CN102907005A

CN102907005A - 占空比/电压转换电路

Info

Publication number: CN102907005A
Application number: CN2011800252859A
Authority: CN
Inventors: 水谷浩市; 安保正治; 山野上耕一
Original assignee: Toyota Motor Corp; Visteon Global Technologies Inc
Current assignee: Toyota Motor Corp; Visteon Global Technologies Inc
Priority date: 2010-05-21
Filing date: 2011-05-12
Publication date: 2013-01-30
Anticipated expiration: 2031-05-12
Also published as: JP2011249874A; US20130057244A1; WO2011144981A1; EP2572454B1; EP2572454A1; KR20130009853A; CN102907005B; US8653805B2; JP5394984B2; KR101451494B1

Abstract

一种将输入信号的占空比转换成电压电平并且输出电压电平的占空比/电压转换电路（1）包括：输入端子（2），所述输入信号输入至所述输入端子；第一CR积分电路（3），其对所述输入信号进行积分；负载电阻器（4），其第一端连接至所述第一CR积分电路的输出点（12），并且其第二端接地；以及输出端子（5），其连接至所述负载电阻器。所述第一CR积分电路包括具有第一电阻器（6）的第一路径（7）以及其中反相部（8）、第二电阻器（9）以及第一电容器（10）串联连接的第二路径（11），并且所述第一CR积分电路是并联电路，其中所述第一路径的第一端和第二端分别连接至所述第二路径的第一端和第二端。

Description

占空比/电压转换电路

技术领域

本发明涉及一种占空比/电压转换电路，并且尤其涉及一种具有减小的输出电压的脉动和改善的响应的低成本且高精度的占空比/电压转换电路。

背景技术

作为用于将PWM信号的占空比转换成电压的器件，转换精度高并且成本低廉的CR滤波器（电容器-电阻器积分电路）被经常使用（见图2）。然而，现存的CR滤波器不能同时实现在占空比改变时良好地输出电压响应以及减小包含在输出电压中的脉动电压。

将详细描述与本发明相关的技术。如图2所示，占空比/电压转换电路201包括CR滤波器（CR积分电路）200，CR滤波器200进一步包括作为组成元件的第一电阻器203、电容器204以及第二电阻器205。第二电阻器205为连接至第一电阻器203与电容器204之间的连接点的负载电阻器。第一电阻器203的电阻值和电容器204的电容值与所输出的电压的平均值无关。从输出端子207输出的电压的平均值仅取决于输入信号的占空比。因此，占空比/电压转换电路201能够高度精确地将占空比转换成电压。然而，在占空比/电压转换电路201中，在输入信号的占空比改变的情况下输出电压改变所持续的响应时间与在同一情况下产生的输出电压的脉冲分量（即脉动，其取决于输入频率）彼此冲突，导致了在要求高响应速度的使用中有不利的较大脉动的问题。也就是说问题在于：虽然能够通过减小时间常数τ来缩短响应时间，但是如果减小时间常数τ，则脉动的振幅变大。

在公开号为No.6-37641（JP-A-6-37641）的日本专利申请中，图1公开了能够将PWM信号转换成脉动量小的电压信号的脉冲宽度/电压转换电路。此脉冲宽度/电压转换电路包括对PWM信号进行积分的第一CR积分电路、连接至第一CR积分电路的输出的模拟开关器件，以及当开关器件接通时连接至第一CR积分电路的第二CR积分电路。开关器件在PWM信号的高电平期间关断，而在PWM信号的低电平期间接通。

脉冲宽度/电压转换电路输出作为最终转换电压的由第二CR积分电路保持的PWM信号的低电平期间的电压的平均值。然而，整个PWM信号（覆盖信号的高电平期间和信号的低电平期间）的平均电压大于低电平期间的平均电压。因此，此脉冲宽度/电压转换电路存在的问题是：不能在输出电压上直接反映PWM信号的占空比（即，与直接反映占空比的情况相比较，产生了误差）。通过增加第一积分电路的时间常数，能够在一定程度上减小误差的大小。然而，这涉及到的问题是：当PWM信号的占空比改变时，输出电压的随动延迟。此外，当占空比为100%（持续在高电平）时，产生另一个问题：因为第二CR积分电路的输入端子一直是开路的，所以第二CR积分电路的输出电压变得不稳定，而第一CR积分电路的输出电压变成最大。公开号为No.6-37641（JP-A-6-37641）的日本专利申请中公开了具有与上述大致相同的问题的其它实施例，并且还具有零部件数量增加的问题。

