JP6714167B2 - 光送信機、光受信機及び通信システム - Google Patents

Description

本発明は、光送信機、光受信機及び通信システムに関する。
本願は、２０１７年８月８日に日本に出願された特願２０１７−１５３２８１号と、２０１７年８月８日に日本に出願された特願２０１７−１５３２８２号と、に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

光通信システムの基幹網において、近年の通信トラヒックの拡大と、４００Ｇｂｐｓ（Gigabits per second）や１Ｔｂｐｓ（Terabits per second）のＥｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）をはじめとするクライアント信号を収容する回線の容量増加により、１チャネルあたりの伝送容量の拡大が求められている。現在の１チャネルあたり１００Ｇｂｐｓの容量を有するシステムでは、変調速度が３２ＧＢａｕｄであり、変調方式としてＤＰ−ＱＰＳＫ(Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying)を用いるデジタルコヒーレント光伝送方式が採用されている（例えば、非特許文献１参照）。

このようなシステムの大容量化・高機能化のための要素技術として、効率的なネットワーク構成、高度なデジタル変復調システム、及び、高速動作可能な光・電子デバイス等の開発が行われている。例えば、通信装置の送信側回路の分野においては、デジタル信号処理に特化したプロセッサであるデジタル信号処理回路（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）を用いて、高度な多値変調や波形整形等の処理をデジタル信号のレベルで行う検討が盛んに行われている。

Joe Berthold et.al, "100G Ultra Long Haul DWDM Framework Document", OIF(OPTICAL INTERNETWORKING FORUM), June 30, 2009.

ＤＳＰを利用したこのようなデジタル信号処理技術の導入にあたっては、ＤＳＰにより生成されるデジタル信号を最終的な高速のアナログ信号に変換する、高速動作可能なデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ：Digital-to-Analog Converter）が不可欠である。また、受信したアナログ信号をデジタル信号に変換する、高速動作可能なアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ：Analog-to-Digital Converter）が不可欠である。しかしながら、現行のＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor：相補型金属酸化膜半導体）プラットフォームを用いて作成されたＤＡＣ及びＡＤＣは、入出力帯域が３０ＧＨｚ（Hertz）程度であり、伝送容量の拡大に対して不十分である。ＤＡＣ及びＡＤＣの入出力帯域の不足により、変調速度の高速化が制限されることが、通信システムにおける伝送容量の拡大を実現するにあたってのボトルネックとなっているという課題がある。

上記事情に鑑み、本発明は、簡易な構成で伝送容量の拡大を容易にできる光送信機、光受信機及び通信システムを提供することを目的としている。

本発明の第１の態様における光送信機は、
第１の信号及び第２の信号を入力し、前記第１及び第２の信号それぞれの同相成分の和を示す第１の狭帯域信号と、前記第１及び第２の信号それぞれの直交成分の差を示す第２の狭帯域信号と、前記第１及び第２の信号それぞれの同相成分の差を示す第３の狭帯域信号と、前記第１及び第２の信号それぞれの直交成分の和を示す第４の狭帯域信号とを出力する第１の狭帯域信号処理部と、
前記第１及び第２の狭帯域信号に対して（π／２）の位相差を有する正弦波信号をそれぞれ乗じて周波数シフトし、周波数シフトした前記第１及び第２の狭帯域信号を合成して第１の広帯域信号を生成し、前記第３及び第４の狭帯域信号に対して（π／２）の位相差を有する正弦波信号をそれぞれ乗じて周波数シフトし、周波数シフトした前記第３及び第４の狭帯域信号を合成して第２の広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、
前記第１及び第２の広帯域信号を用いて光信号を変調して出力する光変調器と、
を備える。

本発明の第２の態様によれば、第１の態様の光送信機において、
送信データ系列を変調して得られた信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する第３の信号と、前記分割した帯域のうち下側波帯に含まれる帯域に対応する第４の信号とを出力する帯域分割部と、
前記第３及び第４の信号をデジタル−アナログ変換して、前記第１及び第２の信号を生成するデジタル−アナログ変換器と、
を更に備える。

本発明の第３の態様によれば、第１の態様の光送信機において、
送信データ系列を変調して得られた信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する信号を前記第１の信号として出力し、前記分割した帯域のうち下側波帯に含まれる帯域に対応する信号を前記第２の信号として出力する帯域分割部と、
前記第１、第２、第３及び第４の狭帯域信号をデジタル−アナログ変換し、前記第１、第２、第３及び第４の狭帯域信号をアナログ信号として前記広帯域信号生成部へ出力するデジタル−アナログ変換器と、
を更に備える。

本発明の第４の態様によれば、第２又は第３の態様の光送信機において、
前記送信データ系列を変調して得られた信号は、同相成分又は直交成分のみである。

本発明の第５の態様によれば、第１の態様の光送信機において、
第１の送信データ系列を変調して得られた信号をデジタル−アナログ変換して前記第１の信号を生成する第１のデジタル信号処理部と、
第２の送信データ系列を変調して得られた信号をデジタル−アナログ変換して前記第２の信号を生成する第２のデジタル信号処理部と、
を更に備える。

本発明の第６の態様によれば、第１から第５の態様のいずれかの光送信機において、
前記光変調器は、前記第１及び第２の広帯域信号を用いて変調した光変調信号を、他の光変調信号と偏波多重して出力する。

