与图7所示的直流电源10对应的升压斩波电路的传递函数。
电压控制下的前馈控制量DvFF如下述(6)式所示，根据输出电力Vo与直流电源20的电压V[2]的电压差来设定。而且，电流控制下的前馈控制量DiFF如下述(7)式所示，根据输出电力Vo与直流电源10的电压V[1]的电压差来设定。
DvFF＝(Vo－V[2])/Vo...(6)
DiFF＝(Vo－V[1])/Vo...(7)
根据占空比Da(Da＝Di)，生成图12所示的控制脉冲信号SDa和/SDa。同样地，根据占空比Db(Db＝Dv)，生成图13所示的控制脉冲信号SDb和/SDb。
用于分别控制开关元件S1～S4的通断的控制信号SG1～SG4被设定为采用用于电源PS1的电流控制的控制脉冲信号与用于电源PS2的电压控制的控制脉冲信号的逻辑和的形态。
开关元件S1在图7和图8的升压斩波电路中的各个升压斩波电路形成上臂元件。因此，控制开关元件S1的通断的控制信号SG1通过控制脉冲信号/SDa与/SDb的逻辑和而生成。即，在控制脉冲信号/SDa和/SDb中的至少一方为H电平的期间将控制信号SG1设定为H电平。并且，在控制脉冲信号/SDa和/SDb双方为L电平的期间将控制信号SG1设定为L电平。
其结果是，对开关元件S1进行通断控制以实现图7的升压斩波电路(直流电源10)的上臂元件和图8的升压斩波电路(直流电源20)的上臂元件双方的功能。
开关元件S2在图7的升压斩波电路中形成上臂元件，在图8的升压斩波电路中形成下臂元件。因此，控制开关元件S2的通断的控制信号SG2通过控制脉冲信号/SDa与SDb的逻辑和而生成。由此，对开关元件S2进行通断控制以实现图7的升压斩波电路(直流电源10)的上臂元件和图8的升压斩波电路(直流电源20)的下臂元件双方的功能。
同样地，开关元件S3的控制信号SG3通过控制脉冲信号SDa与SDb的逻辑和而生成。由此，对开关元件S3进行通断控制以实现图7的升压斩波电路(直流电源10)的下臂元件和图8的升压斩波电路(直流电源20)的下臂元件双方的功能。
而且，开关元件S4的控制信号SG4通过控制脉冲信号SDa与/SDb的逻辑和而生成。由此，对开关元件S4进行通断控制以实现图7的升压斩波电路(直流电源10)的下臂元件和图8的升压斩波电路(直流电源20)的上臂元件双方的功能。
在图16的右栏表示将电源PS1(直流电源10)作为电压源而将电源PS2(直流电源20)作为电流源进行控制的情况下的各控制数据的设定。
参照图16的右栏，用于电压控制的占空比指令值Dv采用电源PS1(直流电源10)的占空比Da，并且用于电流控制的占空比指令值Di采用电源PS2(直流电源20)的占空比Db。由电流控制所控制的电流Ii成为直流电源20的电流I[2]。由电压控制所控制的电压为输出电压Vo。
图14中的传递函数Hv相当于与图7所示的直流电源10对应的升压斩波电路的传递函数。而且，图15中的传递函数Hi相当于与图8所示的直流电源20对应的升压斩波电路的传递函数。
电压控制下的前馈控制量DvFF如下述(8)式所示，根据输出电力Vo与直流电源20的电压V[1]的电压差而设定。而且，电流控制下的前馈控制量DiFF如下述(9)式所示，根据输出电力Vo与直流电源10的电压V[2]的电压差而设定。
DvFF＝(Vo－V[1])/Vo...(8)
DiFF＝(Vo－V[2])/Vo...(9)
根据占空比Da(Da＝Dv)，生成图12所示的控制脉冲信号SDa和/SDa。同样地，根据占空比Db(Db＝Di)，生成图13所示的控制脉冲信号SDb和/SDb。
用于分别控制开关元件S1～S4的通断的控制信号SG1～SG4被设定为采用用于电源PS1的电压控制的控制脉冲信号与用于电源PS2的电流控制的控制脉冲信号的逻辑和的形态。因此，与图16的左栏同样地生成开关元件S1～S4的控制信号SG1～SG4。
在并联模式下，控制信号SG2和SG4被设定为互补的电平，因此开关元件S2和S4互补地通断。由此，图5所示的V[2]>V[1]时的动作与图6所示的V[1]>V[2]的动作被自然地切换。并且，在各动作中，通过使开关元件S1、S3互补地通断，能够在电源PS1、PS2中的各个电源执行按照占空比Da、Db的直流电压转换。
