CN100539380C - 直流-交流变换装置、其控制器ic及采用该直流-交流变换装置的电子机器 - Google Patents

直流-交流变换装置、其控制器ic及采用该直流-交流变换装置的电子机器 Download PDF

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Abstract

在将被PWM控制的半导体开关电路设置在变压器的一次侧的变换器中，基于间歇动作信号，在间歇动作停止时将误差信号设定为实质上为零，同时在从间歇动作停止状态向间歇动作执行状态转移时，使误差信号缓慢增加，此外，在从间歇动作执行状态向间歇动作停止状态转移时，使误差信号缓慢减小。该间歇动作的缓慢起动、缓慢停止，利用对反馈电路的电容器的充放电来进行。由此，并用恒流控制和间歇控制来扩大能供给负载的电力的范围，同时能够显著降低变压器的响声，并防止过大电流的产生。

Description

直流—交流变换装置、其控制器IC及采用该直流—交流变换装置的电子机器
技术领域
本发明，涉及电器附属的电源适配器、从电池等的直流电源产生用于驱动负载的交流电压的直流—交流变换装置(以下称作变换器)、其控制器IC以及采用该变换器的电子机器。
背景技术
作为笔记本计算机或液晶电视机等的液晶显示器的背光光源，越来越多地采用冷阴极荧光灯(CCFL)。该CCFL，具有与通常的热阴极荧光灯几乎相同的高效率和长寿命，而且省去了热阴极荧光灯所具有的灯丝(filament)。
为了使该CCFL起动以及动作，需要高的交流电压。例如，起动电压为约1000v(有效值：以下，对于交流电压相同)，工作电压为约600v。采用变换器，从设置在笔记本计算机或液晶电视接收机等中的直流电源产生该高交流电压。
提出了提高电力变换效率的CCFL用变换器，作为用于将交流电力提供给CCFL的变换器(特开平10—50489号公报，以下称作专利文献1)。该变换器，将第1半导体开关与变压器的一次绕组串联连接，此外，将第2半导体开关和电容器的串联连接电路与变压器的一次绕组并联连接，并且将耦合电容器和负载与变压器的二次绕组串联连接。然后，将变压器的初级侧电流反馈给控制电路，通过与基准电压进行比较来形成控制信号，并根据该控制信号对第1、第2半导体开关进行接通·断开控制，来对负载供给规定的交流电力。
此外，提出了采用4个半导体开关的全桥(H桥)型的CCFL用变换器(特开2002—233158号公报；以下，称作专利文献2)。该变换器，将H桥的输出端，串联地经共振用电容器连接在变压器的一次绕组上，并在变压器的二次绕组上连接负载。用构成H桥的4个半导体开关中的、第1组的两个半导体开关，在变压器的一次绕组上形成第1方向的电流路径，用第2组的两个半导体开关，在变压器的一次绕组上形成第2方向的电流路径。然后，通过将流过变压器的二次绕组的电流反馈给控制电路，并与基准电压进行比较，来以固定的同一脉宽，产生该脉冲的相对位置受到控制的控制信号。根据该控制信号，控制H桥的半导体开关，来调整给负载的供给电力。此外，检测出变压器的二次绕组的电压，来进行过电压保护。
此外，还公知下述装置：检测出流过CCFL的电流，对变换器电源装置的间歇动作中的点亮/熄灭调整脉宽调制(PWM)的占空比，来调整点亮/熄灭的时间比以使该电流为规定值(特开2002—221701号公报，以下称作专利文献3)。
专利文献1、2的变换器中，控制半导体开关的导通期间以使流过负载的电流为规定值，来控制给负载的供给电力。为了减小给负载的供给电力，令用于导通半导体开关的控制脉冲的宽度变窄，但在令控制脉冲的宽度变窄来对负载稳定地供给小电压时存在界限。从而，难以将作为负载的CCFL的调光范围，向下限方向扩大。
此外，专利文献3的变换器中，只通过间歇动作中的点亮(导通)/熄灭(截止)的时间比的控制，难以进行精确的调光。此外存在的问题是，伴随着间歇动作，会从变压器发出响声，并且用于避免输出电流超调的缓慢起动结构复杂化。
发明内容
因此，本发明的目的在于：提供一种变换器，在二次绕组与负载连接的变压器的一次绕组上设置有半导体开关电路的变换器中，对该半导体开关电路的各个开关进行脉宽调制(以下，称作PWM)来进行恒定电流控制，且并用由间歇动作完成的控制来扩大能够提供给负载的电力的范围，同时分别以简易的构成实现起动时以及间歇动作时的缓慢起动，并显著降低因间歇动作引起的变压器的响声，并能够防止过大电流的产生。此外，其目的在于：提供一种该变换器中使用的控制器IC。还有，其目的在于：提供一种具备该变换器和由该变换器驱动的发光装置的电子机器。
本发明的变换器，具备：变压器，其具有一次绕组和至少一个二次绕组；第1半导体开关和第2半导体开关，其串联连接在直流电源之间且之间隔着该一次绕组，用于使电流在该一次绕组上向第1方向流动；第3半导体开关和第4半导体开关，其串联连接在直流电源之间且之间隔着该一次绕组，用于使电流在该一次绕组上向第2方向流动；电流检测电路，其检测出流过与该二次绕组连接的负载的电流；三角波信号发生电路，其产生三角波信号；PWM控制信号发生电路，其对基于由该电流检测电路得到的电流检测信号与电流基准信号之差的误差信号、和该三角波信号进行比较，来产生PWM控制信号；间歇动作控制电路，其基于间歇动作信号，在间歇动作停止时，将该误差信号设定为实质为零，同时在从间歇动作停止状态向间歇动作执行状态转移时，使该误差信号缓慢增加，在从间歇动作执行状态向间歇动作停止状态转移时，使该误差信号缓慢减小；以及，开关信号输出用的逻辑电路，其基于该PWM控制信号，产生使该第1半导体开关导通的第1开关信号、使该第2半导体开关导通的第2开关信号、使该第3半导体开关导通的第3开关信号、使该第4半导体开关导通的第4开关信号，所述逻辑电路，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第1方向往所述第2方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第1开关信号和所述第4开关信号，来设置所述第1开关和所述第4开关这双方截止的同时截止期间，并且，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第2方向往所述第1方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第2开关信号和所述第3开关信号，来设置所述第2开关和所述第3开关这双方截止的同时截止期间。
本发明的控制器IC，用于驱动开关电路，来向与变压器的二次绕组连接的负载供给交流电力，该开关电路包括：第1半导体开关和第2半导体开关，其间隔着该变压器的一次绕组串联连接，用于使来自直流电源的电流向第1方向流动；以及，第3半导体开关和第4半导体开关，其间隔着该一次绕组串联连接，用于使来自该直流电源的电流向第2方向流动，具备：三角波信号发生电路，其产生三角波信号；PWM控制信号发生电路，其对基于与该负载中流过的电流相应的电流检测信号的误差信号、和该三角波信号进行比较，来产生PWM控制信号；间歇动作控制电路，其基于间歇动作信号，在间歇动作停止时，将该误差信号设定为实质为零，同时在从间歇动作停止状态向间歇动作执行状态转移时，使该误差信号缓慢增加，在从间歇动作执行状态向间歇动作停止状态转移时，使该误差信号缓慢减小；以及，开关信号输出用的逻辑电路，其基于该PWM控制信号，产生使该第1半导体开关导通的第1开关信号、使该第2半导体开关导通的第2开关信号、使该第3半导体开关导通的第3开关信号、使该第4半导体开关导通的第4开关信号，所述逻辑电路，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第1方向往所述第2方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第1开关信号和所述第4开关信号，来设置所述第1开关和所述第4开关这双方截止的同时截止期间，并且，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第2方向往所述第1方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第2开关信号和所述第3开关信号，来设置所述第2开关和所述第3开关这双方截止的同时截止期间。
此外，该第2开关，在该三角波信号列的相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号和该误差信号相等为止持续导通，该第1开关，在该第2开关导通的时刻的规定时间前导通，并直到该第2开关截止之后的三角波信号的另一个顶点的时刻为止持续导通，该第4开关，在该三角波信号列的与该第2开关导通的三角波信号不同的、相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号与该误差信号相等为止持续导通，该第3开关，在该第2开关截止且该第1开关导通的时刻，并且是从该第4开关导通的规定期间前起导通，直到该第4开关截止之后的三角波信号的另一个顶点的时刻为止持续导通。
此外，本发明的变换器，具备：变压器，其具有一次绕组和至少一个二次绕组；第1电容器和第1半导体开关，其串联连接在直流电源之间且之间隔着该一次绕组，用于使电流在该一次绕组上向第1方向流动；第2半导体开关和第2电容器，其串联连接在直流电源之间且之间隔着该一次绕组，用于使电流在该一次绕组上向第2方向流动；电流检测电路，其检测出流过与该二次绕组连接的负载的电流；三角波信号发生电路，其产生三角波信号；PWM控制信号发生电路，其对基于由该电流检测电路得到的电流检测信号的误差信号、和该三角波信号进行比较，来产生PWM控制信号；间歇动作控制电路，其基于间歇动作信号，在间歇动作停止时，将该误差信号设定为实质为零，同时在从间歇动作停止状态向间歇动作执行状态转移时，使该误差信号缓慢增加，在从间歇动作执行状态向间歇动作停止状态转移时，使该误差信号缓慢减小；以及，开关信号输出用的逻辑电路，其基于该PWM控制信号，产生使该第1半导体开关导通的第1开关信号、使该第2半导体开关导通的第2开关信号，所述逻辑电路，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第1方向往所述第2方向或者从所述第2方向往所述第1方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第1开关信号和所述第2开关信号，来设置所述第1开关和所述第2开关这双方截止的同时截止期间。
