CN103402284A - 驱动装置、平滑电路、dc/dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种驱动装置、平滑电路、DC/DC变换器，本发明涉及的驱动装置具有：以PWM驱动方式驱动负载的负载驱动部；用于实现软起动功能的软起动功能部；在装置的起动时计时PWM信号被接通开始的经过时间，在该计时值达到规定值时，使以后的软起动功能成为无效的软起动无效部。

Description

驱动装置、平滑电路、DC/DC变换器

本申请是申请日为2008年7月28日、申请号为200810134371.3的发明申请的分案申请，该申请的发明创造名称为驱动装置、平滑电路、DC/DC变换器。

技术领域

本发明涉及进行负载(发光二极管等)的驱动控制的驱动装置，还涉及采用与负载并联连接的输出电容器来对交流信号进行平滑化的平滑电路、将输入电压变换为期望的输出电压并对负载供给的DC/DC变换器。

背景技术

目前作为LCD[Liquid Crystal Display]面板(例如汽车导航(カ一ナビ)监控)的背光光源，主要采用冷阴极管荧光灯(CCFL[Cold CathodeFluorescent Lamp])，但由于轻薄性、耐振动冲击性、大亮度调整范围、节电、高寿命、低驱动电压、无Hg等的优点，近年来白色LED[Light EmittingDiode]逐渐实用化，关于进行该驱动控制的LED驱动装置(所谓LED驱动器)也公开/提出了各种技术(例如，参照特开2007-13183号公报(以下称作专利文献1))。

随着这种背光光源的LED化，驱动其的LED驱动器中，有进一步延长电池寿命，并且使画面变暗来降低耗电的要求，为了实现该要求，在LED驱动装置中，要求在低亮度范围内高精度地控制LED亮度的能力。

另外，关于驱动LED以外的负载的驱动装置，也与上述同样，要求在低驱动范围内高精度地控制负载的能力。

此外，在将输入电压变换为期望的输出电压并对负载供给的DC/DC变换器中，在对作为该输入平滑机构的输入旁路电容器或作为其的输出平滑机构的输出电容器施加电压变动的情况下，由于元件的伸缩而基板摇动会产生声响。尤其输入旁路电容器或输出电容器的电容值较大时，其元件大小变大，容易产生声响。

发明内容

本发明正是鉴于上述问题提出的，其第1目的在于提供一种能在低驱动范围内高精度地控制负载的驱动装置。此外，本发明鉴于上述问题，其第2目的在于，采用能够减小输出电容器的声响的平滑电路以及采用该平滑电路的驱动装置。此外，本发明鉴于上述问题，其第3目的在于提供一种能够降低输入旁路电容器的声响的DC/DC变换器及采用该变换器的驱动装置。

为了实现上述第1目的，本发明相关的驱动装置构成为具有：负载驱动部，其以PWM驱动方式驱动负载；软起动功能部，其用于实现软起动功能；和软起动无效部，其在装置的起动时，对自PWM信号被接通开始的经过时间进行计时，在该计时值达到规定值时，使以后的软起动功能无效。

此外，为了实现上述第2目的，本发明相关的平滑电路构成为具有输出电容器，其与负载并联连接，并将交流信号平滑化，其中，上述输出电容器为并联连接多个电容器的元件。

此外，为了实现上述第3目的，本发明相关的DC/DC变换器具有以下部分：输入旁路电容器，其被连接在输入电压的施加端与接地端之间，并对上述输入电压平滑化；和电压变换部，其将由上述输入旁路电容器平滑化的输入电压变换为期望的输出电压并对负载供给，其中，上述输入旁路电容器为多个电容器被并联连接的元件。

另外，关于本发明的其他特征、要素、步骤、优点以及特性，以下继续通过最佳的方式的详细的说明和与此相关的添加附图来进一步明确。

附图说明

图1为表示本发明相关的半导体装置的一实施方式的模块图。

图2为表示外部端子的管脚号、端子名、输入/输出的区分、功能以及端子等效电路图的分组区分的对应表。

图3为外部端子的输入输出等效电路图(分组A～G)。

图4为表示10灯×6并联、LED电流20[mA]、起动电流8.8[μA]设定时的电流驱动器PWM应用的图。

图5为表示10灯×4并联、LED电流20[mA]、起动电流6[μA]设定时的电流驱动器PWM应用的图。

图6为表示10灯×6并联、LED电流20[mA]设定时的功率控制PWM应用的图。

图7为表示内部REG不使用时或者在5[V]以下驱动时的应用的图。

图8为表示半导体装置10的电特性的表。

图9为用于进行FAILSEL端子的动作说明的图。

图10为用于说明FAILSEL端子为高电平时的灭灯控制的图。

图11为控制信号的时序图。

图12为用于说明控制信号线的电流限制的图。

图13为表示RSTV＝5[V]时的消耗电流例的表。

图14为用于说明起动控制与LED电流的选择控制的逻辑值表。

图15为表示在PWMPOW端子的PWM控制时通过设PWMPOW端子为低电平来进行灭灯控制的样子的时序图。

图16为表示在PWMPOW端子的PWM控制时通过设RSTB端子为低电平来进行灭灯控制的样子的时序图。

图17为表示起动电流的截止定时(off timing)的时序图。

图18为表示在PWMDRV端子的PWM控制时通过设PWMDRV端子为低电平来进行灭灯控制的样子的时序图。

图19为表示在PWMDRV端子的PWM控制时通过将RSTB端子设为低电平来进行灭灯控制的样子的时序图。

图20为表示电流驱动器PWM调光与功率控制PWM调光的特征的图。

图21为表示电源分离时的应用的图。

图22为表示半导体装置10的布局(layout)的图。

图23为表示实际的布局图案(表面)的一例的图。

图24为表示实际的布局图案(背面)的一例的图。

图25为用于说明输出电容器C2的声响的模式图。

图26为表示输出电容器C2的一配设例的图。

图27为表示输出电容器C2的一配设例的图。

图28为表示输出电容器C2的一配设例的图。

图29为表示REG部101的内部结构的模块图。

图30为用于对LED的亮度调整特性与冷阴极荧光管(CCFL)的亮度调整特性进行比较的图。

图31为表示LED的亮度特性的一例的图。

图32为表示PWM亮度调整的一例的图。

图33为用于说明PWM亮度调整的课题的图。

图34为用于说明在实现LED电流的起动时间缩短的基础上应解决的第1问题点的图。

图35为用于说明在实现LED电流的起动时间缩短的基础上应解决的第2问题点的图。

图36为表示用于实现误差(error)输出的前值保持的一结构例的模块图。

图37为用于说明误差输出的前值保持所引起的LED电流的高速起动的时序图。

图38为表示功率控制调光时的LED电流举动的时序图。

图39为表示电流驱动器调光时的LED电流举动的时序图。

图40为表示亮度调整值与LED电流之间的相关关系的图。

图41为表示亮度调整值与效率之间的相关关系的图。

图42为用于说明输出电压变动的抑制效果的图。

图43为用于说明软起动(soft start)功能的导通/截止控制的图。

图44为用于说明LED端子检测的误动作的图。

图45为用于说明LED端子检测部116的一动作例的图。

图46为用于实现LED端子电压的噪声对策的一结构例的模块图。

图47为用于说明LED端子电压的噪声对策的图。

具体实施方式

图1为表示本发明相关的半导体装置的一实施方式的模块图。

首先，对本实施方式的半导体装置10的概要进行描述。

图1所示的本实施方式的半导体装置10，为集成有最大可升压到42.5[V]的PWM[Pulse Width Modulation]方式的DC/DC变换器和最大可驱动25[mA]的电流驱动器的白色LED驱动器IC。通过由来自外部的PWM信号来控制IC的功率控制端子(PWMPOW端子)或者电流驱动器的功率控制端子(PWMDRV端子)，从而能够进行大范围且高精度的亮度控制。此外，采用比精度良好的电流驱动器，在电流驱动器的列间误差变小，降低显示器的亮度不均中最适用。此外，半导体装置10为在基板的小型化、省空间化中具有优点的小型封装。