在并联模式下，与输出电压Vo的控制一起，能够通过一方的直流电源的电流控制来控制直流电源10、20的输出电力。因此，在并联模式下，直流电源10、20的电力管理性提高。而且，并列地使用直流电源10、20，因此对来自负载30的充放电要求的应对性也优异。
(单独电源模式下的控制动作)
如上所述，在使用直流电源10的单独电源模式下，执行图7(a)、(b)所示的开关动作。因此，通过图14所示的控制块201，以将输出电压Vo控制成电压指令值的方式，使用于电压控制的占空比指令值Dv采用直流电源10的占空比Da。并且，控制信号SG1～SG4按照用于直流电源10的电压控制的控制脉冲信号SDa、/SDa而控制。具体来说，与上臂元件对应的开关元件S1、S2的控制信号SG1、SG2按照控制脉冲信号/SDa而设定，与下臂元件对应的开关元件S3、S4的控制信号SG3、SG4按照控制脉冲信号SDa而设定。
而且，在使用直流电源20的单独电源模式下，执行图8(a)、(b)所示的开关动作。因此，通过图14所示的控制块201，以将输出电压Vo控制成电压指令值的方式，使用于电压控制的占空比指令值Dv采用直流电源20的占空比Db。并且，控制信号SG1～SG4按照用于直流电源20的电压控制的控制脉冲信号SDb、/SDb而控制。具体来说，与上臂元件对应的开关元件S1、S4的控制信号SG1、SG4按照控制脉冲信号/SDb而设定，与下臂元件对应的开关元件S2、S3的控制信号SG2、SG3按照控制脉冲信号SDb而设定。
如上所述，通过单独电源模式，能够应对仅使用任一方的直流电源的方式更为高效的情况。
(串联模式下的控制动作)
接下来，使用图17～图20，对串联模式下的控制动作进行说明。
图17表示串联模式下的从负载侧观察到的等效电路。
参照图17，在串联模式下，电源PS1和电源PS2相对于负载30串联连接。因此，在电源PS1与PS2中流动的电流是共同的。因此，为了控制输出电压Vo，电源PS1和PS2需要共同地进行电压控制。
串联连接的电源PS1和PS2相当于图10所示的执行直流电压转换动作的升压斩波电路。即，电源PS1、PS2在直流电源10、20的电压V[1]与V[2]之和及输出电压Vo之间具有式(3)所示的电压转换比的直流电压转换功能。
在串联模式下，无法直接控制直流电源10的电力P[1]和直流电源20的电力P[2]。在直流电源10的电力P[1]和电压V[1]与直流电源20的电力P[2]和电压V[2]之间，下述(10)式的关系成立。另外，对于电力P[1]与电力P[2]之和为负载30的电力Po这一点(Po＝P[1]+P[2])，与并联模式相同。
P[1]：P[2]＝V[1]：V[2]...(10)
参照图18，电源PS1、PS2共同的占空比Dc(参照式(3))通过用于作为电压源动作的电压反馈控制(图19)而算出。另外，在图18中，表示占空比Dc的电压信号以相同的附图标记Dc来表示。
控制脉冲信号SDc通过与图12和图13同样的脉宽调制控制，基于占空比Dc(参照式(3))而生成。控制脉冲信号/SDc是控制脉冲信号SDc的反转信号。控制脉冲信号SDc与控制图10所示的升压斩波电路的下臂元件的通断的信号对应。另一方面，控制脉冲信号/SDc与控制图10所示的升压斩波电路的上臂元件的通断的信号对应。
图19表示串联模式下的控制块203的构成例。
参照图19，控制块203按照对输出电压的电压指令值Vo*和输出电压Vo的偏差进行PI(比例积分)运算所得的反馈控制量与前馈控制量DvFF之和来生成用于控制电压的占空比指令值Dv。传递函数Hv相当于串联连接的电源PS1、PS2的传递函数。
图20表示串联模式下的各控制数据的设定。
参照图20，用于图19所示的电压控制的占空比指令值Dv被用作占空比Dc。由电压控制所控制的电压为输出电压Vo。图19中的传递函数Hv相当于与图10所示的升压斩波电路的传递函数。而且，前馈控制量DvFF如下述(11)式所示，根据串联连接的电源电压V[1]+V[2]与输出电压Vo的电压差而设定。