此外，本发明的控制器IC，用于驱动开关电路，来向与变压器的二次绕组连接的负载供给交流电力，该开关电路包括：第1电容器和第1半导体开关，其间隔着该变压器的一次绕组串联连接，用于使来自直流电源的电流向第1方向流动；以及，第2半导体开关和第2电容器，其间隔着该一次绕组串联连接，用于使来自直流电源的电流向第2方向流动，具备：三角波信号发生电路，其产生三角波信号；PWM控制信号发生电路，其对基于与该负载中流过的电流相应的电流检测信号的误差信号、和该三角波信号进行比较，来产生PWM控制信号；间歇动作控制电路，其基于间歇动作信号，在间歇动作停止时，将该误差信号设定为实质为零，同时在从间歇动作停止状态向间歇动作执行状态转移时，使该误差信号缓慢增加，在从间歇动作执行状态向间歇动作停止状态转移时，使该误差信号缓慢减小；以及，开关信号输出用的逻辑电路，其基于该PWM控制信号，产生使该第1半导体开关导通的第1开关信号、使该第2半导体开关导通的第2开关信号，所述逻辑电路，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第1方向往所述第2方向或者从所述第2方向往所述第1方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第1开关信号和所述第2开关信号，来设置所述第1开关和所述第2开关这双方截止的同时截止期间。
此外，该第1开关，在该三角波信号列的相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号与该误差信号相等为止持续导通，该第2开关，在该三角波信号列的与该第1开关导通的三角波信号不同的、相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号与该误差信号相等为止持续导通。
此外，该PWM控制信号发生电路，具有：误差信号发生电路，输出基于该电流检测信号和电流基准信号之差的误差信号；以及PWM比较器，对该三角波信号和该误差信号进行比较，来输出该PWM控制信号，
该间歇动作控制电路，具有与该误差信号发生电路耦合，且通过该间歇动作信号控制为导通或者截止的间歇动作用控制元件，在间歇动作停止时，该间歇动作用控制元件被切换为令该误差信号实质上为零。
此外，该误差信号发生电路，基于对该电流检测信号与该电流基准信号进行比较的误差放大器的误差输出，输出该误差信号，该间歇动作控制电路，通过将给该误差放大器的该电流检测信号设定为规定值，来使该误差信号实质上为零。
此外，在该误差信号发生电路的输出端、与该误差放大器的电流检测信号输入端之间，连接有电容器，在向间歇动作停止转移时，向该误差信号为零的方向对该电容器的电荷进行放电，在向间歇动作执行转移时，向该误差信号增加的方向将电荷充电到该电容器中。
本发明的电子机器，具备：直流电源；本发明的变换器，输入该直流电源的直流电压，并产生交流输出；以及，发光装置，由该变换器的交流输出驱动。此外，该发光装置，为CCFL。
通过本发明，在从直流电源产生用于驱动负载的交流电压的变换器中，在二次绕组连接在负载上的变压器的一次绕组上，设置全桥或半桥结构的半导体开关电路，并将流过负载的电流反馈，来对各个开关进行脉宽调制(PWM)控制，同时，通过并用由间歇动作实现的控制，可扩大能给负载供给电力的范围，并同时进行精确的电力控制。
此外，在间歇动作的停止(off)时以及执行(on)时，使PWM控制的误差信号缓慢减小(缓慢停止)或者缓慢增加(缓慢起动)。由此，能够显著降低由间歇动作引起的变压器的响声，能够防止过大电流的产生。特别是，由于能够减小响声，因此适于液晶电视机或笔记本计算机等听取声音的电子机器的液晶显示器用背光光源。
此外，由于间歇动作的缓慢起动、缓慢停止，利用对反馈电路的电容器的充放电来进行，因此能够与变换器起动时的缓慢起动无关地，设定为任意的短时间。由于该时间设定，能通过选择该电容器的电容来结合变压器进行调整，因此，能够容易地将响声减小到适合于使用本发明的变换器的电子机器的水平。
此外，由于通过包括间歇动作的上升、下降期间来在所有期间中，如本发明那样进行PWM驱动，即使在CCFL的电流较小的部分，也确保正·负电流的对称性，因此与过大电流的防止相结合，能够抑制CCFL的寿命降低。
此外，在间歇动作停止期间，使误差信号实质上为零，来使输出电流完全为零。由此，还能消除例如在使脉宽变窄来使动作停止的情况下所发生的、灯单侧点亮现象(峰值放电现象)。从而，还能够防止伴随灯单侧点亮现象引起的灯寿命的降低。
附图说明
图1是本发明的第1实施例中的变换器的整体结构图。
图2是用于图1的控制器IC的内部结构图。
图3是第1实施例的动作说明用的电路结构图。
图4是第1实施例的动作说明用的时序图。
图5是第1实施例的动作状态的说明图。
图6是第1实施例的动作说明用的另一时序图。
图7是第1实施例的动作说明用的再另一时序图。
图8是本发明的第2实施例中的变换器的整体结构图。
图9是第2实施例的动作说明用的时序图。
图10是第2实施例的动作说明用的另一时序图。
图11是第2实施例的动作状态的说明图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的从直流电源产生用于驱动CCFL等的负载的交流电压的变换器、该变换器控制用的控制器IC以及具有采用该变换器的液晶显示器的电子机器(个人计算机、电视机等)的实施例进行说明。
图1是表示采用绝缘变压器、全桥(H桥)的开关电路来进行PWM控制的、本发明的第1实施例中的变换器的全体结构的图。图2是表示用于实现它的的变换器控制用的控制器IC的内部结构的图。
在图1中，通过作为第1开关的P型MOSFET(以下称为PMOS)101和作为第2开关的N型MOSFET(以下称为NMOS)102，形成通往变压器TR的一次绕组105的第1方向的电流路径。此外，通过作为第3开关的PMOS103和作为第4开关的NMOS104，形成通往变压器TR的一次绕组105的第2方向的电流路径。这些PMOS101、103、NMOS102、104，分别具有体二极管(即背栅二极管：backgate diode)。通过该体二极管，能够流过与原来的电流路径相反方向的电流。还有，也可另外设置发挥与体二极管相同的功能的二极管。
作为直流电源的电池(battery)BAT的直流电源电压VCC，被经过PMOS101、103、NMOS102、104提供给变压器TR的一次绕组105，在该二次绕组106上感应出与绕组比对应的高电压。该感应出的高电压，被提供给冷阴极荧光灯FL，冷阴极荧光灯FL点亮。另外，作为直流电源，也可以为将交流电源变压并整流的适配器等、电池以外的装置。
从电池BAT，除了本发明的变换器装置，还对其他的电装部件(其他电路)供给直流电源电压VCC。
电容器111、电容器112，与电阻117、电阻118一起，检测出施加在冷阴极荧光灯FL上的电压，反馈给控制器IC200。电阻114、电阻115，检测出流过冷阴极荧光灯FL的电流，反馈给控制器IC200。此外，电容器111，用于通过其电容与变压器TR的电感成分产生共振，冷阴极荧光灯FL的寄生电容也有助于该共振。113、116、119、120，为二极管。此外，151、152为稳定电源电压用的电容器。
控制器IC200，具有多个输入输出管脚。第1管脚1P，为PWM模式和间歇动作(以下称作突发(burst)模式)的切换端子。该第1管脚1P中，被从外部输入决定这些模式的切换以及突发模式时的占空比的占空比信号DUTY。第2管脚2P，是突发模式振荡器(BOSC)的振荡频率设定电容连接端子。该第2管脚2P上，连接设定用电容器131，此处产生突发用三角波信号BCT。
第3管脚3P，是连接PWM模式振荡器(OSC)的振荡频率设定电容连接端子。该第3管脚3P上，连接设定用电容器132，此处产生PWM用三角波信号CT。第4管脚4P，是设定第3管脚3P的充电电流的设定用电阻连接端子。该第4管脚4P上，连接设定用电阻133，并流过与该电位RT和电阻值对应的电流。第5管脚5P，为接地端子，处于接地电位GND。
第6管脚6P，是设定第3管脚3P的充电电流的设定用电阻连接端子。该第6管脚6P，连接设定用电阻134，通过内部电路的控制，该电阻134与设定用电阻133并联连接或者切断。该第6管脚6P的电位SRT处于接地电位GND、或第4管脚4P的电位RT。第7管脚7P，为计时器锁存设定电容连接端子。该第7管脚7P上，连接有用于决定内部的保护动作用的动作时限的电容器135，产生与电容器135的电荷对应的电位SCP。
第9管脚9P，为第1误差放大器用输入端子。该第9管脚9P上，被经电阻140，输入与流过冷阴极荧光灯FL的电流对应的电流检测信号(以下称作检测电流)IS。然后，该检测电流IS，被输入到第1误差放大器。第8管脚8P，为第1误差放大器用输出端子。该第8管脚8P与第9管脚9P之间连接有电容器136。第8管脚8P的电位为反馈电压FB，为用于PWM控制的控制电压。以下，各个电压只要没有特别限定，均以接地电位为基准。
第10管脚10P，为第2误差放大器用输入端子。该第10管脚10P上，被经电阻139，输入与施加在冷阴极荧光灯FL上的电压对应的电压检测信号(以下称作检测电压)VS。该检测电压VS，被输入到第2误差放大器中。在第10管脚10P与第8管脚8P之间，连接电容器137。
第11管脚11P，为起动以及起动时间设定端子。该第11管脚11P中，通过电阻143和电容器142，被施加起动信号ST延迟的信号STB。第12管脚12P，为缓慢起动设定电容连接端子。该第12管脚12P与地之间连接电容器141，产生起动时缓缓上升的缓慢起动用的电压SS。
第13管脚13P，为同步用端子，在与其它控制器IC协动的情况下，与其连接。第14管脚14P，为内部时钟输入输出端子，在与其它控制器IC协动的情况下，与其连接。
第15管脚15P，为外带FET驱动电路的接地端子。第16管脚16P，为输出NMOS102的栅极驱动信号N1的端子。第17管脚17P为输出NMOS104的栅极驱动信号N2的端子。第18管脚18P为输出PMOS103的栅极驱动信号P2的端子。第19管脚19P为输出PMOS101的栅极驱动信号P1的端子。第20管脚20P为输入电源电压VCC的电源端子。
在表示控制器IC200的内部结构的图2中，OSC模块201，通过与第3管脚3P连接的电容器132和与第4管脚4P连接的电阻133、134，产生周期已定的PWM三角波信号CT，并提供给PWM比较器214。此外，OSC模块201，产生与PWM三角波信号CT同步的内部时钟，并提供给逻辑模块203。
BOSC模块202，与连接在第2管脚2P上的电容器131一起，构成突发用三角波信号产生电路，产生由该电容器131决定的突发用三角波信号BCT。突发用三角波信号BCT的频率，设定为比PWM三角波信号CT的频率低得多(BCT频率<CT频率)。用比较器221，对提供给第1管脚1P的模拟(直流电压)的占空比信号DUTY与三角波信号BCT进行比较。经由该比较器221的比较输出即或电路239，对NPN晶体管(以下称作NPN)234进行驱动。另外，在数字(PWM形式)的占空比信号DUTY被提供给第1管脚1P的情况下，将电阻连接在第2管脚2P上，并从BOSC模块202产生突发用规定电压。
逻辑模块203，被输入PWM控制信号、内部模块信号等，按照规定的逻辑生成开关驱动信号。输出模块204，根据来自逻辑模块203的开关驱动信号，生成栅极驱动信号P1、P2、N1、N2，并施加在PMOS101、103、NMOS102、104的栅极上。
