CN102484578A - 用于卫星系统的改进的同步检测和频率恢复 - Google Patents

Abstract

描述了用于帧同步检测的方法。在多个延迟和共轭复用器处计算数据流的第一和第二微分相关。使用前一组微分相关对该第一和第二微分相关进行卷积。在同步检测器处使用经过卷积的微分相关计算处相关峰值来检测帧同步。

Description

用于卫星系统的改进的同步检测和频率恢复

相关申请的引用

本发明要求了序列号为61/217333，申请于2009年5月29日的美国临时专利申请的优先权，其被全部引用至本申请。

技术领域

本发明的基本原理涉及用于卫星系统的改进的帧同步检测和频率恢复的方法和设备。

背景技术

传统的帧同步检测仅仅使用1T微分校正(differential correction)。在ETSITF 102 376 V1.1.1，DVB-S2规范的附录C.2.1中描述了这一概念，并讨论了使用1T微分相关用于帧同步检测。

此外，Heinrich Meyr等人的“数字通信接收器：同步、信道估计和信号处理”给出了使用公知的接收器设计和实现的前馈载波恢复方法的示例。

美国专利5,878,088和5,943,369描述了已知的符号定时恢复方法。本发明的原理通过使用本文中的频率估计方法来对上述方法做出改进。

发明内容

本发明的原理致力于解决现有技术中的这些和其他不足和缺陷，本发明的原理关于用于卫星系统的改进的帧同步检测和频率恢复的方法和设备。

根据本发明的原理的一个方面，其提供了用于卫星系统的改进的帧同步检测和频率恢复的方法和设备。

其描述了一种用于帧同步检测的方法和用于执行帧同步检测的设备。在多个延迟和共轭复用器处计算数据流的第一和第二微分相关。使用前一组微分相关对所述第一和第二微分相关进行卷积。在同步检测器处使用经过卷积的微分相关计算出相关峰值来检测帧同步。

如果使用盲模式，在掩蔽块处对来自经过卷积的微分相关的数据进行掩蔽。在标志相关器处计算经过卷积的微分等式的乘积。在加法器处对经过卷积的微分等式的乘积进行求和。在绝对值块处生成经过卷积的微分等式的绝对值。在量级块处计算经过卷积的微分等式的相关的量级来确定相关峰值。所述第一微分相关是1T微分相关，所述第二微分相关是2T微分相关。

回转速率限制器计算出一个适应阈值。使用经过卷积的微风等式和该适应阈值来计算相关峰值。

描述了数据辅助频率估计方法和用于执行数据辅助频率估计的设备。在存储数据域接收包含多个同步信号的多个数据帧，所述多个同步信号在以已知的间隔进行传输的每一个数据帧中具有相同的同步模式。在求和(sum)功能块和增大(arg)功能块处计算所述多个数据帧的频率估计。通过使用等式 ${\mathrm{\Ω}}^{\′}{T}_s=\arg \left\{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{L}{\mathrm{\Σ}}\left[z_{n+1,k}{z}_{n,k}^{*}\right]\left[z_{n+1,k+1}{z}_{n,k+1}^{*}\right]\right\}$ 来执行对微分相关的计算，其中，Ω′表示频率估计，T_s表示符号速率，k表示用于指示当前同步数据域的索引，L表示同步数据域的长度，z表示接收的信号和噪声。

描述无数据辅助最大可能性频率估计的方法和用于执行无数据辅助最大可能性频率估计的设备。在存储数据域接收包括多个同步信号的多个数据帧。在Mth功率块处计算在所述多个数据帧上的最大可能性。在自相关块处执行自相关功能来同所述Mth功率块交换相位跳跃增量测量。在求和功能块和增大功能块处执行微分相关。微分相关使用等式 ${\mathrm{\Ω}}^{\′}{T}_s=\arg \left\{\underset{L}{\mathrm{\Σ}}{y}_{n+1}{y}_n^{*}\right\}$ 和 $y\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{z\left(n\right)}^{M}z{(n-l)}^M,$ 其中N＞L。

描述了被反馈频率恢复回路电路执行的频率估计校正的方法和频率估计校正设备。在接收的数据信号中的同步符号和数据符号上执行反转。在匹配滤波器处对所述数据信号进行处理。在频率估计器处基于来自所述匹配滤波器的经过处理的数据信号执行频率估计。在回路滤波器处对所述频率估计进行平滑处理。在数字控制振荡器处把输出信号反馈到反转器。在符号定时恢复块处对所述数据信号进行再抽样，从而完成所述同步符号和数据符号的定时恢复。