接下来，对本实施方式的半导体装置10的特长进行描述。

第1特长为内置有高效率的PMW方式的DC/DC变换器(fsw＝1[MHz]、最大效率93[％])这一点。第2特长为内置有高精度及高匹配(±3％)的电流驱动器(6沟道)这一点。第3特长为能驱动最大72灯(＝12串联×6并联)的白色LED这一点。第4特长为与大输入电压范围(2.7～22[V])相对应这一点。第5特长为内置有大量的保护电路(过电压保护部、过电流保护部、外带SBD偏离保护部、温度保护部)这一点。第6特长为小型封装(4.0×4.0×1.0[mm])这一点。

另外，本实施方式的半导体装置10作为移动笔记本PC、携带式DVD播放器、汽车导航等中搭载的中型LCD面板的背光光源驱动机构非常适用。

具有上述特长的本实施方式的半导体装置10，如图1所示，集成化下述部分而构成，即内部电压生成部101(以下称作REG部101)、温度保护部102(以下称作TSD[Thermal Shut Dwom]部102)、内部电压检测部103、減电压保护部104(以下称作UVLO[Under Voltage Lock Out]部104)、肖特基二极管偏离保护部105(以下称作SBD[Shotkey Barrier Diode]偏离保护部105)、过电压保护部106(以下称作OVP[Over Voltage Protection]部106)、误差放大器107、PWM比较器108、软起动部109、振动器部110、倾斜电压生成部111、电流检测部112、控制逻辑部113、SR触发器114、驱动器115、LED端子检测部116、LED端子过电压保护部117、第1电流(ISETH)设定部118、第2电流(ISETL)设定部119、开关120、逆变器121、开关122、电流驱动器123。

此外，本实施方式的半导体装置10作为确立与外部之间的电连接的机构，具有24个外部端子(1管脚～24管脚)。

图2为表示外部端子的管脚号、端子名、输入/输出的区分、功能及端子等效电路图的分组区分的对应表，图3为外部端子的输入输出等效电路图(分组A～G)。另外，如图3所示，在半导体装置10的外部端子上都连接有静电保护二极管。

接下来，参照图4～图7所示的应用例，对外部端子的端子処理进行详细的说明。

图4为表示10灯×6并联、LED电流20[mA]、起动电流8.8[μA]设定时的电流驱动器调光方式的PWM应用的图。

图5为表示10灯×4并联、LED电流20[mA]、起动电流6[μA]设定时的电流驱动器PWM调光方式的应用的图。

图6为表示10灯×6并联、LED电流20[mA]设定时的功率控制PWM调光方式的应用的图。

图7为表示内部REG不使用时或在5[V]以下驱动时的应用的图。

TEST端子(6管脚)为测试用的外部端子，因此在通常使用时应与半导体装置10的GND端子连接(参照图4～图7)。

N.C.端子(2管脚)没有特别指定，但优选为开路(open)。

VREG端子(22管脚)，在从外部以2.7～5.5[V]驱动半导体装置10的情况下，使VBAT端子(24管脚)短路，对VREG端子施加期望的电压即可(参照图7)。

在将FAILSEL端子(19管脚)、PWMDRV端子(11管脚)固定为低电平时，使它们分别接地即可(参照图4～图6)。另一方面，在将FAILSEL端子、PWMDRV端子固定为高电平的情况下，将它们分别与VREG端子、或者1.4[V]以上的电源线连接即可(参照图7)。

对LED1端子(12管脚)、LED2端子(13管脚)、LED3端子(14管脚)、LED4端子(16管脚)、LED5端子(17管脚)、LED6端子(18管脚)中不使用的通道(channel)接地即可(参照图5)。

GND端子(3管脚、8管脚、15管脚、20管脚)，在半导体装置10的内部互相连接，也可与各个基板的接地线连接(参照图4～图7)。

另外，在图4～图7中所示的任一个应用例中，也优选选择偏压变动少的电容器作为与半导体装置10进行外部连接的电容器。

此外，对图4、图5所示的电流驱动器调光方式与图6、图7所示的功率控制调光方式，在后面详细地说明。

图8为表示由上述结构构成的半导体装置10的电特性的表。另外，图8中所示的电特性不限于特别指定的特性，表示电源电压VBAT＝12[V]、高电平输入电压RSTB＝2.5[V]、周围温度Ta＝+25[℃]的数值。

接下来，参照先前的图1以及图4～图7对半导体装置10的升压DC/DC变换器详细地进行说明。

首先，对半导体装置10的外部连接，尤其与升压DC/DC变换器相关连的电路要素(N沟道型场效应晶体管N1、线圈L1、肖特基二极管D1、电阻RCS、电容器C1、C2)进行详细的说明。

如图4～图7所示，晶体管N1的栅极与SW端子(4管脚)连接。晶体管N1的漏极分别与线圈L1的一端与二极管D1的阳极连接。线圈L1的另一端与电池电压VBAT的施加端连接。二极管D1的阴极与负载即LED列的阳极连接。晶体管N1的源极经由电阻RCS与接地端连接。电阻RCS的一端(高电位端)与SENSP端子(5管脚)连接。电阻RCS的另一端(低电位端)与SENSN端子(7管脚)连接。电容器C1的一端与电池电压VBAT的施加端连接。电容器C1的另一端与接地端连接。电容器C2的一端与二极管D1的阴极连接。电容器C2的另一端与接地端连接。

接下来，对升压DC/DC变换器的基本动作(直流/直流变换动作)进行详细的说明。

晶体管N1为按照SW端子的端子电压被导通(on)/截止(off)控制的输出功率晶体管。

晶体管N1为导通状态时，线圈L1中流动经由晶体管N1朝向接地端的开关电流，蓄积其电能。另外，在晶体管N1的导通期间中，在电容器C2中已蓄积电荷的情况下，负载即LED列中流动来自电容器C2的电流。此外，此时，二极管D1的阳极电位经由晶体管N1下降到大致接地电位，因此二极管D1处于反向偏置状态，不会从电容器C2朝向晶体管N1流入电流。

另一方面，晶体管N1处于截止状态时，通过线圈L1中产生的反向(逆起)电压将在这里蓄积的电能放出。此时，二极管D1处于正向偏置状态，因此经由二极管D1流动的电流流入到负载即LED列，并且也经由电容器C2流入到接地端，充电电容器C2。通过反复进行上述的动作，在负载即LED列中，通过电容器C2被升压，并且供给被平滑后的直流输出。

由此，本实施方式的半导体装置10，通过晶体管N1的导通/截止控制来驱动能量储藏元件即线圈L1，从而作为升压电池电压VBAT并生成输出电压VOUT的斩波型升压电路的一构成要素发挥功能。

接下来，对峰值电流(peak current)模式控制方式的输出反馈控制进行详细的说明。

误差放大器107放大对第1～第6反相输入端(-)分别施加的LED端子电压V1～V6的最低值与输入到非反相输入端(+)的规定的LED控制电压VLED之间的差分并生成误差电压Verr。即误差电压Verr的电压电平为输出电压VOUT比其目标目标设定值越低而越高的电平。

PWM比较器108通过将施加到第1反相输入端(-)的误差电压Verr和施加到第2反相输入端(-)的软起动电压Vss中的较低一方，与施加到非反相输入端(+)的倾斜电压Vslp(由振动器部110所生成的三角波电压与由电流检测部112所生成的电流检测电压(由电阻RCS所生成的电流检测信号)之间的相加电压)进行比较，从而生成与该比较结果对应的占空比(duty)的比较信号。即比较信号的逻辑为，如果误差电压Verr(或者软起动电压Vss)比倾斜电压Vslp高，则为低电平，如果低则为高电平。另外，振动器部110中，在生成上述三角波电压时，防止分谐波振动。