DvFF＝(Vo－(V[2]+V[1]))/Vo...(11)
根据占空比Dc(Dc＝Dv)，生成图18所示的控制脉冲信号SDc和/SDc。
用于分别控制开关元件S1～S4的通断的控制信号SG1～SG4被设定为按照控制脉冲信号SDc和/SDc来控制图10所示的升压斩波电路。
在串联模式下，通过将开关元件S3接通固定，将直流电源10和20串联连接。因此，控制信号SG3被固定为H电平。
开关元件S1在图10的升压斩波电路中形成上臂元件。因此，将控制脉冲信号/SDc作为控制信号SG1而使用。而且，开关元件S2、S4在图10的升压斩波电路中形成下臂元件。因此，将控制脉冲信号SDc作为控制信号SG2、SG4而使用。
在串联模式下，执行V[1]+V[2]与输出电压Vo之间的直流电压转换，因此与并联模式相比斩波电路的占空比低。因此，直流电源10、20的蓄积能量(SOC：State of Charge：充电状态)低，即使电压V[1]、V[2]低也能够执行直流电压转换。因此，从高效地用尽直流电源10、20的蓄积能量的观点出发是有利的。而且，在串联模式和并联模式之间，输入输出相同电力时的电流在串联模式下变小。因此，串联模式在效率方面是有利的。
(电力转换器的开关速度控制)
这样一来，通过多个开关元件S1～S4的控制，电力转换器50能够区分使用对负载电力的应对性和电力管理性提高的并联模式、效率和蓄积能量的利用性优异的串联模式及用于应对仅使用一个直流电源的方式更为高效的情况的单独电源模式。
在单独电源模式下，对每两个开关元件共同地进行通断控制，因此担心开关元件的电力损失的增大。具体来说，在使用直流电源10的单独电源模式下，对开关元件S1、S2共同地进行通断控制，并且对开关元件S3、S4共同地进行通断控制(参照图7)。同样地，在使用直流电源20的单独电源模式下，对开关元件S1、S4共同地进行通断控制，并且对开关元件S2、S3共同地进行通断控制(参照图8)。另一方面，在并联模式下，对开关元件S1～S4中的各个开关元件独立地进行通断控制。即，在电力转换器50中，并联模式对应于“第一模式”，单独电源模式对应于“第二模式”。
图21表示作为能够并列使用直流电源10、20的比较例所表示的电力转换器50#的结构。
参照图21，比较例的电力转换器50#具有斩波电路6、7。斩波电路6在直流电源10和与负载30连接的电源配线PL之间执行双方向的DC/DC转换。斩波电路6包括开关元件S1、S2和电抗器L1。
斩波电路7在直流电源20和与负载30连接的电源配线PL之间执行双方向的DC/DC转换。斩波电路7包括开关元件S3、S4和电抗器L2。
这样一来，电力转换器50#与本实施方式的电力转换器50不同，是相对于直流电源10和直流电源20分别独立地设有斩波电路6、7的结构。斩波电路6和7能够独立地控制。
例如，与图14和图15同样地，斩波电路6、7以使直流电源10、20的一方作为电压源动作并且使另一方作为电流源动作的方式进行控制。例如，与图15同样地，斩波电路6执行用于使输出电压Vo与电压指令值Vo*一致的电压控制。由此，按照用于电压控制的占空比Da(控制脉冲信号SDa、/SDa)来控制开关元件S1、S2。相对于此，与图14同样地，斩波电路7执行用于使电流I[2]与电流指令值Ii*一致的电流控制。由此，按照用于电流控制的占空比Db(控制脉冲信号SDa、/SDa)来控制开关元件S3、S4。
这样一来，在电力转换器50#中，通过使斩波电路6、7并列地动作，能够与电力转换器50的并联模式同样地，在直流电源10、20与负载30之间并列地执行DC/DC转换。并且，电力转换器50#通过仅使斩波电路6或7动作，能够实现使用直流电源10或20的单独电源模式。
在图22和图23中表示用于说明电力转换器50#的单独电源模式下的动作的电路图。在图22和图23中，表示使用直流电源10的单独电源模式下的斩波电路6的动作。