描述了在前馈频率恢复回路电路中的频率估计校正方法和用于频率估计校正的设备。在符号定时恢复块处对数据信号进行再抽样，从而完成同步符号和数据符号的定时恢复。匹配滤波器对所述数据信号进行处理。频率估计器基于来自所述匹配滤波器的经过处理的数据信号执行频率估计。数字控制振荡器把输出信号反馈到反转器。

通过结合着附图阅读如下具体实施例的描述能够清楚的了解本发明原理的这些和其他方面、特征和优点。

附图说明

图1的示例图示出了显示PL头(PLHEADER)和导频块；

图2示出了用于帧同步的现有技术的DVB-S2微分相关硬件实现；

图3示出了根据本发明原理的用于帧同步的改进的微分相关硬件实现；

图4的流程图示出了使用了回转率限制器的用于帧同步检测的算法；

图5示出了使用了用于增加适配阈值的回转率限制器的微分关联硬件的硬件实现；

图6示出了用于数据辅助频率估计器的硬件实现；

图7示出了当使用数据辅助频率估计时的微分关联输出图和对应的估计频移图；

图8的图示出了使用数据辅助频率估计时候的均方根估计误差(rootmean square estimation error，RMSEE)和SNR之比；

图9示出了根据本发明的原理的不使用数据辅助的频率恢复算法的硬件实现；

图10示出了传统ML频率恢复算法的性能图；

图11示出了根据本发明原理的修改的ML频率恢复算法的性能图；

图12示出了当使用传统的ML方法和修改的ML方法时候的频移估计器输出的比较；

图13的图示出了根据本发明的原理NDA-ML算法的均平法估计误差；

图14示出了根据本发明原理的反馈频率估计硬件块图；以及

图15示出了根据本发明原理的前馈频率估计硬件块图。

具体实施方式

一些示例中描述的特征或者方面能够被调整后适用于其他示例。虽然这里描述的示例是在一些具体的环境下描述的，但是这些描述不应该被用于把特征和概念局限于这些示例或者环境。

例如，这里描述的示例可能是在方法或者过程、设备、或者软件程序中被实现的。即使是仅仅在一种形式的实现中描述这些示例(例如，仅仅作为方法描述)，这些描述的示例或特征也能够使用其它形式(例如设备或程序)来实现。例如，能够使用合适的硬件、软件和固件来实现设备。例如，能够在诸如计算机或其他处理设备中实现该方法。此外，可以通过用处理设备或其他设备来执行指令来实现该方法，这些指令被存储在计算机可读介质中，例如，CD或者其他计算机可读存储介质，或者集成电路。进一步地，计算机可读介质可以存储由这些实现生成的数据值。

本领域的普通技术人员应该知道，实现也可以生成用于承载信息的信号，这些信号可以被存储或传输。例如，这些信息能够包括用于执行方法的指令或者由一个描述的实施例生成的数据。信号可以使用多种形式，例如，该信号可以是模拟信号、数字信号，以及该信号可以是基带信号或者被调制到适合传输的载波频率上。进一步地，该信号可以被记录在计算机可读介质上。

此外，可以在编码器、编码器的预处理器、解码器或者解码器的预处理器中的一个或多个中实现这些实现。这些描述的或者能够预期到的实现能够在多个不同的应用和产品中使用。应用或者产品的例子包括机顶盒、手机、个人数字助理(PDA)、电视、个人记录设备(例如PVR、计算机上运行的记录软件、VHS记录设备)、磁带、在因特网(Internet)或其他通信链路上的数据流和视频点播。

进一步地，由本说明书能够构想出其它实现。例如，可以通过对本说明提供的实现的各个特征进行组合、删除、修改或者补充来生成其它实现。

在这里，我们描述了通过对1T微分相关增加2T微分相关来提高帧同步检测的方法。同时使用1T微分相关和2T空间微分相关能够在低信噪比(signalto noise ratio，SNR)时提供改进的相关相应。该方法对传统的DVB-S2帧同步检测算法增加了2T微分相关。

1T和2T微分相关的组合允许系统在有5％额外带宽的时候锁定在1dbSNR。和DVB-S2标准相比，在维持对硬件要求最小的情况下，其允许卫星系统的运行在信道上具有更大的能力。

随着信道能力增强，发生了额外带宽的使用。必须要减少这类额外的带宽。现有的算法不能够在减少额外带宽使用的同时增加信道能力。这里的设置提供的算法是使用与第一正交相关平行的第二正交相关。这与头和导频信号的直接相关是不同的，直接相关对载波偏移敏感，并且很难保持低的SNR和低的额外带宽使用。

为了在具有SNR阈值是1.5db的系统中找到帧同步，两级的微分相关被使用。在微分关联中增加了时延会增加对载波偏移的敏感度，但是这对卫星接收器期待的偏移段不是问题。把1T和2T微分相关组合使用能够把微分参考信号(differentiated reference signal)和微分接收信号(differentiated receivedsignal)进行关联。这就导致了载波偏移在关联上的效果。载波偏移是指信号的转动，该信号的转动是由于在传输载波频率和用于把接收的信号下载到基带上的振荡器链的频率之中的差异引起的。