另外，稳定动作时的比较信号的导通占空比(duty)(单位期间所占的晶体管N1的导通期间的比)按照误差电压Verr与倾斜电压Vslp的相对的高低而变动。

控制部113为接受上述的比较信号并生成对SR触发器114的置位信号及复位信号，进行晶体管N1的开关控制的机构。具体地来说，在上述的比较信号为低电平的期间中，按照对晶体管N1的栅极输出高电平的方式，相反在比较信号为高电平的期间，按照对晶体管N1的栅极输出低电平的方式，来生成置位信号及复位信号。此外，控制部113对半导体装置10中内置的各种保护信号进行监控，在判断到产生了某些异常的情况下，使晶体管N1的开关动作迅速停止。

由此，在峰值电流模式控制方式的DC/DC变换器中，不仅基于LED端子电压V1～V6(进而输出电压VOUT)的监控结果，还基于晶体管N1中流动的开关电流的监控结果，进行晶体管N1的驱动控制。因此，如果为本实施方式的半导体装置10，则即使误差电压Verr不能追踪急剧的负载变动，也能按照流过晶体管N1的开关电流的监控结果来直接驱动控制晶体管N1，因此能够有效地抑制输出电压VOUT的变动。即如果为本实施方式的半导体装置10，则不需要将电容器C2大容量化，因此也能够避免不需要的成本提高和电容器C2的大型化。

接下来，对升压DC/DC变换器的软起动控制进行说明。

在半导体装置10的起动之后，输出电压VOUT为零，因此误差电压Verr变得非常大。因此，对该误差电压Verr与倾斜电压Vslp进行比较时，比较信号的占空比变得过大，作为负载的LED列和线圈L1中流动过大的电流。

在此，本实施方式的半导体装置10构成为，将与误差电压Verr不同的软起动电压Vss输入到PWM比较器108，在软起动电压Vss比误差电压Verr低时，不依赖于误差电压Verr，按照更低的软起动电压Vss与倾斜电压Vslp之间的比较结果来决定PWM信号的占空比。

另外，本实施方式的半导体装置10中，软起动电路109，通过在电容器中流入规定的恒定电流，从而成为生成从装置的起动后缓缓地开始上升的软起动电压Vss的结构。

由此，如果为具备软起动电路109的结构，则能够防止装置的起动时对负载和线圈L1的过大电流。

另外，本实施方式的半导体装置10中，RSTB端子(21管脚)从低电平变为高电平后，PWMPOW端子(23管脚)从低电平变为高电平开始规定期间(1[ms])内软起动功能有效，之后即使PWMPOW端子从低电平变为高电平，软起动功能也无效。此外，PWMPOW端子的高电平区间在1[ms]以内的情况下，对PWMPOW端子输入三次以上脉冲时，软起动功能无效。此外，通过使RSTB端子从高电平下降到低电平，能够解除软起动功能的无效。对于这种软起动功能的有效/无效控制，后面详细地说明。

接下来，对FAILSEL端子(19管脚)进行说明。

本实施方式的半导体装置10具备各种异常保护部，在发生了异常状态的情况下，通过上述的保护功能使升压动作停止，避免元件的破坏或发热·发火。此时，通过FAILSEL端子能够选择上述保护功能所引起的升压动作的停止方法。另外，成为控制对象的保护功能为过电压保护、SBD偏离保护、温度保护部、LED端子过电压保护以及过电流保护。

图9为用于进行FAILSEL端子的动作说明的图。

如图9的上段所示，在FAILSEL端子为高电平的情况下，在保护功能起作用时，停止升压动作，以后保持该停止状态。另外，如果RSTB端子为低电平，则解除上述的停止状态，重新开始升压动作。

另一方面，如图9的下段所示，在FAILSEL端子为低电平的情况下，在保护功能起作用时，暂时停止升压动作，但没有检测到异常时，再次自动返回到升压动作。即半导体装置10没有继续保持升压动作的停止状态。

此外，如图9所示，从接通电源开始的规定的期间(约1[ms])保护功能处于无效。由此，将半导体装置10的起动时所产生的过渡电流或升压不足等误检测为异常状态并停止升压动作，能够防止半导体装置10处于起动不能。

另外，采用PWMDRV端子来进行LED亮度的PWM调整的情况下(即采用电流驱动器调光方式的情况)下，不能采用FAILSEL端子的异常锁存(latch)选择功能。

此外，采用PWMPOW端子进行LED亮度的PWM调整时(即采用功率控制调光方式时)，LED在10[ms]以上截止时，不是采用PWMPOW端子来设置截止期间，而优选采用RSTB端子来设置截止期间。通过进行这种控制，在上述的截止期间结束之后，没有意图的过电流保护产生作用，能够防止停止升压动作(比较并参照图10的上段和下段)。

接下来，对外带SBD偏离保护与过电压保护进行说明。

半导体装置10中，内置有外带SBD偏离所引起的过升压的保护功能部(SBD偏离保护部105)与过电压的保护功能部(OVP部106)。这种情况是检测VDET端子(1管脚)的端子电压或者其分压电压，按照在异常时使晶体管N1停止的方式向控制部113送出异常检测信号的情况。详细情况如后所述。

关于外带SBD偏离保护，DC/DC输出端(输出电压VOUT的引出端)与二极管D1之间的连接成为开路时，过升压产生而存在线圈L1和晶体管N1达到破坏的可能性。在此，在输出电压VOUT处于0.1[V]以下的异常时，外带SBD偏离保护进行工作，通过使晶体管N1截止，从而防止线圈L1或晶体管N1的破坏。此外，半导体装置10从动作状态切换到非动作状态，在线圈L1不流动电流。

另一方面，关于过电压保护，在DC/DC输出端与负载(LED列)的连接处于开路时，过升压产生而对晶体管N1或VDET端子施加超过该绝对最大额定的电压，存在晶体管N1和半导体装置10达到破坏的可能性。在此，在VDET端子处于规定的检测电压Vth1以上那样的异常时，过电压保护进行动作，通过使晶体管N1截止，来防止晶体管N1和半导体装置10的破坏。此时，半导体装置10从动作状态切换到非动作状态，使输出电压VOUT缓慢降低。并且，输出电压VOUT降低到规定的检测电压Vth2(其中Vth2＜Vth1)以下时，输出电压VOUT再次升压直到检测电压，只要没有恢复应用异常，就反复该动作。

接下来，对温度保护部进行说明。

在半导体装置10中，内置有温度保护功能部(TSD部102)。温度保护在175[℃]以上动作，半导体装置10从动作状态切换到非动作状态。非动作状态中，与RSTB端子为低电平的情况不同，不进行半导体装置10的内部复位。即即使温度保护功能进行工作，与RSTB端子相关的诸设定(软起动功能的有效/无效设定、FAILSEL端子的异常锁存选择设定、电流驱动器123的列数选择设定以及PWMDRV端子为低电平时的起动电流设定)也都被保持。

接下来，对过电流保护进行说明。

在晶体管N1的源极与接地端之间连接的电流检测用的电阻RCS中流动过电流，在SENSP端子(5管脚)的端子电压为检测电压以上时，过电流保护动作，不停止升压动作并降低晶体管N1的导通占空比，防止检测电流以上的过电流。半导体装置10的电流检测部112检测峰值电流，因此不流动过电流设定值以上的电流。此外，通过变更过电流检测用的电阻RCS，能够自由地设定过电流检测值。

接下来，对电阻RCS的电阻值的导出方法进行说明。

电阻RCS的电阻值通过过电流检测电压除以过电流设定值来算出。此时，在通常动作时基于必要的电流值，决定上述的过电流设定值之后，鉴于过电流检测电压的偏差，通过采用其最低值来导出电阻RCS的电阻值即可。例如，过电流检测电压的理想值为100[mV]，最低值为70[mV]，最高值为130[mV]，在过电流设定值为1[A]的情况下，求得电阻RCS的电阻值为70[mΩ](＝70[mV]/1[A])。在设定这种电阻值的情况下，电流的偏差幅度为1[A]～1.86[A](＝130[mV]/70[mΩ])。