发明内容

本发明提供一种减小了输出电压的脉动并改善了响应的低成本、高精确度的占空比/电压转换电路。

本发明的一个方案涉及一种将输入信号的占空比转换成电压电平并且输出所述电压电平的占空比/电压转换电路。所述占空比/电压转换电路包括：输入端子，所述输入信号输入至所述输入端子；第一CR积分电路，其对来自所述输入端子的所述输入信号进行积分；负载电阻器，其第一端直接或者间接连接至所述第一CR积分电路的输出点，并且其第二端接地；以及输出端子，其连接至所述负载电阻器。所述第一CR积分电路包括具有第一电阻器的第一路径以及具有其中反相部、第二电阻器以及第一电容器串联连接的第二路径，并且所述第一CR积分电路是其中所述第一路径的第一端和第二端分别连接至所述第二路径的第一端和第二端的并联电路，并且，所述第一路径的所述第一端与所述第二路径的所述第一端之间的连接点连接至所述输入端子，并且所述第一路径的所述第二端与所述第二路径的所述第二端之间的连接点是所述第一CR积分电路的所述输出点。

根据上述占空比/电压转换电路，与现有技术的占空比/电压转换电路相比较，在输入信号的低频区域中，第一CR积分电路的输出阻抗值减小，并且在负载电阻器上产生的电压变高（低频增益变大）。因此，与现有技术的占空比/电压转换电路相比较，在上述本发明的占空比/电压转换电路中能够改善在输入信号的占空比改变时输出电压的响应。此外，与现有技术的占空比/电压转换电路相比较，在输入信号的高频区域中，第一CR积分电路的输出阻抗值变大，并且因此在本发明的占空比/电压转换电路中输入信号的高频分量较不容易通过电路（高频增益减小）。因此，能够减小输出电压的脉动。此外，因为在输入信号的高电平期间和在输入信号的低电平期间均执行占空比/电压转换，所以本发明的占空比/电压转换电路能够执行能够精确反映占空比的高精度转换。此外，由于相对简单的结构，本发明的上述方案提供了一种低成本的占空比/电压转换电路。

在所述第二路径中的所述反相部、所述第二电阻器以及所述第一电容器可以自所述输入端子顺次串联连接。

根据此结构，在第二路径中对输入信号进行反相，并且将经反相的信号引导至第一电容器。因此，经由第一路径引导至第一电容器的信号与经由第二路径引导至第一电容器的信号在相位上相反，以使电荷必然聚集在第一电容器中。

所述负载电阻器可以是对从所述输出点发送出的信号进行积分的第二CR积分电路。

根据此结构，输入至第二CR积分电路的信号被平均（变平）了。因此，能够从输出端子获得稳定的输出电压。

所述第二CR积分电路可以包括其第一端连接至所述输出点的第三电阻器，以及其第一端连接至所述第三电阻器的第二端并且其第二端接地的第二电容器，并且所述第三电阻器与所述第二电容器之间的连接点连接至所述输出端子。

根据此结构，能够更确切地从输出端子获得稳定的输出电压。

N级的第三CR积分电路可以连接至所述第二CR积分电路作为接续至所述第二CR积分电路的多个级，其中N为等于或者大于1的任意整数；在自所述输入端子侧起的连接顺序中为第一级的所述第三CR积分电路的第一端可以连接至所述第二CR积分电路的所述第三电阻器与所述第二电容器之间的连接点；在自所述输入端子侧起的所述连接顺序中为第一级的所述第三CR积分电路的所述电容器的第一端可以连接至在自所述输入端子侧起的所述连接顺序中为第一级的所述第三CR积分电路的第二端；在自所述输入端子侧起的所述连接顺序中为第一级的所述第三CR积分电路的所述电容器的第二端可以接地；在所述连接顺序中的第二级和后续各级的所述第三CR积分电路的每一个的所述电阻器的第一端可以连接至前一级的所述第三CR积分电路的所述电阻器与所述电容器之间的连接点；所述第二级和后续各级的所述第三CR积分电路的每一个的所述电容器的第一端可以连接至同一级的所述第三CR积分电路的电阻器的第二端；并且所述第二级和后续各级的所述第三CR积分电路的每一个的所述电容器的第二端可以接地。

根据此结构，信号被第二CR积分电路和第三CR积分电路平均（变平）。因此，能够从输出端子获得更稳定的输出电压。

所述输出端子可以连接至在所述N级的所述第三CR积分电路中位于所述连接顺序中的终端级的所述第三CR积分电路的所述电阻器与所述电容器之间的所述连接点。

所述负载电阻器的第一端可以经由M级的第四CR积分电路连接至所述输出点，其中M为等于或者大于1的任意整数；各个所述第四CR积分电路可以并联连接至所述第一电容器，并且每个所述第四CR积分电路可以均具有在电阻器之间串联连接电容器的结构，并且所述负载电阻器的第一端可以连接至在所述M级的所述第四CR积分电路中位于终端级的所述第四CR积分电路的所述电容器与一个所述电阻器之间的连接点。