改变微分参考之中的符号的个数会产生额外的正交信号，该正交信号当和类似的微分接收信号相关的时候能够提供一种方法来增加在接收的序列中检测出参考信号的可能性。具体而言，基于延迟的输入信号的共轭乘积(conjugate product)来生成信号。1T微分相关使用了信号和延迟了一个符号的该信号的共轭乘积。2T微分相关使用了信号和延迟了两个符号的该信号的共轭乘积。3T和更长的微分相关进一步地提高了帧同步检测，并且也能够实现在本发明中。

上述的1T和2T微分相关可以表示为：

dref₁(n)＝ref(n)ref^*(n+1)   n∈0...N-2

dref₂(n)＝ref(n)ref^*(n+2)   n∈0...N-3     (1)

其中，N是参考序列的长度，ref(n)和drefm(n)是微分相关参考。

在接收器端，为了处理的目的，信号被接收，并表示为：

dy₁(n)＝y(n)y^*(n+1)

dy₂(n)＝y(n)y^*(n+2)      (2)

其中，y(n)是接收的信号，在该接收信号之中有参考信号ref(n)。

信号dy₁和dy₂被计算，并使用时间反转信号dref₁和dref₂进行卷积。这些相关的结果被相加到一起，并且相关峰值指示了存在着希望得到的参考信息，该参考信号被用于帧同步回复。

回转速率限制适应阈值(slew rate limited adaptive threshold)也可以被用于协助帧同步相关，其在如下的段落中描述。

在卫星系统中，如图1所示的参考信号位于PL头和导频块数据域。PL头数据域被分为SOF块和PLS码(PLSCODE)块。SOF块和可选的导频块总是存在的，而PLS码块一般在广播的应用场景中出现。PL头被编码从而允许盲检测，使得PLS码块的64个符号的32个具有相关性。SOF块包括26个符号，PLS码块包括64个符号，并且可选的导频块包括36个符号。在本发明的设置中，上述所有中的一些被用作ref信号。图1示出了DVB-S2帧结构的示例图，在该示例图中，其显示了PL头和导频块。

图2示出了现有技术中用于帧同步的DVB-S2微分相关。延迟复用器201和共轭复用器203计算了一个微分相关。缓冲器205是用于存储相关的过去抽样的移位寄存器。标志相关器(sign correlator)207计算存储的微分相关和由延迟复用器201和共轭复用器203计算的微分相关的乘积。加法器阶段209代表了一个加法器树，用于对相关乘积进行求和。绝对值块211生成相关乘积的绝对值。量级估计模块213计算相关的量级(magnitude)。同步检测器215发现相关峰值，并对发现的相关峰值进行匹配来生成匹配于卫星系统定时的参考信号。

图3示出了使用1T和2T微分相关的改进的微分相关系统。延迟复用器和共轭复用器301和302以及303和304分别计算了dy₁和dy₂。缓冲器305和306分别接收dy₁和dy₂，并像移位寄存器一样来存储相关的过去的抽样。掩蔽(MASK)307用于把不用于盲模式的数据给掩蔽出。掩蔽307在如图2所示的传统的系统的并不存在。

在盲模式中，PLS码块可能是未知的，并且仅仅是PL头，以及可能有导频数据域，用于微分相关。可选地，在盲模式中，由于在PLS码的编码中每隔一个的抽样或者与其前面的抽样一样或者相反，1T微分相关的PLS码数据的一半是可以知道的。在盲模式中不能在PLS码上使用2T微分相关，但是，当PLS码和PL头都是已知的时候，89比特用在1T微分相关，88比特用在2T微分相关。在盲模式中，25+32比特被用在1T微分相关，24比特用在2T微分相关。如果存在导频信号，可以为1T微分相关增加额外的35比特和为2T微分相关增加额外的34比特。导频信号相关在时间上与头相关相分离，并且重用了相关硬件。在大部分广播应用中，PLS码将作为具体的调制格式被人知晓，并且码字速率，即数据速率将会被使用。当调制或者码字速率未知并且需要被知晓的时候，如果能够接收信号，那么就需要使用盲模式。即使是在盲模式中，在使用的星座图和前向错误控制码字速率上仍然有一定的限制。