接下来，对在通常动作时必要的电流值的估算进行说明。

半导体装置10的电流检测部112检测峰值电流，因此需要根据半导体装置10的使用条件来估算线圈L1中流动的峰值电流Ipeak。在此，在为线圈L1的电源电压VIN、线圈L1的电感值L、开关频率fsw(最低值：0.8[MHz]、理想值：1[MHz]、最高值：1.2[MHz])、输出电压VOUT、总计的LED电流IOUT、效率eff的情况下，线圈L1的峰值电流Ipeak、线圈L1的平均电流Iave以及开关时间Ton分别由以下的(1a)式、(1b)式、(1c)式来表示。

Ipeak＝(VIN/L)×(1/fsw)×(1-(VIN/VOUT))…(1a)

Iave＝(VOUT×IOUT/VIN)/eff…(1b)

Ton＝(Iave×(1-VIN/VOUT)×(1/fsw)×(L/VIN)×2)^1/2…(1c)

此外，由电流检测部112检测的峰值电流是否存在直流叠加而变化，因此基于下式(2a)以及(2b)来进行判定。

(1-VIN/VOUT)×(1/fsw)＜Ton→峰值电流＝Ipeak/2+Iave…(2a)

(1-VIN/VOUT)×(1/fsw)＞Ton→峰值电流＝(VIN/L)×Ton…(2b)

例如VIN＝6.0[V]、L＝4.7[μH]、fsw＝1[MHz]、VOUT＝39[V]、IOUT＝80[mA]、eff＝85[％]时，根据上述的(1a)式、(1b)式、(1c)式算出Ipeak＝1.08[A]、Iave＝0.61[A]、Ton＝0.90[μs]，根据上述的(2a)式算出峰值电流＝1.15[A]。

另一方面，VIN＝12.0[V]、L＝4.7[μH]、fsw＝1[MHz]、VOUT＝39[V]、IOUT＝80[mA]、eff＝85[％]时，根据上述的(1a)式、(1b)式、(1c)式，算出Ipeak＝1.77[A]、Iave＝0.31[A]、Ton＝0.41[μs]，根据上述的(2b)式算出峰值电流＝1.05[A]。

其中，将峰值电流设定为非常大的值时，输出超调产生，最坏的情况下，由于与半导体装置10的破坏相关联，因此应充分留意。

接下来，对应用不良时的动作进行说明。

动作中LED处于一个或者一列开路时，如果FAILSEL端子为低电平，则处于开路的LED列没有点灯，但其他的LED列如通常那样点灯。此时，由于LED端子电压为0[V]，因此输出电压VOUT升压直到该过电压保护电压即44.7[V]为止或者LED端子电压升压直到该过电压保护电压即11.5[V]或者升压直到由过电流极限(limit)限制为止。另一方面，如果FAILSEL端子为高电平，则LED处于开路时，停止升压动作，所有的LED被灭灯。

LED有多个短路时，如果FAILSEL端子为低电平，则只要LED端子电压不会到该过电压保护电压即11.5[V]以上，所有的LED就如通常那样被点灯。LED端子电压为11.5[V]以上时，仅短路的列正常地点灯，其他的列，LED电流降低而变暗或者灭灯。另一方面，如果FAILSEL端子为高电平，则LED端子电压变为11.5[V]以上，停止升压动作，所有的LED被灭灯。

肖特基二极管D1脱开时，不依赖于FAILSEL端子的电压电平，所有的LED不点灯。此外，通过SBD偏离保护功能而停止升压动作，因此半导体装置10以及晶体管N1不被破坏。

过电流检测用的电阻RCS脱开时，不依赖于FAILSEL端子的电压电平，所有的LED不点灯。这是因为在SENSP端子与SENSN端子之间放入100[kΩ]的电阻，迅速进行过电流保护，而不使LED电流流动的缘故。

接下来，参照图11，对控制信号(RSTB信号、PWMPOW信号、PWMDRV信号)的输入定时进行说明。

图11为控制信号的时序图。

在电源电压VBAT的上升没有结束的状态下，输入RSTB信号、PWMPOW信号、PWMDRV信号等的控制信号时，应留意以下点。

第1，由于电源电压VBAT超过2.7[V]，因此优选输入各控制信号。

第2，由于电源电压VBAT超过各控制信号的高电平电压(5[V])，因此优选输入各控制信号。

第3，在电源电压VBAT的上升中，对RSTB信号、PWMPOW信号输入了高电平的电压时，优选从电源电压VBAT的2.7[V]上升到稳定电压的上升时间为最低100[μs]。

另外，RSTB信号、PWMPOW信号、PWMDRV信号的各控制信号间没有定时限制。

此外，各控制信号的电压电平处于比电源电压VBAT高的状态时，经由与各端子内部连接的电源电压VBAT侧的静电保护二极管，朝向电源电压VBAT的供给线流动无意图的电流，存在产生误动作或元件破坏的可能。为了避免这种状态，如图12所示，将10[kΩ]左右的电阻插入到信号线，优选进行电流限制。此外，关于内部的下拉电阻，如图1所示，优先按各端子适当设置。

接下来，对电流驱动器123的列数选择方法进行说明。

在减少电流驱动器123的列数的情况下，能够通过将不要的LED1端子～LED6端子与接地端连接来处于未选择。在采用4列等进行使用的情况下，能够通过将不要的2列与接地端连接来进行对应。

另外，作为判定上述的LED端子检测部116的电源，在本实施方式的半导体装置10中，采用RSTB端子的端子电压(5[V])。通过成为这种结构，在采用功率控制调光方式的情况下，即使REG部101的动作处于被导通/截止控制的状況下，LED端子检测部116也采用RSTB端子的端子电压来始终保持LED端子的检测结果。

与PWMPOW信号、PWMDRV信号的逻辑无关，判定LED端子的选择，判定为暂时需要的端子后，以后即使与接地端连接也不判定为不要的LED列。通过将RSTB端子设为0[V]，能够复位该信息。另外，通过将不要的LED端子与接地端连接処理，由于增加在RSTB端子中流动的电源电流，因此应留意与RSTB端子连接的电流容量。图13为表示RSTV＝5[V]时的消耗电流例的表。此外，关于它们的应用例，如先前的图5所示。

接下来，参照图14对起动控制与LED电流的选择进行说明。

半导体装置10能够通过采用RSTB端子来控制半导体装置10的功率，通过将RSTB端子设为0.2[V]以下(RSTB＝「0」)，能够使半导体装置10强制地断电(power off)。此外，在PWMPOW端子为1.4[V]以上(PWMPOW＝“1”)且RSTB端子为2.25[V]以上(RSTB＝“1”)时，半导体装置10通电(power on)。

RSTB＝PWMPOW＝“1”时，如果PWMDRV＝“1”，则选择第1电流ISETH作为LED电流ILED，如果PWMDRV＝“0”，则选择第2电流ISETL作为LED电流。另外，PWMDRV＝“0”时的起动电流，在PWMDRV的第二次上升时断开(off)，在此之后设定为0[mA]。通过使RSTB暂时为低电平，并切换为高电平，能够再次流动起动电流。

即采用电流驱动器调光方式作为LED亮度的调光方式时，在将PWMPOW端子固定为“1”的基础上，成为通过“0”/“1”驱动PWMDRV端子的形式，在采用功率控制调光方式时，在将PWMDRV端子固定为“1”的基础上，成为以“0”/“1”驱动PWMPOW端子的形式。