本発明の第７の態様における光受信機は、
光変調信号を受信し、前記光変調信号から得られる広帯域信号を出力する受信部と、
前記広帯域信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する第５の信号と下側波帯に含まれる帯域に対応する第６の信号とそれぞれの同相成分の和を示す第５の狭帯域信号と、前記第５及び第６の信号それぞれの直交成分の差を示す第６の狭帯域信号と、前記第５及び第６の信号それぞれの同相成分の差を示す第７の狭帯域信号と、前記第５及び第６の信号それぞれの直交成分の和を示す第８の狭帯域信号とを出力する第１の信号変換部と、
前記第５の狭帯域信号と前記第７の狭帯域信号との加算及び減算により前記第５及び第６の信号の同相成分を示す第７の信号を生成し、前記第６の狭帯域信号と前記第８の狭帯域信号との加算及び減算により前記第５及び第６の信号の直交成分を示す第８の信号を生成する第２の狭帯域信号処理部と、
を備える。

本発明の第８の態様によれば、第７の態様の光受信機において、
前記第７及び第８の信号をアナログ−デジタル変換するアナログ−デジタル変換器、
を更に備える。

本発明の第９の態様によれば、第７の態様の光受信機において、
前記第５、第６、第７及び第８の狭帯域信号をアナログ−デジタル変換し、前記第５、第６、第７及び第８の狭帯域信号をデジタル信号として前記第２の狭帯域信号処理部へ出力するアナログ−デジタル変換器、
を更に備える。

本発明の第１０の態様によれば、第７から第９の態様のいずれかの光受信機において、
前記受信部は、前記光変調信号を、偏波多重された複数の光変調信号から取得する。

本発明の第１１の態様における通信システムは、
第１から第６の態様のいずれかの光送信機と、
第７から第１０の態様のいずれかの光受信機と、
を備え、
前記受信部は、前記光変調器の出力を前記光変調信号として受信する。

本発明の第１２の態様における光送信機は、第１の広帯域信号を複数の狭帯域信号に分割し、分割された複数の前記狭帯域信号を周波数シフトする帯域分割部と、前記帯域分割部によって分割された複数の前記狭帯域信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の前記狭帯域信号をそれぞれアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換部と、前記デジタル−アナログ変換部よって変換された複数の前記アナログ信号をそれぞれ周波数シフトし、周波数シフトされた複数の前記アナログ信号どうしを加算して第２の広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、前記広帯域信号生成部によって生成された前記第２の広帯域信号を出力する送信部と、を備える。

本発明の第１３の態様によれば、第１２の態様の光送信機であって、デジタル信号の同相成分又は直交成分のいずれかを０とした前記第１の広帯域信号を生成し、前記帯域分割部へ出力する信号生成部、を備える。

本発明の第１４の態様における光送信機は、第１の広帯域信号を複数の狭帯域信号に分割し、分割された複数の前記狭帯域信号を周波数シフトする帯域分割部と、前記帯域分割部によって分割された複数の前記狭帯域信号をそれぞれアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換部と、前記デジタル−アナログ変換部によって前記アナログ信号に変換された複数の前記狭帯域信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の前記狭帯域信号を周波数シフトし、周波数シフトされた複数の前記アナログ信号どうしを加算して第２の広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、前記広帯域信号生成部によって生成された前記第２の広帯域信号を出力する送信部と、を備える。

本発明の第１５の態様における光送信機は、複数の狭帯域信号を取得し、取得された複数の前記狭帯域信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の前記狭帯域信号を周波数シフトし、周波数シフトされた複数のアナログ信号どうしを加算して広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、前記広帯域信号生成部によって生成された前記広帯域信号を出力する送信部と、を備える。

本発明の第１６の態様によれば、第１２の態様の光送信機であって、前記狭帯域信号、前記第１の広帯域信号、及び前記第２の広帯域信号は偏波多重信号である。

本発明の第１７の態様によれば、第１５の態様の光送信機であって、前記狭帯域信号及び広帯域信号は偏波多重信号である。

本発明の第１８の態様によれば、第１２から第１６の態様のいずれかの光送信機であって、複数の前記狭帯域信号は、上側波帯信号及び下側波帯信号である。

本発明の第１９の態様における光受信機は、第１の広帯域信号を受信する受信部と、前記受信部が受信した前記第１の広帯域信号を複数の広帯域信号に分割し、分割された複数の前記広帯域信号を周波数シフトして狭帯域信号とする広帯域信号−狭帯域信号変換部と、前記広帯域信号−狭帯域信号変換部によって分割された複数の前記狭帯域信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の前記狭帯域信号をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部と、前記アナログ−デジタル変換部によって変換された複数の前記デジタル信号を周波数シフトし、周波数シフトされた複数の前記デジタル信号どうしを加算して第２の広帯域信号に変換する狭帯域信号−広帯域信号変換部と、を備える。

本発明の第２０態様における光受信機は、第１の広帯域信号を受信する受信部と、前記受信部が受信した前記第１の広帯域信号を複数の広帯域信号に分割し、分割された複数の前記広帯域信号を周波数シフトして狭帯域信号とする広帯域信号−狭帯域信号変換部と、前記広帯域信号−狭帯域信号変換部によって分割された複数の前記狭帯域信号をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部と、前記アナログ−デジタル変換部によって変換された複数の前記デジタル信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の前記デジタル信号を周波数シフトし、周波数シフトされた複数の前記デジタル信号どうしを加算して第２の広帯域信号に変換する狭帯域信号−広帯域信号変換部と、を備える。