标记相关器309计算了dref_n和dy_n的乘积。仅仅需要参考信号的标志比特dref_n，并且其是通过控制复用器dy_n和-dy_n来实现的。标记相关器提供了用于执行相关的硬件，其中，参考，即+/-1的信号被用于选择其他多种的(multiplicant)正数或负数版本。加法器阶段311代表了用于对相关乘积求和的加法器树。绝对值块313计算相关乘积的绝对值。量级估计模块315用于计算相关的量级，其表示为Alpha*max(|I|，|Q|)+Beta*min(|I|，|Q|)，其中，alpha和beta是常数，其被选择用于减少操作域上的误差以及减少硬件复杂度。同步检测器317对发现的相关峰值进行匹配，从而找到用于匹配卫星系统定时的参考信号。

可以使用用于确定帧同步相关的适应阈值(adaptive threshold)来进一步提高帧同步。现有技术中，其使用不变的阈值。如下的段落介绍在包含有已知的物理层头信息和/或导频信息的数字通信中用于帧同步的适应阈值。

如图3所示以及上面所描述的改进的帧同步相关系统的输出通常要被泄露、回转速率限制峰值保持缓冲器进行处理。当输入比峰值保持缓冲器值超出回转速率情形时，帧同步选通脉冲是用于指示数据帧开始的脉冲。

回转速率(slew rate)限制了信号的变化速率。在这个实现中，增长速率被限制，当输出信号超出回转速率，可以确定发现了相关峰值。泄漏(leakage)为帧同步相关器维持了一个适应阈值，允许峰值保持进行降低，从而允许下一次的峰值检测。

图4的流程图描述了用于适应阈值回转速率同步检测器的算法。如下对算法中提供的变量定义进行描述：

1)Leakcount：控制peak_hold寄存器的泄漏的计数器。当计数结束的时候，peak_hold寄存器被减去leak。

2)Leak：当leakcount计数器溢出的时候，peak_hold寄存器减去的数据量。

3)peak_hold：用于为同步检测器维持回转速率适应阈值的寄存器。

4)leakage：泄漏计数器leakcount的最大计数，在这个计数的时候peak_hold寄存器被减去leak。

5)peak_hold_init：peak_hold寄存器的初始值。

6)sync_strb_peak：用于指示同步相关峰值的寄存器。

7)slewrate：允许进入peak_hold寄存器的最大变化。

图4示出了用于带有回转速率限制器的帧同步检测的算法。在步骤401，对算法进行初始化，从而leakcount＝0，peak_hold＝peak_hold_init，以及sync_strb_peak＝0。在步骤402，从帧同步相关器中接收新的indata，其表示输出相关。在步骤403中，对(indata-peak_hold)＞slewrate进行判断。如果是的话，算法转到步骤404，在步骤404之中，识别出帧同步(Frame Sync)，以及sync_strb_peak＝1，leakcount＝0和peak_hold＝slewrate+peak_hold。相关峰值的幅度在实际中变化很大。一大块泄漏需要很长时间才能泄漏完。因此，包含回转速率限制器是有利的。如果步骤403的结果不大于，那么算法转到步骤405。在步骤405中，sync_strb_peak被设置为0。在步骤406中，对((indata-peak_hold)＞slewrate)&&((indata-peak_hold)＞0)进行确定。如果是的话，算法转到步骤407。在步骤407中leakcount＝0和peak_hold＝indata。如果不是的话，算法转到步骤408。在步骤408中，对leakcount＝＝leakage进行判断。如果这些变量不同，那么在步骤409中对leakcount进行增加。如果这些变量相同，算法转到步骤410，在步骤410中leakcount＝0并把peak_hold被设置等于peak_hold-leak。

图5示出了加入图2的帧同步系统的回转速率限制器。除了新增的用于为同步检测器215提供适应阈值的回转速率限制器214之外，其他所有的组件都和图2中描述的一样。回转速率限制器214也能够在图3中的改进的微分相关系统中实现。

这里也提供了频率恢复方法，用于估计在一个载波中的频率偏移。如下的段落描述了改进的NDA-ML(non-data aided maximum likelihood，无数据辅助最大可能性)频率恢复算法，和盲DA(data aided，数据辅助)频率恢复算法，这些算法能用于具有现有的同步和导频信号的系统，例如用在DVB-S2标准的系统。在如下的方面来说数据辅助算法是盲的(blind)：仅仅需要同步和导频信号的位置，而不需要信号数据流中的实际数据内容。当同步数据包括重复被发送的，并且预先不为所知的信息的时候，这是很有用的。

本发明提供了用于卫星系统的载波同步，尤其是使用和DVB-S2和一般的数字通信系统类似的同步和导频符号的系统。根据本发明原理的所增加的频率估计器使得能够让接收器锁在一个低的运行SNR的情况下拥有快速频道捕获。

在非盲模式中，同步信号必须被先验获得，在其中，一般需要执行DA频率恢复算法。根据本发明的原理的盲DA频率恢复算法并不需要先验同步信号，仅仅需要同步的位置，而不是同步模式本身。

