CN103715988B - 振荡电路、电子设备以及移动体 - Google Patents

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Abstract

本发明提供振荡电路、电子设备以及移动体，能够在确保可变电容元件的电容变化的直线性的同时扩大电容的可变范围，并且能够抑制电路规模和功耗的增加。振荡电路与振荡元件（石英振子26）连接，使振荡元件振荡而输出振荡信号，其中，该振荡电路包含：放大元件（反相器25）；以及可变电容元件组，其具有与从放大元件的输出至输入的振荡环路连接的至少两个可变电容元件（21A、21B），所述两个可变电容元件（21A、21B）的电容值由基准电压（Vr0、Vr1）与可变的控制电压（VC）的电位差来控制，可变电容元件组的各个可变电容元件的一个端子被施加公共的控制电压，另一个端子被施加对于各个可变电容元件电压彼此不同的基准电压。

Description

振荡电路、电子设备以及移动体
技术领域
本发明涉及振荡电路、电子设备以及移动体等。
背景技术
公知有对配置在振荡电路内的可变电容元件施加电压使电容变化，来改变振荡电路的频率的方法。利用电压来控制频率的振荡器通常被称为VCXO（Voltage Controlled X’tal Oscillator：压控石英振荡器）。在利用该原理相对于温度抑制频率偏差的振荡器中，有TCXO（Temperature Compensated X’tal Oscillator：温度补偿石英振荡器）。
在分立型振荡器中，可以选定电容变化大的可变电容元件来构成电路，但是，在对振荡电路进行集成电路化时所能使用的可变电容元件的特性受到限制。即，这是因为，在进行集成电路化时，通常采用的是电容变化比分立型的可变电容元件小的可变电容元件。而为了得到较大的电容变化需要专用的工艺。
近年来，也要求石英振荡器小型化，振荡电路的集成电路化得到发展。但是，在使用集成电路的情况下，可使用的可变电容元件的可变量受到限制，因而存在不能得到所需要的频率可变范围或直线性（linearity）的问题。
专利文献1的发明是利用两个电平移位电路在中途对施加给两个可变电容元件的一个控制电压进行分压，在形成电位差后施加给可变电容元件。此时，在比控制电压的中心电压低的区域中，使一个可变电容元件的C-V特性成为直线，而且，在比控制电压的中心电压高的区域中，使另一个可变电容元件的C-V特性成为直线。因此，既能确保直线性，又能使控制电压在比以往更大的范围内变动，能够得到所需要的频率可变范围。
【专利文献1】日本特开2007-19565号公报
但是，专利文献1的发明针对每种控制电压都需要多个电平移位电路。例如，在TCXO中为了提高补偿精度而使用了多种控制电压。此时，需要使用乘以了控制电压的种类数量而得到的数量的电平移位电路。因此，在将专利文献1公开的方法应用于TCXO的情况下，可能导致电路规模和功耗增大。
发明内容
本发明是鉴于以上情况而完成的，根据本发明的几个方式，能够提供如下的振荡电路、电子设备以及移动体等：能够在确保可变电容元件的电容变化相对于控制电压变化的直线性的同时扩大电容的可变范围，因此能够确保频率变化相对于控制电压变化的直线性并扩大频率可变范围，而且能够抑制电路规模和功耗的增加。
本发明正是为了解决上述课题中的至少一部分而完成的，可作为以下方式或应用例来实现。
[应用例1]
本应用例的振荡电路与振荡元件连接，使所述振荡元件振荡而输出振荡信号，该振荡电路包含：放大元件；以及可变电容元件组，其具有与从所述放大元件的输出至输入的振荡环路连接的至少两个可变电容元件，所述可变电容元件的电容值由基准电压与可变的控制电压之间的电位差控制，所述可变电容元件组的各个所述可变电容元件的一个端子被施加公共的所述控制电压，另一个端子被施加对于各个所述可变电容元件电压彼此不同的所述基准电压。
根据本应用例的振荡电路，包含：放大元件，其对来自所连接的振荡元件的信号进行放大；以及可变电容元件组，其具有与从放大元件的输出至输入的振荡环路连接的至少两个可变电容元件，所述可变电容元件的电容值由基准电压与可变的控制电压之间的电位差控制。另外，可变电容元件组也可以表现为可变电容元件的集合（group）、可变电容元件群。
作为放大元件，可使用双极晶体管、场效应晶体管（FET：Field EffectTransistor）、金属氧化膜型场效应晶体管（MOSFET：Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor）等。作为振荡元件，例如可使用SAW（Surface Acoustic Wave：表面声波）谐振器、AT切石英振子、SC切石英振子、音叉型石英振子、其他压电振子或MEMS（MicroElectro Mechanical Systems：微电子机械系统）振子等。可变电容元件组与从放大元件的输出至输入的振荡环路连接，振荡信号的频率随着电容变化而变化。
此时，各个可变电容元件具有第1布线和第2布线。并且，向第1布线施加作为公共电压的控制电压，向第2布线施加电压相互不同的基准电压。例如，各个可变电容元件的一端被施加控制电压，另一端被施加基准电压。