本発明の第２１の態様によれば、第１９又は第２０の態様の光受信機であって、複数の前記狭帯域信号は、上側波帯信号及び下側波帯信号である。

本発明の第２２の態様によれば、第１９から第２１の態様のいずれかの光受信機であって、前記狭帯域信号、前記第１の広帯域信号、及び前記第２の広帯域信号は偏波多重信号である。

本発明の第２３の態様における光受信機は、複数の独立した狭帯域信号からなる広帯域信号を受信する受信部と、前記受信部が受信した前記広帯域信号を複数の広帯域信号に分割し、分割された複数の広帯域信号を周波数シフトして複数の独立した狭帯域信号に分割する広帯域信号−狭帯域信号変換部と、前記広帯域信号−狭帯域信号変換部によって分割された複数の独立した前記狭帯域信号どうしの加算及び減算のうち少なくとも一方を行う狭帯域信号処理部と、前記狭帯域信号処理部によって加算及び減算のうち少なくとも一方が行われた複数の独立した前記狭帯域信号を複数のデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換部と、を備える。

本発明の第２４の態様によれば、第２３の態様の光受信機であって、前記狭帯域信号及び前記広帯域信号は偏波多重信号である。

本発明により、簡易な構成で伝送容量の拡大を容易にできる光送信機、光受信機及び通信システムを提供することが可能となる。

本発明の第１の実施形態による光送信機の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の帯域分割部の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の帯域分割部の帯域分割フィルタの構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の帯域分割部の帯域分割フィルタの他の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の帯域分割部の帯域分割フィルタの他の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の帯域分割部の他の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の帯域分割部の他の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の帯域分割部の他の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の狭帯域信号処理部の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の狭帯域信号処理部の他の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の狭帯域信号処理部の他の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の広帯域信号生成部の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態による光送信機の広帯域信号生成部の他の構成例を示す図である。 本発明の第２の実施形態による光送信機の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態による光送信機の狭帯域信号処理部の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態による光送信機の構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態による光送信機の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態による光送信機の構成を示す図である。 本発明の第６の実施形態による光送信機の構成を示す図である。 本発明の第７の実施形態による光送信機の構成を示す図である。 本発明の第７の実施形態による光送信機の帯域分割部の構成を示す図である。 本発明の第７の実施形態による光送信機の帯域分割部の帯域分割フィルタの構成を示す図である。 本発明の第７の実施形態による光送信機の帯域分割部の他の構成例を示す図である。 本発明の第７の実施形態による光送信機の狭帯域信号処理部の構成を示す図である。 本発明の第７の実施形態による光送信機の広帯域信号生成部の構成を示す図である。 本発明の第８の実施形態による光受信機の構成を示す図である。 本発明の第８の実施形態による光受信機の広帯域信号−狭帯域信号変換部の構成を示す図である。 本発明の第８の実施形態による光受信機の広帯域信号−狭帯域信号変換部の他の構成例を示す図である。 本発明の第８の実施形態による光受信機の狭帯域信号処理部の構成を示す図である。 本発明の第８の実施形態による光受信機の狭帯域信号処理部の他の構成例を示す図である。 本発明の第８の実施形態による光受信機の狭帯域信号−広帯域信号変換部の構成を示す図である。 本発明の第９の実施形態による光受信機の構成を示す図である。 本発明の第９の実施形態による光受信機の狭帯域信号処理部の他の構成例を示す図である。 本発明の第１０の実施形態による光受信機の構成を示す図である。 本発明の第１１の実施形態による光受信機の構成を示す図である。 本発明の第１１の実施形態による光受信機の広帯域信号−狭帯域信号変換部の他の構成例を示す図である。 本発明の第１１の実施形態による光受信機の狭帯域信号処理部の構成を示す図である。 本発明の第１１の実施形態による光受信機の狭帯域信号−広帯域信号変換部の構成を示す図である。 本発明の第１２の実施形態による光通信システムの構成例を示す図である。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明の第１の実施形態について説明する。
［光送信機の構成］
図１は、本発明の第１の実施形態による光送信機１の構成を示す図である。
図１に図示するように、第１の実施形態による光送信機１は、デジタル信号処理部１０と、広帯域信号生成部１１と、光変調器１２と、信号光源１３と、から構成される。デジタル信号処理部１０は、信号生成部１０１と、帯域分割部１０２と、狭帯域信号処理部１０３と、デジタル−アナログ変換部１０４とを備える。

信号生成部１０１は、バイナリ情報である送信データ系列から、高速信号（広帯域信号）である変調信号系列（Ｉ(ｎ)，Ｑ(ｎ)）を生成する。信号生成部１０１は、生成した変調信号系列（Ｉ(ｎ)，Ｑ(ｎ)）を、帯域分割部１０２へ出力する。

帯域分割部１０２は、信号生成部１０１から入力された入力信号（変調信号系列（Ｉ(ｎ)，Ｑ(ｎ)）を、上側波帯と下側波帯との信号に分割し、各信号を周波数シフトする。帯域分割部１０２は、周波数シフトした上側波帯信号（狭帯域信号、（Ｉ_１’（ｎ），Ｑ_１’（ｎ））及び下側波帯信号（狭帯域信号（Ｉ_２’（ｎ），Ｑ_２’（ｎ））を、それぞれ狭帯域信号処理部１０３へ出力する。