频率恢复的DA方法依赖于同步信号的重复，这些同步信号在每一个帧中有相同的同步模式。图6示出了数据辅助频率恢复算法的硬件实现。通过把存储在存储数据域603的两个或多个连续帧的同步信号进行相关来确定载波。用于被sum(求和)功能块605和arg(增大)功能块607执行的相关的公式可以表示为：

${\mathrm{\Ω}}^{\′}{T}_s=\arg \left\{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{L}{\mathrm{\Σ}}\left[z_{n+1,k}{z}_{n,k}^{*}\right]\left[z_{n+1,k+1}{z}_{n,k+1}^{*}\right]\right\}---\left(3\right)$

其中，Ω′表示频率估计，T_s表示符号速率，k表示用于指示当前同步数据域的索引，L表示同步数据域的长度，z表示接收的信号加上噪声。

和传统的Mth功率方法相比，DA频率恢复算法计算相关，如下所示

${\mathrm{\Ω}}^{\′}{T}_s=\arg \left\{\underset{L}{\mathrm{\Σ}}{\left[z_{n+1}{z}_n^{*}\right]}^M\right\}---\left(4\right)$

其中，M表示在星座图中对称阶(例如，4表示QPSK或QAM，2表示BPSK)，传统的基于训练的方法表示为

${\mathrm{\Ω}}^{\′}{T}_s=\arg \left\{\underset{L}{\mathrm{\Σ}}\right[z_{n+1}{z}_n^{*}\left]\right[a_n{a}_{n+1}^{*}\left]\right\}---\left(5\right)$

其中，a_n表示先验已知(a priori known)的训练信号。如上面公式3所示的新的算法对AWGN不怎么敏感，这是因为在同步数据域中没有相关，并且不需要知道训练信号。相反地，新的算法仅仅需要知道同步数据域在训练信号中什么时候出现。

图7示出了基于微分相关的估计器的相应，其示出了微分相关输出、估计的频率偏移和频率偏移。估计器在+/-1/(2T_s)的全域上运行。系统的带宽限制部分对特定的区域进行限制，例如在接收器链中脉冲整形滤波器或者修平滤波器。此外，由于在同步之间存在大的延迟，所以这部分区域对在频率频移中的变化很敏感。例如，在DVB-S2 QPSK中，延迟是32490个符号。在估计的k个时间段中频率偏移中的改变需要小于+/-1/(32490T_s)。

对于某些卫星接收器设计来说这可能不是设计问题，这是因为即使可能的频率偏移的区域很大，但是它们是由介质共振器(dielectric resonatoroscillator，DRO)引起的，DRO在室外低噪声块(low noise block，LNB)转换器单元中用作本地振荡器(local oscillator，LO)。这个单元相对比较稳定，并且仅仅随着温度而偏移。总体来说，卫星系统中的频率频移可能很大，但是不需要很快的改变，在信号链中的振荡器很稳定，使得其能够使用带有长测量周期的算法。

图8示出了均方根估计误差(RMSEE)和SNR之比。对于低的SNR应用，需要使用迭代方法或者进一步的求平均来减少频率检测器的差异。由于在前述算法中的捕获的宽的区域，使用粗略频率恢复系统是比较恰当的。这个特定的恢复系统能够使用精细频率恢复循环来进行加强。

NDA频率恢复的执行通常不使用额外的自相关，并且能够用于解决上述的数据辅助方法所遭遇的问题。改进的NDA-ML频率恢复算法通过使用基于自相关的第二阶段来对频率估计进行改进。从而获得了在传统的最大可能性方法上的改进，尤其是对高阶调制(high order modulation)。

图9示出了改进的NDA-ML频率恢复算法的硬件实现。传统的Mth功率算法也被熟知为最大可能性(maximum likelihood，ML)算法，如下公式所示：

${\mathrm{\Ω}}^{\′}{T}_s=\arg \left\{\underset{L}{\mathrm{\Σ}}{\left[z_{n+1}{z}_n^{*}\right]}^M\right\}---\left(6\right)$

在块901和903，自相关(autocorrelation，ACF)和相位跳跃增量测量(phase step increment measurement)在公式8中被交换。在sum块907和arg块909中执行相关，表示为

${\mathrm{\Ω}}^{\′}{T}_s=\arg \left\{\underset{L}{\mathrm{\Σ}}{y}_{n+1}{y}_n^{*}\right\}---\left(7\right)$

以及

$y\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}z{\left(n\right)}^{M}z{(n-l)}^M---\left(8\right)$

其中，N＞L。

依据不同的设计参数来对N和L进行选择，不同的设计参数依赖于具体的系统特性。为了处理大的频率偏离，L和N必须足够小才能够追测到该偏离。如果检测器需要以低的SNR可靠地运行，L和N就应该比较大从而能够减少估计的差异。上述的改进的NDA-ML算法以及图9所示的硬件实现能够应用于前馈或反馈配置中。

