JPWO2005086336A1 - 直流−交流変換装置、そのコントローラｉｃ、及びその直流−交流変換装置を用いた電子機器 - Google Patents
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Abstract
ＰＷＭ制御される半導体スイッチ回路を変圧器の一次側に設けたインバータにおいて、間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時に誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時に誤差信号を緩やかに増加させ、また、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時に誤差信号を緩やかに減少させる。その間欠動作のスロースタート、スローエンドは、帰還回路のキャパシタへの充放電を利用して行う。これにより、定電流制御と間欠制御を併用して負荷へ電力供給できる範囲を広げると共に、変圧器の音鳴りを著しく低減し、過大電流の発生を防止する。
Description
本発明は、電気機器付属の電源アダプターや、電池などの直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生する直流ー交流変換装置（以下、インバータという）、そのコントローラＩＣ、及びそのインバータを用いた電子機器に関する。
ノートパソコンや液晶テレビ受像機などの液晶ディスプレイのバックライト光源として、冷陰極蛍光灯（ＣＣＦＬ）が用いられるようになってきている。このＣＣＦＬは、通常の熱陰極蛍光灯とほぼ同様の高い効率と長い寿命を持っており、そして、熱陰極蛍光灯が持っているフィラメントを省いている。
このＣＣＦＬを起動及び動作させるためには、高い交流電圧を必要とする。例えば、起動電圧は約１０００ｖ（実効値；以下、交流電圧について同じ）であり、動作電圧は約６００ｖである。この高い交流電圧を、インバータを用いて、ノートパソコンや液晶テレビ受像機などに設けられている直流電源から発生させる。
ＣＣＦＬに交流電力を供給するためのインバータとして、電力変換効率を高めるようにしたＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特開平１０−５０４８９号公報：以下、特許文献１）。このインバータは、変圧器の一次巻線に第１半導体スイッチを直列に接続し、また、第２半導体スイッチとキャパシタとの直列接続回路を変圧器の一次巻線に並列に接続し、かつ、変圧器の二次巻線に結合キャパシタと負荷とを直列に接続する。そして、変圧器の一次側電流を制御回路に帰還し、基準電圧と比較することにより制御信号を形成し、その制御信号によって第１、第２半導体スイッチをオン・オフ制御して、負荷に所定の交流電力を供給するようにしている。
また、４つの半導体スイッチを用いてフルブリッジ（Ｈブリッジ）型のＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特開２００２−２３３１５８号公報：以下、特許文献２）。このインバータでは、変圧器の一次巻線に、共振用キャパシタを直列に介して、Ｈブリッジの出力端を接続し、変圧器の二次巻線に負荷を接続する。Ｈブリッジを構成する４つの半導体スイッチのうちの、第１組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第１方向の電流経路を形成し、第２組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第２方向の電流経路を形成する。そして、変圧器の二次巻線に流れる電流を制御回路に帰還し基準電圧と比較することにより、固定された同一パルス幅で、そのパルスの相対位置が制御された制御信号を発生する。その制御信号により、Ｈブリッジの半導体スイッチを制御して、負荷への供給電力を調整している。また、変圧器の二次巻線の電圧を検出して、過電圧保護を行うようにしている。
また、ＣＣＦＬに流れる電流を検出し、その電流が所定値となるようにインバータ電源装置の間欠動作における点灯／非点灯をパルス幅変調（ＰＷＭ）のデューティを調整して点灯／非点灯の時間比を調整するようにしたものも知られている（特開２００２−２２１７０１号公報：以下、特許文献３）。
特許文献１、２のインバータでは、負荷に流れる電流が所定値になるように半導体スイッチのオン期間を制御して、負荷への供給電力を制御している。負荷への供給電力を小さくするためには、半導体スイッチをオンするための制御パルスの幅を狭くすることになるが、制御パルスの幅を狭くして小さい電力を安定して負荷に供給するには限界がある。したがって、負荷であるＣＣＦＬの調光範囲を下限方向に拡げることは困難であった。
また、特許文献３のインバータでは、間欠動作における点灯（オン）／非点灯（オフ）の時間比の制御のみではきめ細かい調光を行うことは困難である。また、間欠動作に伴って、変圧器から音鳴りが発生したり、出力電流がオーバーシュートすることを避けるためのスロースタート構成が複雑になる問題があった。
そこで、本発明は、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に半導体スイッチ回路を設けたインバータにおいて、この半導体スイッチ回路の各スイッチをパルス幅変調（以下、ＰＷＭ）して定電流制御し、かつ間欠動作による制御を併用して負荷へ電力供給できる範囲を広げるとともに、起動時及び間欠動作時のスロースタートをそれぞれ簡易な構成で実現し、間欠動作に起因する変圧器の音鳴りを著しく低減し、過大電流の発生を防止することができるインバータを提供することを目的とする。また、そのインバータに用いるコントローラＩＣを提供することを目的とする。また、そのインバータとそれにより駆動される発光装置を備えた電子機器を提供することを目的とする。
このＣＣＦＬを起動及び動作させるためには、高い交流電圧を必要とする。例えば、起動電圧は約１０００ｖ（実効値；以下、交流電圧について同じ）であり、動作電圧は約６００ｖである。この高い交流電圧を、インバータを用いて、ノートパソコンや液晶テレビ受像機などに設けられている直流電源から発生させる。
ＣＣＦＬに交流電力を供給するためのインバータとして、電力変換効率を高めるようにしたＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特開平１０−５０４８９号公報：以下、特許文献１）。このインバータは、変圧器の一次巻線に第１半導体スイッチを直列に接続し、また、第２半導体スイッチとキャパシタとの直列接続回路を変圧器の一次巻線に並列に接続し、かつ、変圧器の二次巻線に結合キャパシタと負荷とを直列に接続する。そして、変圧器の一次側電流を制御回路に帰還し、基準電圧と比較することにより制御信号を形成し、その制御信号によって第１、第２半導体スイッチをオン・オフ制御して、負荷に所定の交流電力を供給するようにしている。
また、４つの半導体スイッチを用いてフルブリッジ（Ｈブリッジ）型のＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特開２００２−２３３１５８号公報：以下、特許文献２）。このインバータでは、変圧器の一次巻線に、共振用キャパシタを直列に介して、Ｈブリッジの出力端を接続し、変圧器の二次巻線に負荷を接続する。Ｈブリッジを構成する４つの半導体スイッチのうちの、第１組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第１方向の電流経路を形成し、第２組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第２方向の電流経路を形成する。そして、変圧器の二次巻線に流れる電流を制御回路に帰還し基準電圧と比較することにより、固定された同一パルス幅で、そのパルスの相対位置が制御された制御信号を発生する。その制御信号により、Ｈブリッジの半導体スイッチを制御して、負荷への供給電力を調整している。また、変圧器の二次巻線の電圧を検出して、過電圧保護を行うようにしている。
また、ＣＣＦＬに流れる電流を検出し、その電流が所定値となるようにインバータ電源装置の間欠動作における点灯／非点灯をパルス幅変調（ＰＷＭ）のデューティを調整して点灯／非点灯の時間比を調整するようにしたものも知られている（特開２００２−２２１７０１号公報：以下、特許文献３）。
特許文献１、２のインバータでは、負荷に流れる電流が所定値になるように半導体スイッチのオン期間を制御して、負荷への供給電力を制御している。負荷への供給電力を小さくするためには、半導体スイッチをオンするための制御パルスの幅を狭くすることになるが、制御パルスの幅を狭くして小さい電力を安定して負荷に供給するには限界がある。したがって、負荷であるＣＣＦＬの調光範囲を下限方向に拡げることは困難であった。
また、特許文献３のインバータでは、間欠動作における点灯（オン）／非点灯（オフ）の時間比の制御のみではきめ細かい調光を行うことは困難である。また、間欠動作に伴って、変圧器から音鳴りが発生したり、出力電流がオーバーシュートすることを避けるためのスロースタート構成が複雑になる問題があった。
そこで、本発明は、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に半導体スイッチ回路を設けたインバータにおいて、この半導体スイッチ回路の各スイッチをパルス幅変調（以下、ＰＷＭ）して定電流制御し、かつ間欠動作による制御を併用して負荷へ電力供給できる範囲を広げるとともに、起動時及び間欠動作時のスロースタートをそれぞれ簡易な構成で実現し、間欠動作に起因する変圧器の音鳴りを著しく低減し、過大電流の発生を防止することができるインバータを提供することを目的とする。また、そのインバータに用いるコントローラＩＣを提供することを目的とする。また、そのインバータとそれにより駆動される発光装置を備えた電子機器を提供することを目的とする。
本発明のインバータは、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
直流電源間にその一次巻線を間に介して直列に接続され、その一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチ及び第２半導体スイッチと、その直流電源間にその一次巻線を間に介して直列に接続され、その一次巻線に第２方向に電流を流すための第３半導体スイッチ及び第４半導体スイッチと、
その二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
その電流検出回路による電流検出信号に基づく誤差信号とその三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時にその誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時にその誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時にその誤差信号を緩やかに減少させる間欠動作制御回路と、
そのＰＷＭ制御信号に基づいて、その第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、その第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号と、その第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ信号と、その第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ信号とを、その第１スイッチとその第４スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間及びその第３スイッチとその第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つその一次巻線に流れる電流の方向をその第１方向からその第２方向あるいはその第２方向からその第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備える。
本発明のコントロールＩＣは、変圧器の一次巻線を間に介して直列に接続され、直流電源からの電流を第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチ及び第２半導体スイッチと、その一次巻線を間に介して直列に接続され、その直流電源からの電流を第２方向に電流を流すための第３半導体スイッチ及び第４半導体スイッチとを含むスイッチ回路を駆動して、その変圧器の二次巻線に接続された負荷へ交流電力を供給するためのコントローラＩＣであって、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
その負荷に流れる電流に応じた電流検出信号に基づく誤差信号とその三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時にその誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時にその誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時にその誤差信号を緩やかに減少させるための間欠動作制御回路と、
そのＰＷＭ制御信号に基づいて、その第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、その第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号と、その第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ信号と、その第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ信号とを、その第１スイッチとその第４スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間及びその第３スイッチとその第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つその一次巻線に流れる電流の方向をその第１方向からその第２方向あるいはその第２方向からその第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする。
また、その第２スイッチは、その三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号とその誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、その第１スイッチは、その第２スイッチがオンする時点の所定時間前にオンし、その第２スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、その第４スイッチは、その三角波信号列のその第２スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号とその誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、その第３スイッチは、その第２スイッチがオフでその第１スイッチがオンしている時点であって、その第４スイッチがオンする所定期間前からオンし、その第４スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続する。
また、本発明のインバータは、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
直流電源間にその一次巻線を間に介して直列に接続され、その一次巻線に第１方向に電流を流すための第１キャパシタと第１半導体スイッチと、その直流電源間にその一次巻線を間に介して直列に接続され、その一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチ及び第２キャパシタと、
その二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
その電流検出回路による電流検出信号に基づく誤差信号とその三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時にその誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時にその誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時にその誤差信号を緩やかに減少させる間欠動作制御回路と、
そのＰＷＭ制御信号に基づいて、その第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、その第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号とを、その第１スイッチとその第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つその一次巻線に流れる電流の方向をその第１方向からその第２方向あるいはその第２方向からその第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備える。
また、本発明のコントローラＩＣは、変圧器の一次巻線を間に介して直列に接続され、直流電源からの電流を第１方向に流すための第１キャパシタと第１半導体スイッチと、その一次巻線を間に介して直列に接続され、直流電源からの電流を第２方向に流すための第２半導体スイッチ及び第２キャパシタとを含むスイッチ回路を駆動して、その変圧器の二次巻線に接続された負荷へ交流電力を供給するためのコントローラＩＣであって、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
その負荷に流れる電流に応じた電流検出信号に基づく誤差信号とその三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時にその誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時にその誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時にその誤差信号を緩やかに減少させるための間欠動作制御回路と、
そのＰＷＭ制御信号に基づいて、その第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、その第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号とを、その第１スイッチとその第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つその一次巻線に流れる電流の方向をその第１方向からその第２方向あるいはその第２方向からその第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする。
