CN104467671A - 振荡电路、电子设备、移动体以及振荡电路的制造方法 - Google Patents

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CN104467671A CN201410437692.6A CN201410437692A CN104467671A CN 104467671 A CN104467671 A CN 104467671A CN 201410437692 A CN201410437692 A CN 201410437692A CN 104467671 A CN104467671 A CN 104467671A
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Abstract

振荡电路、电子设备、移动体以及振荡电路的制造方法。无需追加用于监视电压的电路，就能够降低由于电源电压的变动引起的振荡频率变动。振荡电路包含使振荡元件(226)振荡来生成振荡信号(124)的振荡用放大电路(224)、与振荡用放大电路(224)连接的校正电路(222)，振荡用放大电路(224)至少被输入电源电压VDD，具有振荡信号(124)的频率根据电源电压VDD的变动而变动的频率变动特性，校正电路(222)被输入电源电压VDD，利用电源电压VDD的变动来校正频率变动特性。校正电路(222)包含第1可变电容元件，第1可变电容元件可具有使频率变动特性降低的电容电压特性。

Description

振荡电路、电子设备、移动体以及振荡电路的制造方法
技术领域
本发明涉及振荡电路、电子设备、移动体以及振荡电路的制造方法。
背景技术
在振荡电路中，为了抑制外部电源变动的影响，主流的方式是利用稳压电路生成恒定电压并对振荡电路施加该恒定电压(例如，参照专利文献1的图1)。
但是，近年来，伴随着低功耗化的要求，需要低电压化/低消耗电流化，电源电压与稳压电压之差变小。因此，稳压电路的动作的稳定度变差，稳压电压容易受到电源电压变动的影响。在振荡电路中，为了使振荡信号的频率(以下，还称为振荡频率)可变，大多包含可变电容元件(还称为变容二极管(varactor))，当稳压电压变动时，例如对可变电容元件施加的电压会产生变动，因此发生振荡频率变动的问题。
在专利文献2的发明中，监视电路监视稳压电压的变动，在出现变动的情况下，将经由升压电路升压的电压再次提供给稳压电路，由此，使稳压电压保持恒定。
专利文献1：日本特开2012-39348号公报
专利文献2：日本特开2008-4038号公报
但是，在专利文献2的发明这样的稳压电压的监视电路和升压电路中，当电源电压与稳压电压之差较小时，因为升压电路受到电源电压变动的影响，所以在升压电路中产生的电压也伴随着电源电压变动进行变动。另外，在准备如专利文献2的发明这样的稳压电压的监视电路和升压电路情况下，存在消耗电流、电路面积增大的问题。由此，例如，需要即使产生与电源电压变动相伴的升压电路等的电压变动也能够使频率稳定化的方法、或在不追加稳压电压的监视电路等的情况下即使产生电源电压变动也能够使振荡频率稳定化的方法。
发明内容
本发明是鉴于以上的情况而完成的，根据本发明的几个方式，可提供在不追加用于监视电压的电路的情况下也能够降低由于电源电压变动而引起的振荡频率变动的振荡电路、电子设备、移动体以及振荡电路的制造方法等。
本发明是为了解决上述课题的至少一部分而完成的，可作为以下的方式或应用例来实现。
[应用例1]
本应用例的振荡电路包含：振荡用放大电路，其生成振荡信号，该振荡信号具有频率根据电源电压的变动而变动的频率变动特性；以及校正电路，其利用所述电源电压的变动来校正所述频率变动特性。
本应用例的振荡电路包含振荡用放大电路、校正电路。振荡用放大电路例如使石英振子等振荡元件进行振荡来生成振荡信号，被输入电源电压。然后，振荡用放大电路具有振荡信号的频率(振荡频率)根据电源电压的变动而变动的频率变动特性(例如，当电源电压降低时，振荡频率上升)。校正电路具有相反的特性(例如当电源电压降低时，使振荡频率降低)，利用电源电压的变动，可校正振荡用放大电路具有的频率变动特性。由此，即使电源电压进行变动，校正电路也能够减少振荡用放大电路中的振荡频率的变动，所以可减少振荡频率的变动。此时，因为校正电路不监视电源电压，所以不会产生消耗电流或电路面积增大的问题。另外，例如，在具有稳压电压的监视电路和升压电路的电路结构中，即使由于电源电压变动、升压电路的电压变动而引起振荡频率产生变化，只要采用上述的校正电路，则能够降低振荡频率的变动。
[应用例2]
在上述应用例的振荡电路中，所述校正电路包含第1可变电容元件，所述第1可变电容元件具有根据所述电源电压的变动来降低所述频率变动特性的电容电压特性。
根据本应用例的振荡电路，校正电路包含第1可变电容元件。这里，频率变动特性大多反映了电源电压的变动所引起的振荡用放大电路具有的可变电容元件的电容变化。因此，校正电路通过利用第1可变电容元件的电容电压特性(还称为C-V特性)，能够良好地降低频率变动特性。
[应用例3]
在上述应用例的振荡电路中，所述振荡用放大电路包含第2可变电容元件，所述第2可变电容元件的一端与所述振荡用放大电路电连接，所述第1可变电容元件被控制成，其电容变化的方向与由于所述电源电压的变动而引起的所述第2可变电容元件的电容变动相反。
根据本应用例的振荡电路，振荡用放大电路包含一端与振荡用放大电路电连接的第2可变电容元件，所以，频率变动特性强烈地反映第2可变电容元件的电容变化。由此，通过使用第1可变电容元件的电容电压特性，降低第2可变电容元件的电容变动，来良好地降低频率变动特性。此外，与振荡用放大电路的电连接例如在使振荡电路集成电路(Integrated Circuit：集成电路、IC)化的情况下，还包含经由连接端子(以下简称为端子)进行连接的情况。
[应用例4]、[应用例5]
在上述应用例的振荡电路中，所述第1可变电容元件的一端被施加所述电源电压。