图10示出了用于频率恢复的传统的ML方法的频谱。该示例使用10dbSNT的32APSK调制。为该32APSK星座图，把因子M设置为16，把频率偏移估计器的区域限制为[-∏/16；∏/16]。在图10所示的图中，载波音调(carriertone)是∏/4，其意味着频率偏移大约是1/64个符号速率。音调峰值是在噪声基底(noise floor)之上大约60dB。

图11示出使用了如上段落所述的改进的NDA-ML频率恢复算法的频谱。音调峰值是在噪声基底之上大约100db。因此，明显看出，改进的NDA-ML算法优于传统的ML方法。能够识别出带有很少噪声的音调。由于其带有很少的由于载波恢复频率估计引起的相位噪声，音调的纯度能够提高接收器的性能。

图12示出了使用带有改进的NDA-ML频率估计器的传统的ML频率估计器的评价估计误差的比较。传统的ML频率估计器输出由ML方法线1210表示，改进的NDA-ML频率估计器输出由修改的ML方法线1220表示。在这个示例中，SNR是10dB，N＝4096，使用32APSK调制。在估计器输出中的∏/8周期是由于估计器算法的M指数的导致的，其限制了估计器区域为[-∏/16/∏/16]。该估计器把频率偏移和传统ML频率估计器的平均误差值(meanerror value，MEV)相匹配。

图13示出相对于传统的ML算法改进的修改后的NDA-ML算法的比较。传统的ML频率估计器输出由ML方法线1310表示，改进的NDA-ML频率估计器输出由修改后的ML方法线1320表示。从该图可以看出，上面段落所述的改进的修改后的NDA-ML算法在允许区域为12.5dB到16dB的32APSK示例中具有较低的估计差异。和传统的ML频率估计器相比，改进的NDA-ML算法通过提供强健的、低噪声载波频率偏移测量来使得其可以在低的SNR运行区域中使用32APSK。相位噪声在高阶星座图中是一个严重的问题，而本算法能够为减低载波恢复系统的相位噪声提供很好的性能优势。

图14和15示出了用于执行载波恢复的系统。在高SNR的情形下，反馈方法提供了很好的性能，但是前馈方法在高噪声的情形下通常更好，例如卫星系统。通常使用反馈来完成精细追踪，使用前馈方法来完成粗略估计。

可以在反馈和前馈方法中实现上述的用于频率估计校正的DA和NDA-ML算法。图14示出了在频率恢复反馈回路中的频率估计器。反转块(derotation block)1401使用复合乘法器来对接收的同步符号和数据符号进行反转。符号定时恢复(symbol timing recovery，STR)块1403使用多种算法来进行符号的定时恢复。STR块对信号进行再抽样，从而使得抽样与符号对齐。g(nT)块1405代表了频道匹配滤波器。频率估计器块1407对g(nT)块1405的输出实现了上述的DA或NDA-ML频率估计。回路滤波器1409在频率估计器块1407之后。回路滤波器对来自1407的频率估计进行整合和平滑处理。回路滤波器设计保证了相位锁回路系统的稳定性。数字控制振荡器(numerically controlled oscillator，NCO)块1411用于通过把输出反馈到反转块1401来结束回路。

图15描述了在前馈循环中的频率估计器。使用类似的参考数字来标记与图14中描述和示出的类似的元素。符号定时恢复块1403通过对接收的信号在抽样来进行符号定时恢复，从而抽样和符号可以对齐。g(nT)块1405表示信道匹配滤波器。g(nT)块1405对频率估计器1407和反转块1401提供了过滤的信号。NCO1411连接在频率估计器1407和反转块1401之间。频率估计器1407对NCO1411进行驱动来使用与图14系统中描绘的方法类似的方式来在块1401中对信号进行反转。频率估计器可以实现上述的DA或NDA-ML频率估计。前馈方法依靠频率估计器来准确地测量频率偏移，以及基于估计器的输出来直接对频率偏移进行校正。通过对比，闭循环方法使得频率误差向0靠近，对频率估计器中的小的增益误差进行补偿。前向方法通常之后是用于精细误差追踪的反馈系统，来使得频率误差趋于0。

本发明的说明书描绘了本发明的原理。应该了解，虽然它们在本说明书中没有显式地示出一些包含本发明原理的并应该被包含在本发明的精神和范围的设置，本领域的普通技术人员能够设计出它们。

本说明书中的所有示例和条件用语被用于教导目的，帮助读者来了解发明者对现有技术做出贡献的本发明的原理和概念，因此，它们不应该被解释用于局限本发明至这些具体的示例和条件。