缓慢起动模块205，被输入起动信号ST，如果往比较器217的输入，即通过电容器142、电阻143缓慢上升的电压STB，超过该基准电压Vref6，则通过比较器217的输出起动。比较器217的输出，可驱动逻辑模块203。还有，249为反转电路。此外，通过比较器217的输出，经由或电路243对触发(FF)电路242进行复位。起动模块205起动后，缓慢起动电压SS缓缓上升，并作为比较输入输入到PWM比较器214中。从而，在起动时，PWM控制按照缓慢起动电压SS进行。
还有，在起动时，比较器216，在输入超过基准电压Vref5的时刻，经由或电路247，将NMOS246截止。由此，切断电阻134，对PWM用三角波信号CT的频率进行变更。另外，在或电路247中，还输入比较器213的输出。
第1误差放大器211，对与冷阴极荧光灯FL的电流成比例的检测电流IS和基准电压Vref2(例如1.25V)进行比较，通过与该误差对应的输出，控制与恒流源I1连接的NPN235。该NPN235的集电极，与第8管脚8P连接，该连接点的电位为反馈电压(以下也称作误差信号)FB，并作为比较输入而输入到PWM比较器214中。
PWM比较器214中，对三角波信号CT、与反馈电压FB或缓慢起动电压SS中的较低一方的电压进行比较，产生PWM控制信号，经由与电路248，提供给逻辑模块203。在起动结束后的常态中，对三角波信号CT与反馈电压FB进行比较，并自动控制为被设定的电流流到冷阴极荧光灯FL中。
另外，在第8管脚8P与第9管脚9P之间，连接有电容器136，因此反馈电压FB平滑地增加或者减少。从而，PWM控制可以无冲击地顺利地进行。
第2误差放大器212，对与冷阴极荧光灯FL的电压成比例的检测电压VS、和基准电压Vref3(例如1.25v)进行比较，根据与该误差对应的输出，对双集电极的一方与恒流源I1连接的双集电极结构的NPN238进行控制。该NPN238的集电极，仍与第8管脚8P连接，因此也根据检测电压VS，控制反馈电压FB。从而，误差放大器212以及NPN238，构成控制反馈信号FB的反馈信号控制电路。另外，如果反馈电压FB超过基准电压Vref1(例如3v)，则PNP晶体管(以下称作PNP)231导通，限制反馈电压FB的过度上升。
比较器215，对将电源电压VCC用电阻240、241分压得到的电压、和基准电压Vref7(例如2.2v)进行比较，并在电源电压VCC达到规定值的时刻将其输出反转，并经由或电路243对FF电路242进行复位。
比较器218，将缓慢起动电压SS与基准电压Vref8(例如2.2v)相比较，如果电压SS大，则经由与电路244以及或电路239导通NPN234。通过NPN234的导通，二极管232被电流源I2逆偏置，其结果使得可以进行第1误差放大器211的通常动作。
对于比较器219而言，双集电极的另一方与恒流源I3连接的NPN238被第2误差放大器212导通后，其电压比基准电压Vref9(例如3.0v)低，比较输出发生反转。将比较器219、220的输出以及比较器218的输出的反转信号，经由或电路245施加在计时器模块206上，计测规定时间后进行输出。通过该计时器模块206的输出，将FF242置位，通过该FF电路242的Q输出停止逻辑模块203的动作。
接下来，参照图3的电路结构图、图4、图6、图7的时序图、以及图5的动作说明图，对如上那样构成的本发明的第1实施例的变换器的动作进行说明。
图3是从图1以及图2中，提取出与起动时的缓慢起动以及突发模式相关的部分的说明用的图。因此，在要观察全体的电路动作时，仍参照图1、图2。
将电源电压VCC提供给控制器IC200后，从由OSC模块201、电容器132、电阻133构成的三角波信号发生电路中，产生由电容器132的电容、和电阻133的电阻值决定的频率的PWM用三角波信号CT。该三角波信号CT，被输入到PWM比较器214的(+)输入端子中。三角波信号CT的频率，例如为120kHz，可选择电容器132或电阻133的值，来设定为需要的频率。
输入到PWM比较器214的两个(—)输入端子的一方中的反馈电压FB，被公共化电路高变为较高的值(上限值)。该公共化电路被供给电源电压VCC，并由恒流源I1、NPN235、NPN238构成。另外，该反馈电压FB的值，被PNP231和基准电压Vref1限制为固定值。
另一方面，输入到PWM比较器214的另一方的(一)输入端子中的缓慢起动电压SS，由于没有收到起动信号ST，因此为零电压。对于PWM比较器214，由于反馈电压FB与缓慢起动电压SS中的低的输入信号优先，因此尚且不从PWM比较器214中输出PWM控制信号。
起动信号ST被从外部提供给作为缓慢起动电路的起动模块205后，起动模块205内部的恒流源被驱动，该恒电流开始流入电容器141。通过该恒电流，电容器141被充电，根据其充电时间常数，缓慢起动电压SS开始上升。即开始起动时的缓慢起动。
在PWM比较器214中，对缓缓上升的缓慢起动电压SS与三角波信号CT进行比较，输出与缓慢起动电压SS的值对应的PWM控制信号。该PWM控制信号，被经由逻辑模块203、输出模块204提供给MOSFET101～104，进行变换器动作。
作为变换器的负载的冷阴极荧光灯FL，由于在被施加的电压变为规定的值之前不点亮，因此在缓慢起动的最初阶段，输出电压Vo随着缓慢起动电压SS的上升而上升。从而，不会像以往那样，根据处于上限值的反馈电压FB，而将过大的输出电压Vo(例如2000～2500v)施加在冷阴极荧光灯FL上。此外，由于也不会发生与过大的输出电压Vo的施加相伴的、冲击电流的产生，因此显著降低了对冷阴极荧光灯FL或变换器的主电路部件(MOSFET101～104、变压器TR、电池BAT等)的损伤或压力。
输出电压Vo、输出电流Io被检测出，并且该检测电压VS、检测电流IS，被由第1误差放大器211、第2误差放大器212与基准电压Vref2、基准电压Vref3相比较，并通过其比较输出来控制NPN235、NPN238。NPN235、NPN238被控制后，反馈电压FB从上限值开始下降。
输出电压Vo上升，并达到起动电压(约1000v)后，输出电流Io开始流动，冷阴极荧光灯FL点亮，同时，输出电压Vo降低到工作电压(约600v)。在该时刻，也没有流过过大的冲击电流。然后，输出电流Io缓缓上升，另一方面，输出电压Vo维持为大致恒定的工作电压。此外，输出电压Vo或输出电流Io上升，并且NPN235、NPN238被控制后，反馈电压FB，通过经由反馈用的电容器136、137的反馈作用，从上限值缓缓降低。
缓慢起动电压SS上升，同时，输出电流Io增加，反馈电压FB降低。在反馈电压FB与缓慢起动电压SS相等的时刻，与PWM比较器214的三角波信号CT相比较的对象，从至此的缓慢起动电压SS起移至反馈电压FB。由此，缓慢起动结束。要从冷阴极荧光灯FL停止的状态起上升，该缓慢起动所需要的时间比较长。该缓慢起动所需要的时间，可通过调整外置于IC200的电容器141的电容，设定为需要的长度。
输出电流Io，被固定控制为由基准电压Vref2决定的规定值。冷阴极荧光灯FL的亮度，由流过它的电流决定，为了维持该电流，施加基本恒定的动作电压。从而，电压Vo，为了在起动时将冷阴极荧光灯FL点亮可施加高的电压，一旦点亮之后，可为低的工作电压。因此，在常态下，反馈电压FB，被基于输出电流Io决定。
另外，起动模块205的内部设有对电容器141的积蓄电荷进行放电的放电电路，以备在变换器停止的情况下，再次起动。该放电，例如能够通过起动信号ST进行。
接下来，参照图4、图5，对PWM控制时的逻辑模块203、输出模块204中的栅极驱动信号P1～N2的形成逻辑进行详细说明。
基于脉宽调制信号，即PWM用三角波信号CT和反馈电压FB，在设置令PMOS101和NMOS104这双方截止的同时截止期间Toff(例如300nsec)、以及令PMOS103和NMOS102这双方截止的同时截止期间Toff(例如300nsec)的时刻，产生：驱动作为第1半导体开关的PMOS101的第1栅极驱动信号P1、驱动作为第2半导体开关的NMOS102的第2栅极驱动信号N1、驱动作为第3半导体开关的PMOS103的第3栅极驱动信号P2、以及驱动作为第4半导体开关的NMOS104的第4栅极驱动信号N2。再有，在流过变压器TR的一次绕组105的电流的方向从第1方向往第2方向、或者从第2方向往第1方向切换时的电流值，以为零的状态切换的时刻，产生各个栅极驱动信号P1～N2。
在图4中，在区间i栅极驱动信号N1为H电平，栅极驱动信号N2为L电平，栅极驱动信号P1为L电平，栅极驱动信号P2为H电平，PMOS101和NMOS102导通，在一次绕组105中，电流从电源BAT流向第1方向。该状态，如图5(a)所示。
进入区间ii后，到栅极驱动信号N1变为L电平，栅极驱动信号P2变为L电平为止，形成PMOS103与NMOS102一起截止的期间Toff，防止流过贯通电流。该期间，只PMOS101导通，但根据变压器TR的蓄积能量，第1方向的电流通过PMOS103的体二极管和PMOS101继续流动。
在区间ii的后半部分，通过栅极驱动信号P2变为L电平，PMOS103导通，流入体二极管的电流转移到PMOS103的沟道内。该区间ii的状态，如图5(b)所示。
进入区间iii后，栅极驱动信号P1变为H电平，PMOS晶体管101截止。此外，在电流沿第1方向流动的情况下，电流通过被截止的NMOS104的体二极管流动。此时，@点的电位，从区间i、ii的接地电位GND起，降低由体二极管引起的压降Vf。该区间iii的状态如图5(c)所示。
由变压器TR的蓄积能量形成的第1方向的电流变为零后，进入区间iv。在该区间iv，如图5(d)所示，电流为零，且只有PMOS103导通。由此，在本发明中，在切换一次绕组105的电流的方向之前，形成电流为零的状态。
在切换该电流方向之前，令电流为零的状态，通过结合变压器TR、共振电容器111、112、冷阴极荧光灯FL等的电气条件，来进行PWM控制中的脉宽的范围设定来获得。
在区间v中，栅极驱动信号P2为L电平，栅极驱动信号P1为H电平，在PMOS103导通的状态下，栅极驱动信号N2变为H电平后，NMOS104变为导通，进行零电流切换。通过PMOS103和NMOS104的导通，在一次绕组105中电流从电源BAT往第2方向流动。该状态，如图5(e)所示。
进入区间vi后，栅极驱动信号N2为L电平，在栅极驱动信号P1变为L电平之前，形成PMOS101与NMOS104同时截止的期间Toff，防止流过贯通电流。该期间，虽然只PMOS103导通，但通过变压器TR的蓄积能量，第2方向的电流通过PMOS101的体二极管和PMOS103继续流动。在区间vi的后半部分，通过栅极驱动信号P1变为L电平，PMOS101导通，流过体二极管的电流转移到PMOS101的沟道。该区间vi的状态，如图5(f)所示。
以后，进入区间vii后，除了电流方向为反方向外，与区间iii同样地进行动作。该状态如图5(g)所示。此外，进入区间viii后，第2方向的电流为零，如图5(h)所示，只有PMOS101处于导通的状态，@点的电位如图所示那样变化。
在电流方向从该第2方向往第1方向切换时，同样也进行零电流切换。
