CN100486095C - 直流-交流变换装置、其控制器ic及使用其的电子机器 - Google Patents

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Abstract

一种变换器，其通过PWM控制等来控制设置在变压器的一次线圈中的半导体开关电路，该变压器的二次线圈与负载连接。在该变换器中，反馈供给到CCFL等负载中的电流以及电压，分别形成电流误差信号和电压误差信号，基于这些大小来形成反馈信号。另外，无需等待向负载的电流或电压的变化，而直接使反馈信号FB变化，以在直流电源电压快速上升时使供给到负载中的电力变小。由此，抑制随着电源电压的快速变化(快速上升或快速下降)的显示状态的不适感或过大电流的产生，另外，防止变换器动作的停止等的产生。

Description

直流-交流变换装置、其控制器IC及使用其的电子机器
技术领域
本发明涉及一种从电器附属的电源适配器或电池(battery)等直流电源，产生用于驱动负载的交流电压的直流—交流变换装置(以下，称为变换器)、其控制器IC、以及使用了该变换器的电子机器。
背景技术
作为笔记本电脑的液晶监控器、液晶电视接收机、汽车导航用显示装置等液晶显示器的背光光源，越来越多地使用冷阴极荧光灯(CCFL)。该CCFL，具有与通常的热阴极荧光灯大致相同的高效率和较长的寿命，并且，节省热阴极荧光灯所具有的灯丝。
为了使该CCFL起动及工作，而需要高的交流电压。例如，起动电压大致为1000v(有效值：以下，对于交流电压相同)，工作电压大约为600v。利用变换器，从笔记本电脑或液晶电视接收机等的直流电源产生该高的交流电压。
提出一种使用4个半导体开关的全桥(H桥)型的CCFL用变换器，作为用于向CCFL供给交流电力的变换器(特开2002—233158号公报：以下，专利文献1)。在该变换器中，将H桥的输出端经串联共振用电容器与变压器的一次线圈连接，将负载与变压器的二次线圈连接。在变压器的一次线圈上由构成H桥的4个半导体开关中的第1组的两个半导体开关形成第1方向的电流路径，在变压器的一次线圈上由第2组的两个半导体开关形成第2方向的电流路径。
并且，通过将流过变压器的二次线圈的负载电流返回到控制电路中，并与基准电压进行比较，以固定的相同的脉冲宽度产生用于控制该脉冲的相对位置(即，控制占空比)的控制信号。将该控制信号供给到H桥的半导体开关电路中，并调整向负载的供给电力。另外，检测变压器的二次线圈的电压，在检测了规定值以上的过电压时使变换器的动作停止，进行过电压保护。另外，当负载电流变为规定值以下时，则以最小限度来设定占空比，防止过电压的产生。
在这种变换器中，作为其电源，通常使用电池。为了向电池充电等而大多数使用电源适配器。在将该电源适配器与电池连接、或将该电源适配器从电池卸下时，供给到变换器中的电源电压有可能会快速变化(快速上升、或快速下降)。另外，即使在与该电池连接的其他负载、例如车载用的制动电路等的负载量快速变化时，电源电压也可能会快速变化。
在专利文献1的变换器中，在电源电压快速上升时，对于电流反馈控制会有一些延迟，因此在该期间，显示状态瞬间变亮。从而，给注视显示画面的人们带来一种不适感。另外，在该期间，负载电流急速增加，从而给CCFL等负载带来更多的损害。
另外，在电源电压快速下降(快速减少)时，负载电流也跟着减少。在专利文献1的变换器中，当该负载电流下降到规定值以下时，作为对由CCFL的灭灯(或断线)引起的过电压产生的对策，半导体开关电路的占空比被设定为最小限度。使用该变换器的电子机器，例如在寒冷地等的使用条件严峻的场所下被使用时，会使CCFL的负载电流不能恢复到原来的电流，而停止变换器的动作。
发明内容