根据本应用例的振荡电路，因为第1可变电容元件的一端被施加电源电压，所以与例如施加稳压电压的情况等相比，可不降低电源电压的变动就传递至第1可变电容元件。由此，不需要提高第1可变电容元件的电容可变灵敏度，所以能够提高噪声耐性。
[应用例6]
在上述应用例的振荡电路中，所述振荡用放大电路包含第2可变电容元件，所述校正电路生成基于所述电源电压以及第1控制电压的第2控制电压，所述第2可变电容元件的一端与所述振荡用放大电路电连接，另一端被施加所述第2控制电压。
校正电路需要具有使振荡用放大电路的频率变动特性降低的特性，本应用例的振荡电路的校正电路利用根据电源电压以及第1控制电压而生成的第2控制电压来实现该特性。并且，第2可变电容元件的未与振荡用放大电路连接的一个端子(另一端)被施加第2控制电压。此时，例如在无法使用第1可变电容元件(例如，由于设计上的限制而无法选择合适特性的元件)的情况下，校正电路也可通过调整对第2可变电容元件施加的电压来减少振荡频率的变动。
[应用例7]
在上述应用例的振荡电路中，所述校正电路包含一端与所述振荡用放大电路电连接的选择电路和多个可变电容元件，所述选择电路控制对所述多个可变电容元件的另一端的基于所述电源电压的电压的施加。
本应用例的振荡电路具备控制对可变电容元件的另一端施加的电压的选择电路，所以能够容易地选择对多个可变电容元件的另一端施加的电压(例如，电源电压、稳压电压等)。然后，可由此来调整包含多个可变电容元件的可变电容电路的电容电压特性，适当地降低频率变动特性，减少振荡频率的变动。
[应用例8]
在本应用例的振荡电路的制造方法是这样的方法，该振荡电路包含：振荡用放大电路，其使振荡元件振荡来生成振荡信号；以及校正电路，其具备可变电容电路，该可变电容电路的一端与所述振荡用放大电路电连接，静电电容值根据电源电压而受到控制，该振荡电路的制造方法包括以下步骤：对所述振荡用放大电路输入所述电源电压；测定所述振荡信号的频率根据所述电源电压的变动而变动的频率变动特性；以及控制所述可变电容电路的电容电压特性，以使所述可变电容电路降低所述频率变动特性。
根据本应用例的振荡电路的制造方法，对振荡用放大电路输入电源电压，测定频率变动特性，控制可变电容电路的电容电压特性，以使可变电容电路降低所测定的频率变动特性。由此，能够制造可降低由于电源电压变动而引起的振荡频率变动的振荡电路。
[应用例9]
本应用例的电子设备包含上述应用例的振荡电路。
[应用例10]
本应用例的移动体包含上述应用例的振荡电路。
根据本应用例的电子设备、移动体，包含即使存在电源电压的变动也生成稳定频率的振荡信号的上述振荡电路，所以能够实现稳定性良好、可靠性高的电子设备、移动体。
附图说明
图1是包含本实施方式的振荡电路的振动器件的框图。
图2是示出本实施方式的振荡电路的电路结构例的图。
图3的(A)、图3的(B)是分别说明采用NMOS型、PMOS型的可变电容元件时的连接的图。
图4的(A)、图4的(B)是分别示出NMOS型、PMOS型的可变电容元件的Vgate与VDD的对应关系的图，图4的(C)是例示可变电容元件的电容电压特性的图。
图5的(A)、图5的(B)是分别例示振荡用放大电路、校正电路的电容电压特性的图，图5的(C)是合成图5的(A)、图5的(B)的电容电压特性的图。
图6是示出第1变形例的振荡电路的电路结构例的图。
图7是示出第2变形例的振荡电路的电路结构例的图。
图8是示出第3变形例的振荡电路的电路结构例的图。
图9是示出第4变形例的振荡电路的电路结构例的图。
图10是示出第5变形例的振荡电路的电路结构例的图。
图11的(A)、图11的(B)是示出电源变动调整电路的电路结构例的图。
图12是示出第6变形例的振荡电路的电路结构例的图。
图13的(A)、图13的(B)是分别说明采用NMOS型、PMOS型的可变电容元件时的连接的图。
图14的(A)、图14的(B)是分别示出NMOS型、PMOS型的可变电容元件的Vgate与VDD的对应关系的图，图14的(C)是例示可变电容元件的电容电压特性的图。
图15是示出比较例的振荡电路的电路结构例图。
图16的(A)、图16的(B)、图16的(C)、图16的(D)是分别示出比较例中的基于电源电压变动的稳压电压、振荡级电流、电容、振荡频率的变动的图。
图17是电子设备的功能框图。
图18是示出电子设备的外观的一例的图。
图19是示出移动体的一例的图。
图20是说明振荡电路的制造方法的流程图。
标号说明
12振荡电路；21可变电容元件；22可变电容元件；24双极晶体管；26石英振子；28反馈电阻；43直流切断电容；44直流切断电容；80可变电容元件；80A可变电容元件；80B可变电容元件；81固定电容元件；81A固定电容元件；81B固定电容元件；82可变电容元件；84电源变动调整电路；86加法电路；88可变电容电路；89固定电容电路；90A开关；90B开关；91A开关；91B开关；124振荡信号；200振动器件；222校正电路；224振荡用放大电路；226振荡元件；270稳压电路；272基准电压生成电路；274基准电压生成电路；276控制电压生成电路；300电子设备；320 CPU；330操作部；340 ROM；350 RAM；360通信部；370显示部；380声音输出部；400移动体；410振荡电路；420控制器；430控制器；440控制器；450电池；460备用电池；A1区域；A2区域；A3区域；Cb旁路电容；D1二极管；R1电阻；R2电阻；R3电阻；SW1开关；SW2开关；SW3开关；T1端子；T2端子；T3端子；T4端子；T5端子；VDD电源电压；VREG稳压电压；VSS接地电压；Va控制电压；Vc控制电压；ip拐点。
具体实施方式
以下，采用附图来详细说明本发明的优选实施方式。此外，以下说明的实施方式并非不当地限定权利要求所记载的本发明的内容。另外，以下说明的全部结构并非是本发明的必须构成要件。
1.振荡电路
1.1.整体结构