各个可变电容元件的电位差（施加到第1布线的控制电压与施加到第2布线的基准电压之差）相互不同，因此能够在确保可变电容元件组的电容变化的直线性的同时扩大电容的可变范围。因此，能够确保频率变化相对于控制电压变化的直线性并扩大频率可变范围。此时，不需要电平移位电路，因此能够抑制电路规模和功耗的增加。
[应用例2]
上述应用例的振荡电路可以具有能够调整所述基准电压的功能。
根据本应用例的振荡电路，可以具有能够调整所述基准电压的功能。能够调整基准电压的功能例如可以由包含可变电阻的电阻分压电路等实现，有按照多个不同的基准电压中的每个基准电压独立进行调整的方法、使多个基准电压整体偏移相同电压的方法等。此时，能够调整为，使得可变电容元件组的可变灵敏度平稳（例如相对于控制电压，振荡信号的频率变化没有偏向的状态），即展现出更好的直线性。
[应用例3]
在上述应用例的振荡电路中，所述可变电容元件可以包含MOS型可变电容元件。
根据本应用例的振荡电路，可变电容电路构成为包含MOS型可变电容元件。MOS（Metal Oxide Semiconductor：金属氧化物半导体）型可变电容元件是具有金属氧化膜半导体的构造的可变电容元件（以下称为变容二极管）。因此，能够将本应用例的振荡电路作为半导体集成电路来实现。
[应用例4]
在上述应用例的振荡电路中，可以具有多个所述可变电容元件组，在所述可变电容元件组彼此之间所述控制电压不同。
根据本应用例的振荡电路，在多个所述可变电容元件组彼此之间，施加到所述第1布线的所述控制电压不同。此外，在各个所述可变电容元件组中的各个所述可变电容元件之间，施加到所述第2布线的所述基准电压不同。
例如在TCXO中为了提高补偿精度而使用了多种控制电压（作为具体例子，是外部控制用、温度补偿用、频率偏移用的3种控制电压）时，不像专利文献1的发明那样需要电平移位电路，能够避免电路规模和功耗增大。
[应用例5]
在上述应用例的振荡电路中，可以是，多个所述可变电容元件组中的至少一个所述可变电容元件组是与其他所述可变电容元件组相比，相对于电压变化的电容变化最小的最小灵敏度可变电容元件组。
根据本应用例的振荡电路，能够根据用途区分地处理一个可变电容元件组。例如，有时，仅仅对于特定的用途，可变电容元件的相对于电压变化的电容变化灵敏度可以比其他用途低。该情况下，确定作为多个可变电容元件组中的一个可变电容元件组的最小灵敏度可变电容元件组，将最小灵敏度可变电容元件组的电容灵敏度设为比其他种类的可变电容元件组小。
[应用例6]
在上述应用例的振荡电路中，可以是，所述控制电压由3个种类的一组电压构成，所述最小灵敏度可变电容元件组的所述控制电压使用了其他所述可变电容元件组的所述基准电压的中间电压。
根据本应用例的振荡电路，最小灵敏度可变电容元件组的控制电压使用了其他2种可变电容元件组的基准电压中间电压，由此能够使得最小灵敏度可变电容元件组的电容灵敏度比其他种类的可变电容元件组小。此时，不需要另外的生成电压的电路，因此能够抑制电路规模和功耗的增加。并且，通过从相同的电压生成电路提供这些控制电压和基准电压，能够避免在最小可变电容元件组中产生较大噪声。
[应用例7]
本应用例的电子设备包含上述应用例的振荡电路。
[应用例8]
本应用例的移动体包含上述应用例的振荡电路。
根据这些应用例的电子设备、移动体，包含能够在维持可变电容元件的电容变化的直线性的同时扩大可变范围、并且能够抑制电路规模和功耗的增加的振荡电路。因此，能够实现可得到所需的频率可变范围、且对于使用者而言使用便利性良好的电子设备、移动体。
附图说明
图1是示出第1实施方式的振荡电路的结构例的图。
图2是示出MOS型可变电容元件相对于控制电压的电容变化的图。
图3是示出多个MOS型可变电容元件相对于控制电压的合成电容变化的图（施加了公共的基准电压和公共的控制电压的情况）。
图4是示出多个MOS型可变电容元件相对于控制电压的合成电容变化的图（施加了不同的基准电压和公共的控制电压的情况）。
图5是示出第1比较例的振荡电路的详细结构例的图。
图6是示出第1实施方式的振荡电路的变形例的详细结构例的图。
图7是示出第1实施方式的振荡电路的其他变形例的图。
图8是示出第1实施方式的振荡电路的其他变形例的图。
图9是示出增加了第1实施方式的振荡电路的可变电容元件组的可变电容元件数量的变形例的图。
图10是示出增加了第1实施方式的振荡电路的可变电容元件组的可变电容元件数量的其他变形例的图。
图11是示出第2实施方式的振荡电路的结构例的图。
图12是示出第2比较例的振荡电路的详细结构例的图。
图13是对第2比较例的振荡电路的噪声进行说明的图。
图14是示出第2实施方式的振荡电路的变形例的详细结构例的图。
图15是对第2实施方式的振荡电路的变形例的噪声进行说明的图。
图16是应用例的电子设备的功能框图。
图17是示出应用例的电子设备的外观的一例的图。
图18是示出应用例的移动体的一例的图。
标号说明