在此，本发明的目的在于，提供一种在通过脉冲宽度调制(以下，称为PWM)控制等来恒流控制被设在变压器的一次线圈中的半导体开关电路的各个开关的变换器中，可随着电源电压的快速变化(快速上升或快速下降)，抑制显示状态的不适感或过大电流的产生，或防止变换器动作的停止等的产生的变换器，所述变压器的二次线圈与负载连接。此外，其目的还在于提供一种在该变换器中所使用的控制器IC。还有，其目的还在于提供一种具备该变换器、和被其所驱动的发光装置的电子机器。
本发明的变换器，具备：
变压器，其具有一次线圈和至少一个二次线圈；
半导体开关电路，其用于从直流电源向所述一次线圈流过第1方向以及第2方向的电流；
电流检测电路，其检测流过负载中的电流，所述负载与所述二次线圈连接；
电压检测电路，其检测施加在负载上的电压，所述负载与所述二次线圈连接；
电流误差信号产生电路，其基于由所述电流检测电路产生的电流检测信号和电流基准信号，来产生电流误差信号；
电压误差信号产生电路，其基于由所述电压检测电路产生的电压检测信号和电压基准信号来产生电压误差信号；
反馈信号形成电路，其根据所述电流误差信号和所述电压误差信号的大小来形成反馈信号；
开关驱动电路，其形成用于根据所述反馈信号来开关所述半导体开关电路的驱动信号；和
反馈信号控制电路，其在所述直流电源的直流电源电压快速上升时，使所述反馈信号变化，以使向所述负载供给的电力变小。
本发明的控制器IC，用于驱动半导体开关电路，并向与所述变压器的二次线圈连接的负载供给交流电力，所述半导体开关电路用于从直流电源向变压器的一次线圈流过第1方向以及第2方向的电流，
所述控制器IC具备：
反馈信号形成电路，其按照电流误差信号和电压误差信号的大小来形成反馈信号，其中所述电流误差信号基于与流过所述负载的电流对应的电流检测信号和电流基准信号而产生，所述电压误差信号基于与施加在所述负载上的电压对应的电压检测信号和电压基准信号而产生；和
开关驱动电路，其形成驱动信号，该驱动信号用于按照所述反馈信号来开关所述半导体开关电路；和
反馈信号控制电路，其在所述直流电源的直流电源电压快速上升时，使所述反馈信号变化，以使向所述负载供给的电力变小。
另外，在本发明的变换器以及控制器IC中，所述开关驱动电路具有PWM信号产生电路，该产生电路输入由三角波信号产生电路产生的三角波信号和所述反馈信号，并将所述三角波信号和反馈信号进行比较，产生PWM信号。
另外，该反馈信号形成电路，具有电流误差控制用晶体管和电压误差控制用晶体管，所述电流误差控制用晶体管以所述电流误差检测信号为控制输入，所述电压误差控制用晶体管与所述电流误差控制用晶体管并联连接，并以所述电压误差检测信号为控制输入，所述反馈信号从所述并联连接的部位输出。
另外，本发明还具备反馈信号控制电路，其在该直流电源的直流电源电压快速上升时，使其反馈信号变化，以使向该负载供给的电力变小。
另外，该反馈信号控制电路，具有：电压快速变化检测电路，输入所述直流电源电压，并将该直流电源电压微分而输出电压快速变化信号；和降低电路，其被连接在所述反馈信号的电位点和规定电位点之间，并通过所述电压快速变化信号而被控制。
另外，该降低电路含有晶体管开关和电阻的串联电路；该电压快速变化检测电路含有电容器和电阻的串联电路。
本发明的电子机器，具备：电池；输入二次电池的直流电压并产生交流输出的本发明的变换器；和通过该变换器的交流输出而驱动的发光装置。另外，该发光装置为CCFL。
根据本发明，反馈供给到CCFL等负载中的电流以及电压，并分别形成电流误差信号和电压误差信号，基于它们的大小来形成反馈信号FB。由此，即使在直流电源电压快速减少时，也通过反馈信号FB使向负载的电流以及电压自动地恢复。从而，能够防止如以往那样产生变换器动作的停止等。
另外，无需等待向负载的电流或电压的变化，而直接使反馈信号FB变化，以在直流电源电压快速上升时使向负载供给的电力变小。由此，能够抑制显示状态的变化并减少不适感的产生，能够抑制过大电流的产生并减少给负载带来的损害。
另外，反馈信号FB的变化，只要由微分电路检测直流电源电压的快速变化而使降低电路动作即可。从而，能够实现构成的简单化。
附图说明
图1是有关本发明的实施方式的变换器的整体构成图。