图1是包含本实施方式的振荡电路12的振动器件200的框图。振荡电路12包含使振荡元件226进行振荡来生成振荡信号124的振荡用放大电路224、与振荡用放大电路224连接的校正电路222。如下所述，校正电路222是为了降低因电源电压VDD的变动引起的振荡信号124的频率(以下记为振荡频率)的变动而进行校正的电路。
振荡元件226例如可采用AT切石英振子、SC切石英振子、音叉型石英振子、SAW(Surface Acoustic Wave：表面声波)谐振器、其它压电振子或MEMS(Micro ElectroMechanical Systems：微机电系统)振子等。在本实施方式中，说明振荡元件226是AT切的石英振子26(参照图2)的情况。
振荡电路12构成振动器件200的一部分。振动器件200例如可举出具有振子作为振荡元件226的振荡器或具有振动型传感器元件作为振荡元件226的物理量传感器等。振荡器可举出温度补偿型振荡器(TCXO)、压控型振荡器(VCO)、恒温型振荡器(OCXO)这样的压电振荡器(石英振荡器等)或SAW振荡器、硅振荡器、原子振荡器等。另外，物理量传感器可举出角速度传感器(陀螺仪传感器)或加速度传感器等。在本实施方式中，说明振荡电路12构成作为能够利用控制电压而使振荡频率可变的石英振荡器的VCXO(Voltage controlled Crystal Oscillator：压控型石英振荡器)的一部分。
如图1所示，振荡电路12进行了集成电路(Integrated Circuit：IC)化，可具备用于与振荡元件226连接的端子T1、T2。此时，振荡电路12还可具备用于输出振荡信号124的端子T3、用于分别提供电源电压VDD、接地电压VSS的端子T4、T5，还可以具备其它端子(例如，用于输入振荡电路12的选通信号的端子)。另外，振荡电路12可以包含振荡元件226而进行一体化，构成封装后的振动器件200。
图2是示出包含振荡用放大电路224和校正电路222的本实施方式的振荡电路12的电路结构例的图。振荡用放大电路224包含稳压电路270、基准电压生成电路272、274、控制电压生成电路276、可变电容元件21、22、双极晶体管24、反馈电阻28、直流切断电容43、44。此外，在图2以后的附图中，省略振荡电路12的端子T4、T5(参照图1)的显示。另外，可变电容元件21、22对应于本发明的第2可变电容元件。
如图2所示，振荡用放大电路224使已连接的石英振子26(对应于图1的振荡元件226)进行振荡，利用具备反馈电阻28且发射极已接地的双极晶体管24进行放大，生成振荡信号124。在振荡环路内设置有直流切断电容43、44，另外，还连接有可变电容元件21、22。振荡用放大电路224可通过可变电容元件21、22的电容变化来调整振荡信号124的频率。此外，可变电容元件是2个端子的元件，将一端称为栅极，将另一端称为背栅。另外，可变电容元件可以是具有3个端子以上的端子的元件，只要是能够利用至少对2个端子施加的电压差来使电容变化的元件即可。另外，可变电容元件21、22可经由电阻、电容等无源部件与振荡用放大电路224连接(电连接)。
稳压电路270是根据电源电压VDD生成稳压电压VREG的电路，例如可采用包含误差放大器和输出级晶体管的电路(参照专利文献1)，但没有特别限定。另外，所生成的稳压电压VREG根据电源电压VDD的变动而进行变动。
基准电压生成电路272、274、控制电压生成电路276是分别根据稳压电压VREG生成基准电压Vrefc、Vrefb、控制电压Vc的电路。基准电压Vrefc、Vrefb是分别对可变电容元件22、21的栅极(在极性反转的情况下是背栅)施加的基准电压。并且，对可变电容元件22、21的背栅(在极性反转的情况下为栅极)施加控制电压Vc。
此外，在图2的例子中，在对可变电容元件22、21的栅极或背栅施加基准电压Vrefc、Vrefb、控制电压Vc之前的路径上设置有电阻、旁路电容，但也可以省略它们的一部分或全部。
可变电容元件22具有对应于基准电压Vrefc与控制电压Vc的电压差的电容，可变电容元件21具有对应于基准电压Vrefb与控制电压Vc的电压差的电容。即，振荡用放大电路224可通过调整控制电压Vc，来调整可变电容元件22、21的电容，从而调整振荡信号124的频率。基准电压生成电路272、274例如可由电阻分压电路构成，没有特别限定。另外，控制电压生成电路276如后述的电源变动调整电路84那样，可由具备开关的电阻分压电路(参照图11的(A)、图11的(B))构成，没有特别限定。
当电源电压VDD变动时，根据电源电压VDD生成的稳压电压VREG产生变动。基准电压生成电路272、274、控制电压生成电路276为了生成基准电压Vrefc、Vrefb、控制电压Vc而采用稳压电压VREG，双极晶体管24的电流源也采用稳压电压VREG。由此，当电源电压VDD产生变动时，可变电容元件22、21的电容相对于期望的值产生变动，振荡信号124的频率产生变动。即，振荡用放大电路224具有振荡频率根据电源电压VDD的变动而变动的频率变动特性。
本实施方式的振荡电路12包含利用电源电压VDD的变动来降低频率变动特性的校正电路222。校正电路222包含可变电容元件80、固定电容元件81。可变电容元件80的背栅(在极性反转的情况下为栅极)被施加与可变电容元件22相同的基准电压Vrefc，可变电容元件80的栅极(在极性反转的情况下为背栅)被施加电源电压VDD。可变电容元件80的电容电压特性在后面叙述。另外，固定电容元件81的一端被施加与可变电容元件21相同的基准电压Vrefb，另一端被施加电源电压VDD。本实施方式的校正电路222在对可变电容元件80、固定电容元件81施加电源电压VDD之前的路径上设置有电阻以及旁路电容。另外，可变电容元件80与本发明的第1可变电容元件对应。此外，在校正电路222中也可以省略在对可变电容元件80、固定电容元件81施加电源电压VDD之前的路径上设置的电阻以及旁路电容，削减电路规模。另外，校正电路222也可以经由电阻、电容等无源部件与振荡用放大电路224连接(电连接)。