10：振动器件（振荡器）；12：振荡电路；21～23：可变电容元件组；21A～24A：变容二极管；21B～24B：变容二极管；25：反相器；26：石英振子；28：反馈电阻；41A～43A：固定电容；41B～43B：固定电容；44、45：DC截止电容；46：晶体管；47、48：DC截止电容；50～52：输入电阻；52A～52C：输入电阻；54、55：输入电阻；58：电平移位电路；60：电压生成部；62：电阻分压电路；64：AFC电压控制电路；66：温度补偿电压生成电路；68：温度传感器；72：频率调整电压生成电路；74：加法电路；110～112：布线；112A～112C：布线；164：控制信号；168：温度数据；172：控制信号；300：电子设备；330：操作部；340：ROM；350：RAM；360：通信部；370：显示部；380：声音输出部；400：移动体；410：振荡电路；420～440：控制器；450：电池；460：备用电池；Ca：电容特性；Cb：电容特性；Cm：合成电容特性；Na～Nc、Nx：噪声；VC、VC1～VC3：控制电压；Vr0～Vr3：基准电压。
具体实施方式
下面，使用附图对本发明的优选实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施方式并不对权利要求书中记载的本发明的内容进行不恰当的限定。并且以下说明的全部结构并非都是本发明必需的结构要件。
1.第1实施方式
1.1.振荡电路的概要
图1是示出第1实施方式的振荡电路12的结构例的图。本实施方式的振荡电路12构成TCXO（Temperature Compensated X’tal Oscillator：温度补偿石英振荡器）的一部分。另外，本实施方式的振荡电路12也可以是省略或变更了以下说明要素的一部分、或者追加了其他要素的结构。
本实施方式的振荡电路12包含反馈电阻28、反相器25，并与石英振子26连接。反相器25具有对输入的信号进行放大的性质，对应于本发明的放大元件。此外，石英振子26对应于本发明的振荡元件。如图1所示，振荡电路12与石英振子26连接，形成了从反相器25的输出至输入的振荡环路。振荡电路12利用反相器25对石英振子26生成的信号进行放大，输出振荡信号124作为例如外部电路中使用的时钟脉冲。
振荡电路12与石英振子26连接而形成作为振荡器的振动器件10。即，从振动器件10中排除了石英振子26后的部分对应于振荡电路12。因此，以下在没有特别说明的情况下，有时将关于振动器件10的说明作为振荡电路12的说明。
并且，本实施方式的振荡电路12在振荡环路内设置了DC截止电容43、44，不过也可以省略其中一方或双方。
本实施方式的振荡电路12在振荡环路内包含可变电容元件组21，所述可变电容元件组21可改变其电容来调整振荡信号124的频率。可变电容元件组21可以由两个以上的可变电容元件构成。此外，如后所述，可变电容元件组可以有多个。可变电容元件组可以包含MOS型可变电容元件而构成。MOS型可变电容元件例如为变容二极管，其电容根据施加到端子的电位差而变化。
在图1中，可变电容元件组的各个可变电容元件（变容二极管21A、变容二极管21B）的第1布线112经由固定电容41A、41B而接地，但也可以共用固定电容41A和固定电容41B。
在本实施方式的振荡电路12中，可变电容元件组21的各个可变电容元件（变容二极管21A、变容二极管21B）由一个MOS型可变电容元件构成，其电容根据控制电压VC和基准电压Vr0、Vr1而变化。关于变容二极管21A，经由输入电阻52对第1布线112施加控制电压VC，经由输入电阻50对第2布线110施加基准电压Vr0。关于变容二极管21B，经由输入电阻52对第1布线112施加控制电压VC，经由输入电阻51对第2布线111施加基准电压Vr1。
此处，第1布线112与作为变容二极管21A、21B的MOS型可变电容元件的一个端子（以下称为第1端子）连接。另一方面，第2布线110与变容二极管21A的不同于第1端子的另一个端子（以下称为第2端子）连接。此外，第2布线111与变容二极管21B的不同于第1端子的另一个端子（以下称为第2端子）连接。
并且，变容二极管21A的电容根据基准电压Vr0与控制电压VC的电位差而变化。此外，变容二极管21B的电容根据基准电压Vr1与控制电压VC的电位差而变化。在本实施方式的振荡电路12中，振荡信号124的频率根据可变电容元件组21的合成电容的变化而变化，因此能够进行频率调整。
1.2.控制电压与电容的关系
在本实施方式的振荡电路12中，构成可变电容元件组21的可变电容元件（变容二极管21A、变容二极管21B）共同使用控制电压VC，而基准电压Vr0、Vr1具有相互不同的电位。如后所述，构成可变电容元件组的可变电容元件不限于两个，可以进一步增加，该情况下，也是共同使用控制电压VC，而基准电压具有相互不同的电位。
即，对多个可变电容元件的第2布线（如后所述，对应于构成可变电容元件组的MOS型可变电容元件的第2端子）施加相互不同的电压。以下，参照图2～图4，对控制电压、基准电压和电容的关系进行说明。