图2是用于图1的控制器IC的内部结构图。
图3是说明电源电压急速变化时的动作的图。
具体实施方式
以下，参照附图，对从本发明的直流电源产生用于驱动负载的交流电压的变换器、其控制器IC、以及使用了该变换器的电子机器的实施例进行说明。
图1是表示采用绝缘变压器、全桥(H桥)式半导体开关电路来进行PWM控制的有关本发明的实施方式的变换器的整体结构的图。图2是表示图1的变换器控制用的控制器IC内部构成的图。此外，半导体开关电路也可以是半桥式电路。
在图1中，通过作为第1开关的P型NOSFET(以下，称为PMOS)101和作为第2开关的N型MOSFET(以下，称为NMOS)102，形成向变压器TR的一次线圈105的第1方向的电流路径。另外，通过作为第3开关的PMOS103和作为第4开关的NMOS104，形成向变压器TR的一次线圈105的第2方向的电流路径。这些PMOS101、103、和NMOS102、104分别具有体二极管(即，反向栅二极管)。通过该体二极管，能够流过与原来的电流路径相反方向的电流。此外，也可以另外设置具有与体二极管相同的功能的二极管。
电池BAT的直流电源电压VCC经由PMOS101、103、和NMOS102、104被供给到变压器TR的一次线圈105中，并向其2次线圈106感应按照线圈比的高电压。该感应后的高电压被供给到冷阴极荧光灯FL中，使冷阴极荧光灯FL点亮。
电池BAT，在连接有将工业电源10作为输入的适配器ADP时，通过适配器ADP被充电。适配器ADP，内置有电池充电电路(充电器)，将电池BAT从放电状态(例如，12V)充电到充满电状态(例如，16V)。
电池BAT，不仅向本发明的变换装置供给直流电源电压VCC，也可以向其他电装部件(其他电路)供给直流电源电压VCC。
反馈信号控制电路160是检测直流电源电压VCC急剧减少并控制反馈信号的电路。
电容器111、电容器112，与电阻117、电阻118一起，检测施加在冷阴极荧光灯FL上的电压后，反馈到控制器IC200。电阻114、电阻115，用于检测流过冷阴极荧光灯FL的电流并反馈到控制器IC200。另外，电容器111，用于通过该电容器和变压器TR的电感成分来使其共振。冷阴极荧光灯FL的寄生电容也有助于该共振。113、116、119、120是二极管。另外，151、152是电源电压稳定用的电容器。
控制器IC200具有多个输入输出管脚。第1管脚1P是PWM模式和间歇动作(以下，称为突发(burst))模式的切换端子。在该第1管脚1P上，从外部输入用于决定那些模式的切换以及突发模式时的占空比的占空信号DUTY。第2管脚2P是突发模式振荡器(BOSC)的振荡频率设定电容连接端子。在该第2管脚2P上连接有设定用电容器131，且在此处产生突发用三角波信号BCT。
第3管脚3P是PWM模式振荡器(OSC)的振荡频率设定电容连接端子。在该第3管脚3P上连接有设定用电容器132，且在此处产生PWM用三角波信号CT。第4管脚4P是第3管脚3P的充电电流设定电阻连接端子。在该第4管脚4P上连接有设定用电阻133，并流过与该电位RT和电阻值相对应的电流。第5管脚5P是接地端子，处于接地电位GND。
第6管脚6P是第3管脚3P的充电电流设定电阻连接端子。在该第6管脚P上连接有设定用电阻134。并且，该电阻134通过内部电路的控制与设定用电阻133并联或被断开。该第6管脚6P的电位SRT成为接地电位GND或成为第4管脚4P的电位RT。第7管脚7P是用于设定定时器锁存(timer latch)的设定电容连接端子。在该第7管脚7P上连接有用于决定内部的保护动作用的动作时限的电容器135，并产生与电容器135的电荷相对应的电位SCP。
第9管脚9P，经由电阻140输入与流过冷阴极荧光灯FL的电流相对应的电流检测信号(以下，称为检测电流)IS。该检测电流IS被输入到第1误差放大器中。第8管脚8P是第1误差放大器输出端子。在该第8管脚8P和第9管脚9P之间连接有电容器136。第8管脚8P的电位成为反馈电压FB，成为用于进行PWM控制的控制电压。以下，各个电压，只要没有特别规定的情况下，就以接地电位作为基准电压。