像这样，第2开关102，在三角波信号列CT的相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号和反馈信号FB相等为止持续导通；第1开关101，在第2开关102导通的时刻的规定时间之前导通，直到第2开关102截止之后的三角波信号的另一个顶点的时刻为止持续导通。第4开关104，在三角波信号列CT的与第2开关102导通的三角波信号不同的、相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号与反馈信号FB相等为止持续导通；第3开关103，从第2开关102截止且第1开关101导通的时刻，即第4开关104导通的规定期间前起导通，到第4开关104截止之后的三角波信号的另一个顶点的时刻为止持续导通。
另外，可在图1中，代替PMOS101以及PMOS103，采用NMOS作为第1开关以及第3开关。此时，结合该变更，还变更栅极驱动信号。
接下来，对突发模式进行说明。在将电源电压VCC提供给控制器IC200的状态下，从由BOSC模块202、电容器131构成的突发用三角波信号发生电路中，产生由电容器131的电容和内部电阻的电阻值决定的频率的突发用三角波信号BCT。突发模式的控制，通过变更占空比信号DUTY的电平，调整是否使其与突发用三角波信号BCT交叉，以及交叉的时间来进行。
参照图6，占空比信号DUTY超过突发用三角波信号BCT的运行期间(ON DUTY)，进行PWM控制。另一方面，占空比信号DUTY低于突发用三角波信号BCT的闲置期间(OFF DUTY)，停止PWM控制，停止向冷阴极荧光灯FL供给电力。
PWM用三角波信号CT的频率例如为120kHz，由频率为例如150Hz的三角波信号BCT对其进行突发控制，因此在视觉上没有任何问题。而且，通过控制占空比信号DUTY的大小，通过PWM控制来超过可向冷阴极荧光灯FL供给的范围，还能进行广范围的电力供给、即光量的控制。突发用三角波信号BCT的频率(突发频率)，通过选择电容器131的电容，设定为需要的频率(例如100Hz～500Hz)。
突发频率，如上述那样，在某频率范围内进行调整以成为规定的频率，而该频率范围位于可听频率域。变压器TR，因该磁通的变化，铁心(铁芯)或线圈发生变形，位置发生偏离。
突发频率，位于可听频率域中，因此由该铁心或线圈的变形等产生的声音，形成变压器的响声。从而，在变换器作为液晶电视机或笔记本计算机等听取声音的电子机器的液晶显示器用背光光源来使用的情况下，变压器的响声尤其成为问题。
在本发明中，通过间歇动作控制电路，基于间歇动作信号(突发信号)BRT，在间歇动作停止(闲置)时将误差信号FB实质上设定为零，同时，从间歇动作停止状态向间歇动作执行(运行)状态转移时，使误差信号FB缓慢增加，或在从间歇动作执行(On)状态向间歇动作停止(Off)状态转移时，使误差信号FB缓慢减少。由此，将伴随突发控制产生的变压器的响声抑制为非常低的水平。
此外，在包括间歇动作的上升、下降期间的所有的期间中，如本发明所示，通过进行PWM驱动，即使在CCFL的电流小的部分，也可确保正·负电流的对称性。该正·负电流的对称性的保持、与过大电流的防止相结合，延长CCFL的寿命。
此外，在间歇动作停止时，令误差信号FB实质上为零，来将输出电流Io完全变为零。例如，要将脉宽变窄来实现动作停止状态的情况下，CCFL中有时会产生只有一方极性侧发光的灯单侧点亮现象(峰值放电现象)。伴随着该灯单侧点亮现象产生，在灯内部水银偏向一方电极侧，灯寿命明显降低。在本发明中，在间歇动作停止时，使输出电流Io、输出电压Vo完全变为零，因此不会发生灯单侧点亮现象，能够延长CCFL的寿命。
具体地来观察电路动作，则再参照图6、图7，在闲置期间，作为比较器221的输出的间歇动作信号(突发信号)BRT，处于低(L)电平，NPN234截止。
由此，二极管232被恒流源I2顺偏置，反馈电路的电容器136，被从恒流源I2经由二极管232充电。从而，检测电流IS变为高的值，第1误差放大器211的误差输出处于高电平，NPN235导通，因此反馈电压FB几乎为零电压。
由于PWM比较器214，对两个负(—)输入中的较低方的电压、和正(+)输入的三角波信号CT进行比较，因此在闲置期间，如图6的例如左端侧所示那样，PWM控制信号不被输出。
在时刻t1，从闲置期间向运行期间转移时，突发信号BRT，从L电平变为H电平，NPN234导通。由此，二极管232从被恒流源I2顺偏置的状态解除。
被充电至电容器136中的电荷，被通过恒流源I1、电容器136、电阻140、电阻115的路径放电。伴随该电容器136的电荷的放电，检测电流IS缓慢降低，另外反馈电压FB同样缓慢上升。然后，检测电流IS到达处于所设定的规定值的状态，进行通常的PWM控制。
由此，在从闲置期间向运行期间转移时，反馈电压FB，从几乎零电压起经过电容器136的放电动作花费的时间(图7中由“α”表示)后缓慢上升。从而，PWM控制信号的脉宽也从窄状态缓缓变宽，因此输出电流Io进行缓慢起动来缓缓增加。因此，与向运行期间转移相伴的输出电流Io的超调不会发生。
运行期间中，突发信号BRT处于高(H)电平且NPN234导通，二极管234被逆偏置后截止。此时，第1误差放大器211，产生与被输入的检测电流IS对应的输出，并控制NPN235的导通度。由此，PWM控制信号被从PWM比较器214提供给逻辑模块203，输出栅极驱动信号P1～N2，PMOS101、103、NMOS102、104被PWM控制。还有，图6的Toff，是为了防止贯通电流而设定的、同时截止期间。
在时刻t2，从运行期间向闲置期间转移时，突发信号BRT，从H电平变为L电平，NPN234截止。由此，二极管232被恒流源I2顺偏置。
然后，电容器136，被通过恒流源I2、电容器136、NPN235的路径充电。伴随着向该电容器136的电荷的充电，检测电流IS缓缓上升，此外反馈电压FB同样缓缓降低(在图7中用“β”表示)。检测电流IS变为上限值(恒流源I2的电源电压；3V)，反馈电压FB变为大致零电压。此时，PWM控制被停止。
由此，在从运行期间向闲置期间转移时，反馈电压FB，从大致PWM控制下的值，经过电容器136的充电动作所花费的时间而缓慢降低。即进行缓慢停止。从而，PWM控制信号的脉宽，也从通常的控制状态起缓缓变窄。由此，与向闲置期间的转移相伴的输出电流Io，缓缓减少。
在突发模式中，与起动时不同，即冷阴极荧光灯FL处于点亮状态后，缓慢起动以及缓慢停止所花费的时间，比起动时的缓慢起动所需要的时间缩短。
如果将起动时的软起动用的电路，用于突发模式的缓慢起动以及缓慢停止，则上升所需要的时间α、下降所需要的时间β变长，难以正确地进行负载控制。反过来，将突发模式下的缓慢起动以及缓慢停止中所使用的电路，用于起动时的软起动用时，不能有效地抑制起动时的冲击电流。
在本发明中，利用设置在反馈电路中的电容器136，来进行突发模式中的缓慢起动以及缓慢停止，并决定其时间。从而，不用特别地设置其他的电路机构，能够利用为了进行PWM控制而设置的电路元件，来适当地进行缓慢起动以及缓慢停止。
此外，由于间歇动作的缓慢起动、缓慢停止，利用向反馈电路的电容器的充放电来进行，因此可与变换器起动时的缓慢起动无关地，另行设定为任意的短时间。从而，由于该时间设定，能够通过选择反馈电容器的电容来结合变压器地进行调整，因此可容易地使响声的等级减小到与使用本发明的变换器的电子机器相适应的等级。
此外，由于通过包括间歇动作的上升、下降期间来在所有的期间，如本发明那样进行PWM控制，即使CCFL的电流小的部分也确保正·负电流的对称性，因此能够与过大电流的防止相结合，抑制CCFL的寿命降低。
图8是表示本发明的第2实施例中的变换器的全体结构的图。该第2实施例所表示的示例中，设置两台变压器TR1、TR2，通过半桥型的切换电路进行PWM控制，同时在各个变压器TR1、TR2中，分别设置有两个二次绕组309、310、409、410。这各个二次绕组309、310、409、410上，分别连接冷阴极荧光灯FL11、FL12、FL21、FL22，对总计4个冷阴极荧光灯的点亮进行控制。
在图8中，对第1变压器TR1的系统进行说明。该半桥型的开关电路，通过第1电容器301和作为第1开关的NMOS302，形成通往变压器TR1的一次绕组308的第1方向的电流路径。此外，通过作为第2开关的PMOS303和第2电容器304，形成通往变压器TR1的一次绕组308的第2方向的电流路径。这PMOS303、NMOS302，分别具有体二极管(即背栅二极管)。通过该体二极管，能够流过与本来的电流路径方向相反的电流。还有，也可另外设置发挥与体二极管同样的功能的二极管。
直流电源BAT的电源电压VDD，经由PMOS303、NMOS302、电容器301、304，提供给变压器TR1的一次绕组308，并在该二次绕组309、310中感应出与绕组比对应的高电压。该被感应的高电压，被提供给冷阴极荧光灯FL11、FL12后，冷阴极荧光灯FL11、FL12点亮。还有，稳压二极管305、电阻306、电容器307，是为了使直流电源BAT的电源电压VDD、与变换器控制用IC600的电源电压VCC不同，而对栅极电压进行电平移位的器件。
电容器311、312、电容器315、316，与电阻319、电阻320一起，检测出施加在冷阴极荧光灯FL11、FL12上的电压，反馈给控制器IC600。电阻323、电阻326，检测出流过冷阴极荧光灯FL11、FL12的电流后，反馈给控制器IC600。此外，电容器311、315，用于通过其电容和变压器TR1的电感成分使其共振，冷阴极荧光灯FL11、FL12的寄生电容也有助于该共振。313、314、317、318、321、322、324、325为二极管。此外，327为电源电压稳定用的电容器。
接下来，对于第2变压器TR2的系统，将各构成要素的编号，设定为4字开头，并赋予与第1变压器TR1的系统的构成要素相同的编号。例如，相对一次绕组308为408，其他也同样。从而，由于为相同的结构，因此省略再次说明。
变换器控制用IC600，具有多个输入输出管脚。该IC600，与第1实施例下的变换器控制用IC200的管脚配置及其内部构成大致相同。只是，由于具有第1变压器TR1的系统与第2变压器TR2的系统这两个系统，并且对各个变压器TR1、TR2的两个二次绕组的每一个配备冷阴极荧光灯FL11～FL22，因此在反馈系统等的一部分结构中有所不同。
下面，只对变换器控制用IC600与变换器控制用IC200的不同点进行追加说明。第2管脚2P，是连接用于设定突发用三角波信号BCT的充放电电流的电阻501的电阻连接端子。第4管脚4P，是连接用于设定PWM用三角波信号CT的放电电流的电阻503的电阻连接端子。这些端子，根据需要也可设置在变换器控制用IC200中。
第15管脚15P，是向外部输出异常检测信号(相当于图2的FF242的输出)的端子。第17管脚17P以及第18管脚18P，输入用于对第1变压器TR1的系统与第2变压器TR2的系统的第2个冷阴极荧光灯FL12、FL22进行过电流保护的检测信号，该检测电压分别由内部的比较器与基准电压相比较。第19管脚19P，是向外部输出设置在内部的调节器的输出电压的端子。