参照图22，在斩波电路6中，通过使作为上臂元件的开关元件S1断开而使作为下臂元件的开关元件S2接通，形成用于向电抗器L1储存电磁能量的电流路径181。
参照图23，在斩波电路6中，通过使下臂元件(开关元件S2)断开而使上臂元件(开关元件S1)接通，能够形成用于向负载30供给电力的电流路径182。
这样一来，在斩波电路6中，通过使逐个开关元件交替地通断，能够实现使用直流电源10的单独电源模式。同样地，在斩波电路7中，通过使开关元件S3(上臂元件)和开关元件S4(下臂元件)交替地通断，能够实现使用直流电源20的单独电源模式。
因此，当对单独电源模式的电力转换进行比较时，本实施方式的电力转换器50在电流路径上各存在两个开关元件，与比较例的电力转换器50#相比，担心损失增大(约2倍)。因此，在本实施方式的电力转换器50中，根据动作模式来控制各开关元件S1～S4的开关速度。
图24是说明在本发明的实施方式的电力转换装置中针对各开关元件设置的驱动控制电路的构成例的电路图。
参照图24，驱动控制电路300通过驱动开关元件400的控制电极的电压或电流来响应控制信号SG而控制开关元件400的通断。开关元件400包括性地表示开关元件S1～S4，控制信号SG包括性地表示控制信号SG1～SG4。
开关元件400作为IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)而例示。开关元件400构成为使与“控制电极”即栅极(G)的电压对应的电流I(S)在端子间(集电极(C)和发射极(E)之间)流动。具体来说，开关元件400在栅极电压V(G)比预定的阈值电压高时接通，在栅极电压V(G)比预定的阈值电压低时断开。而且，将开关元件400的端子间电压(集电极和发射极间电压)记做V(S)。在开关元件400接通时，V(S)＝0，另一方面，在开关元件400断开时V(S)>0。当V(S)因电涌电压等而过大时，存在发生元件故障的危险。
驱动控制电路300在控制信号SG为H电平时，为了将开关元件400接通而将栅极(G)驱动成电压Vh，另一方面，在控制信号SG为L电平时，为了将开关元件400断开而将栅极(G)驱动成电压Vl。例如，电压Vh为12(V)～15(V)左右，电压Vl为接地电压(GND)～－15(V)左右。
驱动控制电路300具有驱动开关305、306、栅极电阻切换开关307和用于栅极电阻的电阻元件308和309。驱动开关305设于供给电压Vh的电压源301和节点Na之间。驱动开关306设于供给电压Vl的电压源302和节点Na之间。驱动开关305在控制信号SG的H电平时接通。驱动开关306在控制信号SG的L电平时(即，将SG翻转的信号/SG的H电平时)接通。
电阻元件308连接于节点Na和Ng之间。栅极电阻切换开关307和电阻元件309在节点Na和Ng之间与电阻元件308并联连接。
在栅极电阻切换开关307断开时，仅电阻元件308连接于节点Na和Ng之间。另一方面，在栅极电阻切换开关307接通时，电阻元件308和309并联连接于节点Na和Ng之间。因此，栅极电阻切换开关307接通时的栅极电阻低于栅极电阻切换开关307断开时的栅极电阻。
驱动控制电路300的节点Ng和Ne分别与开关元件400的栅极(G)和发射极(E)电连接。在开关元件400的栅极和发射极之间存在栅极电容Cg。
当控制信号SG为H电平时，通过将驱动开关305接通，栅极电容Cg向电压Vh进行充电。由此，与栅极电压V(G)的上升对应地，开关元件400接通。另一方面，当控制信号SG为L电平时，通过将驱动开关306接通，栅极电容Cg向电压Vl进行放电。由此，与栅极电压V(G)的降低对应地，开关元件400断开。
开关元件400的通断由控制电极的电压或电流(在IGBT中是栅极电压)控制。在驱动控制电路300的控制电极(栅极)的驱动速度大、栅极电压V(G)的变化速度大的情况下，开关元件400在短时间内接通或者断开。即，开关速度变大。相反地，在驱动控制电路300的控制电极(栅极)的驱动速度小、栅极电压V(G)的变化速度小的情况下，开关元件400的接通或者断开需要一定的时间。即，开关速度变小。