また、その第１スイッチは、その三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号とその誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、その第２スイッチは、その三角波信号列のその第１スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号とその誤差信号とが等しくなるまでオンを継続する。
また、そのＰＷＭ制御信号発生回路は、その電流検出信号と電流基準信号との差に基づく誤差信号が出力される誤差信号発生回路と、その三角波信号とその誤差信号とを比較してそのＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ比較器とを有し、
その間欠動作制御回路は、その誤差信号発生回路に結合され、その間欠動作信号によってオン或いはオフに制御される間欠動作用制御素子を有し、間欠動作オフ時にその誤差信号が実質上零になるようにその間欠動作用制御素子がスイッチングされる。
また、その誤差信号発生回路は、その電流検出信号をその電流基準信号と比較する誤差増幅器の誤差出力に基づいてその誤差信号を出力し、
その間欠動作制御回路は、その誤差増幅器へのその電流検出信号を所定値に設定することにより、その誤差信号を実質上零にする。
また、その誤差信号発生回路の出力端とその誤差増幅器の電流検出信号入力端との間にキャパシタが接続されており、
間欠動作オフへの移行時にその誤差信号が零になる方向にそのキャパシタの電荷を放電し、間欠動作オンへの移行時にその誤差信号が増加する方向にそのキャパシタに電荷を充電させる。
本発明の電子機器は、直流電源と、この直流電源の直流電圧が入力され交流出力を発生する本発明のインバータと、この直流−交流変換装置の交流出力により駆動される発光装置とを備える。また、その発光装置は、ＣＣＦＬである。
本発明によれば、直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するインバータにおいて、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に、フルブリッジあるいはハーフブリッジ構成の半導体スイッチ回路を設け、負荷に流れる電流を帰還して各スイッチをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するとともに、間欠動作による制御を併用することにより、負荷へ電力供給できる範囲を広げるとともに、きめ細かい電力制御を可能とする。
また、間欠動作のオフ時及びオン時に、ＰＷＭ制御の誤差信号が緩やかに減少し（スローエンド）、あるいは緩やかに増加する（スロースタート）。これにより、間欠動作に起因する変圧器の音鳴りを著しく低減し、過大電流の発生を防止することができる。特に、音鳴りを低減できるから、液晶テレビ受像機やノートパソコン等音声を聴取する電子機器の液晶ディスプレイ用バックライト光源として、好適である。
また、間欠動作のスロースタート、スローエンドは、帰還回路のキャパシタへの充放電を利用して行うから、インバータ起動時のスロースタートとは別に、任意の短時間に設定することができる。その時間設定は、そのキャパシタの容量を選択することによって変圧器に合わせて調整できるので、本発明のインバータが使用される電子機器に適合したレベルに、音鳴りを減少させることが容易である。
また、間欠動作の立ち上がり、立ち下がり期間を含めて全ての期間で本発明のようにＰＷＭ駆動を行うことによって、ＣＣＦＬの電流が少ない部分でも正・負電流の対称性が保たれるので、過大電流の防止と相俟って、ＣＣＦＬの寿命低下を抑制することが出来る。
また、間欠動作オフ期間には、誤差信号を実質上零にして出力電流を完全に零にしている。これにより、例えばパルス幅を狭くして動作オフさせる場合に発生していたランプ片側点灯現象（ピーク放電現象）もなくすることができる。したがって、ランプ片側点灯現象に伴って、惹起されるランプ寿命の低下も防止できる。
直流電源間にその一次巻線を間に介して直列に接続され、その一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチ及び第２半導体スイッチと、その直流電源間にその一次巻線を間に介して直列に接続され、その一次巻線に第２方向に電流を流すための第３半導体スイッチ及び第４半導体スイッチと、
その二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
その電流検出回路による電流検出信号に基づく誤差信号とその三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時にその誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時にその誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時にその誤差信号を緩やかに減少させる間欠動作制御回路と、
そのＰＷＭ制御信号に基づいて、その第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、その第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号と、その第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ信号と、その第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ信号とを、その第１スイッチとその第４スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間及びその第３スイッチとその第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つその一次巻線に流れる電流の方向をその第１方向からその第２方向あるいはその第２方向からその第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備える。
本発明のコントロールＩＣは、変圧器の一次巻線を間に介して直列に接続され、直流電源からの電流を第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチ及び第２半導体スイッチと、その一次巻線を間に介して直列に接続され、その直流電源からの電流を第２方向に電流を流すための第３半導体スイッチ及び第４半導体スイッチとを含むスイッチ回路を駆動して、その変圧器の二次巻線に接続された負荷へ交流電力を供給するためのコントローラＩＣであって、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
その負荷に流れる電流に応じた電流検出信号に基づく誤差信号とその三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時にその誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時にその誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時にその誤差信号を緩やかに減少させるための間欠動作制御回路と、
そのＰＷＭ制御信号に基づいて、その第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、その第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号と、その第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ信号と、その第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ信号とを、その第１スイッチとその第４スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間及びその第３スイッチとその第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つその一次巻線に流れる電流の方向をその第１方向からその第２方向あるいはその第２方向からその第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする。
また、その第２スイッチは、その三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号とその誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、その第１スイッチは、その第２スイッチがオンする時点の所定時間前にオンし、その第２スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、その第４スイッチは、その三角波信号列のその第２スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号とその誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、その第３スイッチは、その第２スイッチがオフでその第１スイッチがオンしている時点であって、その第４スイッチがオンする所定期間前からオンし、その第４スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続する。
また、本発明のインバータは、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
直流電源間にその一次巻線を間に介して直列に接続され、その一次巻線に第１方向に電流を流すための第１キャパシタと第１半導体スイッチと、その直流電源間にその一次巻線を間に介して直列に接続され、その一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチ及び第２キャパシタと、
その二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
その電流検出回路による電流検出信号に基づく誤差信号とその三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時にその誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時にその誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時にその誤差信号を緩やかに減少させる間欠動作制御回路と、
そのＰＷＭ制御信号に基づいて、その第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、その第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号とを、その第１スイッチとその第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つその一次巻線に流れる電流の方向をその第１方向からその第２方向あるいはその第２方向からその第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備える。
また、本発明のコントローラＩＣは、変圧器の一次巻線を間に介して直列に接続され、直流電源からの電流を第１方向に流すための第１キャパシタと第１半導体スイッチと、その一次巻線を間に介して直列に接続され、直流電源からの電流を第２方向に流すための第２半導体スイッチ及び第２キャパシタとを含むスイッチ回路を駆動して、その変圧器の二次巻線に接続された負荷へ交流電力を供給するためのコントローラＩＣであって、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
その負荷に流れる電流に応じた電流検出信号に基づく誤差信号とその三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時にその誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時にその誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時にその誤差信号を緩やかに減少させるための間欠動作制御回路と、
そのＰＷＭ制御信号に基づいて、その第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、その第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号とを、その第１スイッチとその第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つその一次巻線に流れる電流の方向をその第１方向からその第２方向あるいはその第２方向からその第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする。
また、その第１スイッチは、その三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号とその誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、その第２スイッチは、その三角波信号列のその第１スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号とその誤差信号とが等しくなるまでオンを継続する。
また、そのＰＷＭ制御信号発生回路は、その電流検出信号と電流基準信号との差に基づく誤差信号が出力される誤差信号発生回路と、その三角波信号とその誤差信号とを比較してそのＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ比較器とを有し、
その間欠動作制御回路は、その誤差信号発生回路に結合され、その間欠動作信号によってオン或いはオフに制御される間欠動作用制御素子を有し、間欠動作オフ時にその誤差信号が実質上零になるようにその間欠動作用制御素子がスイッチングされる。
また、その誤差信号発生回路は、その電流検出信号をその電流基準信号と比較する誤差増幅器の誤差出力に基づいてその誤差信号を出力し、
その間欠動作制御回路は、その誤差増幅器へのその電流検出信号を所定値に設定することにより、その誤差信号を実質上零にする。
また、その誤差信号発生回路の出力端とその誤差増幅器の電流検出信号入力端との間にキャパシタが接続されており、
間欠動作オフへの移行時にその誤差信号が零になる方向にそのキャパシタの電荷を放電し、間欠動作オンへの移行時にその誤差信号が増加する方向にそのキャパシタに電荷を充電させる。
本発明の電子機器は、直流電源と、この直流電源の直流電圧が入力され交流出力を発生する本発明のインバータと、この直流−交流変換装置の交流出力により駆動される発光装置とを備える。また、その発光装置は、ＣＣＦＬである。
本発明によれば、直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するインバータにおいて、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に、フルブリッジあるいはハーフブリッジ構成の半導体スイッチ回路を設け、負荷に流れる電流を帰還して各スイッチをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するとともに、間欠動作による制御を併用することにより、負荷へ電力供給できる範囲を広げるとともに、きめ細かい電力制御を可能とする。
また、間欠動作のオフ時及びオン時に、ＰＷＭ制御の誤差信号が緩やかに減少し（スローエンド）、あるいは緩やかに増加する（スロースタート）。これにより、間欠動作に起因する変圧器の音鳴りを著しく低減し、過大電流の発生を防止することができる。特に、音鳴りを低減できるから、液晶テレビ受像機やノートパソコン等音声を聴取する電子機器の液晶ディスプレイ用バックライト光源として、好適である。
また、間欠動作のスロースタート、スローエンドは、帰還回路のキャパシタへの充放電を利用して行うから、インバータ起動時のスロースタートとは別に、任意の短時間に設定することができる。その時間設定は、そのキャパシタの容量を選択することによって変圧器に合わせて調整できるので、本発明のインバータが使用される電子機器に適合したレベルに、音鳴りを減少させることが容易である。
また、間欠動作の立ち上がり、立ち下がり期間を含めて全ての期間で本発明のようにＰＷＭ駆動を行うことによって、ＣＣＦＬの電流が少ない部分でも正・負電流の対称性が保たれるので、過大電流の防止と相俟って、ＣＣＦＬの寿命低下を抑制することが出来る。
また、間欠動作オフ期間には、誤差信号を実質上零にして出力電流を完全に零にしている。これにより、例えばパルス幅を狭くして動作オフさせる場合に発生していたランプ片側点灯現象（ピーク放電現象）もなくすることができる。したがって、ランプ片側点灯現象に伴って、惹起されるランプ寿命の低下も防止できる。
以下、図面を参照して、本発明の直流電源から、ＣＣＦＬなどの負荷を駆動するための交流電圧を発生するインバータ、そのインバータ制御用のコントローラＩＣ、及びそのインバータを用いた液晶ディスプレイを有する電子機器（パソコン、テレビ受像機など）の実施例について説明する。
図１は、絶縁変圧器、フルブリッジ（Ｈブリッジ）のスイッチ回路とを用いて、ＰＷＭ制御する本発明の第１の実施例に係るインバータの全体構成を示す図である。図２は、そのためのインバータ制御用のコントローラＩＣの内部構成を示す図である。
図１において、第１スイッチであるＰ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳ）１０１と第２スイッチであるＮ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳ）１０２とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第１方向の電流経路を形成する。また、第３スイッチであるＰＭＯＳ１０３と第４スイッチであるＮＭＯＳ１０４とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第２方向の電流経路を形成する。これらのＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４は、それぞれボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。