该IC600的第1管脚1P～第28管脚28P、和第1实施例的变换器控制用IC200的各个管脚，管脚编号和括号内所示的记号均相同(例如，DUTY与DUTY；FB与FB1、FB2)的分别对应。
在该IC600中，电阻501连接在第2管脚2P与地之间，电容器502连接在第3管脚3P与地之间，电阻503连接在第4管脚4P与地之间，电阻504连接在第5管脚5P与地之间，电阻505、506连接在第6管脚6P与地之间，电容器507连接在第7管脚7P与地之间。
电容器508连接在第9管脚9P与第10管脚10P之间，此外，在第10管脚10P上，经电阻513输入检测电压IS1。电容器509，连接在第9管脚9P与第11管脚11P之间，此外在第11管脚11P上输入检测电压VS1。
电容器511连接在第12管脚12P与第13管脚13P之间，此外在第13管脚13P上经电阻514输入检测电压IS2。电容器512，连接在第12管脚12P与第14管脚14P之间，此外在第14管脚14P上输入检测电压VS2。还有，531～534为电容器。
此外，将直流电源BAT的电压VDD，通过由电阻522、稳压二极管523及NPN524构成的串联调节器，调整为IC600的规定的电源电压VCC(例如5～12v)后，提供给IC600。还有，电容器521、526为稳定用电容器，设置在其他适当必要的位置。
接下来，参照图9、图10的时序图以及图11的动作说明图，对如上那样构成的本发明的第2实施例的变换器的动作进行说明。
在图9～图11中，对由第1变压器TR1的系统实施的控制进行说明。还有，IC600的内部构成以及动作，与第1实施例中的IC200(图2)大致相同。此外，由于由第2变压器TR2的系统实施的控制，也同样进行，因此省略其说明。
参照图9，在占空比信号DUTY超过突发用三角波信号BCT的期间(ON DUTY)，进行PWM控制。另一方面，在占空比信号DUTY低于突发用三角波信号BCT的期间(OFF DUTY)，停止PWM控制，停止向冷阴极荧光灯FL11、FL12供给电力。
在该实施例中，PWM用三角波信号CT的频率例如为100kHz，用频率例如为300Hz的三角波信号BCT对其进行突发控制，因此在视觉上也没有任何问题。而且，通过控制占空比信号DUTY的大小，通过PWM控制超过可对冷阴极荧光灯FL11、FL12提供的范围，还能够在广范围进行电力供给、即光量的控制。
观察图9的时序图，在占空比信号DUTY低于突发用三角波信号BCT的期间，反馈电压FB1被约束为低电压。由此，不进行PWM控制，栅极驱动信号P1处于H电平，栅极驱动信号N1处于L电平。因此，PMOS303以及NMOS302持续截止状态，因此不向变压器TR1供给电力。
接下来，占空比信号DUTY超过突发用三角波信号BCT后，反馈电压FB1，在连接在第9、第10管脚间的电容器508的作用下，缓慢地上升，达到与本来的反馈相应的恒定值。由此，IC600进行PWM控制，输出栅极驱动信号P1、N1，PMOS303、NMOS302被PWM控制。
下面，对PWM控制时的动作进行详细说明。在设置令PMOS303和NMOS302这双方截止的同时截止期间Toff的时刻，产生栅极驱动信号P1、N1。再有，在将流过变压器TR1的一次绕组308的电流的方向从第1方向往第2方向、或从第2方向往第1方向切换时的电流值，以零的状态切换的时刻，产生各个栅极驱动信号P1、N1。
接着，参照图10、图11，对PWM控制时的栅极驱动信号P1、N1的形成逻辑进行详细说明。
基于脉宽调制信号，即PWM用三角波信号CT和反馈电压FB1，在设置令PMOS303和NMOS302这双方截止的同时截止期间Toff的时刻，产生驱动PMOS303的栅极驱动信号P1、和驱动NMOS302的栅极驱动信号N1。再有，在将流过变压器TR的一次绕组308的电流的方向从第1方向往第2方向、或从第2方向往第1方向切换时的电流值，以零的状态切换的时刻，产生各个栅极驱动信号P1、N1。
图10中，在区间i中栅极驱动信号P1为L电平，栅极驱动信号N1为L电平，PMOS303导通，通过电容器304在一次绕组308上电流流往第1方向。该状态如图11(a)所示。
进入区间ii后，由于栅极驱动信号P1为H电平，栅极驱动信号N1为L电平，因此形成PMOS303和NMOS302同时截止的期间Toff。由此，防止流过贯通电流。该期间，通过变压器TR1的蓄积能量，第1方向的电流通过NMOS302的体二极管和电容器304持续流动。此时，@点的电位，从接地电位GND起，下降体二极管引起的电压降Vf。该区间ii的状态，如图11(b)所示。
进入区间ii的后半部分后，由变压器TR1的蓄积能量带来的第1方向的电流变为零后，进入区间iii。在该区间iii中，如图11(c)所示，电流为零，且PMOS303、NMOS302均截止。另外，在该区间iii中，@点的电位不固定。由此，在本发明中，在切换一次绕组308的电流的方向以前，形成电流为零的状态。
在切换该电流方向以前，令电流为零的状态，通过结合变压器TR1、共振电容器311、315、冷阴极荧光灯FL11、FL12等的电气条件，进行PWM控制中的脉宽的范围设定来得到。
在区间iv，栅极驱动信号P1为H电平，栅极驱动信号N1为H电平，NMOS302导通，通过电容器301在一次绕组308中电流流往第2方向。该状态，如图11(d)所示。
由于进入区间v后，栅极驱动信号N1为L电平，栅极驱动信号P1为H电平，因此形成PMOS303和NMOS302同时截止的期间Toff。由此，防止贯通电流流动。该期间，通过变压器TR1的蓄积能量，第2方向的电流通过PMOS303的体二极管和电容器301持续流动。此时，@点的电位，从电源电压VCC起上升体二极管引起的电压降Vf。该区间v的状态，如图11(e)所示。
进入区间v的后半部分，由变压器TR1的蓄积能量带来的第2方向的电流变为零后，进入区间vi。在该区间vi中，如图11(f)所示，电流为零，且PMOS303、NMOS302均截止。如以前一样，在该区间vi中，@点的电位为不固定。由此，在本发明中，在切换一次绕组308的电流的方向以前，形成电流为零的状态。
由此，第1开关303，在三角波信号列CT的相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，直到其之后的三角波信号和反馈信号FB相等为止持续导通，第2开关302，在三角波信号列CT的与第1开关303导通的三角波信号不同的、相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到其之后的三角波信号和反馈信号FB相等为止持续导通。
另外，在图8中，可代替PMOS303，采用NMOS作为第1开关。在该情况下，结合此变更，对栅极驱动信号也进行变更。
接下来，对于突发模式，在该第2实施例中，也通过间歇动作控制电路，与第1实施例同样地，基于间歇动作信号BRT，在间歇动作停止时将误差信号FB1、FB2设定为实质为零，同时从间歇动作停止状态起向间歇动作执行状态转移时使误差信号FB1、FB2缓慢增加，此外，从间歇动作执行状态起向间歇动作停止状态转移时使误差信号FB1、FB2缓慢减少。
由于该突发模式时的动作或由其带来的效果等，与第1实施例相同，因此省略再次说明。
工业上的利用可能性
本发明中的变换器、其控制器IC及采用该变换器的电子机器，能够适用于笔记本计算机的液晶监视器、液晶电视机、导航用显示装置等的液晶显示器的背光光源中。

Claims (16)

1、一种直流—交流变换装置，具备：
变压器，其具有一次绕组和至少一个二次绕组；
第1半导体开关和第2半导体开关，其串联连接在直流电源之间且之间隔着所述一次绕组，用于使电流在所述一次绕组上向第1方向流动；
第3半导体开关和第4半导体开关，其串联连接在直流电源之间且之间隔着所述一次绕组，用于使电流在所述一次绕组上向第2方向流动；
电流检测电路，其检测出流过与所述二次绕组连接的负载的电流；
三角波信号发生电路，其产生三角波信号；
PWM控制信号发生电路，其对基于由所述电流检测电路得到的电流检测信号与电流基准信号之差的误差信号、和所述三角波信号进行比较，来产生PWM控制信号；
间歇动作控制电路，其基于间歇动作信号，在间歇动作停止时，将所述误差信号设定为实质为零，同时在从间歇动作停止状态向间歇动作执行状态转移时，使所述误差信号缓慢增加，在从间歇动作执行状态向间歇动作停止状态转移时，使所述误差信号缓慢减小；以及，
开关信号输出用的逻辑电路，其基于所述PWM控制信号，产生使所述第1半导体开关导通的第1开关信号、使所述第2半导体开关导通的第2开关信号、使所述第3半导体开关导通的第3开关信号、使所述第4半导体开关导通的第4开关信号，
所述逻辑电路，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第1方向往所述第2方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第1开关信号和所述第4开关信号，来设置所述第1开关和所述第4开关这双方截止的同时截止期间，并且，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第2方向往所述第1方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第2开关信号和所述第3开关信号，来设置所述第2开关和所述第3开关这双方截止的同时截止期间。
2、根据权利要求1所述的直流—交流变换装置，其特征在于，
所述第2开关，在所述三角波信号列的相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号和所述误差信号相等为止持续导通，所述第1开关，在所述第2开关导通的时刻的规定时间前导通，并直到所述第2开关截止之后的三角波信号的另一个顶点的时刻为止持续导通，所述第4开关，在所述三角波信号列的与所述第2开关导通的三角波信号不同的、相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号与所述误差信号相等为止持续导通，所述第3开关，在所述第2开关截止且所述第1开关导通的时刻，并且是从所述第4开关导通的规定期间前起导通，直到所述第4开关截止之后的三角波信号的另一个顶点的时刻为止持续导通。
3、一种直流—交流变换装置，具备：
变压器，其具有一次绕组和至少一个二次绕组；
第1电容器和第1半导体开关，其串联连接在直流电源之间且之间隔着所述一次绕组，用于使电流在所述一次绕组上向第1方向流动；
第2半导体开关和第2电容器，其串联连接在直流电源之间且之间隔着所述一次绕组，用于使电流在所述一次绕组上向第2方向流动；
电流检测电路，其检测出流过与所述二次绕组连接的负载的电流；
三角波信号发生电路，其产生三角波信号；
PWM控制信号发生电路，其对基于由所述电流检测电路得到的电流检测信号的误差信号、和所述三角波信号进行比较，来产生PWM控制信号；