狭帯域信号処理部１０３は、帯域分割部１０２から入力された上側波帯信号及び下側波帯信号について、上側波帯信号と下側波帯信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。狭帯域信号処理部１０３は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った狭帯域信号（Ｉ_１’’（ｎ），Ｑ_１’’（ｎ）及び（Ｉ_２’’（ｎ），Ｑ_２’’（ｎ））を、デジタル−アナログ変換部１０４へ出力する。

デジタル−アナログ変換部１０４は、狭帯域信号処理部１０３から入力された狭帯域信号を、アナログ信号に変換する。デジタル−アナログ変換部１０４は、変換したアナログ信号（Ｉ_１’’（ｔ），Ｑ_１’’（ｔ））及び（Ｉ_２’’（ｔ），Ｑ_２’’（ｔ））を、広帯域信号生成部１１へ出力する。

広帯域信号生成部１１は、デジタル−アナログ変換部１０４から入力された複数のアナログ信号に対して、それぞれ周波数シフトする。広帯域信号生成部１１は、周波数シフトされた複数のアナログ信号どうしの加算の処理を行い、広帯域信号を生成する。広帯域信号生成部１１は、生成した広帯域信号（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））を、光変調器１２へ出力する。

光送信機１が、広帯域信号生成部１１の前段に、アナログ信号を増幅するドライバアンプを備える構成であってもよい。あるいは、広帯域信号生成部１１が、デジタル−アナログ変換部１０４から入力されたアナログ信号を増幅するドライバアンプを備える構成であってもよい。

光変調器１２（送信部）は、信号光源１３から出力された搬送波としての光信号を、広帯域信号生成部１１から入力された広帯域信号で変調して光変調信号を生成する。光変調器１２は、生成した光変調信号を出力する。

なお、光送信機１が、光変調器１２の前段に、広帯域信号を増幅するドライバアンプを備える構成であってもよい。あるいは、広帯域信号生成部１１が、光変調器１２へ出力する広帯域信号を増幅するドライバアンプを備える構成であってもよい。

［信号生成部の構成］
信号生成部１０１は、ビットマッピング部（図示せず）と、デジタル波形生成部（図示せず）と、を備える。

ビットマッピング部は、例えば、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：四位相偏移変調）、又は、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調フォーマットのシンボル点に対して、バイナリ情報である送信データ系列の送信ビットの割り当てを行う。

デジタル波形生成部は、サンプリングレート変換処理、Raised Cosine Filter（レイズド・コサイン・フィルタ）やRoot Raised Cosine Filter（ルート・レイズド・コサイン・フィルタ）等によるフィルタリング処理、及び、送信信号のマルチキャリア信号とする場合において、ＦＤＭ（ Frequency Division Multiplexing：周波数分割多重）、ＯＦＤＭ（Orthogonal FDM：直交周波数分割多重）、又は、ＤＭＴ（Discrete Multi-Tone modulation：離散マルチトーン変調）等の変調処理を行う。

信号生成部１０１が、前置波長分散補償、前置非線形光学効果補償、又は、前置周波数特性補償等の任意の等化処理を行うデジタル波形予等化部をさらに備える構成であってもよい。

［帯域分割部の構成］
図２は、本発明の第１の実施形態による光送信機１の帯域分割部１０２の構成を示す図である。帯域分割部１０２は、信号生成部１０１から入力された、入力信号（広帯域信号）である変調信号系列（Ｉ(ｎ)，Ｑ(ｎ)）を、複素デジタル信号（Ｉ（ｎ）＋ｊＱ（ｎ））として扱う。

図２に図示するように、帯域分割部１０２は、帯域分割フィルタ１０２１と、周波数シフタ１０２２と、を含んで構成される。

帯域分割フィルタ１０２１は、信号生成部１０１から入力された入力信号（広帯域信号）を、上側波帯と下側波帯との信号に分割する。帯域分割フィルタ１０２１は、分割した上側波帯信号（Ｉ_１（ｎ）＋ｊＱ_１（ｎ））ｅｘｐ（ｊωｔ’））及び下側波帯信号（Ｉ_２（ｎ）＋ｊＱ_２（ｎ））ｅｘｐ（−ｊωｔ’））を、周波数シフタ１０２２へ出力する。

周波数シフタ１０２２は、帯域分割フィルタ１０２１から入力された上側波帯信号及び下側波帯信号を、それぞれ周波数−ｆ’＝−（ｆ＋Δｆ）と周波数ｆ’＝ｆ＋Δｆとによって周波数シフトする。周波数−ｆ’及びｆ’の周波数シフトは、正弦波信号ｅｘｐ（−ｊω’ｔ）及びｅｘｐ（ｊω’ｔ）を乗ずる演算にそれぞれ対応する。この周波数シフトにより、周波数シフタ１０２２は、入力された上側波帯信号及び下側波帯信号を、狭帯域信号（（Ｉ_１（ｎ）＋ｊＱ_１（ｎ））ｅｘｐ（−ｊΔωｔ’）、及び、（Ｉ_２（ｎ）＋ｊＱ_２（ｎ））ｅｘｐ（ｊΔωｔ’））にする。すなわち、周波数シフタ１０２２は、上側波帯信号及び下側波帯信号の中心周波数を０Ｈｚに近づけるように周波数シフトして、上側波帯信号及び下側波帯信号の最大周波数を下げる。上側波帯信号及び下側波帯信号の最大周波数が下がることにより、上側波帯信号及び下側波帯信号が狭帯域信号にそれぞれ変換される。周波数−ｆ’及びｆ’は、後段で用いられるデジタル−アナログ変換器の許容帯域に応じて定めてもよい。デジタル−アナログ変換器において、サンプリング周波数は許容帯域を表現できる値とする。