第10管脚10P是第2误差放大器用输入端子。在该第10管脚10P上经由电阻139输入与施加在冷阴极荧光灯FL上的电压相对应的电压检测信号(以下，称为检测电压)VS。该检测电压VS被输入到第2误差放大器中。在第10管脚10P和第8管脚8P之间连接有电容器137。
第11管脚11P是起动以及起动时间设定端子。在该第11管脚11P上由电阻143和电容器142施加延迟了起动信号ST的信号STB。第12管脚12P是缓慢起动设定电容连接端子。在该第12管脚12P和地之间连接有电容器141，在该第12管脚12P上产生在起动时逐渐上升的缓慢起动用的电压SS。
第13管脚13P是同步用端子，在与其他控制器IC一起工作的情况下，与它连接。第14管脚14p是内部时钟信号输入输出端子，在与其他控制器IC一起工作时，与它连接。
第15管脚15P是外置FET驱动电路的接地端子。第16管脚16P是输出NMOS102的栅极驱动信号N1的端子。第17管脚17P是输出NMOS104的栅极驱动信号N2的端子。第18管脚18P是输出PMOS103的栅极驱动信号P2的端子。第19管脚19P是输出PMOS101的栅极驱动信号P1的端子。第20管脚20P是输入电源电压VCC的电源端子。
在表示控制器IC200的内部构成的图2中，OSC块201，产生通过与第3管脚3P连接的电容器132和与第4管脚4P连接的电阻133、134来决定的PWM三角波信号CT，供给到PWM比较器214中。另外，OSC块201产生与PWM三角波信号CT同步的内部时钟信号，供给到逻辑块203中。
BOSC块202，是突发用三角波信号振荡电路，产生通过与第2管脚2P连接的电容器131来决定的突发用三角波信号BCT。突发用三角波信号BCT的频率被设定为比PWM三角波信号CT的频率明显地低(BCT频率<CT频率)。利用比较器221对供给到第1管脚1P中的模拟(直流电压)的占空信号DUTY和突发用三角波信号BCT进行比较。通过该比较器221的比较输出，经由“或”电路239而驱动NPN晶体管(以下，称为NPN)234。此外，在向第1管脚1P供给数字(PWM形式)的占空信号DUTY时，将电阻与第2管脚2P连接，从BOSC块202产生突发用规定电压。
在逻辑块203中，输入PWM控制信号等，根据规定的逻辑生成开关驱动信号。输出块204，根据来自逻辑块203的开关驱动信号，生成栅极驱动信号P1、P2、N1、N2，并施加给PMOS101、103、NMOS102、104的栅极。
在缓慢起动块205中，输入起动信号ST，若向比较器217的输入超过其基准电压Vref6，该输入为通过电容器142、电阻143缓慢上升的电压STB，则通过比较器217的输出而进行起动。比较器217的输出，可以驱动逻辑块203。此外，249是反相电路。另外，通过比较器217的输出，经由“或”电路使触发(FF)电路242复位。当起动块205起动时，缓慢起动电压SS逐渐上升，作为比较输入被输入到PWM比较器214中。从而，在起动时，根据缓慢起动电压来进行PWM控制。
此外，在起动时，比较器216，在输入电压超过基准电压Vref5的时刻，经由“或”电路247截止NMOS246。由此，断开电阻134，变更PWM用三角波信号CT的频率。另外，在“或”电路247中也输入比较器213的输出。
第1误差放大器211，对与冷阴极银光灯FL的电流成比例的检测电流IS、和基准电压(电流基准信号)Vref2(例如，1.25v)进行比较，通过与其误差相对应的输出来控制与恒流源I1连接的NPN235。该NPN235的集电极与第8管脚8P连接，该连接点(即，第8管脚8P)的电位成为反馈电压FB，作为比较输入被输入到PWM比较器214中。