直流電源である電池（バッテリー）ＢＡＴの直流電源電圧ＶＣＣがＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４を介して変圧器ＴＲの一次巻線１０５に供給され、その２次巻線１０６に巻線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯ＦＬに供給されて、冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯する。なお、直流電源としては、交流電圧を変圧し整流するアダプタなど、電池以外のものでも良い。
電池ＢＡＴからは、本発明のインバータ装置のみでなく、その他の電装部品（他回路）へも直流電源電圧ＶＣＣを供給する。
キャパシタ１１１、キャパシタ１１２は、抵抗１１７、抵抗１１８とともに、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。抵抗１１４、抵抗１１５は、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。また、キャパシタ１１１は、そのキャパシタンスと変圧器ＴＲのインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、この共振には冷陰極蛍光灯ＦＬの寄生キャパシタンスも寄与する。１１３、１１６、１１９、１２０は、ダイオードである。また、１５１、１５２は電源電圧安定用のキャパシタである。
コントローラＩＣ２００は複数の入出力ピンを有している。第１ピン１Ｐは、ＰＷＭモードと間欠動作（以下、バースト）モードの切替端子である。この第１ピン１Ｐには、外部からそれらモードの切替及びバーストモード時のデューティ比を決定するデューティ信号ＤＵＴＹが入力される。第２ピン２Ｐは、バーストモード発振器（ＢＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子である。この第２ピン２Ｐには、設定用キャパシタ１３１が接続され、そこにバースト用三角波信号ＢＣＴが発生する。
第３ピン３Ｐは、ＰＷＭモード発振器（ＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子である。この第３ピン３Ｐには、設定用キャパシタ１３２が接続され、そこにＰＷＭ用三角波信号ＣＴが発生する。第４ピン４Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流を設定する設定用抵抗接続端子である。この第４ピン４Ｐには、設定用抵抗１３３が接続され、その電位ＲＴと抵抗値に応じた電流が流れる。第５ピン５Ｐは、接地端子であり、グランド電位ＧＮＤにある。
第６ピン６Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流を設定する設定用抵抗接続端子である。この第６ピン６Ｐには、設定用抵抗１３４が接続され、内部回路の制御によりこの抵抗１３４が設定用抵抗１３３に並列に接続されるかあるいは切り離される。この第６ピン６Ｐの電位ＳＲＴはグランド電位ＧＮＤか、第４ピン４Ｐの電位ＲＴになる。第７ピン７Ｐは、タイマーラッチ設定容量接続端子である。この第７ピン７Ｐには、内部の保護動作用の動作時限を決定するためのキャパシタ１３５が接続され、キャパシタ１３５の電荷に応じた電位ＳＣＰが発生する。
第９ピン９Ｐは、第１誤差増幅器用入力端子である。この第９ピン９Ｐには、抵抗１４０を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流に応じ電流検出信号（以下、検出電流）ＩＳが入力される。そして、その検出電流ＩＳが第１誤差増幅器に入力される。第８ピン８Ｐは、第１誤差増幅器用出力端子である。この第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間にキャパシタ１３６が接続される。第８ピン８Ｐの電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ制御のための制御電圧になる。以下、各電圧は、特に断らない限り、グランド電位を基準としている。
第１０ピン１０Ｐは、第２誤差増幅器用入力端子である。この第１０ピン１０Ｐには、抵抗１３９を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧に応じた電圧検出信号（以下、検出電圧）ＶＳが入力される。その検出電圧ＶＳが、第２誤差増幅器に入力される。第１０ピン１０Ｐには、キャパシタ１３７が第８ピン８Ｐとの間に接続される。
第１１ピン１１Ｐは、起動及び起動時間設定端子である。この第１１ピン１１Ｐには、抵抗１４３とキャパシタ１４２により、起動信号ＳＴが遅延された信号ＳＴＢが印加される。第１２ピン１２Ｐは、スロースタート設定容量接続端子である。この第１２ピン１２Ｐには、キャパシタ１４１がグランドとの間に接続され、起動時に徐々に上昇するスロースタート用の電圧ＳＳが発生する。
第１３ピン１３Ｐは、同期用端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。第１４ピン１４Ｐは、内部クロック入出力端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。
第１５ピン１５Ｐは、外付けＦＥＴドライブ回路のグランド端子である。第１６ピン１６Ｐは、ＮＭＯＳ１０２のゲート駆動信号Ｎ１を出力する端子である。第１７ピン１７Ｐは、ＮＭＯＳ１０４のゲート駆動信号Ｎ２を出力する端子である。第１８ピン１８Ｐは、ＰＭＯＳ１０３のゲート駆動信号Ｐ２を出力する端子である。第１９ピン１９Ｐは、ＰＭＯＳ１０１のゲート駆動信号Ｐ１を出力する端子である。第２０ピン２０Ｐは、電源電圧ＶＣＣを入力する電源端子である。
コントローラＩＣ２００の内部構成を示す図２において、ＯＳＣブロック２０１は、第３ピン３Ｐに接続されたキャパシタ１３２と第４ピン４Ｐに接続された抵抗１３３、１３４により周期が決定されるＰＷＭ三角波信号ＣＴを発生し、ＰＷＭ比較器２１４に供給する。また、ＯＳＣブロック２０１は、ＰＷＭ三角波信号ＣＴに同期した内部クロックを発生し、ロジックブロック２０３に供給する。
ＢＯＳＣブロック２０２は、第２ピン２Ｐに接続されたキャパシタ１３１とともにバースト用三角波信号発生回路を構成し、そのキャパシタ１３１により決定されるバースト用三角波信号ＢＣＴを発生する。バースト用三角波信号ＢＣＴの周波数は、ＰＷＭ三角波信号ＣＴの周波数より、著しく低く設定される（ＢＣＴ周波数＜ＣＴ周波数）。第１ピン１Ｐに供給されるアナログ（直流電圧）のデューティ信号ＤＵＴＹと三角波信号ＢＣＴを比較器２２１で比較する。この比較器２２１の比較出力でオア回路２３９を介して、ＮＰＮトランジスタ（以下、ＮＰＮ）２３４を駆動する。なお、第１ピン１Ｐにディジタル（ＰＷＭ形式）のデューティ信号ＤＵＴＹが供給される場合には、第２ピン２Ｐに抵抗を接続しＢＯＳＣブロック２０２からバースト用所定電圧を発生させる。
ロジックブロック２０３は、ＰＷＭ制御信号、内部クロック信号などが入力され、所定のロジックにしたがってスイッチ駆動信号を生成する。出力ブロック２０４は、ロジックブロック２０３からのスイッチ駆動信号にしたがって、ゲート駆動信号Ｐ１、Ｐ２、Ｎ１、Ｎ２を生成し、ＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４のゲートに印加する。
スロースタートブロック２０５は、起動信号ＳＴが入力され、キャパシタ１４２、抵抗１４３により緩やかに上昇する電圧ＳＴＢである比較器２１７への入力がその基準電圧Ｖｒｅｆ６を越えると、比較器２１７の出力により起動する。比較器２１７の出力は、ロジックブロック２０３を駆動可能にする。なお、２４９は、反転回路である。また、比較器２１７の出力により、オア回路２４３を介してフリップフロップ（ＦＦ）回路２４２をリセットする。スタートブロック２０５が起動すると、スロースタート電圧ＳＳが徐々に上昇し、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。したがって、起動時には、ＰＷＭ制御は、スロースタート電圧ＳＳにしたがって行われる。
なお、起動時に、比較器２１６は、入力が基準電圧Ｖｒｅｆ５を越えた時点で、オア回路２４７を介して、ＮＭＯＳ２４６をオフする。これにより、抵抗１３４を切り離し、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数を変更する。また、オア回路２４７には、比較器２１３の出力も入力される。
第１誤差増幅器２１１は、冷陰極蛍光灯ＦＬの電流に比例した検出電流ＩＳと基準電圧Ｖｒｅｆ２（例、１．２５ｖ）とを比較し、その誤差に応じた出力により、定電流源Ｉ１に接続されたＮＰＮ２３５を制御する。このＮＰＮ２３５のコレクタは第８ピン８Ｐに接続されており、この接続点の電位が帰還電圧（以下、誤差信号ともいう）ＦＢとなり、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。
ＰＷＭ比較器２１４では、三角波信号ＣＴと、帰還電圧ＦＢあるいはスロースタート電圧ＳＳの低い方の電圧とを比較して、ＰＷＭ制御信号を発生し、アンド回路２４８を介してロジックブロック２０３に、供給する。起動終了後の定常状態では、三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢとが比較され、設定された電流が冷陰極蛍光灯ＦＬに流れるように自動的に制御される。
なお、第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間には、キャパシタ１３６が接続されているから、帰還電圧ＦＢは滑らかに増加あるいは減少する。したがって、ＰＷＭ制御はショックなく、円滑に行われる。
第２誤差増幅器２１２は、冷陰極蛍光灯ＦＬの電圧に比例した検出電圧ＶＳと基準電圧Ｖｒｅｆ３（例、１．２５ｖ）とを比較し、その誤差に応じた出力により、ダブルコレクタの一方が定電流源Ｉ１に接続されたダブルコレクタ構造のＮＰＮ２３８を制御する。このＮＰＮ２３８のコレクタはやはり第８ピン８Ｐに接続されているから、検出電圧ＶＳによっても 帰還電圧ＦＢが制御される。したがって、誤差増幅器２１２及びＮＰＮ２３８は、帰還信号ＦＢを制御する帰還信号制御回路を構成する。なお、帰還電圧ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１（例、３ｖ）を越えると、ＰＮＰトランジスタ（以下、ＰＮＰ）２３１がオンし、帰還電圧ＦＢの過上昇を制限する。
比較器２１５は、電源電圧ＶＣＣを抵抗２４０、２４１で分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ７（例、２．２ｖ）とを比較し、電源電圧ＶＣＣが所定値に達した時点でその出力を反転し、オア回路２４３を介してＦＦ回路２４２をリセットする。
比較器２１８は、スロースタート電圧ＳＳを基準電圧Ｖｒｅｆ８（例、２．２ｖ）と比較し、電圧ＳＳが大きくなるとアンド回路２４４及びオア回路２３９を介してＮＰＮ２３４をオンする。ＮＰＮ２３４のオンにより、ダイオード２３２が電流源Ｉ２により逆バイアスされ、その結果第１誤差増幅器２１１の通常動作を可能にする。
比較器２１９は、ダブルコレクタの他方が定電流源Ｉ３に接続されたＮＰＮ２３８が第２誤差増幅器２１２によりオンされると、その電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ９（例、３．０ｖ）より低下し、比較出力が反転する。比較器２２０は、帰還電圧ＦＢを基準電圧Ｖｒｅｆ１０（例、３．０ｖ）と比較し、帰還電圧ＦＢが高くなると、比較出力が反転する。比較器２１９、２２０の出力及び比較器２１８の出力の反転信号をオア回路２４５を介してタイマーブロック２０６に印加し、所定時間を計測して出力する。このタイマーブロック２０６の出力により、ＦＦ２４２をセットし、このＦＦ回路２４２のＱ出力によりロジックブロック２０３の動作を停止する。
次に、以上のように構成される本発明の第１実施例のインバータの動作を、図３の回路構成図、図４、図６、図７のタイミングチャート、及び図５の動作説明図を参照して説明する。
図３は、起動時のスロースタート及びバーストモードに関係する部分を図１及び図２から抜き出した説明用の図面である。したがって、全体の回路動作を見るときには、図１、図２も参照することになる。
さて、コントローラＩＣ２００に電源電圧ＶＣＣが供給されると、ＯＳＣブロック２０１、キャパシタ１３２、抵抗１３３で構成される三角波信号発生回路から、キャパシタ１３２のキャパシタンスと、抵抗１３３の抵抗値で決定される周波数のＰＷＭ用三角波信号ＣＴが発生される。この三角波信号ＣＴが、ＰＷＭ比較器２１４の（＋）入力端子に入力される。三角波信号ＣＴの周波数は、例えば１２０ｋＨｚであり、キャパシタ１３２や抵抗１３３の値を選択して、所要の周波数に設定することが出来る。
ＰＷＭ比較器２１４の２つの（−）入力端子の一方に入力される帰還電圧ＦＢは、電源電圧ＶＣＣが供給されて、定電流源Ｉ１、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８から構成される共通化回路により高い値（上限値）になる。なお、この帰還電圧ＦＢの値はＰＮＰ２３１と基準電圧Ｖｒｅｆ１とにより、一定値に制限される。
一方、ＰＷＭ比較器２１４の他方の（−）入力端子に入力されるスロースタート電圧ＳＳは、起動信号ＳＴを受けていないので零電圧である。ＰＷＭ比較器２１４は、帰還電圧ＦＢとスロースタート電圧ＳＳのうちの低い入力信号が優先されるので、まだ、ＰＷＭ比較器２１４からはＰＷＭ制御信号は出力されない。
起動信号ＳＴが外部からスロースタート回路であるスタートブロック２０５に供給されると、スタートブロック２０５内部の定電流源が駆動されて、その定電流がキャパシタ１４１に流れ込み始める。この定電流によってキャパシタ１４１が充電され、その充電時定数にしたがって、スロースタート電圧ＳＳが上昇を開始する。即ち、起動時のスロースタートが開始される。
ＰＷＭ比較器２１４では、徐々に上昇するスロースタート電圧ＳＳと三角波信号ＣＴとが比較され、スロースタート電圧ＳＳの値に応じたＰＷＭ制御信号が出力される。このＰＷＭ制御信号が、ロジックブロック２０３、出力ブロック２０４を介してＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４に供給されて、インバータ動作が行われる。
インバータの負荷である冷陰極蛍光灯ＦＬは、印加される電圧が所定の値になるまでは点灯しないから、スロースタートの最初の段階では出力電圧Ｖｏがスロースタート電圧ＳＳの上昇に連れて上昇する。したがって、従来のように、上限値にある帰還電圧ＦＢにしたがって過大な出力電圧Ｖｏ（例えば、２０００〜２５００ｖ）が冷陰極蛍光灯ＦＬに印加されることがない。また、過大な出力電圧Ｖｏの印加に伴う、突入電流の発生もないから、冷陰極蛍光灯ＦＬやインバータの主回路部品（ＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４、変圧器ＴＲ、電池ＢＡＴなど）に与える損傷やストレスを著しく低減する。
出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏが検出され、その検出電圧ＶＳ、検出電流ＩＳが第１誤差増幅器２１１、第２誤差増幅器２１２で基準電圧Ｖｒｅｆ２、基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較され、その比較出力でＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８を制御する。ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８が制御されるようになると、帰還電圧ＦＢが上限値から低下してくる。
出力電圧Ｖｏが上昇し、起動電圧（約１０００ｖ）に達すると、出力電流Ｉｏが流れ始めて冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯すると共に、出力電圧Ｖｏは動作電圧（約６００ｖ）に低下する。この時点においても、過大な突入電流が流れることはない。そして、出力電流Ｉｏが徐々に上昇する一方、出力電圧Ｖｏはほぼ一定の動作電圧に維持される。また、帰還電圧ＦＢは、出力電圧Ｖｏあるいは出力電流Ｉｏが上昇し、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８が制御されるようになると、帰還用のキャパシタ１３６、１３７を介した帰還作用により、上限値から徐々に低下してくる。
スロースタート電圧ＳＳが上昇すると共に、出力電流Ｉｏが増加して帰還電圧ＦＢが低下してくる。帰還電圧ＦＢがスロースタート電圧ＳＳと等しくなった時点において、ＰＷＭ比較器２１４での三角波信号ＣＴとの比較対象が、それまでのスロースタート電圧ＳＳから帰還電圧ＦＢに移る。これによりスロースタートが終了したことになる。このスロースタートに要する時間は、冷陰極蛍光灯ＦＬが停止している状態から立ち上がるために、比較的長い。このスロースタートに要する時間は、ＩＣ２００に外付けされるキャパシタ１４１のキャパシタンスを調整することによって、所要の長さに設定できる。
出力電流Ｉｏは基準電圧Ｖｒｅｆ２で決まる所定値に一定制御される。冷陰極蛍光灯ＦＬの明るさは、それに流れる電流により決まり、この電流を維持するためにほぼ一定の動作電圧が印加される。したがって、電圧Ｖｏは、起動時に冷陰極蛍光灯ＦＬを点灯するために高い電圧が印加され、一旦点灯した後は低い動作電圧でよい。このため、定常状態では、帰還電圧ＦＢは、出力電流Ｉｏに基づいて決定されることになる。
なお、インバータが停止した場合に、再度の起動に備えて、キャパシタ１４１の蓄積電荷を放電する放電回路をスタートブロック２０５の内部に設ける。この放電は、例えば起動信号ＳＴにより行うことができる。
次に、ＰＷＭ制御時のロジックブロック２０３、出力ブロック２０４におけるゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２の形成ロジックを、図４、図５を参照して、詳しく説明する。
パルス幅変調信号、即ちＰＷＭ用三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢ、に基づいて、第１半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０１を駆動する第１ゲート駆動信号Ｐ１と、第２半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０２を駆動する第２ゲート駆動信号Ｎ１と、第３半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０３を駆動する第３ゲート駆動信号Ｐ２と、第４半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０４を駆動する第４ゲート駆動信号Ｎ２とを、ＰＭＯＳ１０１とＮＭＯＳ１０４との両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆ（例、３００ｎｓｅｃ）及びＰＭＯＳ１０３とＮＭＯＳ１０２との両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆ（例、３００ｎｓｅｃ）を設けるタイミングで発生する。さらに、変圧器ＴＲの一次巻線１０５に流れる電流の方向を第１方向から第２方向へ、あるいは第２方向から第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、各ゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２を発生する。