根据此结构，与现有技术的占空比/电压转换电路相比较，在输入信号的高频区域中第一CR积分电路和第四CR积分电路的输出阻抗值变大，并且因此输入信号的高频分量更不容易通过电路（高频增益减小）。此外，与本发明的第一方案的上述基本结构相比较，此结构由于第四CR积分电路的输出阻抗值而在输入信号的高频区域中具有增加的输出阻抗值，并且因此甚至更不容易允许输入信号的高频分量的通过（具有甚至更小的高频增益）。因此，能够进一步减小输出电压的脉动。

第五CR积分电路可以连接至所述第一路径的中间部分，并且第六CR积分电路可以连接至所述第二路径的中间部分；所述第五CR积分电路的电阻器的第一端可以连接至所述输入端子，并且所述第五CR积分电路的所述电阻器的第二端可以连接至所述第一电阻器的第一端；所述第五CR积分电路的电容器的第一端可以连接至所述第五CR积分电路的所述电阻器与所述第一电阻器之间的连接部分，并且所述第五CR积分电路的所述电容器的第二端可以接地；所述第六CR积分电路的电阻器的第一端可以连接至所述反相部的输出侧，并且所述第六CR积分电路的所述电阻器的第二端可以连接至所述第二电阻器的第一端；并且所述第六CR积分电路的电容器的第一端可以连接至所述第六CR积分电路的所述电阻器与所述第二电阻器之间的连接部分，并且所述第六CR积分电路的所述电容器的第二端可以接地。

根据此结构，由于配备有第五CR积分电路和第六CR积分电路，所以即使输入信号具有矩形波，由第五CR积分电路和第六CR积分电路输出发送出的信号也具有平缓上升和下降的形式。由于这个原因，即使在反相部的输出信号中发生时间延迟，也可以在第一路径的输出信号与第二路径的输出信号的总和（在输出点处的多路复用信号）中抑制棘波的出现。

与现有技术的占空比/电压转换电路相比较，根据依照本发明上述方案的占空比/电压转换电路，可以提供一种减小输出电压的脉动并改善响应的低成本且高精度的占空比/电压转换电路。

附图说明

通过下面参照附图对示例性实施例的描述，本发明的上述以及进一步的特征和优势将变得显而易见，附图中相似的标记用于表示相似的元件，其中：

图1是示出根据本发明的第一实施例的占空比/电压转换电路的图；

图2是示出根据现有技术的电压转换电路的示例的图；

图3是示出第一实施例中的输出电压与现有技术中的输出电压之间的比较的示意图；

图4是示出根据本发明的第二实施例的占空比/电压转换电路的图；

图5是示出根据现有技术的占空比/电压转换电路的图；

图6是示出将现有技术的占空比/电压转换电路与第二实施例的占空比/电压转换电路彼此并联连接至信号输入部分的结构的图；

图7是示出现有技术中的第一CR积分电路的输出阻抗值与第二实施例中的第一CR积分电路的输出阻抗值之间的比较的图；

图8是示出根据现有技术的电压转换电路的输出电压与第二实施例的电压转换电路的输出电压之间的比较的图；

图9是示出在图6所示的各个电压转换电路中的第一CR积分电路与第二CR积分电路之间插入具有增益比1的理想放大器的结构的图；

图10是示出图9所示的占空比/电压转换电路的输出电压的图；

图11是示出根据本发明的第三实施例的占空比/电压转换电路的图；

图12是示出根据现有技术的电压转换电路的示例的图；

图13是示出根据现有技术的电路的输出电压的增益与第三实施例中的电路的输出电压的增益之间的比较的图；

图14是示出根据本发明的第四实施例的占空比/电压转换电路的图；

图15是示出图12所示的现有技术电路的输出电压的增益与第四实施例中的电路的输出电压的增益之间的比较的图；

图16是示出根据本发明的第五实施例的占空比/电压转换电路的图；

图17A至图17D是用于示出第五实施例与另一个实施例比较的效果的图，其中图17A示出输入信号的波形，图17B示出由反相部对输入信号进行反相的状态，图17C示出另一实施例中的输出点处的多路复用信号，图17D示出在由第五CR积分电路处理如图17A所示的信号并且由第六CR积分电路处理如图17B所示的信号的情况下，第五实施例中的输出点处的多路复用信号；