在PWM比较器214中，将三角波信号CT、与反馈电压FB或缓慢起动电压SS较低方的电压进行比较，产生PWM控制信号，并经由“与”电路248供给到逻辑块203中。在起动结束后的定常状态中，比较三角波信号CT和反馈电压FB，并使其自动地控制，以使被设定的电流流过冷阴极荧光灯FL。
此外，在第8管脚8P和第9管脚9P之间连接有电容器136，因此反馈电压FB平滑地增加或减少。从而，PWM控制不会受冲击(shock)，而顺利地进行。
第2误差放大器212，对与冷阴极荧光灯FL的电压成比例的检测电压VS、和基准电压(电压基准信号)Vref3(例如，1.25v)进行比较，通过与其误差相对应的输出，控制双集电极的一方与恒流源11连接的双集电极结构的NPN238。该NPN238的集电极仍与第8管脚8P连接，因此也通过检测电压VS来控制反馈电压FB。此外，当反馈电压FB超过基准电压Vref1(例如，3v)时，PNP晶体管(以下，称为PNP)231导通，限制反馈电压FB的过上升。
比较器215，对由电阻240、241分压电源电压VCC的电压和基准电压Vref7(例如，2.2v)进行比较，在电源电压VCC达到规定值的时刻反相其输出，经由“或”电路243使FF电路242复位。
比较器218，将缓慢起动电压SS与基准电压Vref8(例如，2.2v)进行比较，当电压SS变大时，经由“与”电路244及“或”电路239使NPN234导通。通过NPN234的导通，二极管232被电流源I2反偏压，其结果可以进行第1误差放大器211的通常动作。此外，二极管237以及PNP236是过电压限制用的元件。
比较器219，当双集电极的另一方与恒流源I3连接的NPN238通过第2误差放大器212导通时，其电压低于基准电压Vref9(例如，3.0v)，比较输出反相。比较器220，将反馈电压FB与基准电压Vref10(例如，3.0v)进行比较，若反馈电压FB变高，则比较输出反相。将比较器219、220的输出及比较器218的输出的反相信号经由“或”电路245施加给计时块206，计测规定时间并输出。通过该计时块206的输出，置位FF242，并通过该FF电路242的Q输出而停止逻辑块203的动作。
接着，参照图3，对如上述那样构成的变换器的动作、特别是对电源电压VCC急速变化时的动作进行说明。
图3是详细记载了反馈信号控制电路160的内部电路，并特别说明从图1和图2抽出的有关电源电压VCC快速变化时的动作的部分的图。从而，在观察整体的电路动作时，也可以参照图1、图2。
在本发明的变换器中，从电池BAT供给直流电源电压VCC。该电池BAT，在连接有将工业电源10作为输入的适配器ADP时，通过适配器ADP被充电。从而，直流电源电压VCC，从充满电状态(例如，16V)的电压变动到放电状态(例如，12V)的电压为止。
适配器ADP在任意的时刻被连接，或除去。若电池BAT在某一程度放电的状态下与适配器ADP连接，则电源电压VCC在此刻急速上升。另外，若在电池BAT的充电的中途除去适配器ADP，则电源电压VCC在此刻急速下降。该电源电压VCC的上升或下降的程度，也与适配器ADP和电池BAT之间的连接结构、或在适配器ADP中通常包含的充电器的性能有关。但是，不管是哪一种都会随着适配器ADP的连接或除去而产生电源电压的急速的变动。
另外，电池BAT，不只向本发明的变换装置供给直流电源电压VCC，也可以向其他负载(电装部件)供给直流电源电压VCC。即使在这些其他负载的负载量快速变化时，也受到其负载量的快速变化的影响而依然使直流电源电压VCC变动。
在本发明的变换器中，抑制随着上述的直流电源电压VCC的快速变化(快速上升或快速下降)而在以往的变换器中所产生的显示状态的不适感或过大电流的产生，或防止变换器动作的停止。