周波数シフタ１０２２は、周波数シフトした狭帯域信号の実部（Ｒｅ）Ｉ_１’（ｎ）及びＩ_２’（ｎ）と、虚部（Ｉｍ）Ｑ_１’（ｎ）及びＱ_２’（ｎ）とを、それぞれ狭帯域信号処理部１０３へ出力する。

なお、上記において、ｔ’＝ｎＴ：離散時間（ｓ（秒））（ｎ＝１，２，３…）、Ｔ＝１／ｆｓ：サンプリング周期（ｓ（秒））、ｆｓ：サンプリング周波数（Ｈｚ）、ｊ：虚数単位、ω＝２πｆ（ｒａｄ／ｓ）、ｆ＝ｂ／４（Ｈｚ）、ｂ：ボーレート（ｂａｕｄ＝１／ｓ）、ω’＝２πｆ’＝２π（ｆ＋Δｆ）＝ω＋Δω、Δω＝ω’−ω、Ｒｅ：実部、Ｉｍ：虚部、である。

なお、上記の処理において、帯域分割部１０２は、デジタル信号の同相（Ｉ）成分、及び直交（Ｑ）成分を、複素デジタル信号として扱ったが、これに限られない。例えば、帯域分割部１０２が、ＩＱ信号成分をそれぞれ独立した信号として扱い、複素数演算に相当する計算処理を行うような構成であってもよい。

なお、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit：特定用途向け集積回路）によって構成されるデジタル信号処理装置においては、通常は上記のように、ＩＱ信号成分がそれぞれ独立した信号として扱われる。

［帯域分割フィルタの構成］
図３は、本発明の第１の実施形態による光送信機１の帯域分割部１０２の帯域分割フィルタ１０２１の構成を示す図である。

帯域分割フィルタ１０２１は、正及び負の周波数成分のみを通過させる帯域通過フィルタを備える。
図３に示す帯域分割フィルタ１０２１は、帯域通過フィルタとしてヒルベルト変換を用いた構成である。帯域分割フィルタ１０２１は、その他の任意の手段が用いられた構成であってもよい。

ｈ_{ｈｉｌｂｅｒｔ}は、ヒルベルト変換用のタップ係数（伝達関数）である。遅延フィルタは、ヒルベルト変換を行うＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタで生じる遅延量と同じ遅延量で入力信号を遅延させる。なお、帯域分割フィルタ１０２１が、ヒルベルト変換用のＦＩＲフィルタの後段に、遅延補正フィルタを備える構成であってもよい。

時間領域において、ＦＩＲフィルタによって行われる処理は、畳み込み演算に相当する。時間領域における畳み込み演算は、周波数領域の積となる。よって、タップ係数と入力信号とが、それぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）され、掛け合わされた後に、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse FFT）されるような構成をＦＩＲフィルタに代えて帯域分割フィルタが備えてもよい。

なお、帯域分割フィルタ１０２１は、図４に示す帯域分割フィルタ１０２１ｂ、又は、図５に示す帯域分割フィルタ１０２１ｃのような、帯域通過フィルタとしてヒルベルト変換を用いた他の構成であってもよい。

なお、図６に示す帯域分割部１０２ｂ、図７に示す帯域分割部１０２ｃ、及び、図８に示す帯域分割部１０２ｄのように、帯域分割部１０２が、ヒルベルト変換を用いずに、ＬＰＦ（Low-Pass Filter：ローパスフィルタ）を用いて帯域分割するような構成であってもよい。

［狭帯域信号処理部の構成］
図９は、本発明の第１の実施形態による光送信機１の狭帯域信号処理部１０３の構成を示す図である。

狭帯域信号処理部１０３は、帯域分割部１０２から入力された複数の狭帯域信号（（Ｉ_１’（ｎ）、Ｑ_１’（ｎ））、（Ｉ_２’（ｎ），Ｑ_２’（ｎ）））について、当該複数の狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。図９に図示するように、狭帯域信号処理部１０３は、（式１）に示すように、帯域分割部１０２から入力された複数の狭帯域信号に対して、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。すなわち、狭帯域信号処理部１０３は、狭帯域信号の同相成分（Ｉ_１’（ｎ），Ｉ_２’（ｎ））の加算と減算とを行い、狭帯域信号の直交成分（Ｑ_１’（ｎ），Ｑ_２’（ｎ））の加算と減算とを行う。

（式１）
Ｉ_１’’（ｎ）＝ Ｉ_１’（ｎ）＋Ｉ_２’（ｎ），
Ｑ_１’’（ｎ）＝−Ｑ_１’（ｎ）＋Ｑ_２’（ｎ），
Ｉ_２’’（ｎ）＝ Ｉ_１’（ｎ）−Ｉ_２’（ｎ），
Ｑ_２’’（ｎ）＝ Ｑ_１’（ｎ）＋Ｑ_２’（ｎ）

狭帯域信号処理部１０３は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方を行った狭帯域信号（Ｉ_１’’（ｎ）、Ｑ_１’’（ｎ）、Ｉ_２’’（ｎ），Ｑ_２’’（ｎ））を、それぞれデジタル−アナログ変換部１０４へ出力する。

なお、図１０に示す狭帯域信号処理部１０３ｂのように、狭帯域信号処理部１０３が、デバイスの不完全性により生じる信号間干渉を等化するために、予等化を行うような構成であってもよい。