图18是示出输入信号为正弦波信号的情况的图；以及

图19是示出在输入信号为包括任意频率分量的模拟信号的情况下，经由旁通滤波器来处理输入信号所获得的输出信号的图。

具体实施方式

【第一实施例】将参照附图描述本发明的第一实施例。图1是示出根据第一实施例的占空比/电压转换电路的图。

根据本实施例的占空比/电压转换电路（以下简称“电压转换电路”）是将输入信号（PWM信号）的占空比转换成电压电平，并且输出该电压电平的电路。

电压转换电路1包括：输入端子2、第一CR（电容器-电阻器）积分电路3、负载电阻器4以及输出端子5。

输入信号（PWM信号）输入至输入端子2。

第一CR积分电路3对经由输入端子2输入的输入信号进行积分。第一CR积分电路3包括具有第一电阻器6的第一路径7以及反相部8、第二电阻器9和第一电容器10在其中串联连接的第二路径11。第一CR积分电路是并联电路，其中第一路径7的第一端和第二端分别连接至第二路径11的第一端和第二端。在第一CR积分电路3中，第一路径7的第一端与第二路径11的第一端之间的连接点连接至输入端子2，并且第一路径7的第二端与第二路径11的第二端之间的连接点用作输出点12。在第二路径11中，反相部8、第二电阻器9和第一电容器10自输入端子2侧以前述顺序串联连接。

负载电阻器4的第一端连接至第一CR积分电路3的输出点12，并且负载电阻器4的第二端接地。在图1所示的示例性结构中，配备负载电阻器4作为第三电阻器15。也就是说，第三电阻器15的第一端连接至输出点12，并且第三电阻器15的第二端接地。顺便提及的是，能够改变负载电阻器4的形式，稍后将结合第二实施例等对其进行描述。

输出端子5连接至负载电阻器4（第三电阻器15）。在图1所示的示例性结构中，输出端子5连接至第三电阻器15的上述第一端。

接下来将以图1所示的电路作为示例来描述电压转换电路1的操作。为取得更容易理解实施例的效果，下面的描述将与现有技术的电压转换电路同时进行。图2是示出根据现有技术的电压转换电路的示例的图。

如图2所示，根据现有技术的电压转换电路20包括第一CR积分电路200以及作为负载电阻器的第二电阻器205。第一CR积分电路200包括其第一端连接至输入端子203的第一电阻器203以及其第一端连接至第一电阻器203的第二端并且其第二端接地的第一电容器204。第二电阻器205的第一端连接至在第一电阻器203与第一电容器204之间的连接点，并且第二电阻器205的第二端接地。第二电阻器205的第一端连接至输出端子207。第一电阻器203的电阻值为R₁（Ω）并且第二电阻器205的电阻值为R₂（Ω）。

另一方面，在根据本实施例的电压转换电路1中，第一电阻器6的电阻值为R_x（Ω），其中R_x=R₁/2。第二电阻器9的电阻值也为R_x（Ω）。电压转换电路1的第一电容器10的电容值等于现有技术的第一电容器204的电容值。此外，电压转换电路1的第三电阻器15的电阻值为R₂（Ω），该电阻值等于现有技术的第二电阻器204的电阻值。由于电阻值和电容值的上述设置，本实施例的电压转换电路1和现有技术的电压转换电路201在截止频率上大致相等。

首先，将考虑输入信号的低频分量。为了更容易理解，假设输入信号（直流）具有0H_Z频率。如果输入信号的频率为0H_Z，则在本实施例中第一电容器10的阻抗值为无穷大，于是第一CR积分电路3的输出阻抗值为R_x（=R₁/2）（Ω）。另一方面，在现有技术中，如果输入信号的频率为0H_Z，则第一电容器204的阻抗值为无穷大，于是第一CR积分电路200的输出阻抗值为R₁（Ω）。也就是说，在本实施例中的第一CR积分电路3的输出阻抗值为在现有技术中的第一CR积分电路200的输出阻抗值的1/2。此处，当考虑在本实施例中的第一电阻器6和第三电阻器15的分电压和在现有技术中的第一电阻器203和第二电阻器205的分电压时，在低频区域中，在本实施例中经过第三电阻器15的电压高于在现有技术中经过第二电阻器205的电压（即，在本实施例中的低频增益高于在现有技术中的低频增益）。因此，当输入的PWM信号的占空比时，本实施例具有更佳的输出电压响应。图3是示出本实施例中的输出电压与现有技术中的输出电压之间的比较的示意图。由图3所图示的能够理解，就当输入信号的占空比改变时输出电压的响应而言，在本实施例中的输出电压的曲线Vo-b比在现有技术中的输出电压的曲线Vo-a更佳。