接下来，对将PWMPOW端子用于LED亮度的PWM控制时(即采用功率控制调光方式时)的起动动作以及PWM动作进行说明。

在将PWMPOW端子用于LED亮度的PWM控制时，在RSTB端子与PWMDRV端子从低电平上升到高电平之后，对PWMPOW端子输入被PWM驱动的脉冲电压即可。RSTB端子与PWMDRV端子的电压施加顺序没有制约。

另外，由于与比软起动时间(1[ms])短的导通(on)时间的PWM驱动相对应，因此对PWMPOW端子输入三次以上高电平时，设软起动功能为无效，能进行高速驱动对应。如果一旦软起动功能处于无效，则到RSTB端子下降到低电平之前，不解除软起动功能的无效。

因此，采用PWMPOW端子，将LED控制为点灯→灭灯→点灯的状态时，在PWMPOW端子处于低电平而灭灯LED后，再次使PWMPOW端子为高电平来点灯LED，但此时不进行软起动来起动。其结果，通过输出电容器C2的放电而线圈L1的峰值电流Ipeak进行变化，但如图15所示，存在流动直到过电流极限的可能性。

与此相对，如图16所示，在通过将RSTB端子设为低电平，而灭灯LED的情况下，再次软起动功能有效，能抑制线圈L1的峰值电流Ipeak。因此，在灭灯LED的情况下，不是采用PWMPOW端子来设置截止(off)期间，而是优选采用RSTB端子来设置截止期间。

接下来，对将PWMDRV端子用于LED亮度的PWM控制的情况(即采用电流驱动器调光方式的情况)的起动动作以及PWM动作进行说明。

在将PWMDRV端子用于LED亮度的PWM控制的情况下，在使RSTB端子和PWMPOW端子从低电平上升到高电平之后，对PWMDRV端子输入被PWM驱动的脉冲电压即可。对RSTB端子与PWMPOW端子的电压施加順序没有制约。

如图17所示，在RSTB端子与PWMPOW端子从低电平上升到高电平之后，对PWMDRV端子不输入脉冲电压，能存在输入低电平电压的状況。这种情况下，假设电流驱动器123中，PWMDRV端子为低电平的期间、构成没有完全引入LED电流ILED时，DC/DC变换器不能进行稳定的升压动作。

应避免这种状态，在本实施方式的半导体装置10中，如图17所示，在半导体装置10的起动时，在PWMDRV端子为低电平的期间也从各LED端子引出规定的起动电流，从而使升压动作稳定。另外，上述起动电流的电流值能够根据与ISETL端子连接的电阻值(RISETL)而任意地设定。因此，在半导体装置10的起动时，LED电流ILED成为在由第1电流设定部118所设定的第1电流ISETH(例如20[mA])与由第2电流设定部119所设定的第2电流ISETL(例如100[μA])之间被PWM驱动的形式。

另一方面，在半导体装置10正常地起动之后，在对LED亮度进行PWM调整时不需要上述的起动电流。因此，如图17所示，在PWMDRV端子的上升第2次自动地将起动电流设定为0[mA]。因此，在半导体装置10的稳定动作时，LED电流ILED成为在由第1电流设定部118所设定的第1电流ISETH(例如20[mA])与0[mA]之间被PWM驱动的形式。

另外，在图17的最下段只描述了电流驱动器123中的起动电流的举动。

此外，采用PWMDRV端子，将LED控制为点灯→灭灯→点灯的状态时，在使PWMDRV端子为低电平而灭灯LED后，再次将PWMDRV端子设为高电平来点灯LED，但此时由于软起动期间结束，因此不进行软起动来起动。其结果，通过输出电容器C2的放电而线圈L1的峰值电流Ipeak发生变化，但如图18所示，存在流动直到过电流极限的可能性。

与此相对，如图19所示，在通过将RSTB端子设为低电平而灭灯LED的情况下，软起动功能再次有效，能够抑制线圈L1的峰值电流Ipeak。因此，在灭灯LED的情况下，不采用PWMDRV端子来设置截止期间，而优选采用RSTB端子来设置截止期间。

接下来，对LED电流ILED的设定范围进行说明。

关于LED电流ILED，能够分别设定通常电流与起动电流。通过与ISETH端子(9管脚)连接的电阻(RISETH)设定通常电流，通过与ISETL端子(10管脚)连接的电阻(RISETL)设定起动电流。另外，通常电流以及起动电流分别基于以下的(3a)式、(3b)式而算出。

通常电流＝480/RISETH…(3a)

起动电流＝0.6/RISETL…(3b)

此外，通常电流的设定范围为10～25[mA]，但起动电流的设定范围为截止(off)设定或者1～100[μA]为止。通过将ISETL端子与VREG端子连接，能将起动电流变为截止设定。截止设定时的LED电流ILED只成为漏电流(最大：1[μA])。

接下来，对LED的亮度控制进行说明。

通过对PWMPOW端子或者PWMDRV端子施加PWM脉冲电压，能够对LED的亮度进行PWM调整。即如果为本实施方式的半导体装置10，则能够使用两个技巧作为LED亮度的PWM调整方法。之一为，通过采用电流驱动器12进行LED电流ILED的接通(on)/断开(off)控制来调整LED亮度的PWM调光方式(前述的电流驱动器调光方式)，另一个为，通过进行半导体装置10各部的接通/断开控制，调整LED亮度的PWM调光(前述的功率控制调光方式)。上述两种PWM调光的特征在图20中表示。按照用途也可选择任意的PWM调整方法。例如如果重视对电池寿命有影响的低亮度时的效率，则也可采用功率控制调光方式。此外，如果重视PWM亮度调整时的LED电流偏差，则也可采用电流驱动器调光方式。

电流驱动器调光方式，如先前的图4、图5所示那样，通过对PWMDRV端子赋予PWM信号来实现。在PWMDRV端子的高电平区间中，如果选择由ISETH端子设定的第1电流ISETH作为LED电流ILED，则在低电平区间中，LED电流ILED被截止。即LED电流ILED的平均值与对PWMDRV端子供给的PWM信号的占空比成比例而增加。

该PWM调光方式，由于成为由电流驱动器123进行的电流控制，因此PWM亮度调整时的电流偏差减少，能进行导通时间50[μs](到为PWM频率200[Hz]时的最低占空比1[％])为止的亮度调整。另外，关于小于导通时间50[μs]和小于截止时间50[μs]，由于电流切换时的影响较大，因此优选没有使用于LED的亮度调整的一方。此外，标准的PWM频率为100[Hz]～10[kHz]。此外，如果RSTB端子从高电平降低到低电平，则如上所述那样起动电流为有效，因此在RSTB端子从低电平上升到高电平之后，到PWM信号的上升2次为止，在第1电流ISETH与起动电流(第2电流ISETL)之间进行PWM驱动。

另一方面，功率控制调光方式如先前的图6、图7所示，通过对PWMPOW端子赋予PWM信号来实现。在PWMPOW端子的高电平区间中，设定由PWMDRV端子的逻辑选择的电流作为LED电流ILED，在低电平区间中，LED电流ILED被截止。即LED电流ILED的平均值与对PWMPOW端子赋予的PWM信号的占空比成比例地增加。

该PWM调光方式，在截止时能够断电半导体装置10，因此能够抑制消耗电流，为高效率，能够进行到导通时间50[μs](PWM频率200[Hz]时的最低占空比1[％])为止的亮度调整。另外，关于小于导通时间50[μs]和小于截止时间50[μs]，由于通电/断电时的影响较大，因此优选不使用于亮度调整的一方。此外，标准的PWM频率为100[Hz]～1[kHz]。此外，不能同时对RSTB端子与PWMPOW端子进行PWM控制。在将RSTB端子设定为高电平之后，只由PWMPOW端子进行PWM控制即可。