図４において、区間ｉでゲート駆動信号Ｎ１はＨレベル、ゲート駆動信号Ｎ２はＬレベルであり、ゲート駆動信号Ｐ１はＬレベル、ゲート駆動信号Ｐ２はＨレベルにあり、ＰＭＯＳ１０１とＮＭＯＳ１０２がオンし、一次巻線１０５には第１方向に電源ＢＡＴから電流が流れている。この状態が、図５（ａ）に示されている。
区間ｉｉになると、ゲート駆動信号Ｎ１がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ２がＬレベルになるまで、ＰＭＯＳ１０３とＮＭＯＳ１０２は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成され、貫通電流が流れることを防止している。この期間は、ＰＭＯＳ１０１のみがオンされているが、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーにより、第１方向の電流が、ＰＭＯＳ１０３のボディダイオードとＰＭＯＳ１０１を通して流れ続ける。
区間ｉｉの後半では、ゲート駆動信号Ｐ２がＬレベルになることにより、ＰＭＯＳ１０３がオンし、ボディダイオードに流れていた電流はＰＭＯＳ１０３のチャンネルに移る。この区間ｉｉの状態が、図５（ｂ）に示されている。
区間ｉｉｉになると、ゲート駆動信号Ｐ１がＨレベルになり、ＰＭＯＳ１０１がオフする。まだ、第１方向に電流が流れている場合には、オフされているＮＭＯＳ１０４のボディダイオードを通して、電流が流れる。このとき、＠点の電位は、区間ｉ、ｉｉの電源電圧ＶＣＣから、ボディダイオードによる電圧降下Ｖｆだけ低くなる。この区間ｉｉｉの状態が、図５（ｃ）に示されている。
変圧器ＴＲの蓄積エネルギーによる第１方向の電流が零になると、区間ｉｖに入る。この区間ｉｖでは、図５（ｄ）に示されるように、電流が零で、ＰＭＯＳ１０３のみがオンしている。このように、本発明では、一次巻線１０５の電流の方向を切り換える以前に、電流が零の状態が形成される。
この電流方向を切り換える以前に、電流を零とする状態は、変圧器ＴＲ、共振キャパシタ１１１、１１２、冷陰極蛍光灯ＦＬなどの電気的条件に合わせて、ＰＷＭ制御におけるパルス幅の範囲設定を行うことにより、得られる。
区間ｖにおいて、ゲート駆動信号Ｐ２はＬレベル、ゲート駆動信号Ｐ１はＨレベルにあり、ＰＭＯＳ１０３がオンしている状態で、ゲート駆動信号Ｎ２がＨレベルになるとＮＭＯＳ１０４はオンとなり、ゼロカレントスイッチングが行われる。ＰＭＯＳ１０３とＮＭＯＳ１０４のオンにより、一次巻線１０５には第２方向に電源ＢＡＴから電流が流れる。この状態が、図５（ｅ）に示されている。
区間ｖｉになると、ゲート駆動信号Ｎ２がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ１がＬレベルになるまで、ＰＭＯＳ１０１とＮＭＯＳ１０４は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成され、貫通電流が流れることを防止している。この期間は、ＰＭＯＳ１０３のみがオンされているが、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーにより、第２方向の電流が、ＰＭＯＳ１０１のボディダイオードとＰＭＯＳ１０３を通して流れ続ける。区間ｖｉの後半では、ゲート駆動信号Ｐ１がＬレベルになることにより、ＰＭＯＳ１０１がオンし、ボディダイオードに流れていた電流はＰＭＯＳ１０１のチャンネルに移る。この区間ｖｉの状態が、図５（ｆ）に示されている。
以下、区間ｖｉｉになると、電流方向が逆になるだけで、区間ｉｉｉと同様に、動作する。その状態が図５（ｇ）に示されている。また、区間ｖｉｉｉになると、第２方向の電流が零になり、図５（ｈ）に示されるように、ＰＭＯＳ１０１のみがオンしている状態になる。＠点の電位は、図示のように変化する。
この第２方向から第１方向に電流方向が切り替わる際にも、やはりゼロカレントスイッチングが行われる。
このように、第２スイッチ１０２は、三角波信号列ＣＴの１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＣＴとが等しくなるまでオンを継続し、第１スイッチ１０１は、第２スイッチ１０２がオンする時点の所定時間前にオンし、第２スイッチ１０２がオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続する。第４スイッチ１０４は、三角波信号列ＣＴの第２スイッチ１０２がオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＦＢとが等しくなるまでオンを継続し、第３スイッチ１０３は、第２スイッチ１０２がオフで第１スイッチ１０１がオンしている時点であって、第４スイッチ１０４がオンする所定期間前からオンし、第４スイッチ１０４がオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続している。
なお、図１において、ＰＭＯＳ１０１及びＰＭＯＳ１０３に代えて、第１スイッチ及び第３スイッチとして、ＮＭＯＳを用いることもできる。この場合には、この変更に合わせて、ゲート駆動信号も変更することになる。
次に、バーストモードについて説明する。コントローラＩＣ２００に電源電圧ＶＣＣが供給されている状態では、ＢＯＳＣブロック２０２、キャパシタ１３１で構成されるバースト用三角波信号発生回路から、キャパシタ１３１のキャパシタンスと内部抵抗の抵抗値で決定される周波数のバースト用三角波信号ＢＣＴが発生されている。バーストモードの制御は、デューティ信号ＤＵＴＹのレベルを変更して、バースト用三角波信号ＢＣＴと交叉させるかどうか、及び交叉されている時間を調整することにより、行われる。
図６を参照して、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを越えているオンデューティ期間（ＯＮ ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が行われる。一方、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っているオフデューティ期間（ＯＦＦ ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が停止され、冷陰極蛍光灯ＦＬへの電力供給は停止される。
ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数は例えば１２０ｋＨｚであり、これを周波数が例えば１５０Ｈｚの三角波信号ＢＣＴでバースト制御するから、視覚上で何らの問題はない。そして、デューティ信号ＤＵＴＹの大きさを制御することにより、ＰＷＭ制御によって冷陰極蛍光灯ＦＬへ供給可能な範囲を超えて、さらに広範囲に電力供給、即ち光量の制御を行うことができる。バースト用三角波信号ＢＣＴの周波数（バースト周波数）は、キャパシタ１３１のキャパシタンスを選択することにより、所要の周波数（例えば、１００Ｈｚ〜５００Ｈｚ）に設定される。
バースト周波数は、以上のように所定の周波数になるようにある周波数範囲内で調整されるが、その周波数範囲は可聴周波数域にある。変圧器ＴＲは、その磁束の変化によってコア（鉄芯）や巻線が変形したり位置ずれしたりする。
バースト周波数は、可聴周波数域にあるから、そのコアや巻線の変形などによって発生する音が、変圧器の音鳴りとして聞こえることになる。したがって、インバータが、液晶テレビ受像機やノートパソコン等音声を聴取する電子機器の液晶ディスプレイ用バックライト光源として用いられる場合には、特に変圧器の音鳴りが問題となる。
本発明では、間欠動作制御回路によって、間欠動作信号（バースト信号）ＢＲＴに基づいて間欠動作オフ（オフデューティ）時に誤差信号ＦＢを実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン（オンデューティ）状態への移行時に誤差信号ＦＢを緩やかに増加させ、また間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時に誤差信号ＦＢを緩やかに減少させる。これにより、バースト制御に伴って発生する変圧器の音鳴りを著しく低いレベルに抑制する。
また、間欠動作の立ち上がり、立ち下がり期間を含めて全ての期間で本発明のようにＰＷＭ駆動を行うことによって、ＣＣＦＬの電流が少ない部分でも正・負電流の対称性を保つ。この正・負電流の対称性の保持と、過大電流の防止とが相俟って、ＣＣＦＬの寿命低下を抑制する。
また、間欠動作オフ時には、誤差信号ＦＢを実質上零にして出力電流Ｉｏを完全に零にしている。例えば、パルス幅を狭くして動作オフ状態を実現しようとする場合には、ＣＣＦＬに一方極性側のみが発光するランプ片側点灯現象（ピーク放電現象）が発生することがある。このランプ片側点灯現象が発生することに伴って、ランプ内部で水銀が一方電極側に偏ることになり、ランプ寿命が著しく低下する。本発明では、間欠動作オフ時には出力電流Ｉｏ、出力電圧Ｖｏを完全に零にするから、ランプ片側点灯現象が発生することはなく、ＣＣＦＬの寿命低下を抑制できる。
具体的に回路動作を見ると、さらに図６、図７をも参照して、オフデューティ期間では、比較器２２１の出力である間欠動作信号（バースト信号）ＢＲＴは低（Ｌ）レベルにあり、ＮＰＮ２３４はオフしている。
これにより、ダイオード２３２が定電流源Ｉ２により順バイアスされ、帰還回路のキャパシタ１３６は、定電流源Ｉ２からダイオード２３２を介して充電されている。したがって、検出電流ＩＳは高い値になり、第１誤差増幅器２１１の誤差出力は高いレベルにあり、ＮＰＮ２３５はオンしているから、帰還電圧ＦＢはほぼ零電圧である。
ＰＷＭ比較器２１４は、２つの負（−）入力のうちのより低い方の電圧と、正（＋）入力の三角波信号ＣＴとが比較されるから、オフデューティ期間では、図６の例えば左端側に示されるように、ＰＷＭ制御信号は出力されない。
時点ｔ１で、オフデューティ期間からオンデューティ期間へ移るときには、バースト信号ＢＲＴは、ＬレベルからＨレベルに変わり、ＮＰＮ２３４がオンする。これにより、ダイオード２３２が定電流源Ｉ２により順バイアスされている状態から解除される。
キャパシタ１３６に充電されている電荷は、定電流源Ｉ１、キャパシタ１３６、抵抗１４０、抵抗１１５の経路で放電される。このキャパシタ１３６の電荷の放電に伴い、検出電流ＩＳは緩やかに低下し、また帰還電圧ＦＢは同様に緩やかに上昇していく。そして、検出電流ＩＳが設定された所定値になる状態に到達し、通常のＰＷＭ制御が行われる。
このようにオフデューティ期間からオンデューティ期間へ移るときに、帰還電圧ＦＢは、ほぼ零電圧からキャパシタ１３６の放電動作による時間（図７で「α」にて表している）をかけて緩やかに上昇する。したがって、ＰＷＭ制御信号のパルス幅も狭い状態から徐々に広くなるから、出力電流Ｉｏはスロースタートして徐々に増加する。よって、オンデューティ期間への移行に伴う出力電流Ｉｏのオーバーシュートが、発生することはない。
オンデューティ期間では、バースト信号ＢＲＴは高（Ｈ）レベルになってＮＰＮ２３４はオンし、ダイオード２３４は逆バイアスされてオフしている。このとき、第１誤差増幅器２１１は入力される検出電流ＩＳに応じた出力を発生し、ＮＰＮ２３５の導通度を制御する。これにより、ＰＷＭ比較器２１４からＰＷＭ制御信号がロジックブロック２０３に供給されて、ゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２が出力されて、ＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４がＰＷＭ制御される。なお、図６のＴｏｆｆは、貫通電流を防止するために設定されている、同時オフ期間である。
時点ｔ２で、オンデューティ期間からオフデューティ期間へ移るときには、バースト信号ＢＲＴは、ＨレベルからＬレベルに変わり、ＮＰＮ２３４がオフする。これにより、ダイオード２３２が定電流源Ｉ２により順バイアスされる。
そして、キャパシタ１３６は、定電流源Ｉ２、キャパシタ１３６、ＮＰＮ２３５の経路で充電される。このキャパシタ１３６への電荷の充電に伴い、検出電流ＩＳは緩やかに上昇し、また帰還電圧ＦＢは同様に緩やかに低下していく（図７で「β」にて表している）。検出電流ＩＳは上限値（定電流源Ｉ２の電源電圧；３Ｖ）になり、帰還電圧ＦＢはほぼ零電圧になる。この場合には、ＰＷＭ制御は停止される。
このようにオンデューティ期間からオフデューティ期間へ移るときに、帰還電圧ＦＢは、ほぼＰＷＭ制御での値からキャパシタ１３６の充電動作による時間を掛けて緩やかに低下する。即ち、スローエンドする。したがって、ＰＷＭ制御信号のパルス幅も通常の制御状態から徐々に狭くなっていく。よって、オフデューティ期間への移行に伴う出力電流Ｉｏは、徐々に減少していく。
バーストモードにおいては、起動時とは異なり、既に冷陰極蛍光灯ＦＬは点灯状態にあるから、スロースタート及びスローエンドに掛ける時間は、起動時のスロースタートに要する時間より、短くする。
もし、起動時のソフトスタート用の回路を、バーストモードでのスロースタート及びスローエンドに用いる場合には、立ち上がりに要する時間α、立ち下がりに要する時間βが長くなり、負荷制御を正確に行うことが困難である。逆に、バーストモードでのスロースタート及びスローエンドに用いる回路を、起動時のソフトスタート用に用いる場合には、起動時の突入電流を有効に抑制することはできない。
本発明では、バーストモードにおけるスロースタート及びスローエンドを、帰還回路に設けられるキャパシタ１３６を利用して行い、その時間を決定している。したがって、格別に他の回路手段を設けることなく、ＰＷＭ制御のために設けられている回路素子を利用して、適切にスロースタート及びスローエンドを行うことができる。
また、間欠動作のスロースタート、スローエンドは、帰還回路のキャパシタへの充放電を利用して行うから、インバータ起動時のスロースタートとは別に、任意の短時間に設定することができる。したがって、その時間設定は、帰還キャパシタの容量を選択することによって変圧器に合わせて調整できるので、音鳴りのレベルを本発明のインバータが使用される電子機器に適合したレベルに減少させることが容易である。
また、間欠動作の立ち上がり、立ち下がり期間を含めて全ての期間で本発明のようにＰＷＭ駆動を行うことによって、ＣＣＦＬの電流が少ない部分でも正・負電流の対称性が保たれるので、過大電流の防止と相俟って、ＣＣＦＬの寿命低下を抑制することが出来る。
図８は、本発明の第２実施例に係るインバータの全体構成を示す図である。この第２実施例では、２台の変圧器ＴＲ１、ＴＲ２を設け、ハーフブリッジ型のスイッチング回路によりＰＷＭ制御するとともに、各変圧器ＴＲ１、ＴＲ２にそれぞれ２つの二次巻線３０９、３１０、４０９、４１０を設けている。これら各二次巻線３０９、３１０、４０９、４１０には、それぞれ冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２、ＦＬ２１、ＦＬ２２を接続して、計４本の冷陰極蛍光灯の点灯を制御する例を示している。
図８において、第１変圧器ＴＲ１の系統について説明する。このハーフブリッジ型のスイッチ回路は、第１キャパシタ３０１と第１スイッチであるＮＭＯＳ３０２とで、変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８への第１方向の電流経路を形成する。また、第２スイッチであるＰＭＯＳ３０３と第２キャパシタ３０４とで、変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８への第２方向の電流経路を形成する。これらのＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２は、それぞれボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。
直流電源ＢＡＴの電源電圧ＶＤＤがＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２、キャパシタ３０１、３０４を介して変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８に供給され、その２次巻線３０９、３１０に巻線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２に供給されて、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２が点灯する。なお、ツェナーダイオード３０５、抵抗３０６、キャパシタ３０７は、直流電源ＢＡＴの電源電圧ＶＤＤと、インバータ制御用ＩＣ６００の電源電圧ＶＣＣとが異なるために、ゲート電圧をレベルシフトするためのものである。
キャパシタ３１１、３１２、キャパシタ３１５、３１６は、抵抗３１９、抵抗３２０とともに、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２に印加される電圧を検出して、コントローラＩＣ６００にフィードバックするものである。抵抗３２３、抵抗３２６は、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２に流れる電流を検出して、コントローラＩＣ６００にフィードバックするものである。また、キャパシタ３１１、３１５は、そのキャパシタンスと変圧器ＴＲ１のインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、この共振には冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２の寄生キャパシタンスも寄与する。３１３、３１４、３１７、３１８、３２１、３２２、３２４、３２５は、ダイオードである。また、３２７は電源電圧安定用のキャパシタである。
次に、第２変圧器ＴＲ２の系統については、各構成要素の番号を、４００番台にして、第１変圧器ＴＲ１の系統の構成要素と同じ番号を付している。例示すると、一次巻線が３０８に対して４０８である。その他も、同様である。したがって、同じ構成であるから、再度の説明を省略する。
インバータ制御用ＩＣ６００は複数の入出力ピンを有している。このＩＣ６００は、第１実施例でのインバータ制御用ＩＣ２００とそのピン配置やその内部構成はほぼ同様である。ただ、第１変圧器ＴＲ１の系統と第２変圧器ＴＲ２の系統の２系統を持つこと、各変圧器ＴＲ１、ＴＲ２の２つの二次巻線毎に、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１〜ＦＬ２２を持つことから、フィードバック系などの一部の構成において、異なっている。