接下来，将考虑输入信号的高频分量。该高频分量是其频率充分高于截止频率的分量。就输入信号的高频分量而言，在本实施例中，如果反相部8的输出电阻值为0，则第一电容器10的阻抗值为0（Ω），并且第一CR积分电路3的输出阻抗值为R_x/2（Ω）。另一方面，在现有技术中，第一电容器204的阻抗值为0（Ω），并且由于其影响，第一CR积分电路200的输出阻抗值接近0（Ω）。当考虑到在本实施例中的第一CR积分电路3的输出阻抗值和第三电阻器15的分电压以及在现有技术中的第一CR积分电路200的输出阻抗值和第二电阻器205的分电压时，在高频区域内，在本实施例中的经过第三电阻器15的电压低于在现有技术中经过第二电阻器205的电压（即，在高频增益上，本实施例大于现有技术）。因此，在本实施例中，高频分量容易衰减，并且输出信号的脉动振幅对应地较小。由图3能够理解在本实施例中输出电压的曲线Vo-b在输出电压脉动上小于在现有技术中的输出电压的曲线Vo-a。

因此，根据本实施例，与根据现有技术的占空比/电压转换电路相比较，能够减小输出电压的脉动并且能够改善响应。此外，在输入信号的高电平期间和在输入信号的低电平期间均执行占空比/电压转换，于是有可能执行能够精确反映占空比的高精度转换。此外，因为相对简单的结构，所以本实施例提供了一种低成本的占空比/电压转换电路。

【第二实施例】将参照附图描述本发明的第二实施例。图4是示出根据第二实施例的占空比/电压转换电路的图。

根据第二实施例的占空比/电压转换电路20与第一实施例的电路的不同在于负载电阻器4的配置，而就电路20的其他结构而言，与第一实施例的电路大致相同。在第一实施例中的负载电阻器4是简单的电阻器，而在第二实施例中的负载电阻器4是对来自输出点12的信号进行积分的第二CR积分电路14。第二CR积分电路14包括其第一端连接至输出点12的第三电阻器15以及其第一端连接至第三电阻器15的第二端的第二电容器16。第三电阻器15与第二电容器16之间的连接点连接至输出端子5。

第二实施例能够取得与第一实施例大致相同的效果。将参照图5至图10描述第二实施例的效果。图5是示出根据现有技术的占空比/电压转换电路的图。图6是示出将现有技术的占空比/电压转换电路（以下简称“电压转换电路”）与本实施例的占空比/电压转换电路（以下简称“电压转换电路”）彼此并联连接至信号输入部分的结构的图。图7是示出现有技术中的第一CR积分电路的输出阻抗值与本实施例中的第一CR积分电路的输出阻抗值之间的比较的图。图8是示出根据现有技术的电压转换电路的输出电压与本实施例的电压转换电路的输出电压之间的比较的图。

图5中所示的现有技术电压转换电路300与图2中所示的现有技术电路200的不同之处在于：图2中所示的现有技术的第二电阻器205由第二CR积分电路202代替，而其他结构与图2中所示的现有技术电路的结构相同。在图5中所示的现有技术电路300中，第二CR积分电路202包括其第一端连接至第一CR积分电路204的输出点的第二电阻器205以及其第一端连接至第二电阻器205的第二端并且其第二端接地的第二电容器206。第二电阻器205与第二电容器206之间的连接点连接至输出端子207。

在图6中，现有技术电压转换电路300和本实施例的电压转换电路20并联连接的原因是为了将相同的信号输入至现有技术电路和本实施例的电路。将考虑在图6中当从信号输入部分输入PWM信号时所获得的输出电压。

在图7中，用曲线G1以与第一实施例中大致相同的原理示出本实施例的电压转换电路20中的第一IC积分电路3的输出阻抗值。另一方面，在现有技术电压转换电路300中，用曲线G2示出第一积分电路200的输出阻抗值。由曲线G1和曲线G2能够看出，在低频区域中，本实施例的电压转换电路20中的输出阻抗值低于在现有技术电压转换电路300中的输出阻抗值。此外，在高频区域中，本实施例的电压转换电路20中的输出阻抗值高于在现有技术电压转换电路300中的输出阻抗值。因此，本实施例在低频增益上高于现有技术，而在高频增益上低于现有技术。因为这样，所以第二实施例能够取得与第一实施例大致相同的效果。图8是示出本实施例的输出电压与现有技术的输出电压之间的比较的图。由图8能够理解，就当输入信号的占空比改变时输出电压的响应而言，在本实施例中的输出电压的曲线Vo-b比在现有技术中的输出电压的曲线Vo-a更佳。顺便提及的是，尽管在图8所示的图中，本实施例与现有技术在脉动的振幅上似乎差别不大，但是通过适当地设置电阻值、电容值等，能够放大本实施例与现有技术之间的脉动振幅的差别。