间歇动作控制电路，其基于间歇动作信号，在间歇动作停止时，将所述误差信号设定为实质为零，同时在从间歇动作停止状态向间歇动作执行状态转移时，使所述误差信号缓慢增加，在从间歇动作执行状态向间歇动作停止状态转移时，使所述误差信号缓慢减小；以及，
开关信号输出用的逻辑电路，其基于所述PWM控制信号，产生使所述第1半导体开关导通的第1开关信号、使所述第2半导体开关导通的第2开关信号，
所述逻辑电路，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第1方向往所述第2方向或者从所述第2方向往所述第1方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第1开关信号和所述第2开关信号，来设置所述第1开关和所述第2开关这双方截止的同时截止期间。
4、根据权利要求3所述的直流—交流变换装置，其特征在于，
所述第1开关，在所述三角波信号列的相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号与所述误差信号相等为止持续导通，所述第2开关，在所述三角波信号列的与所述第1开关导通的三角波信号不同的、相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号与所述误差信号相等为止持续导通。
5、根据权利要求1至4所述的直流—交流变换装置，其特征在于，
所述PWM控制信号发生电路，具有：误差信号发生电路，输出基于所述电流检测信号和电流基准信号之差的误差信号；以及PWM比较器，对所述三角波信号和所述误差信号进行比较，来输出所述PWM控制信号，
所述间歇动作控制电路，具有与所述误差信号发生电路耦合，且通过所述间歇动作信号控制为导通或者截止的间歇动作用控制元件，在间歇动作停止时，所述间歇动作用控制元件被切换为令所述误差信号实质上为零。
6、根据权利要求5所述的直流—交流变换装置，其特征在于，
所述误差信号发生电路，基于对所述电流检测信号与所述电流基准信号进行比较的误差放大器的误差输出，输出所述误差信号，
所述间歇动作控制电路，通过将给所述误差放大器的所述电流检测信号设定为规定值，来使所述误差信号实质上为零。
7、根据权利要求6所述的直流—交流变换装置，其特征在于，
在所述误差信号发生电路的输出端、与所述误差放大器的电流检测信号输入端之间，连接有电容器，
在向间歇动作停止转移时，向所述误差信号为零的方向对所述电容器的电荷进行放电，在向间歇动作执行转移时，向所述误差信号增加的方向将电荷充电到所述电容器中。
8、一种控制器IC，用于驱动开关电路，来向与变压器的二次绕组连接的负载供给交流电力，该开关电路包括：第1半导体开关和第2半导体开关，其间隔着所述变压器的一次绕组串联连接，用于使来自直流电源的电流向第1方向流动；以及，第3半导体开关和第4半导体开关，其间隔着所述一次绕组串联连接，用于使来自所述直流电源的电流向第2方向流动，具备：
三角波信号发生电路，其产生三角波信号；
PWM控制信号发生电路，其对基于与所述负载中流过的电流相应的电流检测信号的误差信号、和所述三角波信号进行比较，来产生PWM控制信号；
间歇动作控制电路，其基于间歇动作信号，在间歇动作停止时，将所述误差信号设定为实质为零，同时在从间歇动作停止状态向间歇动作执行状态转移时，使所述误差信号缓慢增加，在从间歇动作执行状态向间歇动作停止状态转移时，使所述误差信号缓慢减小；以及，
开关信号输出用的逻辑电路，其基于所述PWM控制信号，产生使所述第1半导体开关导通的第1开关信号、使所述第2半导体开关导通的第2开关信号、使所述第3半导体开关导通的第3开关信号、使所述第4半导体开关导通的第4开关信号，
所述逻辑电路，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第1方向往所述第2方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第1开关信号和所述第4开关信号，来设置所述第1开关和所述第4开关这双方截止的同时截止期间，并且，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第2方向往所述第1方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第2开关信号和所述第3开关信号，来设置所述第2开关和所述第3开关这双方截止的同时截止期间。
9、根据权利要求8所述的控制器IC，其特征在于，
所述第2开关，在所述三角波信号列的相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号和所述误差信号相等为止持续导通，所述第1开关，在所述第2开关导通的时刻的规定时间前导通，并直到所述第2开关截止之后的三角波信号的另一个顶点的时刻为止持续导通，所述第4开关，在所述三角波信号列的与所述第2开关导通的三角波信号不同的、相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号与所述误差信号相等为止持续导通，所述第3开关，在所述第2开关截止且所述第1开关导通的时刻，并且是从所述第4开关导通的规定期间前起导通，直到所述第4开关截止之后的三角波信号的另一个顶点的时刻为止持续导通。
10、一种控制器IC，用于驱动开关电路，来向与变压器的二次绕组连接的负载供给交流电力，该开关电路包括：第1电容器和第1半导体开关，其间隔着所述变压器的一次绕组串联连接，用于使来自直流电源的电流向第1方向流动；以及，第2半导体开关和第2电容器，其间隔着所述一次绕组串联连接，用于使来自直流电源的电流向第2方向流动，具备：
三角波信号发生电路，其产生三角波信号；
PWM控制信号发生电路，其对基于与所述负载中流过的电流相应的电流检测信号的误差信号、和所述三角波信号进行比较，来产生PWM控制信号；
间歇动作控制电路，其基于间歇动作信号，在间歇动作停止时，将所述误差信号设定为实质为零，同时在从间歇动作停止状态向间歇动作执行状态转移时，使所述误差信号缓慢增加，在从间歇动作执行状态向间歇动作停止状态转移时，使所述误差信号缓慢减小；以及，
开关信号输出用的逻辑电路，其基于所述PWM控制信号，产生使所述第1半导体开关导通的第1开关信号、使所述第2半导体开关导通的第2开关信号，
所述逻辑电路，在将流过所述一次绕组的电流的方向从所述第1方向往所述第2方向或者从所述第2方向往所述第1方向切换时的电流值为零的状态下，产生所述第1开关信号和所述第2开关信号，来设置所述第1开关和所述第2开关这双方截止的同时截止期间。
11、根据权利要求10所述的控制器IC，其特征在于，
所述第1开关，在所述三角波信号列的相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号与所述误差信号相等为止持续导通，所述第2开关，在所述三角波信号列的与所述第1开关导通的三角波信号不同的、相隔一个的三角波信号的一个顶点的时刻导通，并直到之后的三角波信号与所述误差信号相等为止持续导通。
12、根据权利要求8至11任一项所述的控制器IC，其特征在于，
所述PWM控制信号发生电路，具有：误差信号发生电路，输出基于所述电流检测信号和电流基准信号之差的误差信号；以及PWM比较器，对所述三角波信号和所述误差信号进行比较，来输出所述PWM控制信号，
所述间歇动作控制电路，具有与所述误差信号发生电路耦合，且通过所述间歇动作信号控制为导通或者截止的间歇动作用控制元件，在间歇动作停止时，所述间歇动作用控制元件被切换为令所述误差信号实质上为零。
13、根据权利要求12所述的控制器IC，其特征在于，
所述误差信号发生电路，基于对所述电流检测信号与所述电流基准信号进行比较的误差放大器的误差输出，输出所述误差信号，
所述间歇动作控制电路，通过将给所述误差放大器的所述电流检测信号设定为规定值，来使所述误差信号实质上为零。
14、根据权利要求13所述的控制器IC，其特征在于，
在向间歇动作停止转移时，将连接在所述误差信号发生电路的输出端、与所述误差放大器的电流检测信号输入端之间的电容器的电荷，向所述误差信号为零的方向放电，
在向间歇动作执行转移时，向所述误差信号增加的方向将电荷充电到所述电容器中。
15、一种电子机器，具备：
直流电源；
权利要求1至7的任一项所述的直流—交流变换装置，输入该直流电源的直流电压，并产生交流输出；以及，
发光装置，由该直流—交流变换装置的交流输出驱动。
16、根据权利要求15所述的电子机器，其特征在于，
所述发光装置，为CCFL。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI424667B (zh) * 2011-11-21 2014-01-21 Anpec Electronics Corp 軟式關機裝置及電源轉換器

Families Citing this family (79)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4156324B2 (ja) * 2002-09-30 2008-09-24 ローム株式会社 直流−交流変換装置、及び交流電力供給方法
TWI342659B (en) * 2004-03-05 2011-05-21 Rohm Co Ltd Dc-ac converter, controller ic thereof, and electronic device using such dc-ac converter
GB2415841B (en) 2004-11-08 2006-05-10 Enecsys Ltd Power conditioning unit
US11881814B2 (en) 2005-12-05 2024-01-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US10693415B2 (en) 2007-12-05 2020-06-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
GB2454389B (en) 2006-01-13 2009-08-26 Enecsys Ltd Power conditioning unit
US8405367B2 (en) 2006-01-13 2013-03-26 Enecsys Limited Power conditioning units
US7825883B2 (en) * 2006-04-14 2010-11-02 Monolithic Power Systems, Inc. Method for controlling a universal backlight inverter
EP1860838B1 (de) * 2006-05-24 2013-08-14 Infineon Technologies AG Datenübertragung durch Phasenmodulation über zwei Signalpfaden