在图3中，反馈信号控制电路160是检测直流电源电压VCC急速上升的情况，并控制反馈信号FB的电路。在该反馈信号控制电路160中，输入直流电源电压VCC，并将其直流电源电压VCC通过含有电容器161和电阻162之间的串联电路的电压快速变化检测电路来进行微分(differentiate)。并且，在直流电源电压VCC急速上升时，从电容器161和电阻162之间的串联连接点输出电压急速变化信号。另外，在反馈信号FB的电位点和规定电位点(接地电位)之间设置有含有可变电阻164和晶体管开关163的串联电路的降低电路。该晶体管开关163通过电压急速变化信号被控制为导通状态。
在本发明的变换器中，在动作开始时，被输入到PWM比较器214中的两个(—)输入端子的一方中的反馈电压FB，是由电源电压VCC来供给，并通过含有恒流源I1、NPN235、NPN238的公共化电路(反馈信号形成电路)而达到高的值(上限值)。
因此，在PWM比较器214中，对逐渐上升的缓慢起动电压SS和三角波信号CT进行比较，并输出与缓慢起动电压SS的值相对应的PWM控制信号PWM1。此外，PWM比较器214，在三角波信号CT低于缓慢起动电压SS和反馈电压FB时，输出H电平的PWM控制信号PWM。基于该PWM控制信号PWM由逻辑块203、输出块204来形成栅极驱动信号P1～N2，并供给到MOSFET101～104中，进行变换器动作。
作为变换器的负载的冷阴极银光灯FL，在施加的电压达到规定的值之前没有点亮，因此在缓慢起动的最初的阶段中，输出电压随着缓慢起动电压SS的上升而上升。从而，如以往那样，根据处于上限值的反馈电压FB，从而不能使过大的输出电压Vo(例如，2000～2500v)施加到冷阴极荧光灯FL上。另外，由于也不会产生随着过大的输出电压Vo的施加的突入电流，因此显著地降低带给冷阴极荧光灯FL或变换器的主电路部件(MOSFET101～104、变压器TR、电池BAT等)的损伤或应力。
检测输出电压、输出电流，其检测电压VS、检测电流IS通过第1误差放大器211、第2误差放大器212与基准电压(电流基准信号)Vref2、基准电压(电压基准信号)Vref3进行比较，根据该比较输出来控制NPN235、NPN238。当NPN235、NPN238被控制时，反馈电压FB从上限值开始降低。
当输出电压上升，达到起动电压(大约1000v)时，输出电流开始流动，冷阴极荧光灯FL点亮，同时输出电压下降到工作电压(大约600v)。即使在该时刻，也不会流过过大的突入电流。并且，输出电流逐渐上升，输出电压大致维持一定的工作电压。另外，当输出电压或输出电流上升，NPN235、NPN238被控制时，经由反馈用的电容器136、137的反馈作用，反馈电压FB从上限值逐渐下降。
缓慢起动电压SS上升，同时输出电流增加而使反馈电压FB逐渐下降。在反馈电压FB与缓慢起动电压SS相等的时刻，PWM比较器214中的与三角波信号CT的比较对象，从当时的缓慢起动电压SS移到反馈电压FB。由此，缓慢起动结束，成为定常动作状态。
在定常动作状态中，输出电流被恒定控制成由基准电压(电流基准信号)Vref2决定的规定值。冷阴极荧光灯FL的亮度由流过其中的电流来决定，为了维持该电流而施加大致恒定的工作电压。从而，输出电压，在起动时为了使冷阴极荧光灯FL点亮而施加高的电压，一旦点亮之后也可施加低的工作电压。因此，在定常状态中，反馈电压FB根据输出电流来决定。
在本发明的变换器在定常状态下工作时，应考虑通过使适配器ADP从电池BAT卸下、或其他负载的负载量快速增加等，而电源电压VCC快速下降(快速降低)的情况。
通过电源电压VCC的快速下降，而负载电流下降。在以往的变换器中，若该负载电流下降到规定值以下，则作为向由CCFL的灭灯(或断线)引起的过电压产生的对策，将占空比设定为最小限度。由此，例如在寒冷地区等使用条件严峻的情况下使用具备该变换器的电子机器等时，CCFL的负载电流不能复原，且变换器的动作停止。
在本发明中，基于由电流检测电路产生的电流检测信号IS，通过由电容器136、电阻140、第1误差放大器211等构成的电流误差信号产生电路来产生电流误差信号。另外，基于由电压检测电路产生的电压检测信号VS，通过由电容器137、电阻139、第2误差放大器212等构成的电压误差信号产生电路来产生电压误差信号。