图9是示出在图6所示的电压转换电路20的第一CR积分电路3与第二CR积分电路14之间插入具有增益比1的理想放大器21，并且在电压转换电路300的第一CR积分电路200与第二CR积分电路202之间插入具有增益比1的理想放大器301的结构的图。插入理想放大器21和301的原因是形成能够将负载电阻器（第二CR积分电路14和202）当作好像其不连接至第一积分电路3和200的情况。图10是示出来自图9中所示的输出端子5和207的输出电压的图。如图10所示，在本实施例中的输出电压的曲线Vo-b和在现有技术中的输出电压的曲线Vo-a彼此完全重合。这意味着，当负载电阻器4连接至第一CR积分电路3时，本实施例的第一CR积分电路3能够取得上述效果。

【第三实施例】将参照附图描述本发明的第三实施例。图11是示出根据第三实施例的占空比/电压转换电路的图。

根据第三实施例的占空比/电压转换电路23具有N（N为等于或者大于1的任意整数）级的第三CR积分电路18连接成接续在第二CR积分电路14之后的级的结构，该第三CR积分电路18与图4所示的第二实施例中的该第二CR积分电路14相同，作为自输入侧（即，邻接于第二CR积分电路14）第一级的第三CR积分电路18的电阻器19连接至第二CR积分电路14的第三电阻器15与第二电容器16之间的连接点，并且第二级以及后续级的各个第三CR积分电路18的电阻器19连接至前一级的第三CR积分电路18的电阻器19与电容器22之间的连接点。此外，输出端子5连接至N级的第三CR积分电路18中位于最后一级（终端）的一个第三CR积分电路18的电阻器19与电容器22之间的连接点。在图11所示的示例性结构中，整数N被设置为2。顺便提及的是，N可以被设置为1、3、4…。

根据第三实施例，由第二CR积分电路14和第三CR积分电路18将信号平均（变平）。因此，可从输出端子5获得更稳定的输出电压。

为了示出第三实施例的效果，对第三实施例和现有技术进行比较。图12是示出根据现有技术的电压转换电路的示例的图。图12所示的电压转换电路301包括与图5所示的电压转换电路300等同的电路布置，并且配备第二CR积分电路202作为接续在该电路配置之后的级。

在图5所示的现有技术中，一级的第二CR积分电路202并联连接至电容器204。另一方面，图12所示的现有技术的电压转换电路301与图5所示的现有技术电路的不同之处在于：多级（在图12所示的示例性布置中为三级）的第二CR积分电路202并联连接至电容器204，但是其他结构与图5所示的现有技术的结构大致相同。在图12所示的现有技术电路中，第一级的第二CR积分电路202包括其第一端连接至第一CR积分电路200的输出点的第二电阻器205以及其第一端连接至第二电阻器205的第二端并且其第二端接地的第二电容器206。第二级的第二CR积分电路202包括其第一端连接至第一级第二CR积分电路202的输出点（即，在第一级的第二CR积分电路202中的第二电阻器205与第二电容器206之间的连接点）的第二电阻器205以及其第一端连接至第二电阻器205的第二端并且其第二端接地的第二电容器206。第三级以及后续级的第二CR积分电路202以相同的方式构造。对于最后一级（在图12所示的示例性结构中为第三级）的第二CR积分电路202而言，第二电阻器205与第二电容器206之间的连接点连接至输出端子207。

图13是示出根据现有技术的输出电压的增益与第三实施例中的输出电压的增益之间的比较的图。由图13能够看出，本实施例在低频增益上高于现有技术而在高频增益上低于现有技术。因此，与现有技术的占空比/电压转换电路相比较，本实施例能够减小输出电压的脉动并且能够改善响应。

【第四实施例】将参照附图描述本发明的第四实施例。图14是示出根据第四实施例的占空比/电压转换电路的图。

在根据第四实施例的占空比/电压转换电路24中，负载电阻器4（也就是在图14所示的示例性结构中的第二CR积分电路14）经由M（M为等于或者大于1的任意整数）级的第四CR积分电路25连接至与第一实施例的电路布置等同的电路布置的输出点12。各个第四CR积分电路25具有第三电阻器29、第三电容器30和第四电阻器31顺序串联连接的结构。对于第一级的第四CR积分电路25而言，第三电阻器29的第一端连接至输出点12，并且第四电阻器31的第一端连接至第一电容器10与第二电阻器9之间的连接点。对于各个第二级以及后续级的第四CR积分电路25而言，第三电阻器29的第一端连接至在前一级的第四CR积分电路25中的第三电阻器29与第三电容器30之间的连接点，并且第四电阻器31的第一端连接至在前一级的第四CR积分电路25中的第二电容器30与第四电阻器31之间的连接点。此外，在最后一级的第四CR积分电路25中的第三电阻器29与第三电容器30之间的连接点连接至负载电阻器4的第一端（也就是在图14所示的示例性结构中的第二CR积分电路14）。第四CR积分电路25与第一电容器10并联连接。