ｈ_ｋｌ＝（ｈ_ｋｌ（１），ｈ_ｋｌ（２），・・・，ｈ_ｋｌ（Ｍ）），
（ｋ＝１，２，３，４；ｌ＝１，２，３，４）
上記のｈ_ｋｌは、予等化用タップ係数である。
例えば、Ｉ_１’’（ｎ）は、畳み込み演算Ｉ_１’’＝ｈ_１１＊Ｉ_１’＋ｈ_２１＊Ｑ_１’＋ｈ_３１＊Ｉ_２’＋ｈ_４１＊Ｑ_２’のｎ番目の出力に対応する。この畳み込み演算は、図１０に示すように、ＦＩＲフィルタによって行うことができる。

時間領域における畳み込み演算は、周波数領域の積となる。よって、タップ係数と入力信号とが、それぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）され、掛け合わされた後に、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）されるような構成を狭帯域信号処理部１０３ｂが備えてもよい。
なお、上記の演算は、周波数領域において行われてもよい。

図１０に示すように、狭帯域信号処理部１０３ｂは、入力された複数の狭帯域信号（（Ｉ_１’（ｎ）、Ｑ_１’（ｎ））、（Ｉ_２’（ｎ）、Ｑ_２’（ｎ）））について、予等化を行い、信号（（Ｉ_１’’（ｎ）、Ｑ_１’’（ｎ））、（Ｉ_２’’（ｎ）、Ｑ_２’’（ｎ）））を出力する。
図１０に示すように、信号Ｉ_１’’（ｎ）、Ｑ_１’’（ｎ）、Ｉ_２’’（ｎ）、Ｑ_２’’（ｎ）は、それぞれ（式２）のように表される。

（式２）
Ｉ_１’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_１１（ｍ）Ｉ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_２１（ｍ）Ｑ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_３１（ｍ）Ｉ_２’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_４１（ｍ）Ｑ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝，
Ｑ_１’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_１２（ｍ）Ｉ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_２２（ｍ）Ｑ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_３２（ｍ）Ｉ_２’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_４２（ｍ）Ｑ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝，
Ｉ_２’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_１３（ｍ）Ｉ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_２３（ｍ）Ｑ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_３３（ｍ）Ｉ_２’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_４３（ｍ）Ｑ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝，
Ｑ_２’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_１４（ｍ）Ｉ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_２４（ｍ）Ｑ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_３４（ｍ）Ｉ_２’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_４４（ｍ）Ｑ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝

なお、図１１に示す狭帯域信号処理部１０３ｃのように、演算処理を簡略化するため、一部の畳み込み演算が省略された構成であってもよい。但し、図９に示した狭帯域信号処理部１０３の構成による出力信号が得られるような構成である必要がある。図１０に示した、タップ係数ｈ_１２、ｈ_１４、ｈ_２１ｈ_２３、ｈ_３１、ｈ_３４、ｈ_４１、ｈ_４３は省略することができる。
タップ数Ｍ＝１で、ｈ_１１（１）＝１、ｈ_１３（１）＝１、ｈ_２２（１）＝−１、ｈ_２４（１）＝１、ｈ_３１（１）＝１、ｈ_３３（１）＝−１、ｈ_４２（１）＝１、ｈ_４４（１）＝１の場合、図９に示した狭帯域信号処理部１０３の構成による出力信号と等しい出力信号が得られる。

図１１に示すように、狭帯域信号処理部１０３ｃは、入力された複数の狭帯域信号（（Ｉ_１’（ｎ）、Ｑ_１’（ｎ））、（Ｉ_２’（ｎ）、Ｑ_２’（ｎ）））について、予等化を行い、信号（（Ｉ_１’’（ｎ）、Ｑ_１’’（ｎ））、（Ｉ_２’’（ｎ）、Ｑ_２’’（ｎ）））を出力する。図１１に示すように、信号Ｉ_１’’（ｎ）、Ｑ_１’’（ｎ）、Ｉ_２’’（ｎ）、Ｑ_２’’（ｎ）は、それぞれ式（３）のように表される。

（式３）
Ｉ_１’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_１１（ｍ）Ｉ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_３１（ｍ）Ｉ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝，
Ｑ_１’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_２２（ｍ）Ｑ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_４２（ｍ）Ｑ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝，
Ｉ_２’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_１３（ｍ）Ｉ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_３３（ｍ）Ｉ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝，
Ｑ_２’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_２４（ｍ）Ｑ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_４４（ｍ）Ｑ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝

なお、特定の条件を満たす場合、更に畳み込み演算の簡略化が可能である。例えば、ｈ_１１＝ｈ_１３の場合、ｈ_１として予めＩ_１’に畳み込む構成とすることで、更に畳み込み演算の簡略化が可能である。また、例えばｈ_１１＝ｈ_３１の場合、ｈ_１’としてＩ_１’’に畳み込む構成とすることで、畳み込み演算の簡略化が可能である。

［広帯域信号生成部の構成］
図１２は、本発明の第１の実施形態による光送信機１の広帯域信号生成部１１の構成を示す図である。なお、周波数シフタにおける乗算回路（ミキサ）は、例えば、スイッチ回路等の任意デバイスを用いることができる。また、加算回路は、例えば、パワーコンバイナ等の任意のデバイスを用いることができる。