图25表示用于说明开关元件的栅极电阻与开关速度的关系的断开时的动作波形图。在图25(a)中，表示栅极电阻切换开关307断开时即栅极电阻高时的动作波形。另一方面，在图25(b)中，表示栅极电阻切换开关307接通时即栅极电阻低时的动作波形。
参照图25的(a)、(b)，在断开时，从栅极电压V(G)＝Vh的状态起，通过驱动控制电路300使栅极电压V(G)向电压Vl而进行驱动。
对应于栅极电压V(G)低于预定的阈值电压Vth，开关元件400开始断开。由此，端子间电压V(S)开始上升，并且电流I(S)减小。在完全断开的状态下，栅极电压V(G)＝Vl，并且电流I(S)＝0。并且，端子间电压V(S)达到开关元件400截止的电平(最终值)。在断开的过程中，端子间电压V(S)因电涌电压的产生而高于最终值。为了避免元件故障，需要通过降低电涌电压来抑制V(S)的瞬间最大值。
如图25(a)所示，在栅极电阻高的情况下，断开时的栅极电压V(S)的变化速度变小。其结果是，电流I(S)的变化也变得平缓，因此抑制了电涌电压。另一方面，到电流I(S)＝0而完全地断开为止需要时间，因此开关损失(Pls的积分值)增大。
相对于此，如图25(b)所示，在栅极电阻低的情况下，使断开时的栅极电压V(S)的变化速度变大。其结果是，电流I(S)的变化变得急剧，因此电涌电压增大。即，与栅极电阻低的情况相比端子间电压V(S)的最大值也变大。另一方面，到电流I(S)＝0而完全地断开为止的时间缩短，因此开关损失(Pls的积分值)减小。
这样一来，在栅极电阻高、栅极电压的变化速度(即，开关速度)小的情况下，抑制了电涌电压，另一方面开关损失增大。相对于此，在栅极电阻低、栅极电压的变化速度(即，开关速度)大的情况下，电涌电压增大，另一方面开关损失减小。驱动控制电路300根据栅极电阻切换开关307的通断而将开关元件400的开关速度控制为可变，从而能够调整电涌电压和开关损失。
图26是构成本实施方式的电力转换器50的开关元件的单独电源模式下的断开时的动作波形。在图26中，代表性地表示仅使用直流电源10的单独电源模式下的、开关元件S3和S4的对的断开时的波形。
参照图26，在时刻t1以前，控制信号SG3、SG4被设定为H电平，开关元件S3、S4接通。因此，开关元件S3、S4的端子间电压V(S3)、V(S4)为零。在该状态下，形成图7(a)的电流路径150。
在时刻t1，通过控制信号SG3、SG4从H电平变为L电平，对开关元件S3、S4共同地指示断开。由此，与通过将驱动开关306(图24)接通而使栅极电压降低对应地，开关元件S3、S4开始断开。与此对应，电压V(S3)和V(S4)均匀地上升。
在时刻t2，达到V(S3)＝V(S4)＝Vo/2。由此，二极管D3、D4接通，因此取代图7(a)的电流路径150，形成图7(b)所示的电流路径151。与此对应，伴随着开关元件S3、S4的电流I(S3)、I(S4)减小，在开关元件S3、S4发生电涌电压。其结果是，电压V(S3)、V(S4)进一步上升。在时刻t3，达到I(S3)＝I(S4)＝0。
在时刻t3～t4，在电抗器L2不产生电位，因此开关元件S4的电压V(S4)向Vo-V[2]收敛。因此，开关元件S3的电压V(S3)向Vo-(Vo-V[2])＝V[2]收敛。
在时刻t2～t3的期间产生的电涌电压与时刻t2的电压Vo/2重叠。这是因为，通过串联连接的两个开关元件S3、S4而将输出电压Vo切断。
相对于此，在图23所示的比较例的电力转换器50#中，通过单一的开关元件而切断输出电压Vo，因此断开时的电涌电压与输出电压Vo重叠。因此，在电力转换器50的单独电源模式下，断开时的电涌电压产生时的开关元件的端子间电压被抑制得比比较例的电力转换器50#低。换言之，在电力转换器50的单独电源模式下，与电力转换器50#相比，电涌电压的容许量(电压)大Vo/2。