インバータ制御用ＩＣ６００が、インバータ制御用ＩＣ２００と異なる点についてのみ、追加的に説明する。第２ピン２Ｐは、バースト用三角波信号ＢＣＴの充放電電流を設定するための抵抗５０１を接続する抵抗接続端子である。第４ピン４Ｐは、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの放電電流を設定するための抵抗５０３接続する抵抗接続端子である。これらの端子は必要に応じてインバータ制御用ＩＣ２００にも設けることができる。
第１５ピン１５Ｐは、異常検出信号（図２のＦＦ２４２の出力に相当する）を外部に出力する端子である。第１７ピン１７Ｐ及び第１８ピン１８Ｐは、第１変圧器ＴＲ１の系統と第２変圧器ＴＲ２の系統の第２番目の冷陰極蛍光灯ＦＬ１２、ＦＬ２２の過電流保護を行うための検出信号を入力するものであり、この検出電圧はそれぞれ内部の比較器で基準電圧と比較される。第１９ピン１９Ｐは、内部に設けられるレギュレータの出力電圧を外部に出力する端子である。
このＩＣ６００の第１ピン１Ｐ〜第２８ピン２８Ｐと、第１実施例でのインバータ制御用ＩＣ２００の各ピンとは、ピン番号とともに括弧内に示している記号（例えば、ＤＵＴＹとＤＵＴＹ；ＦＢとＦＢ１、ＦＢ２）が同じものがそれぞれ対応する。
このＩＣ６００において、抵抗５０１が第２ピン２Ｐに、キャパシタ５０２が第３ピン３Ｐに、抵抗５０３が第４ピン４Ｐに、抵抗５０４が第５ピン５Ｐに、抵抗５０５、５０６が第６ピン６Ｐに、キャパシタ５０７が第７ピン７Ｐに、グランドとの間に接続されている。
キャパシタ５０８が第９ピン９Ｐと第１０ピン１０Ｐとの間に接続され、また第１０ピン１０Ｐに抵抗５１３を介して、検出電圧ＩＳ１が入力される。キャパシタ５０９が第９ピン９Ｐと第１１ピン１１Ｐとの間に接続され、また第１１ピン１１Ｐに、検出電圧ＶＳ１が入力される。
キャパシタ５１１が第１２ピン１２Ｐと第１３ピン１３Ｐとの間に接続され、また第１３ピン１３Ｐに抵抗５１４を介して、検出電圧ＩＳ２が入力される。キャパシタ５１２が第１２ピン１２Ｐと第１４ピン１４Ｐとの間に接続され、また第１４ピン１４Ｐに、検出電圧ＶＳ２が入力される。なお、５３１〜５３４は、キャパシタである。
また、直流電源ＢＡＴの電圧ＶＤＤを、抵抗５２２、ツェナーダイオード５２３及びＮＰＮ５２４とからなるシリーズレギュレータでＩＣ６００の所定の電源電圧ＶＣＣ（例、５〜１２ｖ）に調整して、ＩＣ６００に供給する。なお、キャパシタ５２１、５２６は安定用キャパシタであり、この他適宜必要な箇所に設置される。
次に、以上のように構成される本発明の第２実施例のインバータの動作を、図９、図１０のタイミングチャート、及び図１１の動作説明図をも参照して説明する。
図９〜図１１では、第１変圧器ＴＲ１の系統での制御について説明している。なお、ＩＣ６００の内部構成及び動作は第１実施例におけるＩＣ２００（図２）とほぼ同様である。また、第２変圧器ＴＲ２の系統での制御も、同様に行われるので、その説明は省略する。
図９を参照して、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを越えている間（ＯＮ ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が行われる。一方、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っている間（ＯＦＦ ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が停止され、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２への電力供給は停止される。
この実施例でも、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数は例えば１００ｋＨｚであり、これを周波数が例えば３００Ｈｚの三角波信号ＢＣＴでバースト制御するから、視覚上で何らの問題はない。そして、デューティ信号ＤＵＴＹの大きさを制御することにより、ＰＷＭ制御によって冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２へ供給可能な範囲を超えて、さらに広範囲に電力供給、即ち光量の制御を行うことができる。
図９のタイミングチャートを見ると、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っている間は、帰還電圧ＦＢ１は低い電圧に規制される。これにより、ＰＷＭ制御は行われず、ゲート駆動信号Ｐ１はＨレベルにあり、ゲート駆動信号Ｎ１はＬレベルにある。このため、ＰＭＯＳ３０３及びＮＭＯＳ３０２はオフ状態を継続するから、変圧器ＴＲ１への電力供給は行われない。
次に、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを上回ると、帰還電圧ＦＢ１は、第９、第１０ピン間に接続されているキャパシタ５０８の作用により、緩やかに上昇して行き、本来の帰還に応じた定常値に達する。これにより、ＩＣ６００ではＰＷＭ制御が行われて、ゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１が出力されて、ＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２がＰＷＭ制御される。
ＰＷＭ制御時の動作を詳しく説明すると、ゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１は、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２の両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆを設けるタイミングで発生する。さらに、変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８に流れる電流の方向を第１方向から第２方向へ、あるいは第２方向から第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、各ゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１を発生する。
次に、ＰＷＭ制御時のゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１の形成ロジックを、図１０、図１１を参照して、詳しく説明する。
パルス幅変調信号、即ちＰＷＭ用三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢ１に基づいて、ＰＭＯＳ３０３を駆動するゲート駆動信号Ｐ１と、ＮＭＯＳ３０２を駆動するゲート駆動信号Ｎ１とを、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２との両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆを設けるタイミングで発生する。さらに、変圧器ＴＲの一次巻線３０８に流れる電流の方向を第１方向から第２方向へ、あるいは第２方向から第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、各ゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１を発生する。
図１０において、区間ｉでゲート駆動信号Ｐ１はＬレベル、ゲート駆動信号Ｎ１はＬレベルにあり、ＰＭＯＳ３０３がオンし、キャパシタ３０４を通って一次巻線３０８には第１方向に電流が流れている。この状態が、図１１（ａ）に示されている。
区間ｉｉになると、ゲート駆動信号Ｐ１がＨレベルになり、ゲート駆動信号Ｎ１がＬレベルにあるので、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成される。これにより、貫通電流が流れることを防止している。この期間は、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーにより、第１方向の電流が、ＮＭＯＳ３０２のボディダイオードとキャパシタ３０４を通して流れ続ける。このとき、＠点の電位は、グランド電位ＧＮＤから、ボディダイオードによる電圧降下Ｖｆだけ低くなる。この区間ｉｉの状態が、図１１（ｂ）に示されている。
区間ｉｉの後半になり、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーによる第１方向の電流が零になると、区間ｉｉｉに入る。この区間ｉｉｉでは、図１１（ｃ）に示されるように、電流が零で、ＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２ともオフしている。なお、この区間ｉｉｉでは、＠点の電位は不定になる。このように、本発明では、一次巻線３０８の電流の方向を切り換える以前に、電流が零の状態が形成される。
この電流方向を切り換える以前に、電流を零とする状態は、変圧器ＴＲ１、共振キャパシタ３１１、３１５、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２などの電気的条件に合わせて、ＰＷＭ制御におけるパルス幅の範囲設定を行うことにより、得られる。
区間ｉｖでゲート駆動信号Ｐ１はＨレベル、ゲート駆動信号Ｎ１はＨレベルにあり、ＮＭＯＳ３０２がオンし、キャパシタ３０１を通って一次巻線３０８には第２方向に電流が流れている。この状態が、図１１（ｄ）に示されている。
区間ｖになると、ゲート駆動信号Ｎ１がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ１がＨレベルにあるので、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成される。これにより、貫通電流が流れることを防止している。この期間は、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーにより、第２方向の電流が、ＰＭＯＳ３０３のボディダイオードとキャパシタ３０１を通して流れ続ける。このとき、＠点の電位は、電源電圧ＶＣＣから、ボディダイオードによる電圧降下Ｖｆだけ高くなる。この区間ｖの状態が、図１１（ｅ）に示されている。
区間ｖの後半になり、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーによる第２方向の電流が零になると、区間ｖｉに入る。この区間ｖｉでは、図１１（ｆ）に示されるように、電流が零で、ＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２ともオフしている。やはり、この区間ｖｉでは、＠点の電位は不定になる。このように、本発明では、一次巻線３０８の電流の方向を切り換える以前に、電流が零の状態が形成される。
このように、第１スイッチ３０３は、三角波信号列ＣＴの１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＦＢとが等しくなるまでオンを継続し、第２スイッチ３０２は、三角波信号列ＣＴの第１スイッチ３０３がオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＦＢとが等しくなるまでオンを継続している。
なお、図８において、ＰＭＯＳ３０３に代えて、第１スイッチとして、ＮＭＯＳを用いることもできる。この場合には、この変更に合わせて、ゲート駆動信号も変更することになる。
次に、バーストモードについては、この第２実施例においても、間欠動作制御回路によって、第１実施例と同様に、間欠動作信号ＢＲＴに基づいて間欠動作オフ時に誤差信号ＦＢ１、ＦＢ２を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時に誤差信号ＦＢ１、ＦＢ２を緩やかに増加させ、また、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時に誤差信号ＦＢ１、ＦＢ２を緩やかに減少させる。
そのバーストモード時の動作やそれによる効果なども、第１実施例におけると同様であるので、再度の説明を省略する。
図１は、絶縁変圧器、フルブリッジ（Ｈブリッジ）のスイッチ回路とを用いて、ＰＷＭ制御する本発明の第１の実施例に係るインバータの全体構成を示す図である。図２は、そのためのインバータ制御用のコントローラＩＣの内部構成を示す図である。
図１において、第１スイッチであるＰ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳ）１０１と第２スイッチであるＮ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳ）１０２とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第１方向の電流経路を形成する。また、第３スイッチであるＰＭＯＳ１０３と第４スイッチであるＮＭＯＳ１０４とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第２方向の電流経路を形成する。これらのＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４は、それぞれボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。
直流電源である電池（バッテリー）ＢＡＴの直流電源電圧ＶＣＣがＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４を介して変圧器ＴＲの一次巻線１０５に供給され、その２次巻線１０６に巻線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯ＦＬに供給されて、冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯する。なお、直流電源としては、交流電圧を変圧し整流するアダプタなど、電池以外のものでも良い。
電池ＢＡＴからは、本発明のインバータ装置のみでなく、その他の電装部品（他回路）へも直流電源電圧ＶＣＣを供給する。
キャパシタ１１１、キャパシタ１１２は、抵抗１１７、抵抗１１８とともに、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。抵抗１１４、抵抗１１５は、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。また、キャパシタ１１１は、そのキャパシタンスと変圧器ＴＲのインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、この共振には冷陰極蛍光灯ＦＬの寄生キャパシタンスも寄与する。１１３、１１６、１１９、１２０は、ダイオードである。また、１５１、１５２は電源電圧安定用のキャパシタである。
コントローラＩＣ２００は複数の入出力ピンを有している。第１ピン１Ｐは、ＰＷＭモードと間欠動作（以下、バースト）モードの切替端子である。この第１ピン１Ｐには、外部からそれらモードの切替及びバーストモード時のデューティ比を決定するデューティ信号ＤＵＴＹが入力される。第２ピン２Ｐは、バーストモード発振器（ＢＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子である。この第２ピン２Ｐには、設定用キャパシタ１３１が接続され、そこにバースト用三角波信号ＢＣＴが発生する。
第３ピン３Ｐは、ＰＷＭモード発振器（ＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子である。この第３ピン３Ｐには、設定用キャパシタ１３２が接続され、そこにＰＷＭ用三角波信号ＣＴが発生する。第４ピン４Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流を設定する設定用抵抗接続端子である。この第４ピン４Ｐには、設定用抵抗１３３が接続され、その電位ＲＴと抵抗値に応じた電流が流れる。第５ピン５Ｐは、接地端子であり、グランド電位ＧＮＤにある。
第６ピン６Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流を設定する設定用抵抗接続端子である。この第６ピン６Ｐには、設定用抵抗１３４が接続され、内部回路の制御によりこの抵抗１３４が設定用抵抗１３３に並列に接続されるかあるいは切り離される。この第６ピン６Ｐの電位ＳＲＴはグランド電位ＧＮＤか、第４ピン４Ｐの電位ＲＴになる。第７ピン７Ｐは、タイマーラッチ設定容量接続端子である。この第７ピン７Ｐには、内部の保護動作用の動作時限を決定するためのキャパシタ１３５が接続され、キャパシタ１３５の電荷に応じた電位ＳＣＰが発生する。
第９ピン９Ｐは、第１誤差増幅器用入力端子である。この第９ピン９Ｐには、抵抗１４０を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流に応じ電流検出信号（以下、検出電流）ＩＳが入力される。そして、その検出電流ＩＳが第１誤差増幅器に入力される。第８ピン８Ｐは、第１誤差増幅器用出力端子である。この第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間にキャパシタ１３６が接続される。第８ピン８Ｐの電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ制御のための制御電圧になる。以下、各電圧は、特に断らない限り、グランド電位を基準としている。
第１０ピン１０Ｐは、第２誤差増幅器用入力端子である。この第１０ピン１０Ｐには、抵抗１３９を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧に応じた電圧検出信号（以下、検出電圧）ＶＳが入力される。その検出電圧ＶＳが、第２誤差増幅器に入力される。第１０ピン１０Ｐには、キャパシタ１３７が第８ピン８Ｐとの間に接続される。
第１１ピン１１Ｐは、起動及び起動時間設定端子である。この第１１ピン１１Ｐには、抵抗１４３とキャパシタ１４２により、起動信号ＳＴが遅延された信号ＳＴＢが印加される。第１２ピン１２Ｐは、スロースタート設定容量接続端子である。この第１２ピン１２Ｐには、キャパシタ１４１がグランドとの間に接続され、起動時に徐々に上昇するスロースタート用の電圧ＳＳが発生する。
第１３ピン１３Ｐは、同期用端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。第１４ピン１４Ｐは、内部クロック入出力端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。