另外，在采用上述的电流驱动器调光方式、以及功率控制调光方式中的任一个的情况下，优选由电阻RISETH设定的通常电流的电流值设定为保证LED的亮度偏差的保证设定电流值(例如优选设定为20[mA])。通过这种结构，由于不使用不能保证LED的亮度偏差的电流区域，因此在实现LED的亮度调整1[％]时也不需要考虑LED的亮度偏差，不需要LED的挑选。

接下来，对IC电源与线圈电源的分离进行说明。

半导体装置10能够将对内部电路的电源和线圈电源分开来动作。作为用途，能够举出半导体装置10的耗电的减少、超过半导体装置10的额定22[V]的电压的施加对应等。其应用在图21中表示。在线圈电源中，连接从适配器等供给的高电压源(7～28[V])。接下来，作为半导体装置10的电源，连接与线圈电源不同的电源。在对半导体装置10的VBAT端子输入2.7～5.5[V]的条件下，如图21所示，也可将VBAT端子和VREG端子在半导体装置10的外部短路来使用。在施加线圈电源的状态下，即使半导体装置10的电源为0[V]，在使用上也没有问题。这是因为即使将半导体装置10的电源设定为0[V]，也能在半导体装置10的内部配置用于切断来自线圈电源的漏电路径的断电用的下拉电阻，切断漏电路径的缘故。此外，线圈电源与半导体装置10的电源的上升没有順序。

接下来，参照图22～图24对半导体装置10的布局图案进行说明。

图22为表示半导体装置10的布局的图，图23及图24为表示实际的布局图案的一例的图。另外，图23表示基板表面的布局图案，图24表示基板背面的布局图案。另外，图24表示从基板的表面侧透过背面侧的布局图案的样子。

为了充分地发挥半导体装置10的性能，布局图案非常地重要。效率和脉动等的特性，随着布局图案而较大地变化，因此需要非常留意。

输入旁路电容器C3优选与线圈L1最近地连接。优选从输入旁路电容器C3到VBAT端子，以低电阻配线电源线。由此，能够降低半导体装置10的输入电压脉动。

REG部101的平滑电容器C4优选在VREG端子与GND端子之间最近地连接。二极管D1优选在线圈L1与晶体管N1之间最近地连接。输出电容器C2优选二极管D1的阴极与输入旁路电容器C3的一端(GND侧)之间最近地连接。由此，能够降低输出电压脉动。

尤其，优选进行按照施加脉冲波形的线圈L1与二极管D1之间的连接间距离(或者线圈L1与晶体管N1之间的连接间距离)最优先地缩短的方式的配线的布局。即优选按照线圈L1与二极管D1之间的连接间距离比二极管D1与输出电容器C2之间的连接间距离短的方式进行连接。另外，在将二极管D1与晶体管N1内置于半导体装置10的情况下，成为二极管D1的阳极与晶体管N1的漏极之间的连接节点以及二极管D1的阴极分别作为第1、第2外部端子被抽出的形式。此时，优选线圈L1与第1的外部端子之间的连接间距离比第2的外部端子与输出电容器C2之间的连接间距离短的方式连接。

晶体管N1优选与SW端子最近地连接。线圈L1、晶体管N1及电阻RCS优选互相最近且以低电阻配线。对SENSP端子的配线优选从电阻RCS侧连接，而不是从晶体管N1侧。这是因为从晶体管N1侧配线时，存在过电流值降低的可能性的缘故。

电阻RCS的一端(GND侧)优选在SENSN端子单独地配线。从电阻RCS向接地端的配线，不应从电阻RCS与SENSN端子之间配线。此外，GND配线优选单独地配线直到电容器C2的一端(GND侧)。这是因为，在电容器C2的一端(GND侧)连接其它元件时，由于噪声的影响而存在限制电流驱动(drive)性能的可能性的缘故。

LED电流设定用的电阻RISETH优选与ISETH端子最近地连接。由于在ISETH端子赋予电容时，具有进行振动的可能性，因此应留意按照不赋予电容的方式。此外，优选电阻RISETH的一端(GND侧)与接地端单独地连接。

在半导体装置10的最近，不直接连接这些管脚时，对半导体装置10的性能带来影响，存在限制电流驱动性能的可能性。对线圈L1的配线减小耗电，提高全体效率，因此优选减小电阻成分。

此外，在对输出电容器C2赋予电压变动时，如图25所示，通过元件的伸缩而基板摇动而产生声响。尤其，输出电容器C2的电容值较大时，该元件大小变大，容易产生声响。为了降低这种声响，优选将输出电容器C2的元件大小尽量缩小，例如如图26所示，考虑并联连接具有期望值的一半的电容值的电容器C2a、C2b。其中，如图26所示，将电容器C2a、C2b以相同朝向排列时，在两者的振动中产生共振，存在助长声响的可能性。在此，如图27所示，通过将电容器C2a、C2b以互相不同的朝向排列，能够避免两者的共振并减小声响。此外，如图28所示，即使将电容器C2a配设在基板的表面侧，将电容器C2b配设在基板的背面侧，也能降低声响。

尤其，PWM信号的驱动频率为人类的可听范围(一般为20[Hz]～20[kHz])时，上述结构是有效的。

此外，并不限于输出电容器C2，作为输入旁路电容器C1、C3的声响对策上述结构也有效。

接下来，参照图28对REG部101的内部结构进行说明。

图29为表示REG部101的内部结构的模块图。

如本图所示，REG部101除了生成内部电压VIN的内部电压生成电路101a之外，还具有第1电平移位器101b和第2电平移位器101c。

第1电平移位器101b为下述机构，即接受VBAT端子的端子电压(线圈电源)的输入，通过进行从PWMPOW端子输入的PWM信号(0-1.4[V])的电平移位，而生成用于进行内部电压生成电路101a的接通/断开控制的第1使能信号EN1(0-20[V])。

第2电平移位器101c为下述机构，即接受VREG端子的端子电压(IC电源)的输入，通过进行从PWMPOW端子输入的PWM信号的电平移位，生成用于进行内部电路(REG部101以外的诸电路)的接通/断开控制的第2使能信号EN2(0-5[V])。

通过内置由上述结构构成的REG部101，在本实施方式的半导体装置10中，即使在分离线圈电源与IC电源的应用中，不分离的应用中，都能基于从PWMPOW端子输入的PWM信号，来实现上述的功率控制调光。

接下来，对采用白色LED作为笔记本计算机中搭载的液晶显示器的背光光源时的优点进行说明。

第1个优点为与冷阴极荧光管(CCFL)不同，白色LED为面安装芯片，因此能够实现面板的薄型化、轻量化、耐振动冲击性的提高这一点。第2个优点为由于亮度调整范围较大，因此通过在暗的环境下调节亮度，能够进行省电池化这一点。第3个优点为能够对由无Hg所引起的RoHS指令进行对应这一点。第4个优点为不需要有效值1000[Vrms]的高压电压，容易取得各安全标准这一点。

随着这种背光光源的LED化，在驱动它们的LED驱动器中，有一边进一步延长电池寿命，一边使画面变暗来降低耗电的要求，为了实现上述要求，需要调整最低亮度直到面板的图像能看到的限界的1[％]为止的能力。另外，冷阴极荧光管(CCFL)中，在其特性上难以进行亮度调整直到10[％]以下(比较参照图30中的四角标记(LED)和三角标记(CCFL))。

在此，本实施方式的半导体装置10，在进行上述最低亮度设定的基础上，实现直到亮度1[％]的调整范围，进而成为即使低亮度设定也能实现高效率的结构。以下对该结构进行详细的说明。

首先，对为了实现上述的目标而应采用的LED驱动方式进行研究。在研究该方式的基础上成为课题的是与LED亮度偏差的对应。如图31所示，在保证设定电流值(例如20[mA])以上的电流范围中，保证LED的亮度偏差，因此难以得知亮度偏差，但集中到在此以下的电流值的情况下，不能保证LED的亮度偏差，容易得知亮度偏差。因此，需要由保证设定电流值驱动LED。