图2是示出一个MOS型可变电容元件相对于控制电压的电容变化的图。在本实施方式的振荡电路12中，可变电容元件组21包含MOS型可变电容元件。在此，作为可变电容元件，虽然也存在PN结型的可变电容元件，但出于集成电路化、低电压化的目的，大多如本实施方式这样使用MOS型可变电容元件。
MOS型可变电容元件的特征在于，与PN结型相比，其电容在狭小的电压范围内急剧变化。因此，表示电容变化的曲线（下面称为电容特性）的直线区域狭小。通常，在使用MOS型可变电容元件的振荡电路中，如果电压变化的大小相同，则电容的变化也需要相同。这是因为，在电压变化相同而电容变化不同的情况下，振荡电路将难以正确地调整频率。
因此，假如振荡电路只具有一个MOS型可变电容元件，则在频率调整中，只能使用直线性良好的电压范围即图2中的VLR。此时，由于相对于电压变化的电容变化较小，因此不得不减小频率可变范围，存在不能实现振荡电路所需的频率可变范围的问题。
在此，通过改变施加到MOS型可变电容元件的一个端子的电压（可以是基准电压侧，也可以是控制电压侧，但在该例子中设为基准电压侧），能够改变电容特性。图2示出了如下情况：在使施加到MOS型可变电容元件的基准电压侧的电压按照实线的情况变化时，实线的电容特性变化到虚线所示的电容特性。
下面说明基于这样的性质，在振荡电路具有多个MOS型可变电容元件的情况下，扩大直线性良好的电压范围的情况。图3是振荡电路具有两个MOS型可变电容元件的情况，示出了表示各自的电容特性Ca、Cb与合成电容的变化的曲线（下面称为合成电容特性Cm）。
此时，在对两个MOS型可变电容元件的一个端子施加相同的基准电压、对另一个端子施加相同的控制电压而按照图3所示的那样变化的情况下，虽然合成电容特性Cm自身增加，但Cm变化仍然急剧，因此直线性良好的电压范围（图3的VLR）与只具有一个MOS型可变电容元件的情况（参照图2的VLR）相比还是没有变化。这是相对于电压变化的电容变化较大的状态、即可变电容元件的灵敏度较高的状态，难以进行电容调整。
但是，在对两个MOS型可变电容元件的一个端子施加不同的基准电压的情况下，能够扩大合成电容特性Cm的直线性良好的电压范围（图4的VLR）。此时，对所施加的基准电压进行调整，使得：在比控制电压的中心电压（在Vdd=1.8V时，中心电压例如是0.9V）低的区域中，电容特性Ca成为直线，而且在比控制电压的中心电压高的区域中，电容特性Cb成为直线。
包含有表现出图4所示的合成电容特性Cm的两个MOS型可变电容元件的振荡电路能够在确保直线性的同时，使得控制电压在比以往更大的范围（图4的VLR的范围）内变动。本实施方式的振荡电路12也能够通过改变施加到构成可变电容元件组的各个MOS型可变电容元件的第2端子的基准电压，使得可变电容元件组的合成电容特性在较大的电压范围内成为直线性良好的状态，并且成为相对于电压变化的电容变化较小的状态、即可变电容元件的灵敏度较低的状态，从而容易调整电容。
1.3.第1比较例
在示出本实施方式的振荡电路12的详细结构例之前，先对第1比较例进行说明以进行对比。图5是示出第1比较例的振荡电路的详细结构例的图。第1比较例的振荡电路使用了专利文献1公开的在控制电压VC侧设置电平移位电路58的方法，来针对合成电容特性Cm扩大直线性良好的电压范围。另外，在图5中，仅示出了第1比较例的振荡电路中、与图1的振荡电路12对应的部件的一部分。此外，对与图1相同的要素标注相同的标号并省略说明，在图5及之后的附图中省略振荡信号124的图示。
第1比较例的振荡电路也与本实施方式的振荡电路12同样地构成TCXO的一部分。并且，如图5所示，在第1比较例的振荡电路12中，控制电压VC由作为3个种类的一组电压构成。具体而言，这些电压是外部控制用的控制电压VC1、温度补偿用的控制电压VC2、频率偏移用的控制电压VC3。另外，虽然在该例中为3种，但也可以是2种，还可以是4种以上。
并且，第1比较例的振荡电路中的可变电容元件组21、22、23分别被施加控制电压VC1、VC2、VC3。此外，可变电容元件组21、22、23分别由变容二极管21A和变容二极管21B、变容二极管22A和变容二极管22B、变容二极管23A和变容二极管23B构成。3个种类的可变电容元件组的一方的可变电容元件是作为MOS型可变电容元件的变容二极管21A、22A、23A。如图5所示，变容二极管21A、22A、23A的一个端子（对应于第1端子）分别经由电平移位电路58、输入电阻52被施加控制电压VC1、VC2、VC3。
此外，变容二极管21A、22A、23A的第1端子分别经由固定电容41A、42A、43A而接地。固定电容41A、42A、43A对应于图1的固定电容41A。
第1比较例的振荡电路中的可变电容元件组的另一方的可变电容元件也采用与一方的可变电容元件相同的结构。另一方的可变电容元件的变容二极管21B、22B、23B分别与一方的可变电容元件的变容二极管21A、22A、23A相对应。此外，另一方的可变电容元件的固定电容41B、42B、43B对应于图1的固定电容41B。