US8280325B2 (en) * 2006-06-23 2012-10-02 Broadcom Corporation Configurable transmitter
US7869771B2 (en) * 2006-06-23 2011-01-11 Broadcom Corporation Multi-band transformer for wireless transmitter
US7626834B2 (en) * 2006-06-29 2009-12-01 Enecsys Limited Double ended converter with output synchronous rectifier and auxiliary input regulator
US8319471B2 (en) 2006-12-06 2012-11-27 Solaredge, Ltd. Battery power delivery module
US11728768B2 (en) 2006-12-06 2023-08-15 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US9130401B2 (en) 2006-12-06 2015-09-08 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11569659B2 (en) 2006-12-06 2023-01-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11687112B2 (en) 2006-12-06 2023-06-27 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8319483B2 (en) 2007-08-06 2012-11-27 Solaredge Technologies Ltd. Digital average input current control in power converter
US8963369B2 (en) 2007-12-04 2015-02-24 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8816535B2 (en) 2007-10-10 2014-08-26 Solaredge Technologies, Ltd. System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations
US8473250B2 (en) 2006-12-06 2013-06-25 Solaredge, Ltd. Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources
US11735910B2 (en) 2006-12-06 2023-08-22 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US8618692B2 (en) 2007-12-04 2013-12-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US11309832B2 (en) 2006-12-06 2022-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8947194B2 (en) 2009-05-26 2015-02-03 Solaredge Technologies Ltd. Theft detection and prevention in a power generation system
US11855231B2 (en) 2006-12-06 2023-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11888387B2 (en) 2006-12-06 2024-01-30 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US11296650B2 (en) 2006-12-06 2022-04-05 Solaredge Technologies Ltd. System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations
US8013472B2 (en) 2006-12-06 2011-09-06 Solaredge, Ltd. Method for distributed power harvesting using DC power sources
US9088178B2 (en) 2006-12-06 2015-07-21 Solaredge Technologies Ltd Distributed power harvesting systems using DC power sources
US9112379B2 (en) 2006-12-06 2015-08-18 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US8384243B2 (en) 2007-12-04 2013-02-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
KR101342961B1 (ko) * 2007-03-26 2013-12-18 삼성디스플레이 주식회사 인버터, 이를 갖는 백라이트 어셈블리 및 이를 갖는표시장치
DE102007019050A1 (de) * 2007-04-23 2008-11-13 Abb Ag Verfahren zum Betrieb einer funktionsmodularen automatisierungstechnischen Einrichtung mit einem Regelkreis
KR101382813B1 (ko) * 2007-05-11 2014-04-08 엘지이노텍 주식회사 펄스 폭 변조 신호 발생 장치
KR101338993B1 (ko) * 2007-11-22 2013-12-09 엘지디스플레이 주식회사 액정표시장치의 인버터회로
WO2009072075A2 (en) 2007-12-05 2009-06-11 Solaredge Technologies Ltd. Photovoltaic system power tracking method
WO2009072076A2 (en) 2007-12-05 2009-06-11 Solaredge Technologies Ltd. Current sensing on a mosfet
JP2011507465A (ja) 2007-12-05 2011-03-03 ソラレッジ テクノロジーズ リミテッド 分散型電力据付における安全機構、ウェークアップ方法およびシャットダウン方法
US8289742B2 (en) 2007-12-05 2012-10-16 Solaredge Ltd. Parallel connected inverters
US11264947B2 (en) 2007-12-05 2022-03-01 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US7733030B2 (en) * 2007-12-26 2010-06-08 Analog Devices, Inc. Switching power converter with controlled startup mechanism
KR101051146B1 (ko) * 2008-03-04 2011-07-21 페어차일드코리아반도체 주식회사 인버터 구동 장치 및 이를 포함한 램프 구동 장치
WO2009118683A2 (en) 2008-03-24 2009-10-01 Solaredge Technolgies Ltd. Zero voltage switching
EP3719949A1 (en) 2008-05-05 2020-10-07 Solaredge Technologies Ltd. Direct current power combiner
DE102008029961A1 (de) * 2008-06-26 2010-01-28 Minebea Co., Ltd. Verfahren zum Ansteuern eines Hochfrequenztransformators
CN101620829B (zh) * 2008-07-04 2012-02-08 群康科技(深圳)有限公司 背光保护电路
US20110069540A1 (en) * 2009-09-23 2011-03-24 Savransky Semyon D Method of a phase-change memory programming
US8044690B2 (en) * 2009-10-06 2011-10-25 Conexant Systems, Inc. System and method for clock-synchronized triangular waveform generation
JPWO2012002082A1 (ja) * 2010-06-29 2013-08-22 本田技研工業株式会社 電気自動車
JP5172923B2 (ja) * 2010-09-21 2013-03-27 日立オートモティブシステムズ株式会社 電源ユニット及び制御装置
US10673229B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
GB2485527B (en) 2010-11-09 2012-12-19 Solaredge Technologies Ltd Arc detection and prevention in a power generation system
US10230310B2 (en) 2016-04-05 2019-03-12 Solaredge Technologies Ltd Safety switch for photovoltaic systems
US10673222B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
GB2486408A (en) 2010-12-09 2012-06-20 Solaredge Technologies Ltd Disconnection of a string carrying direct current