広帯域信号生成部１１は、狭帯域信号Ｉ_１’’（ｎ）、Ｑ_１’’（ｎ）を、π／２の位相差を有する周波数ｆ’の正弦波信号でそれぞれ周波数シフトする。また、広帯域信号生成部１１は、狭帯域信号Ｉ_２’’（ｎ）、Ｑ_２’’（ｎ）を、π／２の位相差を有する周波数−ｆ’の正弦波信号でそれぞれ周波数シフトする。広帯域信号生成部１１で行われる周波数シフトは、信号生成部１０１から出力される変調信号系列（Ｉ（ｎ），Ｑ（ｎ））の周波数帯域へ、狭帯域信号の周波数帯域を変換する。すなわち、広帯域信号生成部１１における周波数シフトは、周波数シフタ１０２２における周波数シフトに対して逆向きの周波数変換である。広帯域信号生成部１１は、周波数シフトされた狭帯域信号Ｉ_１’’（ｎ）、Ｑ_１’’（ｎ）を合成することにより、変調信号系列Ｉ（ｎ）（第１の広帯域信号）を生成する。また、広帯域信号生成部１１は、周波数シフトされた狭帯域信号Ｉ_２’’（ｎ）、Ｑ_２’’（ｎ）を合成することにより、変調信号系列Ｑ（ｎ）（第２の広帯域信号）を生成する。

また、図１３に示す広帯域信号生成部１１ｂのように、広帯域信号生成部１１が、差動信号出力回路を周波数シフタ内に備える構成であってもよい。なお、差動信号出力回路が、周波数シフタ外であって広帯域信号生成部１１の前段に備えられた構成であってもよい。なお、デジタル−アナログ変換部１０４が差動出力である場合には、差動信号出力回路を省略することができる。なお、広帯域信号生成部１１の前段にドライバアンプが備えられ、差動信号が出力される構成である場合においても、差動信号出力回路を省略することできる。

また、スイッチ回路への入力信号が、それぞれ差動入力である構成であっても良い。広帯域信号生成部１１は、周波数シフトした信号の高調波を、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）によって除去する。なお、ＬＰＦが、周波数シフタの後段に備えられるような構成であってもよい。
なお、アナログ帯域外に高調波が生じる等、高調波の影響を無視できる場合には、ＬＰＦが省略された構成であっても良い。また、高調波が生じてもよいシステムである場合には、同様にＬＰＦが省略された構成であっても良い。なお、光変調器出力の後段に光フィルタが備えられ、高調波が除去されるような構成であっても良い。また、広帯域信号生成部１１の出力部にドライバアンプが備えられ、広帯域信号生成部から出力される変調信号系列Ｉ（ｎ）およびＱ（ｎ）を増幅して出力するような構成であってもよい。

［広帯域信号の生成処理（２倍の場合）］
上述したように、第１の実施形態に係る光送信機１は、広帯域信号を、ヒルベルト変換を用いて上側波帯と下側波帯との信号に帯域分割し、それぞれの信号を周波数シフトすることにより、２つの狭帯域信号に分割する。光送信機１は、分割した２つの狭帯域信号それぞれに対してデジタル−アナログ変換を行う。光送信機１は、アナログ信号に変換した２つの狭帯域信号をそれぞれ周波数シフトする。光送信機１は、周波数シフトされた２つの狭帯域信号どうしの加算を行うことにより広帯域信号を生成する。上記の処理は、下記のように表すことができる。

光送信機１は、広帯域信号を、ヒルベルト変換を用いて上側波帯と下側波帯との信号に帯域分割し、上側波帯と下側波帯との信号をそれぞれ周波数−ｆ’及びｆ’で周波数シフトする。周波数−ｆ’及びｆ’の周波数シフトは、正弦波信号ｅｘｐ（−ｊω’ｔ）及びｅｘｐ（ｊω’ｔ）をそれぞれ乗じる演算に対応する。個の信号処理は、（式４）のように表される。

（式４）
Ｉ＋ｊＱ＝（１／２）（Ｉ＋ｊ（ｈ_{ｈｉｌｂｅｒｔ}＊Ｉ）＋Ｉ−ｊ（ｈ_{ｈｉｌｂｅｒｔ}＊Ｉ））＋（ｊ／２）（Ｑ＋ｊ（ｈ_{ｈｉｌｂｅｒｔ}＊Ｑ）＋Ｑ−ｊ（ｈ_{ｈｉｌｂｅｒｔ}＊Ｑ））
＝（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（ｊωｔ）＋（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（−ｊωｔ）
＝（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（ｊ（ω’−Δω）ｔ）＋（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（−ｊ（ω’−Δω）ｔ）
＝（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（−ｊΔωｔ）ｅｘｐ（ｊω’ｔ）＋（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（ｊΔωｔ）ｅｘｐ（−ｊω’ｔ）

２つの狭帯域信号（上側波帯信号及び下側波帯信号）は、それぞれ（式５）のように表される。

（式５）
（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（−ｊΔωｔ）＝Ｉ_１ｃｏｓΔωｔ＋Ｑ_１ｓｉｎΔωｔ＋ｊ（−Ｉ_１ｓｉｎΔωｔ＋Ｑ_１ｃｏｓΔωｔ）＝Ｉ_１’＋ｊＱ_１’，
（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（ｊΔωｔ）＝Ｉ_２ｃｏｓΔωｔ−Ｑ_２ｓｉｎΔωｔ＋ｊ（Ｉ_２ｓｉｎΔωｔ＋Ｑ_２ｃｏｓΔωｔ）＝Ｉ_２’＋ｊＱ_２’