第１５ピン１５Ｐは、外付けＦＥＴドライブ回路のグランド端子である。第１６ピン１６Ｐは、ＮＭＯＳ１０２のゲート駆動信号Ｎ１を出力する端子である。第１７ピン１７Ｐは、ＮＭＯＳ１０４のゲート駆動信号Ｎ２を出力する端子である。第１８ピン１８Ｐは、ＰＭＯＳ１０３のゲート駆動信号Ｐ２を出力する端子である。第１９ピン１９Ｐは、ＰＭＯＳ１０１のゲート駆動信号Ｐ１を出力する端子である。第２０ピン２０Ｐは、電源電圧ＶＣＣを入力する電源端子である。
コントローラＩＣ２００の内部構成を示す図２において、ＯＳＣブロック２０１は、第３ピン３Ｐに接続されたキャパシタ１３２と第４ピン４Ｐに接続された抵抗１３３、１３４により周期が決定されるＰＷＭ三角波信号ＣＴを発生し、ＰＷＭ比較器２１４に供給する。また、ＯＳＣブロック２０１は、ＰＷＭ三角波信号ＣＴに同期した内部クロックを発生し、ロジックブロック２０３に供給する。
ＢＯＳＣブロック２０２は、第２ピン２Ｐに接続されたキャパシタ１３１とともにバースト用三角波信号発生回路を構成し、そのキャパシタ１３１により決定されるバースト用三角波信号ＢＣＴを発生する。バースト用三角波信号ＢＣＴの周波数は、ＰＷＭ三角波信号ＣＴの周波数より、著しく低く設定される（ＢＣＴ周波数＜ＣＴ周波数）。第１ピン１Ｐに供給されるアナログ（直流電圧）のデューティ信号ＤＵＴＹと三角波信号ＢＣＴを比較器２２１で比較する。この比較器２２１の比較出力でオア回路２３９を介して、ＮＰＮトランジスタ（以下、ＮＰＮ）２３４を駆動する。なお、第１ピン１Ｐにディジタル（ＰＷＭ形式）のデューティ信号ＤＵＴＹが供給される場合には、第２ピン２Ｐに抵抗を接続しＢＯＳＣブロック２０２からバースト用所定電圧を発生させる。
ロジックブロック２０３は、ＰＷＭ制御信号、内部クロック信号などが入力され、所定のロジックにしたがってスイッチ駆動信号を生成する。出力ブロック２０４は、ロジックブロック２０３からのスイッチ駆動信号にしたがって、ゲート駆動信号Ｐ１、Ｐ２、Ｎ１、Ｎ２を生成し、ＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４のゲートに印加する。
スロースタートブロック２０５は、起動信号ＳＴが入力され、キャパシタ１４２、抵抗１４３により緩やかに上昇する電圧ＳＴＢである比較器２１７への入力がその基準電圧Ｖｒｅｆ６を越えると、比較器２１７の出力により起動する。比較器２１７の出力は、ロジックブロック２０３を駆動可能にする。なお、２４９は、反転回路である。また、比較器２１７の出力により、オア回路２４３を介してフリップフロップ（ＦＦ）回路２４２をリセットする。スタートブロック２０５が起動すると、スロースタート電圧ＳＳが徐々に上昇し、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。したがって、起動時には、ＰＷＭ制御は、スロースタート電圧ＳＳにしたがって行われる。
なお、起動時に、比較器２１６は、入力が基準電圧Ｖｒｅｆ５を越えた時点で、オア回路２４７を介して、ＮＭＯＳ２４６をオフする。これにより、抵抗１３４を切り離し、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数を変更する。また、オア回路２４７には、比較器２１３の出力も入力される。
第１誤差増幅器２１１は、冷陰極蛍光灯ＦＬの電流に比例した検出電流ＩＳと基準電圧Ｖｒｅｆ２（例、１．２５ｖ）とを比較し、その誤差に応じた出力により、定電流源Ｉ１に接続されたＮＰＮ２３５を制御する。このＮＰＮ２３５のコレクタは第８ピン８Ｐに接続されており、この接続点の電位が帰還電圧（以下、誤差信号ともいう）ＦＢとなり、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。
ＰＷＭ比較器２１４では、三角波信号ＣＴと、帰還電圧ＦＢあるいはスロースタート電圧ＳＳの低い方の電圧とを比較して、ＰＷＭ制御信号を発生し、アンド回路２４８を介してロジックブロック２０３に、供給する。起動終了後の定常状態では、三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢとが比較され、設定された電流が冷陰極蛍光灯ＦＬに流れるように自動的に制御される。
なお、第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間には、キャパシタ１３６が接続されているから、帰還電圧ＦＢは滑らかに増加あるいは減少する。したがって、ＰＷＭ制御はショックなく、円滑に行われる。
第２誤差増幅器２１２は、冷陰極蛍光灯ＦＬの電圧に比例した検出電圧ＶＳと基準電圧Ｖｒｅｆ３（例、１．２５ｖ）とを比較し、その誤差に応じた出力により、ダブルコレクタの一方が定電流源Ｉ１に接続されたダブルコレクタ構造のＮＰＮ２３８を制御する。このＮＰＮ２３８のコレクタはやはり第８ピン８Ｐに接続されているから、検出電圧ＶＳによっても 帰還電圧ＦＢが制御される。したがって、誤差増幅器２１２及びＮＰＮ２３８は、帰還信号ＦＢを制御する帰還信号制御回路を構成する。なお、帰還電圧ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１（例、３ｖ）を越えると、ＰＮＰトランジスタ（以下、ＰＮＰ）２３１がオンし、帰還電圧ＦＢの過上昇を制限する。
比較器２１５は、電源電圧ＶＣＣを抵抗２４０、２４１で分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ７（例、２．２ｖ）とを比較し、電源電圧ＶＣＣが所定値に達した時点でその出力を反転し、オア回路２４３を介してＦＦ回路２４２をリセットする。
比較器２１８は、スロースタート電圧ＳＳを基準電圧Ｖｒｅｆ８（例、２．２ｖ）と比較し、電圧ＳＳが大きくなるとアンド回路２４４及びオア回路２３９を介してＮＰＮ２３４をオンする。ＮＰＮ２３４のオンにより、ダイオード２３２が電流源Ｉ２により逆バイアスされ、その結果第１誤差増幅器２１１の通常動作を可能にする。
比較器２１９は、ダブルコレクタの他方が定電流源Ｉ３に接続されたＮＰＮ２３８が第２誤差増幅器２１２によりオンされると、その電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ９（例、３．０ｖ）より低下し、比較出力が反転する。比較器２２０は、帰還電圧ＦＢを基準電圧Ｖｒｅｆ１０（例、３．０ｖ）と比較し、帰還電圧ＦＢが高くなると、比較出力が反転する。比較器２１９、２２０の出力及び比較器２１８の出力の反転信号をオア回路２４５を介してタイマーブロック２０６に印加し、所定時間を計測して出力する。このタイマーブロック２０６の出力により、ＦＦ２４２をセットし、このＦＦ回路２４２のＱ出力によりロジックブロック２０３の動作を停止する。
次に、以上のように構成される本発明の第１実施例のインバータの動作を、図３の回路構成図、図４、図６、図７のタイミングチャート、及び図５の動作説明図を参照して説明する。
図３は、起動時のスロースタート及びバーストモードに関係する部分を図１及び図２から抜き出した説明用の図面である。したがって、全体の回路動作を見るときには、図１、図２も参照することになる。
さて、コントローラＩＣ２００に電源電圧ＶＣＣが供給されると、ＯＳＣブロック２０１、キャパシタ１３２、抵抗１３３で構成される三角波信号発生回路から、キャパシタ１３２のキャパシタンスと、抵抗１３３の抵抗値で決定される周波数のＰＷＭ用三角波信号ＣＴが発生される。この三角波信号ＣＴが、ＰＷＭ比較器２１４の（＋）入力端子に入力される。三角波信号ＣＴの周波数は、例えば１２０ｋＨｚであり、キャパシタ１３２や抵抗１３３の値を選択して、所要の周波数に設定することが出来る。
ＰＷＭ比較器２１４の２つの（−）入力端子の一方に入力される帰還電圧ＦＢは、電源電圧ＶＣＣが供給されて、定電流源Ｉ１、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８から構成される共通化回路により高い値（上限値）になる。なお、この帰還電圧ＦＢの値はＰＮＰ２３１と基準電圧Ｖｒｅｆ１とにより、一定値に制限される。
一方、ＰＷＭ比較器２１４の他方の（−）入力端子に入力されるスロースタート電圧ＳＳは、起動信号ＳＴを受けていないので零電圧である。ＰＷＭ比較器２１４は、帰還電圧ＦＢとスロースタート電圧ＳＳのうちの低い入力信号が優先されるので、まだ、ＰＷＭ比較器２１４からはＰＷＭ制御信号は出力されない。
起動信号ＳＴが外部からスロースタート回路であるスタートブロック２０５に供給されると、スタートブロック２０５内部の定電流源が駆動されて、その定電流がキャパシタ１４１に流れ込み始める。この定電流によってキャパシタ１４１が充電され、その充電時定数にしたがって、スロースタート電圧ＳＳが上昇を開始する。即ち、起動時のスロースタートが開始される。
ＰＷＭ比較器２１４では、徐々に上昇するスロースタート電圧ＳＳと三角波信号ＣＴとが比較され、スロースタート電圧ＳＳの値に応じたＰＷＭ制御信号が出力される。このＰＷＭ制御信号が、ロジックブロック２０３、出力ブロック２０４を介してＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４に供給されて、インバータ動作が行われる。
インバータの負荷である冷陰極蛍光灯ＦＬは、印加される電圧が所定の値になるまでは点灯しないから、スロースタートの最初の段階では出力電圧Ｖｏがスロースタート電圧ＳＳの上昇に連れて上昇する。したがって、従来のように、上限値にある帰還電圧ＦＢにしたがって過大な出力電圧Ｖｏ（例えば、２０００〜２５００ｖ）が冷陰極蛍光灯ＦＬに印加されることがない。また、過大な出力電圧Ｖｏの印加に伴う、突入電流の発生もないから、冷陰極蛍光灯ＦＬやインバータの主回路部品（ＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４、変圧器ＴＲ、電池ＢＡＴなど）に与える損傷やストレスを著しく低減する。
出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏが検出され、その検出電圧ＶＳ、検出電流ＩＳが第１誤差増幅器２１１、第２誤差増幅器２１２で基準電圧Ｖｒｅｆ２、基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較され、その比較出力でＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８を制御する。ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８が制御されるようになると、帰還電圧ＦＢが上限値から低下してくる。
出力電圧Ｖｏが上昇し、起動電圧（約１０００ｖ）に達すると、出力電流Ｉｏが流れ始めて冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯すると共に、出力電圧Ｖｏは動作電圧（約６００ｖ）に低下する。この時点においても、過大な突入電流が流れることはない。そして、出力電流Ｉｏが徐々に上昇する一方、出力電圧Ｖｏはほぼ一定の動作電圧に維持される。また、帰還電圧ＦＢは、出力電圧Ｖｏあるいは出力電流Ｉｏが上昇し、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８が制御されるようになると、帰還用のキャパシタ１３６、１３７を介した帰還作用により、上限値から徐々に低下してくる。
スロースタート電圧ＳＳが上昇すると共に、出力電流Ｉｏが増加して帰還電圧ＦＢが低下してくる。帰還電圧ＦＢがスロースタート電圧ＳＳと等しくなった時点において、ＰＷＭ比較器２１４での三角波信号ＣＴとの比較対象が、それまでのスロースタート電圧ＳＳから帰還電圧ＦＢに移る。これによりスロースタートが終了したことになる。このスロースタートに要する時間は、冷陰極蛍光灯ＦＬが停止している状態から立ち上がるために、比較的長い。このスロースタートに要する時間は、ＩＣ２００に外付けされるキャパシタ１４１のキャパシタンスを調整することによって、所要の長さに設定できる。
出力電流Ｉｏは基準電圧Ｖｒｅｆ２で決まる所定値に一定制御される。冷陰極蛍光灯ＦＬの明るさは、それに流れる電流により決まり、この電流を維持するためにほぼ一定の動作電圧が印加される。したがって、電圧Ｖｏは、起動時に冷陰極蛍光灯ＦＬを点灯するために高い電圧が印加され、一旦点灯した後は低い動作電圧でよい。このため、定常状態では、帰還電圧ＦＢは、出力電流Ｉｏに基づいて決定されることになる。
なお、インバータが停止した場合に、再度の起動に備えて、キャパシタ１４１の蓄積電荷を放電する放電回路をスタートブロック２０５の内部に設ける。この放電は、例えば起動信号ＳＴにより行うことができる。
次に、ＰＷＭ制御時のロジックブロック２０３、出力ブロック２０４におけるゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２の形成ロジックを、図４、図５を参照して、詳しく説明する。
パルス幅変調信号、即ちＰＷＭ用三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢ、に基づいて、第１半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０１を駆動する第１ゲート駆動信号Ｐ１と、第２半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０２を駆動する第２ゲート駆動信号Ｎ１と、第３半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０３を駆動する第３ゲート駆動信号Ｐ２と、第４半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０４を駆動する第４ゲート駆動信号Ｎ２とを、ＰＭＯＳ１０１とＮＭＯＳ１０４との両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆ（例、３００ｎｓｅｃ）及びＰＭＯＳ１０３とＮＭＯＳ１０２との両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆ（例、３００ｎｓｅｃ）を設けるタイミングで発生する。さらに、変圧器ＴＲの一次巻線１０５に流れる電流の方向を第１方向から第２方向へ、あるいは第２方向から第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、各ゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２を発生する。
図４において、区間ｉでゲート駆動信号Ｎ１はＨレベル、ゲート駆動信号Ｎ２はＬレベルであり、ゲート駆動信号Ｐ１はＬレベル、ゲート駆動信号Ｐ２はＨレベルにあり、ＰＭＯＳ１０１とＮＭＯＳ１０２がオンし、一次巻線１０５には第１方向に電源ＢＡＴから電流が流れている。この状態が、図５（ａ）に示されている。
区間ｉｉになると、ゲート駆動信号Ｎ１がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ２がＬレベルになるまで、ＰＭＯＳ１０３とＮＭＯＳ１０２は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成され、貫通電流が流れることを防止している。この期間は、ＰＭＯＳ１０１のみがオンされているが、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーにより、第１方向の電流が、ＰＭＯＳ１０３のボディダイオードとＰＭＯＳ１０１を通して流れ続ける。
区間ｉｉの後半では、ゲート駆動信号Ｐ２がＬレベルになることにより、ＰＭＯＳ１０３がオンし、ボディダイオードに流れていた電流はＰＭＯＳ１０３のチャンネルに移る。この区間ｉｉの状態が、図５（ｂ）に示されている。
区間ｉｉｉになると、ゲート駆動信号Ｐ１がＨレベルになり、ＰＭＯＳ１０１がオフする。まだ、第１方向に電流が流れている場合には、オフされているＮＭＯＳ１０４のボディダイオードを通して、電流が流れる。このとき、＠点の電位は、区間ｉ、ｉｉの電源電圧ＶＣＣから、ボディダイオードによる電圧降下Ｖｆだけ低くなる。この区間ｉｉｉの状態が、図５（ｃ）に示されている。
変圧器ＴＲの蓄積エネルギーによる第１方向の電流が零になると、区間ｉｖに入る。この区間ｉｖでは、図５（ｄ）に示されるように、電流が零で、ＰＭＯＳ１０３のみがオンしている。このように、本発明では、一次巻線１０５の電流の方向を切り換える以前に、電流が零の状態が形成される。
この電流方向を切り換える以前に、電流を零とする状態は、変圧器ＴＲ、共振キャパシタ１１１、１１２、冷陰極蛍光灯ＦＬなどの電気的条件に合わせて、ＰＷＭ制御におけるパルス幅の範囲設定を行うことにより、得られる。
区間ｖにおいて、ゲート駆動信号Ｐ２はＬレベル、ゲート駆動信号Ｐ１はＨレベルにあり、ＰＭＯＳ１０３がオンしている状態で、ゲート駆動信号Ｎ２がＨレベルになるとＮＭＯＳ１０４はオンとなり、ゼロカレントスイッチングが行われる。ＰＭＯＳ１０３とＮＭＯＳ１０４のオンにより、一次巻線１０５には第２方向に電源ＢＡＴから電流が流れる。この状態が、図５（ｅ）に示されている。
区間ｖｉになると、ゲート駆動信号Ｎ２がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ１がＬレベルになるまで、ＰＭＯＳ１０１とＮＭＯＳ１０４は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成され、貫通電流が流れることを防止している。この期間は、ＰＭＯＳ１０３のみがオンされているが、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーにより、第２方向の電流が、ＰＭＯＳ１０１のボディダイオードとＰＭＯＳ１０３を通して流れ続ける。区間ｖｉの後半では、ゲート駆動信号Ｐ１がＬレベルになることにより、ＰＭＯＳ１０１がオンし、ボディダイオードに流れていた電流はＰＭＯＳ１０１のチャンネルに移る。この区間ｖｉの状態が、図５（ｆ）に示されている。
以下、区間ｖｉｉになると、電流方向が逆になるだけで、区間ｉｉｉと同様に、動作する。その状態が図５（ｇ）に示されている。また、区間ｖｉｉｉになると、第２方向の電流が零になり、図５（ｈ）に示されるように、ＰＭＯＳ１０１のみがオンしている状態になる。＠点の電位は、図示のように変化する。
この第２方向から第１方向に電流方向が切り替わる際にも、やはりゼロカレントスイッチングが行われる。
このように、第２スイッチ１０２は、三角波信号列ＣＴの１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＣＴとが等しくなるまでオンを継続し、第１スイッチ１０１は、第２スイッチ１０２がオンする時点の所定時間前にオンし、第２スイッチ１０２がオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続する。第４スイッチ１０４は、三角波信号列ＣＴの第２スイッチ１０２がオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＦＢとが等しくなるまでオンを継続し、第３スイッチ１０３は、第２スイッチ１０２がオフで第１スイッチ１０１がオンしている時点であって、第４スイッチ１０４がオンする所定期間前からオンし、第４スイッチ１０４がオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続している。