本实施方式的振荡电路12的可变电容元件21、22、80是MOS型的可变电容元件。作为MOS型的可变电容元件具有相互极性反转的NMOS型和PMOS型，作为振荡电路12的可变电容元件21、22、80，无论哪种型号都能够使用。作为可变电容元件还具有PN结型(也称为PN结二极管型)，但在本实施方式的振荡电路12中采用可在较小电压范围内获得较大电容变化的MOS型。另外，MOS型的可变电容元件在构造上与MOS晶体管类似，所以，也适合在CMOS半导体集成电路中混装。
1.2.比较例
这里，采用不包含本实施方式的振荡电路12的校正电路222的比较例，来说明振荡用放大电路224的频率变动特性(与电源电压VDD的变动相应的振荡频率的变动)。
图15是示出比较例的振荡电路的电路结构例的图。比较例的振荡电路仅包含与石英振子26连接的振荡用放大电路224，不包含校正电路222。关于振荡用放大电路224，与图2相同，这里省略说明。
图16的(A)是示出比较例的振荡电路中的因电源电压VDD的变动而引起的稳压电压VREG的变动(ΔVREG)的图。在电源电压VDD是没有变动的理想电压V0(例如1.8[V])时，稳压电压VREG也没有变动(ΔVREG是0[mV])。
但是，设正的电压值为a(例如0.5[V])，在电源电压VDD成为V0-a[V]、V0+a[V]时，ΔVREG分别变化+0.6[mV]、-0.2[mV]。即，如图16的(A)的特性曲线所示，稳压电压VREG根据电源电压VDD的变动而变动。这样，图15的基准电压Vrefc、Vrefb、控制电压Vc也产生变动。
另外，图16的(B)是示出比较例的振荡电路中的由于电源电压VDD的变动而引起的振荡级电流的变动(ΔIamp)的图。振荡级电流是通过双极晶体管24的放大而流过的电流。如图16的(B)所示，当电源电压VDD变小(例如，从电压V0向V0-a变化)时，电流量增加，当电源电压VDD变大(例如，从电压V0向V0+a变化)时，电流量减少。当电流量产生变动时，放大的振荡信号124的振幅产生变动，所以可变电容元件22、21的电容也产生变动。以下，将电源电压VDD向减小的方向变动的情况表示为“电源电压VDD向负侧变动”，将电源电压VDD向增大的方向变动的情况表示为“电源电压VDD向正侧变动”。
图16的(C)是示出比较例的振荡电路中的由于电源电压VDD的变动而引起的可变电容元件22、21的电容变动(ΔCL)的图。如上所述，随着电源电压VDD的变动，基准电压Vrefc、Vrefb、控制电压Vc产生变动，振荡信号124的振幅也产生变动。因此，如图16的(C)那样当电源电压VDD向负侧变动时，电容增加，当电源电压VDD向正侧变动时，电容减少。
图16的(D)是示出此时的振荡频率的变动(ΔFREQ)的图。因为可变电容元件22、21的电容随着电源电压VDD的变动而变动，所以振荡频率也产生变动。如图16的(D)那样，当电源电压VDD向负侧变动时，振荡频率变低，当电源电压VDD向正侧变动时，振荡频率变高。这样，比较例的振荡用放大电路224具有频率变动特性(与电源电压VDD的变动相应的振荡频率的变动)。
此外，图16的(A)～图16的(D)是与电源电压VDD的变动相应的ΔVREG、ΔIamp、ΔCL、ΔFREQ的一例，可根据电路的具体结构等进行变化。例如，如果稳压电路270的具体电路结构不同，则可能存在这样的情况：当电源电压VDD向负侧变动时，稳压电压VREG降低，当电源电压VDD向正侧变动时，稳压电压VREG上升。
1.3.校正电路
这里，再次返回本实施方式的振荡电路12的说明。本实施方式的振荡电路12的校正电路222不包含例如监视/检测电源电压VDD的变动的监视电路/检测电路等，但能够使上述振荡用放大电路224的频率变动特性降低来减少振荡频率的变动。以下说明校正电路222可降低频率变动特性的原因。
如图2所示，校正电路222包含被施加电源电压VDD和基准电压Vrefc的可变电容元件80。如上所述，可变电容元件80是MOS型的可变电容元件，MOS型的可变电容元件包括NMOS型和PMOS型。图3的(A)、图3的(B)是分别说明采用NMOS型、PMOS型的可变电容元件80时的连接的图。
首先，在采用NMOS型的情况下，如图3的(A)所示，可变电容元件80的背栅被施加与可变电容元件22相同的基准电压Vrefc，可变电容元件80的栅极被施加电源电压VDD。然后，从栅极的电压减去背栅的电压来求出栅极电压Vgate，此时的栅极电压Vgate成为“VDD-Vrefc”。
另一方面，在采用PMOS型的情况下，如图3的(B)所示，可变电容元件80的栅极被施加与可变电容元件22相同的基准电压Vrefc，可变电容元件80的背栅被施加电源电压VDD。并且，此时的栅极电压Vgate成为“Vrefc-VDD”。
图4的(A)、图4的(B)是分别示出NMOS型、PMOS型的可变电容元件的Vgate与VDD的对应关系的图。如图4的(A)所示，在采用NMOS型的情况下，当电源电压VDD向正侧变动时，栅极电压Vgate也上升。另一方面，如图4的(B)所示，在采用PMOS型的情况下，当电源电压VDD向正侧变动时，栅极电压Vgate降低。
图4的(C)是例示可变电容元件80的电容电压特性(C-V特性)的图。这里的电压(横轴)是栅极电压Vgate。图4的(C)示出类型(NMOS型/PMOS型的区别或阈值)不同的4个可变电容元件80的电容电压特性。NM1、NM2是阈值不同的2个NMOS型的可变电容元件80的电容电压特性。另一方面，PM1、PM2是阈值不同的2个PMOS型的可变电容元件80的电容电压特性。图4的(C)的电容电压特性(NM1、NM2、PM1、PM2)成为在拐点ip处连接凹处(凹部)的方向不同的2个曲线而得到的曲线。