在第1比较例的振荡电路中，变容二极管21A、22A、23A的另一个端子（对应于第2端子）与可变电容元件组21的第2布线110连接。此外，变容二极管21B、22B、23B的另一个端子（对应于第2端子）与第2布线111连接。并且，经由输入电阻50对第2布线110和第2布线111施加基准电压Vr0。
并且，与参照图2～图4说明的情况相反，例如通过对变容二极管21A和变容二极管21B的第1端子施加不同的控制电压，来扩大合成电容特性Cm（参照图4）的直线性良好的电压范围。对于变容二极管22A和变容二极管22B，也对第1端子施加不同的控制电压。对于变容二极管23A和变容二极管23B也同样如此。
例如，设置于控制电压VC1与变容二极管21A之间的电平移位电路58、和设置于控制电压VC1与变容二极管21B之间的电平移位电路58进行如下调整：通过对控制电压赋予电平差，将不同的电压施加到变容二极管21A、变容二极管21B的第1端子。关于变容二极管22A和变容二极管22B、以及变容二极管23A和变容二极管23B，也通过各自的电平移位电路58进行同样的调整。
通过这种方法，第1比较例的振荡电路能够扩大直线性良好的电压范围。但是，第1比较例的振荡电路需要电平移位电路58。尤其是，在TCXO中为了提高补偿精度而需要使用多种控制电压，因此电平移位电路58与控制电压的种类数成比例地增加（在该例中需要6个）。因此，可能导致电路规模和功耗增大。
1.4.变形例
图6是示出作为第1实施方式的变形例的振荡电路12的详细结构例的图。本变形例示出了具有多个可变电容元件组（作为例子，与第1比较例同样地是3组）的结构例。与第1比较例的振荡电路不同，本变形例的振荡电路12不包含电平移位电路。另外，与图5同样，在图6中也仅示出了图1的振荡电路12的一部分。此外，对与图1～图5相同的要素标注相同的标号并省略说明。
在本变形例的振荡电路12中，如使用图2～图4说明的那样，对两个MOS型可变电容元件的第2端子施加不同的基准电压，从而扩大合成电容特性Cm（参照图4）的直线性良好的电压范围。此时，对两个MOS型可变电容元件的第1端子施加公共的控制电压。
如图6所示，本变形例的振荡电路12中的可变电容元件组21、22、23分别由变容二极管21A和21B、22A和22B、23A和23B构成。并且，变容二极管21A、22A、23A的一个端子（对应于第1端子）分别与第1布线112A、112B、112C连接。分别经由输入电阻52A、52B、52C向第1布线112A、112B、112C分别施加控制电压VC1、VC2、VC3。
本变形例的振荡电路12中的变容二极管21B、22B、23B分别与变容二极管21A、22A、23A对应地构成可变电容元件组。并且，向变容二极管21A和变容二极管21B的第1端子施加相同的控制电压VC1。同样，向变容二极管22A和变容二极管22B的第1端子施加相同的控制电压VC2，向变容二极管23A和变容二极管23B的第1端子施加相同的控制电压VC3。
在本变形例的振荡电路12中，也是变容二极管21A、22A、23A的另一个端子（对应于第2端子）与第2布线110连接。此外，变容二极管21B、22B、23B的另一个端子（对应于第2端子）与第2布线111连接。并且，经由输入电阻50对第2布线110施加基准电压Vr0，经由输入电阻51对第2布线111施加基准电压Vr1。
此处，在图6中基准电压Vr0、Vr1是相互不同的电压，因此向变容二极管21A、22A、23A和变容二极管21B、22B、23B施加不同的电压，从而能够扩大合成电容特性Cm（参照图4）的直线性良好的电压范围。
例如，对基准电压Vr0与基准电压Vr1设置电压差而进行施加，使得：在比控制电压的中心电压（在Vdd=1.8V时，中心电压例如是0.9V）低的区域中，变容二极管21A的电容特性成为直线，而且在比控制电压的中心电压高的区域中，变容二极管21B的电容特性成为直线。对于变容二极管22A和变容二极管22B、以及变容二极管23A和变容二极管23B也同样如此。
此时，本变形例的振荡电路12能够扩大直线性良好的电压范围。并且，由于不像第1比较例的振荡电路那样包含电平移位电路58，因此电路规模和功耗也不会变大。即，本变形例的振荡电路12能够在确保可变电容元件的电容变化的直线性的同时扩大电容的可变范围，并且能够抑制电路规模和功耗的增加。
另外，在本变形例的振荡电路12中，施加有公共的控制电压的可变电容元件（在图6的例子中，是变容二极管21A和变容二极管21B、变容二极管22A和变容二极管22B、变容二极管23A和变容二极管23B）的电容特性可以彼此不同。在图6的例子中，在能够通过对基准电压Vr0和基准电压Vr1设置适当的电压差来扩大合成电容特性Cm（参照图4）的直线性良好的电压范围的前提下，例如变容二极管21A的电容特性、和变容二极管21B的电容特性也可以不同。
即，在本变形例的振荡电路12中，具有以下优点：通过组合具有不同的电容特性的可变电容元件，能够扩大合成电容特性的直线性良好的电压范围，设计自由度较高。
1.5.其他变形例