在此，本实施方式的半导体装置10，如图32所示，构成为基于LED的保证设定电流值(20[mA])和截止(0[mA])的比率，进行平均电流的调整(PWM亮度调整)。通过成为这种结构，由于不使用保证电流值以下的电流区域，因此不需要LED的挑选。

接下来，对以PWM方式实现亮度调整1[％]时的课题进行研究。在携带电话用的LED驱动器IC中，在进行功率控制调光方式所引起的LED亮度的PWM调光的情况下，如图33所示，应减小起动时的电池的峰值电流，通过软起动功能在每次PWM信号的接通时抑制成为峰值电流的增加的原因的高速起动(例如相当于起动时间300[μs]、亮度6[％])。此外，LED电流的上升时间，在PWM信号的每次接通时都为同一值，并且按照不受DC/DC变换器的反应时间(例如相当于反应时间150[μs]、亮度3[％])影响的方式，设定为电流驱动器的起动时间延迟的条件。

因此，为了实现LED电流的起动时间50[μs](相当于亮度1[％])，由于通过软起动功能延迟的起动时间(300[μs])和DC/DC变换器的反应时间(150[μs])成为瓶颈，因此需要解决上述两个课题。

首先，对用于实现LED电流的起动时间缩短的对策进行研究。

如先前所述，实现LED电流的起动时间短缩上成为问题的是由软起动功能所引起的起动时间300[μs](相当于亮度6[％])比目标值的50[μs](相当于亮度1[％])延迟。

作为对起动时间缩短的应对，考虑缩短起动时间的设定值自身，但该对策中，初次起动时的输入电流的峰值变大(参照图34中的点A)。此外，还考虑调整过电流极限，降低输入电流，但在该对策中，在电池电压低的条件下，存在LED电流未达到目标值的可能性(参照图34中的点B)。

在此，在本实施方式的半导体装置10中构成为，在初次起动时，以现有的起动时间300[μs]进行软起动，在第2次以后，解除软起动，起动时间为零值。通过这种结构，能够适当地抑制初次起动时的峰值电流，缩短第2次以后的起动时间。

其中，如先前所述，在实现LED电流的起动时间缩短的基础上，成为另一个问题的是，如图35所示，DC/DC变换器的反应时间150[μs](相当于亮度3[％])比目标值的50[μs](相当于亮度1[％])延迟，只要不消除该问题，就不能达到成为目标的LED电流的上升时间。

作为用于缩短DC/DC变换器的反应时间的应对，考虑为了提早构成DC/DC变换器的误差放大器的输出电压的上升时间，而减小与误差放大器的输出端连接的相位补偿电路的CR时间常数，但在该对策中，为了防止系统振动，需要将输出电容器从2.2[μF]变更到20[μF]，将50[V]耐压且20[μF]的输出电容器载置到薄型面板这一点从设置面积的角度来看比较困难。

在此，本实施方式的半导体装置10中，建立不提早误差(error)输出的上升，而在误差输出的上升中减少必要的变化量的观点，构成为通过保持误差输出的前值(PWM信号被断开(off)前的误差输出)直到LED电流上升为止，来实现LED电流的起动时间的缩短。

具体地来说，如图36所示，本实施方式的半导体装置10具有：检测LED电流的上升的检测电路124；从PWM信号处于低电平开始到检测LED电流的上升为止，生成用于保持误差输出的前值(打开开关126)的定时信号的前值保持电路125；和与误差放大器107的输出端连接，按照来自上述保持电路125的定时信号被闭合/打开控制的开关126。

另外，作为上述的检测电路124，有监控LED电流的上升的结构和监控LED端子电压是否达到规定的閾值的结构，也可采用任一方的结构，也可采用两方的结构。

由此，将位相补偿用的电容器用于误差输出的前值保持，如果为直到LED电流上升为止保持误差输出的前值的结构，则如图37所示，错误输出的变化量(减少量)变少，其上升变早，因此通过与前述的软起动功能的导通/截止控制配合，能够实现LED电流的上升时间10[μs](相当于亮度0.2[％])。另外，图38表示功率控制调光时的LED电流举动，图39表示电流驱动器调光时的LED电流举动。

实施上述改良的结果，本实施方式的半导体装置10，如图40所示，能够调整LED的亮度直到比亮度调整1[％]更低的低亮度范围，具体地来说，0.2～100[％]的范围，此外，如图41所示，没有由于亮度的明暗所引起的情况，而能在所有的调整范围中实现高效率。尤其能够非常地改善低亮度调整时的效率，能够将电池寿命大幅度地延长(15分钟以上)。此外，安装面积也非常小，进而随着进行误差输出的前值保持，如图42所示，输出电压的变动变小，因此对于输出电容器的声响也能消除。

接下来，对即使在将PWM信号的高电平期间(LED的导通期间)设定为较短的情况下，用于适当地进行软起动功能的导通/截止控制的对策进行说明。

在本实施方式的半导体装置10中，从PWM信号上升为高电平开始到经过规定时间后的时刻，进行设以后的软起动功能为无效的控制。此时，在PWM信号的高电平期间处于足够的情况下，如图43(a)所示，在PWM信号的初次高电平期间中完成规定时间的计时，将此作为触发(トリガ，trigger)，能够设以后的软起动功能为无效，但在将PWM信号的高电平期间设定为较短的情况下，如图43(b)所示，不能在PWM信号的初次高电平期间中完成规定时间的计时，能够产生不能生成用于使软起动功能为无效的触发的情况。

在此，在本实施方式的半导体装置10中构成为，对PWM信号的脉冲数(例如下降沿)进行计数，在检测到第三个脉冲的时刻，强制地解除软起动。通过成为这种构成，即使在将PWM信号的高电平期间较短地设定的情况下，也能适当地进行软起动功能的导通/截止控制。

接下来，对即使在从控制LED驱动器的其他IC没有输出规则正确的PWM信号的情况下，也用于维持LED驱动器的正常动作的对策进行说明。

如先前所述，本实施方式的半导体装置10具有LED端子检测部116，构成为被使用的LED端子与LED的阴极连接，另一方面未使用的LED端子与接地端连接。

在此，在LED端子电压小于规定的閾值(例如0.1[V])时，在判定该LED端子为未使用端子的结构中，如图44所示，即使一旦判定为使用端子的LED端子，由于任何原因(例如图形芯片(graphic chip，グラフイツクチツプ)的软故障)而产生PWM信号错误停止的区间(低电平区间)的情况下，LED端子电压降低而作为未使用端子被检测，存在停止DC/DC变换器的升压动作的可能性。如果产生这种无意的升压停止，则不得不输入复位信号，对于用户来说使用感觉变差。

在此，在本实施方式的半导体装置10中构成为，如图45所示，LED端子电压即使一次超过1.0[V]，则成为将该LED端子检测为使用端子，以后，即使LED端子电压降低也不会作为未使用端子检测。即在通电时进行是否为使用端子的判定，对于即使一次确认为使用端子的LED端子，保持其检测结果，由于在中途没有判定为未使用端子，因此即使在由于某种原因而瞬时中断PWM信号的情况下，也随着PWM信号的复原，没有任何障碍而能够重新再点灯。

接下来，参照图46对LED端子电压的噪声对策进行说明。

图46为表示用于实现LED端子电压的噪声对策的一结构例的模块图。

随着生成恒定电流ix的恒流源Ix的能力提高，LED端子电压VFB急剧下降，存在产生较大的噪声的可能性。在此，本实施方式的LED驱动装置构成为具有与负载即LED并联连接的噪声减少用电容器Cx。如果为这种结构，则在恒流源Ix的起动时，首先在电容器Cx中流动充电电流iCx，因此能够使LED电流iLED缓慢地上升。即按照电容器Cx的电容值，调整LED端子电压VFB下降时的斜率，能够降低噪声。