这里，在图4的(C)中搜索具有与产生振荡用放大电路224的频率变动特性(参照图16的(D))的可变电容元件22、21的电容电压特性(参照图16的(C))相反的特性的部分。这样，图4的(C)的区域A1所包含的电容电压特性的曲线部分(以下，称为特性曲线)的形状与可变电容元件22、21的电容电压特性(参照图16的(C))接近于上下对称(在纵轴[电容]的方向上对称)，具有相反的特性。例如，可变电容元件22、21的电容电压特性是，在电源电压VDD向正侧变动时，电容减少，但如果按照区域A1的特性曲线，可变电容元件80的栅极电压Vgate向正侧变动时，电容增加。
因此，对应于以电压V0为中心的电源电压VDD的变动，只要选择可获得这样的曲线的可变电容元件80，其特性就与可变电容元件22、21的电容电压特性相反。例如，没有变动的理想电压V0是1.8[V]，基准电压Vrefc是1.2[V]左右。此时，电源电压VDD的变动在图4的(C)中对应于以0.6[V](＝V0-Vrefc)为中心的Vgate的变动。即，在此例中，区域A1成为正好与电源电压VDD的变动对应的区域。因此，例如选择电容电压特性是NM1的可变电容元件80。这样，可变电容元件80的电容根据电源电压VDD的变动而在图4的(C)的大致区域A1的范围内按照实线的电容电压特性即NM1进行变动。
并且，使这样的可变电容元件80与可变电容元件22、21并联连接(参照图2)。此时，即使电源电压VDD产生变动、可变电容元件22、21的电容按照电容电压特性(图16的(C)参照)进行变化，具有相反特性的可变电容元件80的电容也会以抵消该变化的方式进行变化。因此，能够良好地降低振荡用放大电路224具有的频率变动特性，减少由于电源电压的变动而引起的振荡频率的变动。
使用图5的(A)～图5的(C)来说明该效果。图5的(A)是示出振荡用放大电路224的可变电容元件22、21的电容电压特性(其中，纵轴是电容的变动即ΔCL)的图，是与图16的(C)相同的图。图5的(B)是示出校正电路222的可变电容元件80的电容电压特性(其中，纵轴是电容的变动即ΔCL)的图。这里，如上所述，选择具有图4的(C)的NM1的特性曲线的可变电容元件80。并且，图5的(B)的特性曲线接近于使图5的(A)的特性曲线上下(纵轴的方向)对称后的曲线。
并且，图5的(C)是合成图5的(A)、图5的(B)的电容电压特性的图。如图2那样可变电容元件80与可变电容元件22并联地设置，所以包含校正电路222的振荡电路12的电容电压特性成为合成2个虚线(与图5的(A)、图5的(B)对应)的用图5的(C)的实线表示的曲线。此时，可知即使VDD产生变动，用实线表示的曲线也大致为0，校正电路222(更具体地说是可变电容元件80)良好地降低振荡用放大电路224具有的频率变动特性，减少由于电源电压的变动而引起的振荡频率的变动。
此外，在上述中选择了使得区域A1的特性曲线被选择的适当阈值的NMOS型的可变电容元件80，但也可以选择使得区域A2的特性曲线被选择的适当阈值的PMOS型的可变电容元件80。另外，虽然依赖于基准电压Vrefb的电压，但也可以是交换可变电容元件80和固定电容元件81的位置后的结构。即，也可以是可变电容元件80与可变电容元件21并联地设置、固定电容元件81与可变电容元件22并联地设置的结构。此外，在上述中仅考虑了可变电容元件21的阈值，但也可以变更NMOS型的可变电容元件80或PMOS型的可变电容元件80的尺寸而取代阈值、或者在变更阈值的基础上变更NMOS型的可变电容元件80或PMOS型的可变电容元件80的尺寸，从而调整特性曲线，以使区域A1的特性曲线适合。
1.4.第1变形例
本实施方式的振荡电路12不限于上述的结构，可进行以下这样的变形。图6是示出第1变形例的振荡电路12(振荡用放大电路224以及校正电路222)的电路结构例的图。此外，对与图1～图5相同的要素标注相同的标号并省略说明。
与上述本实施方式的振荡电路12相比，第1变形例的振荡电路12的不同之处在于，在校正电路222中采用可变电容元件82来取代固定电容元件81。此时，除了可变电容元件80以外，还组合可变电容元件82，由此，获得能够进一步降低振荡用放大电路224的频率变动特性的电容电压特性。即，组合可变电容元件80和可变电容元件82的情况与仅利用可变电容元件80的情况相比，能够增加电容电压特性具有的曲线的变化。此外，关于其它的要素与上述本实施方式的振荡电路12相同，省略说明。
1.5.第2变形例
图7是示出第2变形例的振荡电路12(振荡用放大电路224以及校正电路222)的电路结构例的图。此外，对与图1～图6相同的要素标注相同的标号并省略说明。
与上述本实施方式的振荡电路12相比，第2变形例的振荡电路12的不同之处在于，在校正电路222中去除了固定电容元件81。此时，仅保留实质性地降低振荡用放大电路224的频率变动特性的可变电容元件80，不使用可省略的固定电容元件81，所以，可削减电路规模。
此时，还可以省略在校正电路222中设置的旁路电容Cb来削减电路规模。此外，其它的要素与上述本实施方式的振荡电路12相同，省略说明。
1.6.第3变形例
图8是示出第3变形例的振荡电路12(振荡用放大电路224以及校正电路222)的电路结构例的图。此外，对与图1～图7相同的要素标注相同的标号并省略说明。
与上述本实施方式的振荡电路12相比，第3变形例的振荡电路12的不同之处是，取代校正电路222的可变电容元件80、固定电容元件81，采用由与开关连接的电容元件构成的电路(分别是可变电容电路88、固定电容电路89)。在图8的例子中，第3变形例的振荡电路12的可变电容电路88由2个并联设置的可变电容元件80A、80B构成。并且，可变电容元件80A、80B的背栅(在极性反转的情况下为栅极)被施加基准电压Vrefc，栅极(在极性反转的情况下为背栅)分别经由开关90A、90B被施加电源电压VDD。
另外，在图8的例子中，第3变形例的振荡电路12的固定电容电路89由2个并联设置的固定电容元件81A、81B构成。并且，固定电容元件81A、81B的一端被施加基准电压Vrefb，另一端分别经由开关91A、91B被施加电源电压VDD。