此外，包含原理、方面、本发明原理的实施例和示例的陈述应该包括其结构上和功能上的等同体。此外，应该了解，这些等同体可以是目前以前知晓的等同体，也可以是未来研发出来的等同体，即，不论何种结构研发出来的用于执行相同功能的任何元素。

因此，例如，本领域的普通技术人员应该了解，这里的块图表示的是包含本发明原理的示意性电路的概念视图。同样地，应该了解，流程图、状态转移图、伪码等等表示的各种过程，这些过程被表示在计算机可读介质上，并且能够由计算机或处理器执行，而不论该计算机或处理器是否被显式地示出。

附图中示出的各个元素的功能可以通过使用专门的硬件以及能够执行软件的硬件结合着合适的软件来提供。当由处理提供的时候，可以通过一个专门的处理器、一个共享的处理器、或者其中有部分被共享的多个单独的处理器来提供这些功能。此外，术语“处理器“或者”控制器“的显式使用不应该被解释局限于能够执行软件的硬件，其还应该隐式地包括数字信号处理器(DSP)硬件、用于存储软件的只读存储器(ROM)、随机访问存储器(RAM)和非易失性存储器。

也能够包括其他现有的硬件。同样地，图中示出的开关只是示意性的。可以通过程序逻辑的执行、专门的逻辑、程序控制和专门逻辑的交互甚至是手动地来执行它们的功能。实现者可以根据具体的情况来选择具体的技术。

在权利要求中，被表达为用于执行某种具体功能的元素包括能够执行这些功能的任何方式，例如，a)执行该功能的电路元素的组合，或者b)包括固件、微码等等的任何形式的软件，其结合合适的电路来执行提供这些功能的软件。权利要求定义的本发明的原理之中，由各种装置提供的功能能够以权利要求要求的方式进行组合。因此，应该认为，能够提供这些功能的任何元素都应该是这里示出的元素的等同体。

说明书中提到的本发明原理的“一个实施例”以及它的变形的引用意味着，结合着该实施例描述的某个特定特征、结构、特征等等被包含在本发明原理的至少一个实施例中。因此，出现在说明书不同地方的短语“在一个实施例”以及其他类似的变形并不意味着指向同一个实施例。

Claims (25)

1.一种用于帧同步检测的方法，包括：

在多个延迟和共轭复用器处计算数据流的第一和第二微分相关；

使用前一组微分相关对所述第一和第二微分相关进行卷积；以及

在同步检测器处使用经过卷积的微分相关计算出相关峰值来检测帧同步。

2.如权利要求1所述的方法，其中，计算相关峰值包括：

如果使用盲模式，在掩蔽块处对来自经过卷积的微分相关的数据进行掩蔽；

在标志相关器处计算经过卷积的微分等式的乘积；

在加法器处对经过卷积的微分等式的乘积进行求和；

在绝对值块处生成经过卷积的微分等式的绝对值；

在量级块处计算经过卷积的微分等式的相关的量级来确定相关峰值。

3.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一微分相关是1T微分相关，所述第二微分相关是2T微分相关。

4.如权利要求1所述的方法，进一步包括：在回转速率限制器处计算一个适应阈值。

5.如权利要求4所述的方法，其中，使用经过卷积的微分等式和所述适应阈值来计算相关峰值。

6.一种用于帧同步检测的设备，包括：

延迟和共轭复用器，用于计算数据流的第一微分相关和第二微分相关，以及用于使用前一组微分相关来对所述第一和第二微分相关进行卷积；以及

同步检测器，用于使用经过卷积的微分相关计算相关峰值来检测帧同步。

7.如权利要求6所述的设备，进一步包括：

掩蔽块，用于在使用盲模式的时候对来自经过卷积的微分相关的数据进行掩蔽；

标志相关器，用于计算经过卷积的微分等式的乘积；

加法器，用于对经过卷积的微分等式的乘积进行求和；

绝对值块，用于生成经过卷积的微分等式的绝对值；

量级块，用于计算经过卷积的微分等式的相关的量级。

8.如权利要求6所述的设备，其中，所述第一微分相关是1T微分相关，所述第二微分相关是2T微分相关。

9.如权利要求6所述的设备，其中所述延迟和共轭复用器包括多个延迟和共轭复用器。

10.如权利要求6所述的设备，进一步包括，回转速率限制器，用于计算一个适应阈值。

11.如权利要求10所述的设备，其中，所述回转速率限制器使用经过卷积的微分等式和所述适应阈值来计算相关峰值。

12.一种数据辅助频率估计方法，包括：

在存储数据域接收包含多个同步信号的多个数据帧，所述多个同步信号在以已知的间隔进行传输的每一个数据帧中具有相同的同步模式；

在求和功能块和增大功能块处计算所述多个数据帧的频率估计。

13.如权利要求12所述的方法，其中，通过使用等式 ${\mathrm{\Ω}}^{\′}{T}_s=\arg \left\{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{L}{\mathrm{\Σ}}\left[z_{n+1,k}{z}_{n,k}^{*}\right]\left[z_{n+1,k+1}{z}_{n,k+1}^{*}\right]\right\}$ 来执行对频率估计的计算，其中，Ω′表示频率估计，Ts表示符号速率，k表示用于指示当前同步数据域的索引，L表示同步数据域的长度，z表示接收的信号和噪声。