与现有技术的占空比/电压转换电路301（见图12）相比较，第四实施例的占空比/电压转换电路在输入信号的高频区域中的第一CR积分电路3和第四CR积分电路25具有较大的输出阻抗值，并且因此，只要两个占空比/电压转换电路之间的时间常数相等，第四实施例的占空比/电压转换电路较不容易允许输入信号的高频分量通过（具有较小的高频增益）。此外，与第三实施例相比较，第四实施例由于第四CR积分电路25的输出阻抗值而在输入信号的高频区域中具有较大的输出阻抗值，并且只要两个实施例之间的时间常数相等，第四实施例的占空比/电压转换电路甚至更不容易允许输入信号的高频分量通过（具有甚至更小的高频增益）。因此，第四实施例能够进一步减小输出电压的脉动。

图15是示出图12所示的现有技术电路的输出电压的增益与第四实施例中的电路的输出电压的增益之间的比较的图。由图15能够看出，第四实施例在低频增益上高于现有技术而在高频增益上低于现有技术。此外，与第三实施例相比较，第四实施例由于第四CR积分电路25的输出阻抗值而在输入信号的高频区域中在高频增益上更低。

【第五实施例】将参照附图描述本发明的第五实施例。图16是示出根据第五实施例的占空比/电压转换电路的图。

根据第五实施例的占空比/电压转换电路32与根据第三实施例的占空比/电压转换电路23的不同之处在于：第五CR积分电路33连接至第一路径7的中间部分，并且第六CR积分电路34连接至第二路径11的中间部分，而其他结构与第三实施例的结构大致相同。第五CR积分电路33包括电阻器26和电容器27。电阻器26的第一端连接至输入端子2，并且电阻器26的第二端连接至第一电阻器6的第一端。电容器27的第一端连接至电阻器26与第一电阻器6之间的连接点，并且电容器27的第二端接地。第六CR积分电路34包括电阻器28和电容器29。电阻器28的第一端连接至反相部8的输出侧，并且电阻器28的第二端连接至第二电阻器9的第一端。电容器29的第一端连接至电阻器28与第二电阻器9之间的连接点，并且电容器29的第二端接地。

图17A至图17D是用于示出第五实施例与另一个实施例比较的效果的图。图17A示出输入信号的波形，并且图17B示出由反相部8对输入信号进行反相的状态。图17C示出另一实施例中的输出点12处的多路复用信号，并且图17D示出在由第五CR积分电路33处理图17A所示的信号并且由第六CR积分电路34处理图17B所示的信号的情况下，第五实施例中的输出点12处的多路复用信号。

一般而言，反相部8（即，C-MOS反相器IC）在其输入信号S1（见图17A）与其输出信号S2（见图17B）之间具有预定的时间延迟（反相所需的时间）。因此，在输出点12处的多路复用信号S3中，产生对应于如图17C所示的延迟时间的棘波30。因为有可能将棘波30的高频分量作为噪音辐射，所以优选的是不产生棘波30。因此，配备第五CR积分电路33和第六CR积分电路34。

根据第五实施例，由于配备了第五CR积分电路33和第六CR积分电路34，所以即使输入信号S1具有如图17A所示的矩形波，由第五CR积分电路33和第六CR积分电路34输出的信号也具有平缓上升和下降的形式。由于这个原因，即使如图17B所示在反相部8的输出信号S2中发生时间延迟，也可以在第一路径7的输出信号与第二路径11的输出信号的总和（在输出点12处的多路复用信号S4）中抑制棘波30的出现（见图17D）。

顺便提及的是，尽管在上述实施例中，输入信号是矩形波，但是输入信号不限于矩形波。例如，输入信号可以是如图18所示的正弦波。在输入信号为正弦波的情况下满足：提供用于判定信号是处于高电平还是处于低电平的阈值，如果信号电平超过阈值则将信号判定为处于高电平，并且如果信号电平小于阈值则将信号判定为处于低电平。如果正弦波的周期为T2并且每个周期中的高电平持续时间为T1，则T1/T2为占空比。

此外，输入信号可以是如图19所示包含任意频率分量的模拟信号。在这种情况下，上述实施例中的反相部使用运算放大器等代替C-MOS反相器IC。此外，在各个CR积分电路中，电阻器和电容器彼此替换。电阻器和电容器的这样的互换将CR积分电路变为CR微分电路。由于这个原因，能够将上述实施例应用到在低频区域中在截止特性上良好的旁路滤波器上。

本发明适用于减小输出电压的脉动并且改善响应的占空比/电压转换电路。

虽然已经参照其示例性实施例描述了本发明，但是应理解的是，本发明不限于所描述的实施例或者结构。相反地，本发明有意覆盖各种改进和等同布置。此外，虽然以各种示例性组合和配置示出所公开的发明的各种元件，但是其他组合和配置，包括更多、更少或者仅有单个元件的组合和配置，也在所附的权利要求的范围之内。