なお、図１において、ＰＭＯＳ１０１及びＰＭＯＳ１０３に代えて、第１スイッチ及び第３スイッチとして、ＮＭＯＳを用いることもできる。この場合には、この変更に合わせて、ゲート駆動信号も変更することになる。
次に、バーストモードについて説明する。コントローラＩＣ２００に電源電圧ＶＣＣが供給されている状態では、ＢＯＳＣブロック２０２、キャパシタ１３１で構成されるバースト用三角波信号発生回路から、キャパシタ１３１のキャパシタンスと内部抵抗の抵抗値で決定される周波数のバースト用三角波信号ＢＣＴが発生されている。バーストモードの制御は、デューティ信号ＤＵＴＹのレベルを変更して、バースト用三角波信号ＢＣＴと交叉させるかどうか、及び交叉されている時間を調整することにより、行われる。
図６を参照して、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを越えているオンデューティ期間（ＯＮ ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が行われる。一方、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っているオフデューティ期間（ＯＦＦ ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が停止され、冷陰極蛍光灯ＦＬへの電力供給は停止される。
ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数は例えば１２０ｋＨｚであり、これを周波数が例えば１５０Ｈｚの三角波信号ＢＣＴでバースト制御するから、視覚上で何らの問題はない。そして、デューティ信号ＤＵＴＹの大きさを制御することにより、ＰＷＭ制御によって冷陰極蛍光灯ＦＬへ供給可能な範囲を超えて、さらに広範囲に電力供給、即ち光量の制御を行うことができる。バースト用三角波信号ＢＣＴの周波数（バースト周波数）は、キャパシタ１３１のキャパシタンスを選択することにより、所要の周波数（例えば、１００Ｈｚ〜５００Ｈｚ）に設定される。
バースト周波数は、以上のように所定の周波数になるようにある周波数範囲内で調整されるが、その周波数範囲は可聴周波数域にある。変圧器ＴＲは、その磁束の変化によってコア（鉄芯）や巻線が変形したり位置ずれしたりする。
バースト周波数は、可聴周波数域にあるから、そのコアや巻線の変形などによって発生する音が、変圧器の音鳴りとして聞こえることになる。したがって、インバータが、液晶テレビ受像機やノートパソコン等音声を聴取する電子機器の液晶ディスプレイ用バックライト光源として用いられる場合には、特に変圧器の音鳴りが問題となる。
本発明では、間欠動作制御回路によって、間欠動作信号（バースト信号）ＢＲＴに基づいて間欠動作オフ（オフデューティ）時に誤差信号ＦＢを実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン（オンデューティ）状態への移行時に誤差信号ＦＢを緩やかに増加させ、また間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時に誤差信号ＦＢを緩やかに減少させる。これにより、バースト制御に伴って発生する変圧器の音鳴りを著しく低いレベルに抑制する。
また、間欠動作の立ち上がり、立ち下がり期間を含めて全ての期間で本発明のようにＰＷＭ駆動を行うことによって、ＣＣＦＬの電流が少ない部分でも正・負電流の対称性を保つ。この正・負電流の対称性の保持と、過大電流の防止とが相俟って、ＣＣＦＬの寿命低下を抑制する。
また、間欠動作オフ時には、誤差信号ＦＢを実質上零にして出力電流Ｉｏを完全に零にしている。例えば、パルス幅を狭くして動作オフ状態を実現しようとする場合には、ＣＣＦＬに一方極性側のみが発光するランプ片側点灯現象（ピーク放電現象）が発生することがある。このランプ片側点灯現象が発生することに伴って、ランプ内部で水銀が一方電極側に偏ることになり、ランプ寿命が著しく低下する。本発明では、間欠動作オフ時には出力電流Ｉｏ、出力電圧Ｖｏを完全に零にするから、ランプ片側点灯現象が発生することはなく、ＣＣＦＬの寿命低下を抑制できる。
具体的に回路動作を見ると、さらに図６、図７をも参照して、オフデューティ期間では、比較器２２１の出力である間欠動作信号（バースト信号）ＢＲＴは低（Ｌ）レベルにあり、ＮＰＮ２３４はオフしている。
これにより、ダイオード２３２が定電流源Ｉ２により順バイアスされ、帰還回路のキャパシタ１３６は、定電流源Ｉ２からダイオード２３２を介して充電されている。したがって、検出電流ＩＳは高い値になり、第１誤差増幅器２１１の誤差出力は高いレベルにあり、ＮＰＮ２３５はオンしているから、帰還電圧ＦＢはほぼ零電圧である。
ＰＷＭ比較器２１４は、２つの負（−）入力のうちのより低い方の電圧と、正（＋）入力の三角波信号ＣＴとが比較されるから、オフデューティ期間では、図６の例えば左端側に示されるように、ＰＷＭ制御信号は出力されない。
時点ｔ１で、オフデューティ期間からオンデューティ期間へ移るときには、バースト信号ＢＲＴは、ＬレベルからＨレベルに変わり、ＮＰＮ２３４がオンする。これにより、ダイオード２３２が定電流源Ｉ２により順バイアスされている状態から解除される。
キャパシタ１３６に充電されている電荷は、定電流源Ｉ１、キャパシタ１３６、抵抗１４０、抵抗１１５の経路で放電される。このキャパシタ１３６の電荷の放電に伴い、検出電流ＩＳは緩やかに低下し、また帰還電圧ＦＢは同様に緩やかに上昇していく。そして、検出電流ＩＳが設定された所定値になる状態に到達し、通常のＰＷＭ制御が行われる。
このようにオフデューティ期間からオンデューティ期間へ移るときに、帰還電圧ＦＢは、ほぼ零電圧からキャパシタ１３６の放電動作による時間（図７で「α」にて表している）をかけて緩やかに上昇する。したがって、ＰＷＭ制御信号のパルス幅も狭い状態から徐々に広くなるから、出力電流Ｉｏはスロースタートして徐々に増加する。よって、オンデューティ期間への移行に伴う出力電流Ｉｏのオーバーシュートが、発生することはない。
オンデューティ期間では、バースト信号ＢＲＴは高（Ｈ）レベルになってＮＰＮ２３４はオンし、ダイオード２３４は逆バイアスされてオフしている。このとき、第１誤差増幅器２１１は入力される検出電流ＩＳに応じた出力を発生し、ＮＰＮ２３５の導通度を制御する。これにより、ＰＷＭ比較器２１４からＰＷＭ制御信号がロジックブロック２０３に供給されて、ゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２が出力されて、ＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４がＰＷＭ制御される。なお、図６のＴｏｆｆは、貫通電流を防止するために設定されている、同時オフ期間である。
時点ｔ２で、オンデューティ期間からオフデューティ期間へ移るときには、バースト信号ＢＲＴは、ＨレベルからＬレベルに変わり、ＮＰＮ２３４がオフする。これにより、ダイオード２３２が定電流源Ｉ２により順バイアスされる。
そして、キャパシタ１３６は、定電流源Ｉ２、キャパシタ１３６、ＮＰＮ２３５の経路で充電される。このキャパシタ１３６への電荷の充電に伴い、検出電流ＩＳは緩やかに上昇し、また帰還電圧ＦＢは同様に緩やかに低下していく（図７で「β」にて表している）。検出電流ＩＳは上限値（定電流源Ｉ２の電源電圧；３Ｖ）になり、帰還電圧ＦＢはほぼ零電圧になる。この場合には、ＰＷＭ制御は停止される。
このようにオンデューティ期間からオフデューティ期間へ移るときに、帰還電圧ＦＢは、ほぼＰＷＭ制御での値からキャパシタ１３６の充電動作による時間を掛けて緩やかに低下する。即ち、スローエンドする。したがって、ＰＷＭ制御信号のパルス幅も通常の制御状態から徐々に狭くなっていく。よって、オフデューティ期間への移行に伴う出力電流Ｉｏは、徐々に減少していく。
バーストモードにおいては、起動時とは異なり、既に冷陰極蛍光灯ＦＬは点灯状態にあるから、スロースタート及びスローエンドに掛ける時間は、起動時のスロースタートに要する時間より、短くする。
もし、起動時のソフトスタート用の回路を、バーストモードでのスロースタート及びスローエンドに用いる場合には、立ち上がりに要する時間α、立ち下がりに要する時間βが長くなり、負荷制御を正確に行うことが困難である。逆に、バーストモードでのスロースタート及びスローエンドに用いる回路を、起動時のソフトスタート用に用いる場合には、起動時の突入電流を有効に抑制することはできない。
本発明では、バーストモードにおけるスロースタート及びスローエンドを、帰還回路に設けられるキャパシタ１３６を利用して行い、その時間を決定している。したがって、格別に他の回路手段を設けることなく、ＰＷＭ制御のために設けられている回路素子を利用して、適切にスロースタート及びスローエンドを行うことができる。
また、間欠動作のスロースタート、スローエンドは、帰還回路のキャパシタへの充放電を利用して行うから、インバータ起動時のスロースタートとは別に、任意の短時間に設定することができる。したがって、その時間設定は、帰還キャパシタの容量を選択することによって変圧器に合わせて調整できるので、音鳴りのレベルを本発明のインバータが使用される電子機器に適合したレベルに減少させることが容易である。
また、間欠動作の立ち上がり、立ち下がり期間を含めて全ての期間で本発明のようにＰＷＭ駆動を行うことによって、ＣＣＦＬの電流が少ない部分でも正・負電流の対称性が保たれるので、過大電流の防止と相俟って、ＣＣＦＬの寿命低下を抑制することが出来る。
図８は、本発明の第２実施例に係るインバータの全体構成を示す図である。この第２実施例では、２台の変圧器ＴＲ１、ＴＲ２を設け、ハーフブリッジ型のスイッチング回路によりＰＷＭ制御するとともに、各変圧器ＴＲ１、ＴＲ２にそれぞれ２つの二次巻線３０９、３１０、４０９、４１０を設けている。これら各二次巻線３０９、３１０、４０９、４１０には、それぞれ冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２、ＦＬ２１、ＦＬ２２を接続して、計４本の冷陰極蛍光灯の点灯を制御する例を示している。
図８において、第１変圧器ＴＲ１の系統について説明する。このハーフブリッジ型のスイッチ回路は、第１キャパシタ３０１と第１スイッチであるＮＭＯＳ３０２とで、変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８への第１方向の電流経路を形成する。また、第２スイッチであるＰＭＯＳ３０３と第２キャパシタ３０４とで、変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８への第２方向の電流経路を形成する。これらのＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２は、それぞれボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。
直流電源ＢＡＴの電源電圧ＶＤＤがＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２、キャパシタ３０１、３０４を介して変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８に供給され、その２次巻線３０９、３１０に巻線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２に供給されて、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２が点灯する。なお、ツェナーダイオード３０５、抵抗３０６、キャパシタ３０７は、直流電源ＢＡＴの電源電圧ＶＤＤと、インバータ制御用ＩＣ６００の電源電圧ＶＣＣとが異なるために、ゲート電圧をレベルシフトするためのものである。
キャパシタ３１１、３１２、キャパシタ３１５、３１６は、抵抗３１９、抵抗３２０とともに、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２に印加される電圧を検出して、コントローラＩＣ６００にフィードバックするものである。抵抗３２３、抵抗３２６は、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２に流れる電流を検出して、コントローラＩＣ６００にフィードバックするものである。また、キャパシタ３１１、３１５は、そのキャパシタンスと変圧器ＴＲ１のインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、この共振には冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２の寄生キャパシタンスも寄与する。３１３、３１４、３１７、３１８、３２１、３２２、３２４、３２５は、ダイオードである。また、３２７は電源電圧安定用のキャパシタである。
次に、第２変圧器ＴＲ２の系統については、各構成要素の番号を、４００番台にして、第１変圧器ＴＲ１の系統の構成要素と同じ番号を付している。例示すると、一次巻線が３０８に対して４０８である。その他も、同様である。したがって、同じ構成であるから、再度の説明を省略する。
インバータ制御用ＩＣ６００は複数の入出力ピンを有している。このＩＣ６００は、第１実施例でのインバータ制御用ＩＣ２００とそのピン配置やその内部構成はほぼ同様である。ただ、第１変圧器ＴＲ１の系統と第２変圧器ＴＲ２の系統の２系統を持つこと、各変圧器ＴＲ１、ＴＲ２の２つの二次巻線毎に、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１〜ＦＬ２２を持つことから、フィードバック系などの一部の構成において、異なっている。
インバータ制御用ＩＣ６００が、インバータ制御用ＩＣ２００と異なる点についてのみ、追加的に説明する。第２ピン２Ｐは、バースト用三角波信号ＢＣＴの充放電電流を設定するための抵抗５０１を接続する抵抗接続端子である。第４ピン４Ｐは、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの放電電流を設定するための抵抗５０３接続する抵抗接続端子である。これらの端子は必要に応じてインバータ制御用ＩＣ２００にも設けることができる。
第１５ピン１５Ｐは、異常検出信号（図２のＦＦ２４２の出力に相当する）を外部に出力する端子である。第１７ピン１７Ｐ及び第１８ピン１８Ｐは、第１変圧器ＴＲ１の系統と第２変圧器ＴＲ２の系統の第２番目の冷陰極蛍光灯ＦＬ１２、ＦＬ２２の過電流保護を行うための検出信号を入力するものであり、この検出電圧はそれぞれ内部の比較器で基準電圧と比較される。第１９ピン１９Ｐは、内部に設けられるレギュレータの出力電圧を外部に出力する端子である。
このＩＣ６００の第１ピン１Ｐ〜第２８ピン２８Ｐと、第１実施例でのインバータ制御用ＩＣ２００の各ピンとは、ピン番号とともに括弧内に示している記号（例えば、ＤＵＴＹとＤＵＴＹ；ＦＢとＦＢ１、ＦＢ２）が同じものがそれぞれ対応する。
このＩＣ６００において、抵抗５０１が第２ピン２Ｐに、キャパシタ５０２が第３ピン３Ｐに、抵抗５０３が第４ピン４Ｐに、抵抗５０４が第５ピン５Ｐに、抵抗５０５、５０６が第６ピン６Ｐに、キャパシタ５０７が第７ピン７Ｐに、グランドとの間に接続されている。
キャパシタ５０８が第９ピン９Ｐと第１０ピン１０Ｐとの間に接続され、また第１０ピン１０Ｐに抵抗５１３を介して、検出電圧ＩＳ１が入力される。キャパシタ５０９が第９ピン９Ｐと第１１ピン１１Ｐとの間に接続され、また第１１ピン１１Ｐに、検出電圧ＶＳ１が入力される。
キャパシタ５１１が第１２ピン１２Ｐと第１３ピン１３Ｐとの間に接続され、また第１３ピン１３Ｐに抵抗５１４を介して、検出電圧ＩＳ２が入力される。キャパシタ５１２が第１２ピン１２Ｐと第１４ピン１４Ｐとの間に接続され、また第１４ピン１４Ｐに、検出電圧ＶＳ２が入力される。なお、５３１〜５３４は、キャパシタである。
また、直流電源ＢＡＴの電圧ＶＤＤを、抵抗５２２、ツェナーダイオード５２３及びＮＰＮ５２４とからなるシリーズレギュレータでＩＣ６００の所定の電源電圧ＶＣＣ（例、５〜１２ｖ）に調整して、ＩＣ６００に供給する。なお、キャパシタ５２１、５２６は安定用キャパシタであり、この他適宜必要な箇所に設置される。
次に、以上のように構成される本発明の第２実施例のインバータの動作を、図９、図１０のタイミングチャート、及び図１１の動作説明図をも参照して説明する。
図９〜図１１では、第１変圧器ＴＲ１の系統での制御について説明している。なお、ＩＣ６００の内部構成及び動作は第１実施例におけるＩＣ２００（図２）とほぼ同様である。また、第２変圧器ＴＲ２の系統での制御も、同様に行われるので、その説明は省略する。
図９を参照して、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを越えている間（ＯＮ ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が行われる。一方、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っている間（ＯＦＦ ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が停止され、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２への電力供給は停止される。
この実施例でも、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数は例えば１００ｋＨｚであり、これを周波数が例えば３００Ｈｚの三角波信号ＢＣＴでバースト制御するから、視覚上で何らの問題はない。そして、デューティ信号ＤＵＴＹの大きさを制御することにより、ＰＷＭ制御によって冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２へ供給可能な範囲を超えて、さらに広範囲に電力供給、即ち光量の制御を行うことができる。
図９のタイミングチャートを見ると、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っている間は、帰還電圧ＦＢ１は低い電圧に規制される。これにより、ＰＷＭ制御は行われず、ゲート駆動信号Ｐ１はＨレベルにあり、ゲート駆動信号Ｎ１はＬレベルにある。このため、ＰＭＯＳ３０３及びＮＭＯＳ３０２はオフ状態を継続するから、変圧器ＴＲ１への電力供給は行われない。
次に、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを上回ると、帰還電圧ＦＢ１は、第９、第１０ピン間に接続されているキャパシタ５０８の作用により、緩やかに上昇して行き、本来の帰還に応じた定常値に達する。これにより、ＩＣ６００ではＰＷＭ制御が行われて、ゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１が出力されて、ＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２がＰＷＭ制御される。