第1实施方式的振荡电路12除了图1、图6的结构以外，还可以进行以下所述的变形。其他变形例的振荡电路12也能够在确保可变电容元件的直线性的同时扩大电容的可变范围，并且不包含电平移位电路58，因此能够抑制电路规模和功耗的增加。另外，在以下将参照的图7～图10中，对与图1相同的要素标注相同的标号并省略说明。
可以适当进行图1、图6的振荡电路12的结构要素的公共化或独立化。例如，图1的输入电阻52可以分别独立设置于变容二极管21A、21B的输入部分。此时，还可以进行与变容二极管21A、21B的输入负载对应的调整等。
还可以如图7所示的振荡电路12那样，使固定电容41A和固定电容41B共同化而仅具有一个固定电容41A。此时，不需要固定电容41B，因此能够减小电路规模。
也可以如图8所示的振荡电路12那样，不使用反相器25作为放大元件，而使用与恒流源连接的晶体管46作为放大元件。
还可以如图9所示的振荡电路12那样，与第1实施方式的振荡电路12相比，配置更多数量的构成可变电容元件组的可变电容元件。在图9的例子中，在石英振子26的输入侧、输出侧分别经由DC截止电容47、48连接有变容二极管21C、21D，构成可变电容元件组的可变电容元件为4个。另外，也可以仅连接变容二极管21C、21D中的一个。
图9的振荡电路12可以进一步进行由变容二极管21C、21D实现的调整，因此容易得到所需的频率可变范围。另外，基准电压Vr2、Vr3对应于上述基准电压Vr0、Vr1，输入电阻54、55对应于上述输入电阻50、51，因此这里省略说明。
图10在图9的振荡电路12中省略了变容二极管21D，并且去除了基准电压Vr0、输入电阻50、DC截止电容43，构成可变电容元件组的可变电容元件为3个。此时，石英振子26的输入侧的两个变容二极管21A、21C中的变容二极管21A利用了反相器25的自偏置电位作为基准电压。
另外，这些第1实施方式的变形例还可以成为以下叙述的第2实施方式的振荡电路12的变形例。
2.第2实施方式
2.1.振荡电路的概要
图11是示出第2实施方式的振荡电路12的结构例的图。本实施方式的振荡电路12与第1实施方式不同，包含生成基准电压Vr0、Vr1、控制电压VC的电压生成部60。另外，对与图1～图10相同的要素标注相同的标号并省略说明。
在本实施方式的振荡电路12中，电压生成部60能够容易地调整基准电压Vr0、Vr1。因此，能够进行微调，使得变容二极管21A、21B的可变灵敏度平稳（相对于控制电压，振荡信号的频率变化没有偏向的状态），即展现出更好的直线性。
2.2.第2比较例
在示出本实施方式的振荡电路12的详细结构例之前，对第2比较例进行说明以进行对比。第2比较例的振荡电路也与本实施方式的振荡电路12同样地构成TCXO的一部分。图12是示出第2比较例的振荡电路的详细结构例的图。另外，在图12中，仅示出了第2比较例的振荡电路中、与图11的振荡电路12对应的部件的一部分。另外，对与图1～图11相同的要素标注相同的标号并省略说明。
第2比较例的电压生成部60包含生成基准电压Vr0、Vr1的电阻分压电路62。第2比较例的电压生成部60包含根据控制信号164生成控制电压VC1的AFC电压控制电路64。此外，第2比较例的电压生成部60包含根据来自温度传感器68的温度数据168生成温度补偿用的控制电压的温度补偿电压生成电路66。并且，第2比较例的电压生成部60包含根据控制信号172生成频率偏移用的控制电压的频率调整电压生成电路72。另外，AFC电压控制电路64、温度补偿电压生成电路66、频率调整电压生成电路72也可以对电阻分压电路中生成的控制电压进行调整。
此处，应该利用频率调整电压生成电路72生成的频率偏移用的控制电压进行调整的频率变化范围小。另一方面，应该利用温度补偿电压生成电路66生成的温度补偿用的控制电压进行调整的频率变化范围较大。此处，在独立地设置施加频率偏移用的控制电压和温度补偿用的控制电压的变容二极管的情况下，前者需要相对于电压的电容变化灵敏度低的（例如15ppm/V左右）变容二极管，后者需要灵敏度高的（例如50ppm/V左右）变容二极管。
在第2比较例的振荡电路中，对灵敏度高的变容二极管22A、22B统一施加这些控制电压。因此，第2比较例的电压生成部60具有对频率偏移用的控制电压和温度补偿用的控制电压进行合成的加法电路74，生成一个控制电压。
但是，在第2比较例的振荡电路中，有时会向灵敏度高的变容二极管22A、22B输入作为电压变动的较大噪声。在输入了噪声时，使变容二极管22A、22B产生电容变动，从而引起振荡电路的相位噪音特性的劣化，因此期望没有噪声。图13是对第2比较例的振荡电路的噪声进行说明的图。另外，对与图12相同的要素标注相同的标号并省略说明。
在图13中，噪声Nx、Na、Nb分别表示加载于变容二极管21B、22B的一个端子（对应于第1端子）、变容二极管22A的另一个端子（对应于第2端子）、变容二极管22B的另一个端子（对应于第2端子）的噪声。
此处，噪声Na、Nb均是从电阻分压电路62传递的同相且相同振幅的噪声。另一方面，噪声Nx是从与电阻分压电路62独立的电路（例如加法电路74）传递的噪声，且具有与噪声Na、Nb不同的位相、不同的振幅。因此，在灵敏度高的变容二极管22A、22B的两个端子加载有不同位相、不同振幅的噪声，从而产生了振荡信号的相位噪音增大的问题。