因此，在单独电源模式下，提高开关速度而实现开关损失的降低。由此，断开时的电涌电压增大，然而由于存在Vo/2的量的余量，因此避免了端子间电压超过耐压这一情况。其结果是，抑制了对两个开关元件共同地进行通断所导致的开关损失的增大。
相对于此，在并联模式下，由于对各开关元件S1～S4独立地进行控制，因此需要通过单一的开关元件来切断输出电压Vo与电涌电压之和。因此，需要抑制开关速度。
因此，在单独电源模式下，通过驱动控制电路300(图24)，与两电源模式(并联模式和串联模式)相比使各开关元件S1～S4的开关速度降低。具体来说，在单独电源模式下，通过将栅极电阻切换开关307接通来降低栅极电阻，另一方面在两电源模式下，通过将栅极电阻切换开关307接通来提高栅极电阻。
另外，如图20所示，在串联模式下，对开关元件S2、S4共同地进行通断控制，因此对于开关元件S2、S4，在理论上，与单独电源模式同样地，存在能够降低开关速度的可能性。然而，在串联模式下，对开关元件S1单独地进行通断控制。因此，难以降低处于以单一的开关元件切断输出电压Vo与电涌电压之和这一情况下的开关元件S1的开关速度。当在开关元件之间开关速度不同时，担心难以调整死区时间等。因此，对于串联模式，优选各开关元件S1～S4的开关速度不降低至与单独电源模式同等，而是与并联模式同等。
图27表示电力转换器50的动作模式的转换图。
参照图27，根据直流电源10、20和/或负载30的状态，在单独电源模式、并联模式和串联模式之间切换动作模式。
在串联模式下，在电压V[1]+V[2]与输出电压Vo之间执行直流电压转换。另一方面，在并联模式和单独电源模式下，在电压V[1]、V[2]与输出电压Vo之间执行直流电压转换。因此，在选择单独电源模式的情况下，为了防止占空比的大幅的变化，优选避免在单独电源模式和串联模式之间直接转换动作模式。
在图28和图29中表示这样的动作模式的切换时的、与驱动控制电路的开关速度控制相关的处理。
在图28中表示选择并联模式的期间中的控制处理。图28所示的控制处理在选择并联模式时每预定周期地执行。
参照图28，控制装置40通过步骤S100判定是否指示了从并联模式向单独电源模式的切换。控制装置40在无需动作模式的切换而维持并联模式的情况下(S100的“否”判定时)，使处理前进至步骤S110，将栅极电阻切换开关307断开。由此，栅极电阻被设定得高，因此在对各开关元件独立地进行通断控制的并联模式下，开关元件的控制电极(栅极)的驱动速度即开关速度被抑制得低。
相对于此，控制装置40在指示了向单独电源模式的切换时(S100的“是”判定时)，前进至步骤S120的处理，执行动作模式的切换。具体来说，将用于开关元件S1～S4的通断控制(占空控制)的运算处理向单独电源模式切换。
并且，控制装置40在通过步骤S120切换了开关元件的占空控制后，通过步骤S130，使驱动控制电路300的栅极电阻切换开关307从断开变化为接通。由此，各开关元件S1～S4的栅极电阻降低，开关速度变大。因此，在单独电源模式下，能够抑制每两个共同地进行通断控制的开关元件S1～S4的开关损失。
当在并联模式的通断控制下提高开关速度时，存在因电涌电压的增大而使端子间电压变得过大的危险。因此，在将开关元件的通断控制(占空控制)向单独电源模式完成切换后，通过驱动控制电路300使开关速度上升。由此，能够更可靠地避免由过电压的产生所导致的元件故障。
图29表示选择单独电源模式的期间中的控制处理。图29所示的控制处理在单独电源模式的选择时每预定周期地执行。
参照图29，控制装置40通过步骤S200判定是否指示了从单独电源模式向并联模式的切换。控制装置40在无需动作模式的切换维持单独电源模式的情况下(S200的“否”判定时)，使处理前进至步骤S210，将栅极电阻切换开关307接通。由此，由于栅极电阻被设定得低，因此在对每多个开关元件共同地进行控制的单独电源模式下，为了抑制开关损失而提高开关速度。