开关90A、90B、91A、91B可通过未图示的控制信号分别成为接通状态(被施加电源电压VDD的状态)或关断状态(未被施加电源电压VDD的状态)。此外，也可从振荡电路12的外部施加控制信号，或者根据振荡电路12内部的寄存器等的值来施加控制信号。
如上所述，在图2的本实施方式的振荡电路12中，为了获得与可变电容元件22、21的电容电压特性对称的特性曲线，需要选择具有适当的电容电压特性的可变电容元件80。但是，当考虑到制造偏差等时，优选通过几个可变电容元件的组合来实现具有适当的电容电压特性的可变电容元件80，例如在制造出厂时可进行调整。第3变形例的振荡电路12可利用开关90A、90B来调整可变电容电路88的电容，可利用开关91A、91B来调整固定电容电路89的电容。此外，开关90A、90B对应于本发明的选择电路。其它的要素与上述本实施方式的振荡电路12相同，省略说明。这里，可变电容电路88、固定电容电路89分别包含1个以上的可变电容元件80、固定电容元件81，如图8的例子那样不限于2个。另外，可省略固定电容电路89。此外，与第1变形例中的结构相同，还可以采用与可变电容电路88相同的可变电容电路来取代固定电容电路89。
1.7.第4变形例
图9是示出第4变形例的振荡电路12(振荡用放大电路224以及校正电路222)的电路结构例的图。此外，对与图1～图8相同的要素标注相同的标号并省略说明。
与上述本实施方式的振荡电路12相比，第4变形例的振荡电路12的不同之处在于，未使用稳压电压VREG。第4变形例的振荡电路12不包含稳压电路270，也没有采用稳压电压VREG而生成的基准电压Vrefc、Vrefb、控制电压Vc。另外，第4变形例的振荡用放大电路224不包含可变电容元件21、22，也没有直流切断电容43、44。另外，双极晶体管24的电流源采用电源电压VDD而不是稳压电压VREG。
此时，第4变形例的振荡用放大电路224在没有电源电压VDD的变动的情况下输出规定频率的振荡信号124。并且，在存在电源电压VDD的变动的情况下，与上述本实施方式的振荡电路12相同，可利用校正电路222来减少振荡频率的变动。第4变形例的振荡电路12因为未采用稳压电压VREG，所以与上述本实施方式的振荡电路12相比，能够大幅削减电路规模。
这里，在上述本实施方式的振荡电路12以及第1～第4变形例的振荡电路12中，校正电路222的可变电容元件80(在第1变形例中是可变电容元件80以及可变电容元件82，以下是可变电容元件80等)的栅极或背栅被施加电源电压VDD。因此，例如，与被施加稳压电压VREG的情况等相比，不用降低电源电压VDD的变动量就能够直接传递至可变电容元件80等。由此，不需要提高可变电容元件80等的电容可变灵敏度，所以，能够提高噪声耐性。
1.8.第5变形例
图10是示出第5变形例的振荡电路12(振荡用放大电路224以及校正电路222)的电路结构例的图。此外，对与图1～图9相同的要素标注相同的标号并省略说明。
与上述本实施方式的振荡电路12相比，第5变形例的振荡电路12的不同之处在于，不包含可变电容元件80、固定电容元件81，利用加法电路86使电源变动调整电路84生成的调整电压VDDcmp与控制电压Vc相加，施加给可变电容元件21、22的背栅(在极性反转的情况下为栅极)。
第5变形例的振荡电路12通过调整控制电压Vc来降低振荡用放大电路224的频率变动特性。此时，电源变动调整电路84根据电源电压VDD的变动来生成调整电压VDDcmp，加法电路86使调整电压VDDcmp与控制电压Vc相加来生成控制电压Va。这里，控制电压Vc、Va分别对应于本发明的第1控制电压、第2控制电压。此外，加法电路86例如可采用由运算放大器和进行输入电压(调整电压VDDcmp以及控制电压Vc)的加权的电阻构成的电路，没有特别限定。
图11的(A)、图11的(B)是示出电源变动调整电路84的电路结构例的图。如图11的(A)那样，电源变动调整电路84可构成为，利用开关SW1～SW3选择由电阻R1～R3构成的电阻分压电路的各电压值作为调整电压VDDcmp。另外，也可以如图11的(B)那样构成为，电源变动调整电路84采用二极管D1而不是电阻R3。此时，电源变动调整电路84通过包含二极管D1，可具有抑制基于温度变化的偏差的适当温度特性。此外，使开关SW1～SW3成为接通状态或关断状态的控制信号可以从振荡电路12的外部施加，也可以根据振荡电路12的内部寄存器等的值来施加。
第5变形例的振荡电路12不是利用可变电容元件80等的电容电压特性，而是通过调整控制电压Vc来降低振荡用放大电路224的频率变动特性。例如，在由于设计的制约而不能选择具有适当电容电压特性的可变电容元件80等这样的情况下，也能够构成与电源电压VDD的变动对应地进行校正的校正电路222，可减少振荡频率的变动。
1.9.第6变形例
图12是示出第6变形例的振荡电路12(振荡用放大电路224以及校正电路222)的电路结构例的图。此外，对与图1～图11相同的要素标注相同的标号并省略说明。
与上述本实施方式的振荡电路12相比，第6变形例的振荡电路12的不同之处在于，使可变电容元件80的极性反转，在校正电路222中采用已调整的电压而不是电源电压VDD。在图12的例子中，已调整的电压是VDD/2。此外，例如，VDD/2可通过电阻分压电路(参照图11的(A)、图11的(B))来生成。
图13的(A)、图13的(B)是说明在第6变形例的振荡电路12中分别采用NMOS型、PMOS型的可变电容元件80时的连接的图。与上述本实施方式的振荡电路12相比，可变电容元件80的极性反转。另外，栅极或背栅被施加VDD/2。由此，在采用NMOS型的情况下，如图13的(A)那样，栅极电压Vgate成为“Vrefc-(VDD/2)”。另一方面，在采用PMOS型的情况下，如图13的(B)那样，栅极电压Vgate成为“(VDD/2)-Vrefc”。