并且，反馈电压FB，通过含有通过恒流源I1、电流误差信号被控制的电流控制用NPN235、和通过电压控制信号被控制的电压控制用NPN238的反馈信号形成电路，根据电流误差信号和电压误差信号的大小来形成。在实际的运行状态中，反馈电压FB，根据电流误差信号的大小、电压误差信号的大小的任一个来形成。
具备有形成驱动信号P1～N2的开关驱动电路，所述驱动信号P1～N2用于根据上述反馈信号FB来开关作为半导体开关电路的MOSFET101～104。在该开关驱动电路中，设有三角波信号产生电路201、PWM比较器214等，还具有比较三角波信号CT和反馈信号FB并产生PWM信号的PWM信号产生电路。
从而，在本发明中，在根据电源电压VCC的快速减少而使负载电流减少的情况下，以不会如以往那样限制电流，而由电流反馈作用来恢复电流值的方式进行动作。从而，不会陷入停止的不良状态。此外，虽然由于电流反馈作用产生较少的时间延迟而使亮度一瞬间降低，但是该时间延迟极其短，并且亮度的一瞬间的下降对目视的影响较小，因此在显示画面的视认上不会产生问题。
在本发明中，在电流下降例如通过负载电路的断开(开路)而产生的情况下，通过电压反馈作用而控制为由电压基准信号决定输出电压的规定值。从而，不会产生所谓的过电压产生的情况。
接着，本发明的变换器在定常状态下工作时，假设以下情况：适配器ADP与电池BAT连接、或通过其他负载的负载量快速减少而使电源电压VCC快速上升。
若电源电压VCC快速上升，则通过含有反馈信号控制电路160的电容器161和电阻162的串联电路的微分电路，检测出该电源电压VCC快速上升，并产生微分输出。通过该微分输出而使晶体管163导通，并将第8管脚8P经由可变电阻164接地。
即使在电源电压VCC快速上升的情况下，以通过电流反馈作用将电流值恢复到规定值的方式进行工作。但是，在进行该恢复之前，对电流反馈控制会产生一些时间延迟，因此在以往的变换器中，在该期间，显示状态一瞬间变亮，给正在注视的人们带来不适感。另外，在延迟该时间的期间，负载电流急剧增加，因此给CCFL等负载带来更多的损害。
在本发明中，无需等待电流反馈控制，检测出电源电压VCC快速上升，通过前馈控制立即将反馈电压FB以规定时间降低到规定值。
降低该反馈电压FB的规定时间可以通过调整含有电容器161和电阻162的微分电路的时间常数来设定。另外，降低反馈电压FB的规定电平可以通过调整电阻164的电阻值来设定。
另外，若经过规定时间，处于导通状态的晶体管163截止，则从该时刻的反馈电压FB开始，通过含有电容器136、电阻140、第1误差放大器211等的电流反馈控制回路中的反馈控制，逐渐转移为基于通常的恒流控制的反馈电压FB。在该期间，能够使反馈电压FB的变化较小。
如上所述，通过设置反馈信号控制电路160，以在直流电流电压VCC快速上升时，不使供给到负载中的电力变大的方式进行前馈控制，并直接使反馈信号FB向较低的一方变化。从而，能够抑制显示状态的变化并减少不适感的产生，并且能够抑制过大电流的产生并减少给负载等带来的损害。
此外，反馈信号控制电路160，也可以设置在控制器IC的内部，来代替如实施例中所说明那样设置在控制器IC20的外部。另外，电容器136、137以及电阻139、140，也可以设置在控制IC的内部，来代替设在控制器IC200的外部。
产业上的利用可能性
有关本发明的变换器、其控制器IC、以及使用了该变换器的电子机器，能够适用于笔记本电脑的液晶监视器、液晶电视接收机、汽车导航用显示装置等液晶显示器的背光光源中。

Claims (12)

1、一种直流—交流变换装置，具备：
变压器，其具有一次线圈和至少一个二次线圈；
半导体开关电路，其用于从直流电源向所述一次线圈流过第1方向以及第2方向的电流；
电流检测电路，其检测流过负载中的电流，所述负载与所述二次线圈连接；
电压检测电路，其检测施加在负载上的电压，所述负载与所述二次线圈连接；