相对于此，控制装置在指示了向并联模式的切换时(S200的“是”判定时)，使处理前进至步骤S220，在动作模式的切换之前，使驱动控制电路300内的栅极电阻切换开关307从接通变化至断开。由此，各开关元件S1～S4的栅极电阻上升，开关速度降低。并且，控制装置40在使开关速度降低后，通过步骤S230，将用于开关元件的通断控制(占空控制)的运算处理向并联模式切换。
由此，在开关速度大的状态下，能够按照并联模式，防止对开关元件S1～S4独立地进行通断控制。由此，能够更可靠地避免由过电压的产生所导致的元件故障。
如以上所说明那样，根据本实施方式的电力转换器50，在对多个开关元件共同地进行通断控制的动作模式(单独电源模式)下，能够利用电涌电压的容许量增加而使开关速度上升来实现开关损失的抑制。另一方面，在对各开关元件独立地进行通断控制的动作模式(特别是，并联模式)下，能够抑制开关速度来防止由电涌电压所导致的过电压的产生。由此，在包括多个开关元件而构成的电力转换器中，通过根据动作模式控制开关速度，能够实现电涌电压抑制和开关损失降低的兼顾。
另外，在本实施方式中，作为电力转换器(转换器)的结构例示了斩波电路，不过本发明的应用并不限定于斩波电路。即，只要是由任意个数的多个开关元件构成的电力转换器且具有对多个开关元件共同地进行通断控制的动作模式，则其电路结构可以是任意的。
而且，对于用于控制开关速度的驱动控制电路，也不限定于图24例示的电路结构，可以适用用于切换开关速度的任意的电路结构。
并且，负载30只要是利用直流电压Vo而动作的设备则可以由任意的设备构成，对于这一点进行了确认性的记载。即，在本实施方式中，对以包括电动车辆的行驶用电动机的方式构成负载30的例子进行了说明，但本发明的应用并不限定于这样的情况。
应当认为，本次公开的实施方式中所有的方面均为例示而非限制。本发明的范围并非上述说明而由权利要求的范围表示，并旨在包括与权利要求的范围等同含义和范围内的所有变更。
工业实用性
本发明能够应用于包括多个电力用半导体开关元件而构成的电力转换器的控制。
附图标记说明
5：电源系统
6、7：斩波电路
10、20：直流电源
15：配线
25：载波信号
30：负载
32：逆变器
35：电动发电机
36：动力传递齿轮
37：驱动轮
40：控制装置
50：电力转换器
101、102：动作点
110、120：动作区域
150、151、160、161、170、171、172、173、174：电流路径201、202、203：控制块
300：驱动控制电路
301、302：电压源
305、306：驱动开关
307：栅极电阻切换开关
308、309：电阻元件(栅极电阻)
400、S1～S4：电力用半导体开关元件
Cg：栅极电容
D1～D4：反并联二极管
Da、Db、Dc：占空比
Di、Dv：占空比指令值
DiFF、DvFF：前馈控制量
G：栅极
SG、SG1～SG4：控制信号
GL：接地配线
Hi、Hv：传递函数
I[1]、I[2]：电流
Ii*：电流指令值
Vo*：电压指令值
L1、L2：电抗器
N1、N2、N3、Na、Ng：节点
PL：电源配线
PS1、PS2：电源
Pls：开关损失
Rg1、Rg2：电阻值
SDa(/SDa)、SDb(/SDb)、SDc(/SDc)：控制脉冲信号
V(G)：栅极电压
V[1]、V[2]：电压(直流电源)
Vh、Vl：电压(通断)
V(S)、V(S3)、V(S4)：端子间电压
Vo：输出电压
Vth：阈值电压。

Claims (10)

1.一种电力转换器的控制装置，该电力转换器(50)包括多个开关元件(S1～S4)，
所述电力转换器的控制装置具备：
驱动控制电路(300)，与所述多个开关元件中的各个开关元件对应地设置，用于控制对应的所述开关元件的控制电极的驱动速度；及
控制电路(40)，用于选择对所述多个开关元件中的各个开关元件独立地进行通断控制的第一模式和对所述多个开关元件中的至少两个开关元件共同地进行通断控制的第二模式，
所述驱动控制电路使所述第二模式下的所述驱动速度高于所述第一模式下的所述驱动速度。
2.根据权利要求1所述的电力转换器的控制装置，其中，