Claims

1.一种将输入信号的占空比转换成电压电平并且输出所述电压电平的占空比/电压转换电路，所述占空比/电压转换电路包括：

输入端子，所述输入信号输入至所述输入端子；

第一CR积分电路，其对来自所述输入端子的所述输入信号进行积分；

负载电阻器，其第一端直接或者间接连接至所述第一CR积分电路的输出点，并且其第二端接地；以及

输出端子，其连接至所述负载电阻器，

其中，所述第一CR积分电路包括具有第一电阻器的第一路径以及具有串联连接的反相部、第二电阻器以及第一电容器的第二路径，并且所述第一CR积分电路是其中所述第一路径的第一端和第二端分别连接至所述第二路径的第一端和第二端的并联电路，并且其中，所述第一路径的所述第一端与所述第二路径的所述第一端之间的连接点连接至所述输入端子，并且所述第一路径的所述第二端与所述第二路径的所述第二端之间的连接点是所述第一CR积分电路的所述输出点。

2.根据权利要求1所述的占空比/电压转换电路，其中，在所述第二路径中的所述反相部、所述第二电阻器以及所述第一电容器自所述输入端子顺次串联连接。

3.根据权利要求1所述的占空比/电压转换电路，其中，所述负载电阻器是对从所述输出点发送出的信号进行积分的第二CR积分电路。

4.根据权利要求3所述的占空比/电压转换电路，其特征在于，所述第二CR积分电路包括其第一端连接至所述输出点的第三电阻器，以及其第一端连接至所述第三电阻器的第二端并且其第二端接地的第二电容器，并且所述第三电阻器与所述第二电容器之间的连接点连接至所述输出端子。

5.根据权利要求3所述的占空比/电压转换电路，其中：

N级的第三CR积分电路连接至所述第二CR积分电路作为接续至所述第二CR积分电路的多个级，其中N为等于或者大于1的任意整数；

在自所述输入端子侧起的连接顺序中为第一级的所述第三CR积分电路的第一端连接至所述第二CR积分电路的所述第三电阻器与所述第二电容器之间的连接点；

在自所述输入端子侧起的所述连接顺序中为第一级的所述第三CR积分电路的所述电容器的第一端连接至在自所述输入端子侧起的所述连接顺序中为第一级的所述第三CR积分电路的第二端；

在自所述输入端子侧起的所述连接顺序中为第一级的所述第三CR积分电路的所述电容器的第二端接地；

在所述连接顺序中的第二级和后续各级的所述第三CR积分电路的每一个的所述电阻器的第一端连接至前一级的所述第三CR积分电路的所述电阻器与所述电容器之间的连接点；

所述第二级和后续各级的所述第三CR积分电路的每一个的所述电容器的第一端连接至同一级的所述第三CR积分电路的所述电阻器的第二端；并且

所述第二级和后续各级的所述第三CR积分电路的每一个的所述电容器的第二端接地。

6.根据权利要求5所述的占空比/电压转换电路，其中，所述输出端子连接至在所述N级的所述第三CR积分电路中位于所述连接顺序中的终端级的所述第三CR积分电路的所述电阻器与所述电容器之间的所述连接点。

7.根据权利要求1所述的占空比/电压转换电路，其中：

所述负载电阻器的第一端经由M级的第四CR积分电路连接至所述输出点，其中M为等于或者大于1的任意整数；

各个所述第四CR积分电路并联连接至所述第一电容器，并且每个所述第四CR积分电路均具有在电阻器之间串联连接电容器的结构，并且

所述负载电阻器的第一端连接至在所述M级的所述第四CR积分电路中位于终端级的所述第四CR积分电路的所述电容器与一个所述电阻器之间的连接点。

8.根据权利要求1所述的占空比/电压转换电路，其中：

第五CR积分电路连接至所述第一路径的中间部分，并且第六CR积分电路连接至所述第二路径的中间部分；

所述第五CR积分电路的电阻器的第一端连接至所述输入端子，并且所述第五CR积分电路的所述电阻器的第二端连接至所述第一电阻器的第一端；

所述第五CR积分电路的电容器的第一端连接至所述第五CR积分电路的所述电阻器与所述第一电阻器之间的连接部分，并且所述第五CR积分电路的所述电容器的第二端接地；

所述第六CR积分电路的电阻器的第一端连接至所述反相部的输出侧，并且所述第六CR积分电路的所述电阻器的第二端连接至所述第二电阻器的第一端；并且

所述第六CR积分电路的电容器的第一端连接至所述第六CR积分电路的所述电阻器与所述第二电阻器之间的连接部分，并且所述第六CR积分电路的所述电容器的第二端接地。