图14的(A)、图14的(B)是分别示出MOS型、PMOS型的可变电容元件的Vgate与VDD的对应关系的图。第6变形例的振荡电路12对可变电容元件80施加利用校正电路222进行调整的电压即VDD/2。因此，如图14的(A)、图14的(B)那样，能够使以电源电压VDD的电压V0为中心的变动与可变电容元件80的栅极电压Vgate的0[V]附近的变动对应。
图14的(C)是例示可变电容元件80的电容电压特性(C-V特性)的图，因为标号、特性曲线与图4的(C)相同，所以省略说明。第6变形例的振荡电路12与上述本实施方式的振荡电路12的情况不同，可利用区域A3所包含的特性曲线来降低振荡用放大电路224所具有的频率变动特性，减少振荡频率的变动。如上所述，因为以电源电压VDD的电压V0为中心的变动与可变电容元件80的栅极电压Vgate的0[V]附近的变动对应，所以与电源电压VDD的变动相应的可变电容元件80的电容变化基于区域A3的特性曲线。例如，在电压V0是1.8[V]、基准电压Vrefc是1.2[V]左右时，电源电压VDD的变动在图14的(C)中与以0.3[V](＝Vrefc-V0/2)为中心的Vgate的变动对应。
这里，在区域A1、A2的特性曲线(参照图4的(C))和区域A3的特性曲线中，凹处(凹部)的方向不同。由此，区域A3的特性曲线需要使上下(纵轴[电容]的方向)反转来进行使用。因此，第6变形例的振荡电路12与本实施方式的振荡电路12相比，使可变电容元件80的极性反转来进行使用。
如图14的(C)所示，第6变形例的振荡电路12可使用与本实施方式的振荡电路12不同的区域的特性曲线。因此，通过组合使用第6变形例的振荡电路12中的特性曲线的选择方法，来提高用于进一步降低振荡用放大电路224的频率变动特性的可变电容电路88的组合自由度。
如上所述，根据本实施方式以及第1～第6变形例的振荡电路12，具备利用电源电压VDD的变动来降低振荡用放大电路224具有的频率变动特性的校正电路222，减少振荡频率的变动。此时，因为校正电路222校正频率变动特性，且不必监视电源电压VDD，所以不会产生消耗电流或电路面积增大的问题。另外，例如，在具有稳压电压的监视电路和升压电路的电路结构中，即使电源电压VDD变动、升压电路的电压变动而使得振荡频率变化，只要采用上述的校正电路222，则能够减少振荡频率的变动。
2.电子设备
使用图17～图18来说明本实施方式的电子设备300。此外，对与图1～图16相同的要素标注相同的编号、标号，省略说明。
图17是电子设备300的功能框图。电子设备300构成为含有包含振荡电路12和石英振子26的振动器件200、CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)320、操作部330、ROM(Read Only Memory：只读存储器)340、RAM(Random AccessMemory：随机存取存储器)350、通信部360、显示部370、声音输出部380。此外，电子设备300也可以是省略或变更图17的构成要素(各部)的一部分、或者追加其它构成要素后的结构。
振动器件200不仅对CPU320供给时钟脉冲，还对各部供给时钟脉冲(省略图示)。此外，振动器件200可以是使振荡电路12和石英振子26一体化进行封装的振荡器。
CPU320根据ROM340等所存储的程序，使用振荡电路12输出的时钟脉冲进行各种计算处理或控制处理。具体地说，CPU320进行与来自操作部330的操作信号相应的各种处理、为了与外部进行数据通信而控制通信部360的处理、发送用于使显示部370显示各种信息的显示信号的处理、使声音输出部380输出各种声音的处理等。
操作部330是由操作键、按钮开关等构成的输入装置，将与用户的操作相应的操作信号输出至CPU320。
ROM340存储用于供CPU320进行各种计算处理或控制处理的程序或数据等。
RAM350被用作CPU320的作业区域，临时存储从ROM340读出的程序或数据、从操作部330输入的数据、CPU320根据各种程序执行的运算结果等。
通信部360进行用于建立CPU320与外部装置之间的数据通信的各种控制。
显示部370是由LCD(Liquid Crystal Display：液晶显示器)等构成的显示装置，根据从CPU320输入的显示信号来显示各种信息。
声音输出部380是扬声器等输出声音的装置。
如上所述，振动器件200所包含的振荡电路12可生成振荡信号124作为时钟脉冲，即使存在电源电压VDD的变动，也能够减少振荡频率的变动。即，即使电源电压VDD变动，也能够提供稳定的时钟脉冲。因此，电子设备300可通过包含振荡电路12，提高动作稳定性、可靠性。
作为这样的电子设备300可考虑各种电子设备，例如可举出个人计算机(例如，移动型个人计算机、膝上型个人计算机、平板型个人计算机)、移动电话机等移动终端、数字照相机、喷墨式排出装置(例如喷墨打印机)、路由器或开关等存储区域网络设备、局域网设备、移动终端基站用设备、电视机、摄像机、录像机、车载导航装置、寻呼机、电子记事本(包含通信功能)、电子辞典、计算器、电子游戏设备、游戏用控制器、文字处理器、工作站、视频电话、防盗用电视监视器、电子望远镜、POS终端、医疗设备(例如电子体温计、血压计、血糖计、心电图计测装置、超声波诊断装置、电子内窥镜)、鱼群探测器、各种测定设备、计量仪器类(例如车辆、飞机、船舶的计量仪器类)、飞行模拟器、头戴式显示器、运动追踪器、运动跟踪器、运动控制器、PDR(步行者位置方位计测)等。
图18是示出作为电子设备300的一例的智能手机的外观的一例的图。作为电子设备300的智能手机具有按钮作为操作部330，具有LCD作为显示部370。并且，作为电子设备300的智能手机可通过包含振荡电路12来提高动作稳定性或可靠性。
3.移动体
使用图19来说明本实施方式的移动体400。图19是示出本实施方式的移动体的一例的图(俯视图)。图19所示的移动体400构成为包含振荡电路410、发动机系统、制动系统、无钥匙进入系统等进行各种控制的控制器420、430、440、电池450和备用电池460。另外，本实施方式的移动体也可以是省略或变更了图19的结构要素(各个部分)的一部分、或者附加了其他结构要素的结构。