2.3.变形例
图14是示出第2实施方式的变形例的振荡电路12的详细结构例的图。与第2比较例的振荡电路不同，本变形例的振荡电路12包含施加有由电阻分压电路62生成的频率偏移用的控制电压的专用变容二极管23A、23B。另外，与图12～图13同样，在图14中也是仅示出了图11的振荡电路12的一部分。此外，对与图1～图13相同的要素标注相同的标号并省略说明。
如图14所示，本变形例的振荡电路12将一组变容二极管21A～23A中的施加有频率偏移用的控制电压的变容二极管23A设为最小灵敏度可变电容元件。最小灵敏度可变电容元件是电容灵敏度比其他变容二极管21A、22A低的变容二极管。另外，对于一组变容二极管21B～23B而言，变容二极管23B是最小灵敏度可变电容元件。
因此，能够独立地处理频率偏移用的控制电压。此时，与第2比较例的振荡电路不同，不需要加法电路74，从而与第2比较例相比，能够削减电路规模并降低功耗。
并且，本变形例的振荡电路12能够解决第2比较例中因灵敏度高的变容二极管产生较大噪声的问题。如图14所示，频率偏移用的控制电压VC3由电阻分压电路62生成。此外，由于频率偏移用的控制电压VC3使用了基准电压Vr0、Vr1中间的电压，因而不需要像第2比较例那样设置频率调整电压生成电路72。另外，中间电压例如可以使用（Vr0+Vr1）/2，也可以使用Vreg/2等。
图15是对本变形例的振荡电路12的噪声进行说明的图。另外，对与图14相同的要素标注相同的标号并省略说明。
在图15中，噪声Na、Nb、Nc分别表示加载于变容二极管23A的另一个端子（对应于第2端子）、变容二极管23B的另一个端子（对应于第2端子）、变容二极管23A、23B的一个端子（对应于第1端子）的噪声。
此处，噪声Na、Nb以及Nc均是从电阻分压电路62传递的同相且相同振幅的噪声。因此，虽然在变容二极管23A、23B的两个端子加载了噪声Na、Nb和Nc，但它们彼此抵消，而且变容二极管23A、23B的电容灵敏度较低，因此能够解决第2比较例的产生较大噪声的问题。
如上所述，本变形例的振荡电路12能够在确保可变电容元件的直线性的同时扩大电容的可变范围，并且不需要使用第2比较例那样的频率调整电压生成电路72、加法电路74等电路，因此能够抑制电路规模和功耗的增加。
3.应用例
3.1.电子设备
使用图16～图17来说明作为与第1实施方式、第2实施方式以及它们的变形例有关的应用例的电子设备300。另外，对与图1～图15相同的要素标注相同的编号、标号并省略说明。
图16是应用例的电子设备300的功能框图。本应用例的电子设备300构成为包含与石英振子26连接的振荡电路12、CPU（Central Processing Unit：中央处理单元）320、操作部330、ROM（Read Only Memory：只读存储器）340、RAM（Random Access Memory：随机存取存储器）350、通信部360、显示部370和声音输出部380。另外，本应用例的电子设备300也可以是省略或变更了图16的结构要素（各个部分）的一部分、或者附加了其他结构要素的结构。
振荡电路12不仅向CPU 320，而且向各个部分提供时钟脉冲（省略图示）。时钟脉冲例如可以是来自与石英振子26连接的振荡电路12的振荡信号。另外，电子设备300可以不是振荡电路12自身，而具有包含荡电路12的振动器件10（与所需的电路、部件封装在一起的振荡器）。
CPU 320依照存储在ROM 340等中的程序，使用振荡电路12输出的时钟脉冲进行各种计算处理和控制处理。具体而言，CPU 320进行与来自操作部330的操作信号对应的各种处理、为了与外部进行数据通信而控制通信部360的处理、发送用于使显示部370显示各种信息的显示信号的处理、使声音输出部380输出各种声音的处理等。
操作部330是由操作键、按钮开关等构成的输入装置，将与用户操作对应的操作信号输出到CPU 320。
ROM 340存储有用于使CPU 320进行各种计算处理和控制处理的程序和数据等。
RAM 350被用作CPU 320的工作区域，临时存储从ROM 340读出的程序和数据、从操作部330输入的数据、CPU 320依照各种程序执行的运算结果等。
通信部360进行用于建立CPU 320与外部装置之间的数据通信的各种控制。
显示部370是由LCD（Liquid Crystal Display：液晶显示器）等构成的显示装置，根据从CPU 320输入的显示信号显示各种信息。
并且，声音输出部380是扬声器等输出声音的装置。
如上所述，振荡电路12能够在确保可变电容元件的直线性的同时扩大电容的可变范围，并且能够抑制电路规模和功耗的增加。因此，本应用例的电子设备300能够从振荡电路12得到具有所需的频率可变范围的时钟脉冲。此外，能够实现小型且低功耗的电子设备300。