图47为用于说明LED端子电压的噪声对策的图，从上到下依次表示PWM信号、恒定电流ix、LED电流iLED、充电电流iCx及LED端子电压VFB的各举动。

另外，图46中，以将电容器Cx设置在面板侧的结构为例进行了说明，但本发明的结构并不限于此，也可在设置(set)侧设置电容器Cx。

另外，在上述的实施方式中，以移动笔记本PC、携带式DVD播放器、进行在汽车导航等中搭载的中型LCD面板的背光光源驱动控制的半导体装置为例作为本发明的适用对象来进行说明，但本发明的适用对象并不限于此，也能在其他的负载驱动装置中广泛适用。

此外，本发明的结构，除了上述实施方式之外，能够在没有脱离发明的主旨的范围中添加各种变更。

此外，对本发明的产业上的利用可能性进行描述时，本发明称为适用于进行对负载(中型LCD面板的LED背光光源等)的驱动控制的驱动装置的技术。

另外，上述中，对本发明的最佳的方式进行了说明，但公开的发明能够以各种方法变形，此外，取得与上述所具体地举出的结构不同的各种实施方式的方式对本领域技术人员来说是显而易见的。因此，发明的保护范围的意图在于，在不脱离本发明的主旨和技术的视野的范围内将本发明的所有变形例包括在技术的范围内。

Claims (32)

1.一种负载驱动装置，具有以下部分：

输入旁路电容器，其被连接在输入电压的施加端与接地端之间，并对上述输入电压平滑化；

开关元件；以及

控制部，其使用脉冲信号来切换上述开关元件的接通/断开状态，

其中，

上述负载驱动装置，通过使用上述开关元件将上述输入电压接通/断开，来根据上述输入电压生成期望的输出电压并对负载供给，

上述输入旁路电容器、上述开关元件以及上述控制部都搭载于同一基板上，

上述输入旁路电容器是在上述输入电压的施加端与接地端之间并联连接多个电容器而成的元件，

上述控制部按照从外部输入的使能脉冲信号进行接通/断开，

上述使能脉冲信号的频率是可听频率。

2.根据权利要求1所述的负载驱动装置，其中，

形成上述输入旁路电容器的多个电容器以相互不同的朝向来排列。

3.根据权利要求1所述的负载驱动装置，其中，

形成上述输入旁路电容器的多个电容器配设在上述基板的同一面上。

4.根据权利要求1所述的负载驱动装置，其中，

上述开关元件是晶体管。

5.根据权利要求4所述的负载驱动装置，其中，

上述晶体管是MOS晶体管。

6.一种电子设备，具有以下部分：

权利要求1的负载驱动装置；

电池，其对上述负载驱动装置供给输入电压；以及

负载，其从上述负载驱动装置接受输出电压的供给。

7.根据权利要求6所述的电子设备，其中，

上述负载是LED，

上述负载驱动装置按照使能脉冲信号来进行上述LED的调光。

8.根据权利要求7所述的电子设备，其中，

上述LED是LCD面板的背光光源。

9.一种负载驱动装置，具有以下部分：

输入旁路电容器，其被连接在输入电压的施加端与接地端之间，并对上述输入电压平滑化；

开关元件；以及

控制部，其使用脉冲信号来切换上述开关元件的接通/断开状态，

其中，

上述负载驱动装置，通过使用上述开关元件将上述输入电压接通/断开，来根据上述输入电压生成期望的输出电压并对负载供给，

上述输入旁路电容器、上述开关元件、以及上述控制部都搭载于同一基板上，

上述输入旁路电容器是在上述输入电压的施加端与接地端之间并联连接多个电容器而成的元件，

上述控制部按照从外部输入的使能脉冲信号进行接通/断开，

上述输入旁路电容器按照上述使能脉冲信号以可听频率振动。

10.根据权利要求9所述的负载驱动装置，其中，

形成上述输入旁路电容器的多个电容器以相互不同的朝向来排列。

11.根据权利要求9所述的负载驱动装置，其中，

形成上述输入旁路电容器的多个电容器配设在上述基板的同一面上。

12.根据权利要求9所述的负载驱动装置，其中，

上述开关元件是晶体管。

13.根据权利要求12所述的负载驱动装置，其中，

上述晶体管是MOS晶体管。

14.一种电子设备，具有以下部分：

权利要求9的负载驱动装置；

电池，其对上述负载驱动装置供给输入电压；以及

负载，其从上述负载驱动装置接受输出电压的供给。

15.根据权利要求14所述的电子设备，其中，

上述负载是LED，

上述负载驱动装置按照使能脉冲信号来进行上述LED的调光。

16.根据权利要求15所述的电子设备，其中，

上述LED是LCD面板的背光光源。

17.一种负载驱动装置，具有以下部分：

输出电容器，其被连接在输出电压的施加端与接地端之间，并对上述输出电压平滑化；

开关元件；以及

控制部，其使用脉冲信号来切换上述开关元件的接通/断开状态，

其中，

上述负载驱动装置，通过使用上述开关元件将输入电压接通/断开，来根据上述输入电压生成期望的输出电压并对负载供给，

上述输出电容器、上述开关元件、以及上述控制部都搭载于同一基板上，

上述输出电容器是在上述输出电压的施加端与接地端之间并联连接多个电容器而成的元件，

上述控制部按照从外部输入的使能脉冲信号进行接通/断开，

上述使能脉冲信号的频率是可听频率。

18.根据权利要求17所述的负载驱动装置，其中，

形成上述输出电容器的多个电容器以相互不同的朝向来排列。

19.根据权利要求17所述的负载驱动装置，其中，

形成上述输出电容器的多个电容器配设在上述基板的同一面上。

20.根据权利要求17所述的负载驱动装置，其中，

上述开关元件是晶体管。

21.根据权利要求20所述的负载驱动装置，其中，

上述晶体管是MOS晶体管。

22.一种电子设备，具有以下部分：

权利要求17的负载驱动装置；

电池，其对上述负载驱动装置供给输入电压；以及

负载，其从上述负载驱动装置接受输出电压的供给。

23.根据权利要求22所述的电子设备，其中，

上述负载是LED，

上述负载驱动装置按照使能脉冲信号来进行上述LED的调光。

24.根据权利要求23所述的电子设备，其中，

上述LED是LCD面板的背光光源。

25.一种负载驱动装置，具有以下部分：

输出电容器，其被连接在输出电压的施加端与接地端之间，并对上述输出电压平滑化；

开关元件；以及

控制部，其使用脉冲信号来切换上述开关元件的接通/断开状态，

其中，

上述负载驱动装置，通过使用上述开关元件将输入电压接通/断开，来根据上述输入电压生成期望的输出电压并对负载供给，

上述输出电容器、上述开关元件、以及上述控制部都搭载于同一基板上，

上述输出电容器是在上述输出电压的施加端与接地端之间并联连接多个电容器而成的元件，

上述控制部按照从外部输入的使能脉冲信号进行接通/断开，

上述输出电容器按照上述使能脉冲信号以可听频率振动。

26.根据权利要求25所述的负载驱动装置，其中，

形成上述输出电容器的多个电容器以相互不同的朝向来排列。

27.根据权利要求25所述的负载驱动装置，其中，

形成上述输出电容器的多个电容器配设在上述基板的同一面上。

28.根据权利要求25所述的负载驱动装置，其中，

上述开关元件是晶体管。

29.根据权利要求28所述的负载驱动装置，其中，

上述晶体管是MOS晶体管。

30.一种电子设备，具有以下部分：

权利要求25的负载驱动装置；

电池，其对上述负载驱动装置供给输入电压；以及

负载，其从上述负载驱动装置接受输出电压的供给。

31.根据权利要求30所述的电子设备，其中，

上述负载是LED，

上述负载驱动装置按照使能脉冲信号来进行上述LED的调光。

32.根据权利要求31所述的电子设备，其中，

上述LED是LCD面板的背光光源。

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