GB2483317B (en) 2011-01-12 2012-08-22 Solaredge Technologies Ltd Serially connected inverters
RU2474864C1 (ru) * 2011-06-16 2013-02-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Рыбинский государственный авиационный технический университет имени П.А. Соловьева" Стабилизатор переменного напряжения
US8570005B2 (en) 2011-09-12 2013-10-29 Solaredge Technologies Ltd. Direct current link circuit
GB2498365A (en) 2012-01-11 2013-07-17 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic module
GB2498791A (en) 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic panel circuitry
US9853565B2 (en) 2012-01-30 2017-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Maximized power in a photovoltaic distributed power system
GB2498790A (en) 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Maximising power in a photovoltaic distributed power system
GB2499991A (en) 2012-03-05 2013-09-11 Solaredge Technologies Ltd DC link circuit for photovoltaic array
JP5250818B1 (ja) * 2012-05-22 2013-07-31 東洋システム株式会社 フルブリッジ電力変換装置
US10115841B2 (en) 2012-06-04 2018-10-30 Solaredge Technologies Ltd. Integrated photovoltaic panel circuitry
JP5256432B1 (ja) * 2012-06-27 2013-08-07 東洋システム株式会社 フルブリッジ電力変換装置
TWI472896B (zh) 2013-02-04 2015-02-11 Asmedia Technology Inc 穩壓電路
US9548619B2 (en) 2013-03-14 2017-01-17 Solaredge Technologies Ltd. Method and apparatus for storing and depleting energy
US9941813B2 (en) 2013-03-14 2018-04-10 Solaredge Technologies Ltd. High frequency multi-level inverter
EP3506370B1 (en) 2013-03-15 2023-12-20 Solaredge Technologies Ltd. Bypass mechanism
JP6127344B2 (ja) * 2013-03-28 2017-05-17 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 信号生成回路
US9318974B2 (en) 2014-03-26 2016-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter with flying capacitor topology
US11177663B2 (en) 2016-04-05 2021-11-16 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
US11018623B2 (en) 2016-04-05 2021-05-25 Solaredge Technologies Ltd. Safety switch for photovoltaic systems
CN106452051B (zh) * 2016-06-22 2019-03-29 宁波兴泰科技有限公司 用于伺服系统的电源模块
KR102345096B1 (ko) * 2017-03-21 2021-12-30 현대자동차주식회사 전류 제어 장치, 그를 가지는 차량
CN208623945U (zh) * 2018-06-05 2019-03-19 珠海市圣昌电子有限公司 一种符合美规class2的多路输出调光电源
TWI675539B (zh) * 2018-12-18 2019-10-21 沈志隆 電源轉換裝置

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07302688A (ja) * 1994-05-10 1995-11-14 Minebea Co Ltd 高輝度放電灯点灯装置
KR0177873B1 (ko) * 1995-12-02 1999-05-15 변승봉 순환전류 프리형 고주파 소프트 스위칭FB(Full Bridge)DC-DC컨버터
US5619402A (en) 1996-04-16 1997-04-08 O2 Micro, Inc. Higher-efficiency cold-cathode fluorescent lamp power supply
US6038142A (en) * 1998-06-10 2000-03-14 Lucent Technologies, Inc. Full-bridge isolated Current Fed converter with active clamp
US6900600B2 (en) 1998-12-11 2005-05-31 Monolithic Power Systems, Inc. Method for starting a discharge lamp using high energy initial pulse
US6114814A (en) 1998-12-11 2000-09-05 Monolithic Power Systems, Inc. Apparatus for controlling a discharge lamp in a backlighted display
US6259615B1 (en) * 1999-07-22 2001-07-10 O2 Micro International Limited High-efficiency adaptive DC/AC converter
JP2002233158A (ja) 1999-11-09 2002-08-16 O2 Micro Internatl Ltd 高効率適応型ｄｃ／ａｃコンバータ
US6392902B1 (en) * 2000-08-31 2002-05-21 Delta Electronics, Inc. Soft-switched full-bridge converter
JP3590773B2 (ja) 2001-01-26 2004-11-17 株式会社アイメス 液晶表示装置の光源駆動装置
JP2002343595A (ja) * 2001-05-15 2002-11-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd インバータ回路の動作装置及びそれを用いたバックライト用インバータ
JP4156324B2 (ja) * 2002-09-30 2008-09-24 ローム株式会社 直流−交流変換装置、及び交流電力供給方法
JP2004166445A (ja) * 2002-11-15 2004-06-10 Rohm Co Ltd 直流−交流変換装置、及びそのコントローラｉｃ
JP4094408B2 (ja) * 2002-11-15 2008-06-04 ローム株式会社 直流−交流変換装置、制御回路、制御装置、及びそのコントローラｉｃ
JP3954481B2 (ja) * 2002-11-29 2007-08-08 ローム株式会社 直流−交流変換装置、及びそのコントローラｉｃ
KR20050084792A (ko) * 2002-12-25 2005-08-29 로무 가부시키가이샤 직류-교류 변환 장치의 병행 운전 시스템 및 그 제어 회로ｉｃ
JP3672034B2 (ja) * 2002-12-25 2005-07-13 ローム株式会社 直流−交流変換装置、及びそのコントローラｉｃ
US7046532B2 (en) * 2003-02-06 2006-05-16 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Switching power supply
JP3696604B2 (ja) * 2003-05-23 2005-09-21 ローム株式会社 直流−交流変換装置、及び交流電力供給方法
US7136294B2 (en) * 2003-08-09 2006-11-14 Astec International Limited Soft switched zero voltage transition full bridge converter
US6992902B2 (en) * 2003-08-21 2006-01-31 Delta Electronics, Inc. Full bridge converter with ZVS via AC feedback
TWI342659B (en) * 2004-03-05 2011-05-21 Rohm Co Ltd Dc-ac converter, controller ic thereof, and electronic device using such dc-ac converter

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI424667B (zh) * 2011-11-21 2014-01-21 Anpec Electronics Corp 軟式關機裝置及電源轉換器

Also Published As

Publication number Publication date
CN1906842A (zh) 2007-01-31
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