振荡电路410对应于上述振荡电路12，与未图示的振荡元件226连接而被使用，但也可以置换为振动器件200(振荡器)。虽然省略了其他结构要素的详细说明，但为了进行移动体的移动所需的控制而需要较高的可靠性。例如，除电池450以外，通过具有备用电池460来提高可靠性。
关于振荡电路410输出的时钟脉冲，要求与电源电压VDD的变动无关地是规定的振荡频率。
此时，如上所述，即使存在电源电压VDD的变动，振荡电路410也能够减少振荡频率的变动。因此，即使电源电压VDD变动，移动体400的系统也能够使用稳定的时钟脉冲，所以能够提高动作稳定性、可靠性。
作为这样的移动体400可考虑各种移动体，例如可列举出汽车(也包含电动汽车)、喷气式飞机、直升飞机等飞机、船舶、火箭、人造卫星等。
4.振荡电路的制造方法
图20是说明上述已说明的振荡电路12的制造方法的流程图。在此例中说明制造第3变形例的振荡电路12的情况，振荡电路12在校正电路222中具备可变电容电路88。如图8所示，可变电容电路88包含经由开关90A、90B被施加电源电压VDD的可变电容元件80A、80B。因此，可通过切换开关90A、90B的接通状态/关断状态来调整可变电容电路88的电容电压特性，从而良好地降低振荡用放大电路224具有的频率变动特性，减少由于电源电压的变动引起的振荡频率的变动。图20的流程图是说明在振荡电路12的制造工序中进行此调整时的步骤。
首先，对振荡用放大电路224输入电源电压VDD(S10)。然后，利用例如在制造工序中使用的测试器等，使电源电压VDD变动，测定振荡用放大电路224的频率变动特性(S12)。例如，在电源电压VDD变动的期间，可通过测定振荡信号124的频率来获得频率变动特性。此外，在步骤S10、S12中，需要以使校正电路222不进行动作的方式进行控制。例如，可设置使振荡用放大电路224与校正电路222电连接的开关等(未图示)，在步骤S10、S12的期间，成为关断状态。
接着，调整可变电容电路88的电容电压特性。即，设定开关90A、90B(参照图8)的接通状态/关断状态(S14)，以便能够降低振荡用放大电路224的频率变动特性。例如，校正电路222具有的未图示的控制器根据程序来执行此设定，或者由在制造工序中使用的测试器执行此设定。
这里，开关90A、90B(参照图8)的接通状态/关断状态由控制信号来决定。控制信号可从振荡电路12的外部来施加，但在此例中根据振荡电路12的内部寄存器的值来施加。然后，在寄存器中写入与通过步骤S14决定的接通状态/关断状态对应的值。即，进行指定控制信号的寄存器值的更新(S16)。例如，也可以由校正电路222具有的未图示的控制器更新寄存器值，或者由在制造工序中使用的测试器更新寄存器值。
如以上那样，对振荡用放大电路224输入电源电压来测定频率变动特性(步骤S10、S12)，以使可变电容电路88具有根据电源电压VDD的变动来降低频率变动特性的电容电压特性的方式进行调整(S14、S16)，由此能够制造降低电源电压的变动所引起的振荡频率变动的振荡电路12。
5.其它
本发明包含与实施方式中说明的结构实质上相同的结构(例如功能、方法、结果相同的结构、或者目的、效果相同的结构)。并且，本发明包含对实施方式中说明的结构的非本质部分进行置换后的结构。并且，本发明包含能够发挥与实施方式中说明的结构相同的作用效果的结构或达到相同目的的结构。并且，本发明包含对实施方式中说明的结构附加了公知技术后的结构。

Claims (10)

1.一种振荡电路，其包含：
振荡用放大电路，其生成振荡信号，该振荡信号具有频率根据电源电压的变动而变动的频率变动特性；以及
校正电路，其利用所述电源电压的变动来校正所述频率变动特性。
2.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，
所述校正电路包含第1可变电容元件，
所述第1可变电容元件具有根据所述电源电压的变动来降低所述频率变动特性的电容电压特性。
3.根据权利要求2所述的振荡电路，其中，
所述振荡用放大电路包含第2可变电容元件，
所述第2可变电容元件的一端与所述振荡用放大电路电连接，
所述第1可变电容元件被控制成，其电容变化的方向与由于所述电源电压的变动而引起的所述第2可变电容元件的电容变动相反。
4.根据权利要求2所述的振荡电路，其中，
所述第1可变电容元件的一端被施加所述电源电压。
5.根据权利要求3所述的振荡电路，其中，
所述第1可变电容元件的一端被施加所述电源电压。
6.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，
所述振荡用放大电路包含第2可变电容元件，
所述校正电路生成基于所述电源电压以及第1控制电压的第2控制电压，
所述第2可变电容元件的一端与所述振荡用放大电路电连接，另一端被施加所述第2控制电压。
7.根据权利要求1所述的振荡电路，其中，
所述校正电路包含一端与所述振荡用放大电路电连接的选择电路和多个可变电容元件，
所述选择电路控制对所述多个可变电容元件的另一端的基于所述电源电压的电压的施加。
8.一种振荡电路的制造方法，该振荡电路包含：振荡用放大电路，其使振荡元件振荡来生成振荡信号；以及校正电路，其具备可变电容电路，该可变电容电路的一端与所述振荡用放大电路电连接，静电电容值根据电源电压而受到控制，
该振荡电路的制造方法包括以下步骤：
对所述振荡用放大电路输入所述电源电压；
测定所述振荡信号的频率根据所述电源电压的变动而变动的频率变动特性；以及
控制所述可变电容电路的电容电压特性，以使所述可变电容电路降低所述频率变动特性。
9.一种电子设备，其包含权利要求1所述的振荡电路。
10.一种移动体，其包含权利要求1所述的振荡电路。
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