14.一种用于数据辅助频率估计的设备，包括：

存储数据域，用于接收包含多个同步信号的多个数据帧，所述多个同步信号在以已知的间隔进行传输的每一个数据帧中具有相同的同步模式；

求和功能块和增大功能块，用于计算所述多个数据帧的频率估计。

15.如权利要求14所述的设备，其中，通过使用等式 ${\mathrm{\Ω}}^{\′}{T}_s=\arg \left\{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{L}{\mathrm{\Σ}}\left[z_{n+1,k}{z}_{n,k}^{*}\right]\left[z_{n+1,k+1}{z}_{n,k+1}^{*}\right]\right\}$ 来执行对频率估计的计算，其中，Ω′表示频率估计，Ts表示符号速率，k表示用于指示当前同步数据域的索引，L表示同步数据域的长度，z表示接收的信号和噪声。

16.一种无数据辅助最大可能性频率估计的方法，包括

在存储数据域接收包括多个同步信号的多个数据帧；

在Mth功率块处计算在所述多个数据帧上的最大可能性；

在自相关块处执行自相关功能来同所述Mth功率块交换相位跳跃增量测量；

在求和功能块和增大功能块处执行微分相关。

17.如权利要求16所述的方法，其中，使用等式

和 $y\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{z\left(n\right)}^{M}z{(n-l)}^M$ 来执行微分相关，其中N＞L。

18.一种用于无数据辅助最大可能性频率估计的设备，包括

存储数据域，用于接收包括多个同步信号的多个数据帧；

Mth功率块，用于计算所述多个数据帧的最大可能性；

自相关块，用于执行自相关功能来同所述Mth功率块交换相位跳跃增量测量；

求和功能块和增大功能块，用于执行微分相关。

19.如权利要求18所述的设备，其中，所述求和功能块和所述增大功能块使用等式 ${\mathrm{\Ω}}^{\′}{T}_s=\arg \left\{\underset{L}{\mathrm{\Σ}}{y}_{n+1}{y}_n^{*}\right\}$ 和 $y\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{z\left(n\right)}^{M}z{(n-l)}^M,$ 其中N＞L。

20.一种被反馈频率恢复回路电路执行的频率估计校正的方法，包括

在接收的数据信号中的同步符号和数据符号上执行反转；

在匹配滤波器处对所述数据信号进行处理；

在频率估计器处基于来自所述匹配滤波器的经过处理的数据信号执行频率估计；

在回路滤波器处对所述频率估计进行平滑处理；

在数字控制振荡器处把输出信号反馈到反转器。

21.如权利要求20所述的方法，进一步包括在符号定时恢复块处对所述数据信号进行再抽样，从而完成所述同步符号和数据符号的定时恢复。

22.一种用于频率估计校正的反馈频率恢复回路电路，包括

反转器，用于对接收的数据信号中的同步符号和数据符号进行反转；

匹配滤波器，用于处理所述数据信号；

频率估计器，用于基于来自所述匹配滤波器的经过处理的数据信号执行频率估计；

回路滤波器，用于对所述频率估计进行平滑处理；

数字控制振荡器，用于把输出信号反馈到所述反转器。

23.如权利要求22所述的设备，进一步包括符号定时恢复块，用于对所述数据信号进行再抽样，从而完成所述同步符号和数据符号的定时恢复。

24.一种在前馈频率恢复回路电路中的频率估计校正方法，包括

在符号定时恢复块处对数据信号进行再抽样，从而完成同步符号和数据符号的定时恢复；

在匹配滤波器处对所述数据信号进行处理；

在频率估计器处基于来自所述匹配滤波器的经过处理的数据信号执行频率估计；

在数字控制振荡器处把输出信号反馈到反转器。

25.一种在前馈频率恢复回路电路中用于频率估计校正的设备，包括

符号定时恢复块，用于对数据信号进行再抽样，从而完成同步符号和数据符号的定时恢复；

匹配滤波器，用于对所述数据信号进行处理；

频率估计器，用于基于来自所述匹配滤波器的经过处理的数据信号执行频率估计；

数字控制振荡器，用于把输出信号反馈到反转器。

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