作为电子设备300，可以考虑各种电子设备。例如可列举出个人计算机（例如移动型个人计算机、膝上型个人计算机、平板型个人计算机）、便携电话机等移动终端、数字静态照相机、喷墨式排出装置（例如喷墨打印机）、路由器或开关等存储区域网络设备、局域网设备、电视、摄像机、录像机、车载导航装置、寻呼机、电子记事本（也包含附带有通信功能的电子记事本）、电子辞典、计算器、电子游戏设备、游戏用控制器、文字处理器、工作站、视频电话、防范用电视监视器、电子望远镜、POS终端、医疗设备（例如电子体温计、血压计、血糖计、心电图计测装置、超声波诊断装置、电子内窥镜）、鱼群探测器、各种测定设备、计量仪器类（例如车辆、飞机、船舶的计量仪器类）、飞行模拟器、头戴式显示器、运动追踪器、运动跟踪器、运动控制器、PDR（步行者位置方位计测）等。
图17是示出作为电子设备300的一例的智能手机的外观的一例的图。作为电子设备300的智能手机具有作为操作部330的按钮和作为显示部370的LCD。并且，作为电子设备300的智能手机通过使用振荡电路12，能够实现小型化且抑制功耗。
3.2.移动体
使用图18来说明作为与第1实施方式、第2实施方式以及它们的变形例有关的应用例的移动体400。
图18是示出本实施方式的移动体的一例的图（俯视图）。图18所示的移动体400构成为包含振荡电路410、发动机系统、制动系统、无钥匙进入系统等进行各种控制的控制器420、430、440、电池450和备用电池460。另外，本实施方式的移动体也可以是省略或变更了图18的结构要素（各个部分）的一部分、或者附加了其他结构要素的结构。
振荡电路410对应于第1实施方式、第2实施方式或它们的变形例的振荡电路12。另外，振荡电路410可以是包含振荡电路12的振荡器。虽然省略了其他结构要素的详细说明，但也要求较高的可靠性，以便进行移动体的移动所需的控制。例如，除电池450以外，通过设置备用电池460来提高可靠性。
关于振荡电路410输出的时钟脉冲，无论温度等环境变化如何，都要求是预定的频率。因此，振荡电路410例如还可以是第2实施方式的振荡电路12（参照图11参照）。
此时，振荡电路410能够在确保可变电容元件的电容变化的直线性的同时扩大电容的可变范围，并且能够抑制电路规模和功耗的增加。因此，本应用例的移动体400的系统能够从振荡电路410得到具有也能够应对温度等环境变化的频率可变范围的时钟脉冲。因此，能够确保可靠性，而且避免大型化及功耗的增加。
作为这样的移动体400，可以考虑各种移动体，例如可列举出汽车（也包含电动汽车）、喷气式飞机、直升飞机等飞机、船舶、火箭、人造卫星等。
4.其他
振荡电路12例如可以使用电子部件在基板上构成，但还可以被IC（IntegratedCircuit：集成电路）化而作为半导体集成电路装置来提供。由于振荡电路12形成为单片化的电子部件，因而对于使用者而言使用便利性良好。此处，也可以将与放大元件对应的部分（在上述实施方式中是具有反馈电阻28的反相器25）排除在外而进行IC化。此时，仅通过与振荡元件（在上述实施方式中为石英振子26）连接即可构成振动器件10（例如振荡器），因而对于使用者而言使用便利性更加良好。此外，振荡电路12和振荡器可以被封装为振动器件10而作为一个电子部件来提供。
本发明包含与在上述实施方式以及变形例中说明的结构实质相同的结构（例如，功能、方法和结果相同的结构，或者目的和效果相同的结构）。此外，本发明包含对实施方式等中说明的结构的非本质部分进行置换后的结构。此外，本发明包含能够起到与实施方式等中说明的结构相同作用效果的结构或达到相同目的的结构。此外，本发明包含对实施方式等中说明的结构附加了公知技术后的结构。

Claims (6)

1.一种振荡电路，其与振荡元件连接，使所述振荡元件振荡而输出振荡信号，该振荡电路包含：
放大元件；以及
多个可变电容元件组，其具有与从所述放大元件的输出至输入的振荡环路连接的至少两个可变电容元件，所述可变电容元件的电容值由基准电压与可变的控制电压之间的电位差控制，
多个所述可变电容元件组的各个所述可变电容元件的一个端子被施加公共的所述控制电压，另一个端子被施加对于各个所述可变电容元件电压彼此不同的所述基准电压，
在所述可变电容元件组彼此之间所述控制电压不同，
多个所述可变电容元件组中的至少一个所述可变电容元件组是与其他所述可变电容元件组相比，相对于电压变化的电容变化最小的最小灵敏度可变电容元件组，
所述最小灵敏度可变电容元件组的所述控制电压使用了其他所述可变电容元件组的所述基准电压的中间电压。
2.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，
所述振荡电路具有能够调整所述基准电压的功能。
3.根据权利要求1或2所述的振荡电路，其中，
所述可变电容元件包含MOS型可变电容元件。
4.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，
所述控制电压由3个种类的一组电压构成。
5.一种电子设备，该电子设备包含权利要求1或2所述的振荡电路。
6.一种移动体，该移动体包含权利要求1或2所述的振荡电路。
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