ＰＷＭ制御時の動作を詳しく説明すると、ゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１は、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２の両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆを設けるタイミングで発生する。さらに、変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８に流れる電流の方向を第１方向から第２方向へ、あるいは第２方向から第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、各ゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１を発生する。
次に、ＰＷＭ制御時のゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１の形成ロジックを、図１０、図１１を参照して、詳しく説明する。
パルス幅変調信号、即ちＰＷＭ用三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢ１に基づいて、ＰＭＯＳ３０３を駆動するゲート駆動信号Ｐ１と、ＮＭＯＳ３０２を駆動するゲート駆動信号Ｎ１とを、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２との両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆを設けるタイミングで発生する。さらに、変圧器ＴＲの一次巻線３０８に流れる電流の方向を第１方向から第２方向へ、あるいは第２方向から第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、各ゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１を発生する。
図１０において、区間ｉでゲート駆動信号Ｐ１はＬレベル、ゲート駆動信号Ｎ１はＬレベルにあり、ＰＭＯＳ３０３がオンし、キャパシタ３０４を通って一次巻線３０８には第１方向に電流が流れている。この状態が、図１１（ａ）に示されている。
区間ｉｉになると、ゲート駆動信号Ｐ１がＨレベルになり、ゲート駆動信号Ｎ１がＬレベルにあるので、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成される。これにより、貫通電流が流れることを防止している。この期間は、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーにより、第１方向の電流が、ＮＭＯＳ３０２のボディダイオードとキャパシタ３０４を通して流れ続ける。このとき、＠点の電位は、グランド電位ＧＮＤから、ボディダイオードによる電圧降下Ｖｆだけ低くなる。この区間ｉｉの状態が、図１１（ｂ）に示されている。
区間ｉｉの後半になり、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーによる第１方向の電流が零になると、区間ｉｉｉに入る。この区間ｉｉｉでは、図１１（ｃ）に示されるように、電流が零で、ＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２ともオフしている。なお、この区間ｉｉｉでは、＠点の電位は不定になる。このように、本発明では、一次巻線３０８の電流の方向を切り換える以前に、電流が零の状態が形成される。
この電流方向を切り換える以前に、電流を零とする状態は、変圧器ＴＲ１、共振キャパシタ３１１、３１５、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１、ＦＬ１２などの電気的条件に合わせて、ＰＷＭ制御におけるパルス幅の範囲設定を行うことにより、得られる。
区間ｉｖでゲート駆動信号Ｐ１はＨレベル、ゲート駆動信号Ｎ１はＨレベルにあり、ＮＭＯＳ３０２がオンし、キャパシタ３０１を通って一次巻線３０８には第２方向に電流が流れている。この状態が、図１１（ｄ）に示されている。
区間ｖになると、ゲート駆動信号Ｎ１がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ１がＨレベルにあるので、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成される。これにより、貫通電流が流れることを防止している。この期間は、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーにより、第２方向の電流が、ＰＭＯＳ３０３のボディダイオードとキャパシタ３０１を通して流れ続ける。このとき、＠点の電位は、電源電圧ＶＣＣから、ボディダイオードによる電圧降下Ｖｆだけ高くなる。この区間ｖの状態が、図１１（ｅ）に示されている。
区間ｖの後半になり、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーによる第２方向の電流が零になると、区間ｖｉに入る。この区間ｖｉでは、図１１（ｆ）に示されるように、電流が零で、ＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２ともオフしている。やはり、この区間ｖｉでは、＠点の電位は不定になる。このように、本発明では、一次巻線３０８の電流の方向を切り換える以前に、電流が零の状態が形成される。
このように、第１スイッチ３０３は、三角波信号列ＣＴの１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＦＢとが等しくなるまでオンを継続し、第２スイッチ３０２は、三角波信号列ＣＴの第１スイッチ３０３がオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と帰還信号ＦＢとが等しくなるまでオンを継続している。
なお、図８において、ＰＭＯＳ３０３に代えて、第１スイッチとして、ＮＭＯＳを用いることもできる。この場合には、この変更に合わせて、ゲート駆動信号も変更することになる。
次に、バーストモードについては、この第２実施例においても、間欠動作制御回路によって、第１実施例と同様に、間欠動作信号ＢＲＴに基づいて間欠動作オフ時に誤差信号ＦＢ１、ＦＢ２を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時に誤差信号ＦＢ１、ＦＢ２を緩やかに増加させ、また、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時に誤差信号ＦＢ１、ＦＢ２を緩やかに減少させる。
そのバーストモード時の動作やそれによる効果なども、第１実施例におけると同様であるので、再度の説明を省略する。
本発明に係るインバータ、そのコントローラＩＣ、及びそのインバータを用いた電子機器は、ノートパソコンの液晶モニター、液晶テレビ受像機、カーナビ用表示装置などの液晶ディスプレイのバックライト光源に、好適に用いることができる。
Claims (16)
- 一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチ及び第２半導体スイッチと、前記直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第３半導体スイッチ及び第４半導体スイッチと、
前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
前記電流検出回路による電流検出信号に基づく誤差信号と前記三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時に前記誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時に前記誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時に前記誤差信号を緩やかに減少させる間欠動作制御回路と、
前記ＰＷＭ制御信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号と、前記第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ信号と、前記第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第４スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間及び前記第３スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする、直流−交流変換装置。 - 前記第２スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、前記第１スイッチは、前記第２スイッチがオンする時点の所定時間前にオンし、前記第２スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、前記第４スイッチは、前記三角波信号列の前記第２スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、前記第３スイッチは、前記第２スイッチがオフで前記第１スイッチがオンしている時点であって、前記第４スイッチがオンする所定期間前からオンし、前記第４スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続することを特徴とする、請求項１記載の直流−交流変換装置。
- 一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１キャパシタと第１半導体スイッチと、前記直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチ及び第２キャパシタと、
前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
前記電流検出回路による電流検出信号に基づく誤差信号と前記三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時に前記誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時に前記誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時に前記誤差信号を緩やかに減少させる間欠動作制御回路と、
前記ＰＷＭ制御信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする、直流−交流変換装置。 - 前記第１スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、前記第２スイッチは、前記三角波信号列の前記第１スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記誤差信号とが等しくなるまでオンを継続することを特徴とする、請求項３記載の直流−交流変換装置。
- 前記ＰＷＭ制御信号発生回路は、前記電流検出信号と電流基準信号との差に基づく誤差信号が出力される誤差信号発生回路と、前記三角波信号と前記誤差信号とを比較して前記ＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ比較器とを有し、
前記間欠動作制御回路は、前記誤差信号発生回路に結合され、前記間欠動作信号によってオン或いはオフに制御される間欠動作用制御素子を有し、間欠動作オフ時に前記誤差信号が実質上零になるように前記間欠動作用制御素子がスイッチングされることを特徴とする、請求項１乃至４のいずれかに記載の直流−交流変換装置。 - 前記誤差信号発生回路は、前記電流検出信号を前記電流基準信号と比較する誤差増幅器の誤差出力に基づいて前記誤差信号を出力し、
前記間欠動作制御回路は、前記誤差増幅器への前記電流検出信号を所定値に設定することにより、前記誤差信号を実質上零にすることを特徴とする、請求項５記載の直流−交流変換装置。 - 前記誤差信号発生回路の出力端と前記誤差増幅器の電流検出信号入力端との間にキャパシタが接続されており、
間欠動作オフへの移行時に前記誤差信号が零になる方向に前記キャパシタの電荷を放電し、間欠動作オンへの移行時に前記誤差信号が増加する方向に前記キャパシタに電荷を充電させることを特徴とする、請求項６記載の直流−交流変換装置。 - 変圧器の一次巻線を間に介して直列に接続され、直流電源からの電流を第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチ及び第２半導体スイッチと、前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記直流電源からの電流を第２方向に電流を流すための第３半導体スイッチ及び第４半導体スイッチとを含むスイッチ回路を駆動して、前記変圧器の二次巻線に接続された負荷へ交流電力を供給するためのコントローラＩＣであって、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
前記負荷に流れる電流に応じた電流検出信号に基づく誤差信号と前記三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時に前記誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時に前記誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時に前記誤差信号を緩やかに減少させるための間欠動作制御回路と、
前記ＰＷＭ制御信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号と、前記第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ信号と、前記第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第４スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間及び前記第３スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする、コントローラＩＣ。 - 前記第２スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、前記第１スイッチは、前記第２スイッチがオンする時点の所定時間前にオンし、前記第２スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、前記第４スイッチは、前記三角波信号列の前記第２スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、前記第３スイッチは、前記第２スイッチがオフで前記第１スイッチがオンしている時点であって、前記第４スイッチがオンする所定期間前からオンし、前記第４スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続することを特徴とする、請求項８記載のコントローラＩＣ。
- 変圧器の一次巻線を間に介して直列に接続され、直流電源からの電流を第１方向に流すための第１キャパシタと第１半導体スイッチと、前記一次巻線を間に介して直列に接続され、直流電源からの電流を第２方向に流すための第２半導体スイッチ及び第２キャパシタとを含むスイッチ回路を駆動して、前記変圧器の二次巻線に接続された負荷へ交流電力を供給するためのコントローラＩＣであって、
三角波信号を発生する三角波信号発生回路と、
前記負荷に流れる電流に応じた電流検出信号に基づく誤差信号と前記三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時に前記誤差信号を実質上零に設定させるとともに、間欠動作オフ状態から間欠動作オン状態への移行時に前記誤差信号を緩やかに増加させ、間欠動作オン状態から間欠動作オフ状態への移行時に前記誤差信号を緩やかに減少させるための間欠動作制御回路と、
前記ＰＷＭ制御信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする、コントローラＩＣ。 - 前記第１スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記誤差信号とが等しくなるまでオンを継続し、前記第２スイッチは、前記三角波信号列の前記第１スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記誤差信号とが等しくなるまでオンを継続することを特徴とする、請求項１０記載のコントローラＩＣ。
- 前記ＰＷＭ制御信号発生回路は、前記電流検出信号と電流基準信号との差に基づく誤差信号が出力される誤差信号発生回路と、前記三角波信号と前記誤差信号とを比較して前記ＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ比較器とを有し、
前記間欠動作制御回路は、前記誤差信号発生回路に結合され、前記間欠動作信号によってオン或いはオフに制御される間欠動作用制御素子を有し、間欠動作オフ時に前記誤差信号が実質上零になるように前記間欠動作用制御素子がスイッチングされることを特徴とする、請求項８乃至１１のいずれかに記載のコントローラＩＣ。 - 前記誤差信号発生回路は、前記電流検出信号を前記電流基準信号と比較する誤差増幅器の誤差出力に基づいて前記誤差信号を出力し、
前記間欠動作制御回路は、前記誤差増幅器への前記電流検出信号を所定値に設定することにより、前記誤差信号を実質上零にすることを特徴とする、請求項１２記載のコントローラＩＣ。 - 前記誤差信号発生回路の出力端と前記誤差増幅器の電流検出信号入力端との間に接続されるキャパシタの電荷を、間欠動作オフへの移行時に前記誤差信号が零になる方向に放電し、
前記キャパシタへ電荷を、間欠動作オンへの移行時に前記誤差信号が増加する方向に充電させることを特徴とする、請求項１３記載のコントローラＩＣ。 - 直流電源と、該直流電源の直流電圧が入力され交流出力を発生する請求項１乃至７のいずれかに記載の直流−交流変換装置と、該直流−交流変換装置の交流出力により駆動される発光装置とを備えることを特徴とする、電子機器。
- 前記発光装置は、ＣＣＦＬであることを特徴とする、請求項１５記載の電子機器。
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