所述电力转换器(50)构成为，在第一直流电源和第二直流电源(10、20)与和负载(30)电连接的电源配线(PL)之间执行直流电压转换，以控制所述电源配线上的输出电压(Vo)，
所述多个开关元件(S1～S4)包括：
第一开关元件(S1)，电连接于第一节点(N1)与所述电源配线之间；
第二开关元件(S2)，电连接于第二节点(N2)与所述第一节点之间；
第三开关元件(S3)，电连接于和所述第二直流电源(20)的负极端子电连接的第三节点(N3)与所述第二节点之间；及
第四开关元件(S4)，电连接于所述第一直流电源(10)的负极端子与所述第三节点之间，
所述电力转换器还包括：
第一电抗器(L1)，电连接于所述第二节点与所述第一直流电源的正极端子之间；及
第二电抗器(L2)，电连接于所述第一节点与所述第二直流电源的正极端子之间。
3.根据权利要求2所述的电力转换器的控制装置，其中，
所述电力转换器(50)在所述第一模式下如下进行动作，通过所述第一开关元件至第四开关元件(S1～S4)的控制，而在所述第一直流电源及第二直流电源(10、20)与所述电源配线之间并列地执行所述直流电压转换。
4.根据权利要求2所述的电力转换器的控制装置，其中，
所述电力转换器(50)在所述第二模式下，通过共同地控制所述第一开关元件和第二开关元件(S1、S2)的通断，并且共同地控制所述第三开关元件和第四开关元件(S3、S4)的通断，而在所述第一直流电源(10)与所述电源配线(PL)之间执行直流电压转换。
5.根据权利要求2所述的电力转换器的控制装置，其中，
所述电力转换器(50)在所述第二模式下，通过共同地控制所述第一开关元件和第四开关元件(S1、S4)的通断，并且共同地控制所述第二开关元件和第三开关元件(S2、S3)的通断，而在所述第二直流电源(20)与所述电源配线(PL)之间执行直流电压转换。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的电力转换器的控制装置，其中，
在从所述第一模式向所述第二模式切换时，所述控制装置(40)在切换了所述多个开关元件(S1～S4)的控制后，使所述驱动控制电路(300)的所述驱动速度上升。
7.根据权利要求1～5中任一项所述的电力转换器的控制装置，其中，
在从所述第二模式向所述第一模式切换时，所述控制装置(40)在使所述驱动控制电路(300)的所述驱动速度降低后，切换所述多个开关元件(S1～S4)的控制。
8.一种电力转换器的控制方法，该电力转换器(50)包括多个开关元件(S1～S4)，
所述电力转换器具有：
第一模式，对所述多个开关元件中的各个开关元件独立地进行通断控制；及
第二模式，对所述多个开关元件中的至少两个开关元件共同地进行通断控制，
所述控制方法具备：
在所述第一模式下所述电力转换器动作时，将与所述多个开关元件中的各个开关元件对应地设置的驱动控制电路(300)对对应的所述开关元件的控制电极的驱动速度控制为第一速度的步骤(S110)；及
在所述第二模式下所述电力转换器动作时，将所述驱动控制电路的所述驱动速度控制为比所述第一速度高的第二速度的步骤(S210)。
9.根据权利要求8所述的电力转换器的控制方法，还具备：
指示从所述第一模式向所述第二模式切换的步骤(S100)；
在指示了从所述第一模式向所述第二模式切换时，切换所述多个开关元件(S1～S4)的控制的步骤(S120)；及
在切换了所述多个开关元件的控制后，使所述驱动控制电路(300)的所述驱动速度从所述第一速度向所述第二速度上升的步骤(S130)。
10.根据权利要求8所述的电力转换器的控制方法，还具备：
指示从所述第二模式向所述第一模式切换的步骤(S200)；
在指示了从所述第二模式向所述第一模式切换时，使所述驱动控制电路(300)的所述驱动速度从所述第二速度向所述第一速度降低的步骤(S220)；及
在使所述驱动速度降低后，切换所述多个开关元件(S1～S4)的控制的步骤(S230)。
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