电流误差信号产生电路，其基于由所述电流检测电路产生的电流检测信号和电流基准信号，来产生电流误差信号；
电压误差信号产生电路，其基于由所述电压检测电路产生的电压检测信号和电压基准信号来产生电压误差信号；
反馈信号形成电路，其根据所述电流误差信号和所述电压误差信号的大小来形成反馈信号；
开关驱动电路，其形成用于根据所述反馈信号来开关所述半导体开关电路的驱动信号；和
反馈信号控制电路，其在所述直流电源的直流电源电压快速上升时，使所述反馈信号变化，以使向所述负载供给的电力变小。
2、根据权利要求1所述的直流—交流变换装置，其特征在于，
所述开关驱动电路具有PWM信号产生电路，该产生电路输入由三角波信号产生电路产生的三角波信号和所述反馈信号，并将所述三角波信号和反馈信号进行比较，产生PWM信号。
3、根据权利要求1所述的直流—交流变换装置，其特征在于，
所述反馈信号形成电路，具有电流误差控制用晶体管和电压误差控制用晶体管，所述电流误差控制用晶体管以所述电流误差信号为控制输入，所述电压误差控制用晶体管与所述电流误差控制用晶体管并联连接，并以所述电压误差信号为控制输入，所述反馈信号从所述并联连接的输出部位输出。
4、根据权利要求1所述的直流—交流变换装置，其特征在于，
所述反馈信号控制电路具有：电压快速变化检测电路，输入所述直流电源电压，并将该直流电源电压微分而输出电压快速变化信号；和降低电路，其被连接在所述反馈信号的电位点和规定电位点之间，并通过所述电压快速变化信号而被控制。
5、根据权利要求4所述的直流—交流变换装置，其特征在于，
所述降低电路含有晶体管开关和电阻的串联电路；
所述电压快速变化检测电路含有电容器和电阻的串联电路。
6、一种控制器IC，用于驱动用于从直流电源向变压器的一次线圈流过第1方向以及第2方向电流的半导体开关电路，并向与所述变压器的二次线圈连接的负载供给交流电力，
所述控制器IC具备：
反馈信号形成电路，其按照电流误差信号和电压误差信号的大小来形成反馈信号，其中所述电流误差信号基于与流过所述负载的电流对应的电流检测信号和电流基准信号而产生，所述电压误差信号基于与施加在所述负载上的电压对应的电压检测信号和电压基准信号而产生；
开关驱动电路，其形成驱动信号，该驱动信号用于按照所述反馈信号来开关所述半导体开关电路；和
反馈信号控制电路，其在所述直流电源的直流电源电压快速上升时，使所述反馈信号变化，以使向所述负载供给的电力变小。
7、根据权利要求6所述的控制器IC，其特征在于，
所述开关驱动电路具有PWM信号产生电路，该产生电路输入由三角波信号产生电路产生的三角波信号和所述反馈信号，并将所述三角波信号和反馈信号进行比较，产生PWM信号。
8、根据权利要求6所述的控制器IC，其特征在于，
所述反馈信号形成电路，具有电流误差控制用晶体管和电压误差控制用晶体管，所述电流误差控制用晶体管以所述电流误差信号为控制输入，所述电压误差控制用晶体管与所述电流误差控制用晶体管并联连接，并以所述电压误差信号为控制输入，所述反馈信号从所述并联连接的输出部位输出。
9、根据权利要求6所述的控制器IC，其特征在于，
所述反馈信号控制电路具有：电压快速变化检测电路，输入所述直流电源电压，并将该直流电源电压微分而输出电压快速变化信号；和降低电路，其被连接在所述反馈信号的电位点和规定电位点之间，通过所述电压快速变化信号而被控制。
10、根据权利要求9所述的控制器IC，其特征在于，
所述降低电路含有晶体管开关和电阻的串联电路；
所述电压快速变化检测电路含有电容器和电阻的串联电路。
11、一种电子机器，具备：
电池；
权利要求1～5中任意一项所述的直流—交流变换装置，输入该电池的直流电压，产生交流输出；和
发光装置，通过该直流—交流变换装置的交流输出而驱动。
12、根据权利要求11所述的电子机器，其特征在于，
所述发光装置为CCFL。
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