光送信機１は、式（５）で表される２つの狭帯域信号を、それぞれ周波数ｆ’及び−ｆ’で周波数シフトする。周波数ｆ’及び−ｆ’の周波数シフトは、正弦波信号ｅｘｐ（ｊω’ｔ）及びｅｘｐ（−ｊω’ｔ）をそれぞれ乗じる演算に対応する。周波数ｆ’及び−ｆ’で周波数シフトされた２つの狭帯域信号は、（式６）にて表される。

（式６）
（Ｉ_１’＋ｊＱ_１’）ｅｘｐ（ｊω’ｔ）＝Ｉ_１’ｃｏｓω’ｔ−Ｑ_１’ｓｉｎω’ｔ＋ｊ（Ｉ_１’ｓｉｎω’ｔ＋Ｑ_１’ｃｏｓω’ｔ），
（Ｉ_２’＋ｊＱ_２’）ｅｘｐ（−ｊω’ｔ）＝Ｉ_２’ｃｏｓω’ｔ＋Ｑ_２’ｓｉｎω’ｔ＋ｊ（−Ｉ_２’ｓｉｎω’ｔ＋Ｑ_２’ｃｏｓω’ｔ）

光送信機１は、（式６）の２つの狭帯域信号どうしを、加算する。これにより、（式７）に示されるように、２つの狭帯域信号から広帯域信号が生成される。

（式７）
Ｉ＋ｊＱ＝（Ｉ_１’＋Ｉ_２’）ｃｏｓω’ｔ＋（−Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｓｉｎω’ｔ＋ｊ［（Ｉ_１’−Ｉ_２’）ｓｉｎω’ｔ＋（Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｃｏｓω’ｔ］
＝Ｉ_１’’ｃｏｓω’ｔ＋Ｑ_１’’ｓｉｎω’ｔ＋ｊ（Ｉ_２’’ｓｉｎω’ｔ＋Ｑ_２’’ｃｏｓω’ｔ）

なお、上記において、ｊ：虚数単位、ｈ_{ｈｉｌｂｅｒｔ}：ヒルベルト変換の伝達関数、ω＝２πｆ（ｒａｄ／ｓ）、ｆ＝ｂ／４（Ｈｚ）、ｂ：ボーレート（ｂａｕｄ＝１／ｓ）、ω’＝２πｆ’＝２π（ｆ＋Δｆ）＝ω＋Δωである。
なお、上記の各式において、Ｉ、Ｑ、及び、ｈ_{ｈｉｌｂｅｒｔ}は、ｔの関数であるが、（ｔ）は省略している。

なお、周波数Δｆは任意の周波数（実数）であるが、図１３に示した広帯域信号生成部１１ｂを用いて説明したように高調波の影響を考慮する場合、Δｆ≧０とすることが望ましい。なぜならば、Δｆ＜０である場合、高調波が広帯域信号内に生じ、信号品質が劣化するためである。

＜第２の実施形態＞
以下、本発明の第２の実施形態について説明する。
［光送信機の構成］
図１４は、本発明の第２の実施形態による光送信機２の構成を示す図である。

図１４に図示するように、第２の実施形態による光送信機２は、図１に示した第１の実施形態による光送信機１とは異なり、狭帯域信号処理部２０３をデジタル信号処理部２０の外部に備える。狭帯域信号処理部２０３は、デジタル−アナログ変換部２０４から出力されたアナログ信号に対し、周波数シフトされた上側波帯信号と下側波帯信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行い、広帯域信号生成部２１へ出力する。

図１４に示すように、第２の実施形態による光送信機２は、デジタル信号処理部２０と、狭帯域信号処理部２０３と、広帯域信号生成部２１と、光変調器２２と、信号光源２３と、から構成される。デジタル信号処理部２０は、信号生成部２０１と、帯域分割部２０２と、デジタル−アナログ変換部２０４とを備える。

信号生成部２０１は、バイナリ情報である送信データ系列から、高速信号（広帯域信号）である変調信号系列（Ｉ(ｎ)，Ｑ(ｎ)）を生成する。信号生成部２０１は、生成した変調信号系列（Ｉ(ｎ)，Ｑ(ｎ)）を、帯域分割部２０２へ出力する。

帯域分割部２０２は、信号生成部１０１から入力された入力信号（変調信号系列（Ｉ(ｎ)，Ｑ(ｎ)）を、上側波帯信号と下側波帯信号とに分割し、分割された信号を周波数シフトする。帯域分割部１０２は、周波数シフトされた上側波帯信号（狭帯域信号（Ｉ_１’（ｎ），Ｑ_１’（ｎ））及び下側波帯信号（狭帯域信号（Ｉ_２’（ｎ），Ｑ_２’（ｎ））を、それぞれデジタル−アナログ変換部２０４へ出力する。

デジタル−アナログ変換部２０４は、帯域分割部２０２から入力された狭帯域信号を、アナログ信号に変換する。デジタル−アナログ変換部２０４は、変換したアナログ信号（Ｉ_１’（ｔ），Ｑ_１’（ｔ））及び（Ｉ_２’（ｔ），Ｑ_２’（ｔ））を、狭帯域信号処理部２０３へ出力する。

狭帯域信号処理部２０３は、デジタル−アナログ変換部２０４から入力されたアナログ信号である上側波帯信号及び下側波帯信号について、上側波帯信号と下側波帯信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。狭帯域信号処理部２０３は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った狭帯域信号（Ｉ_１’’（ｔ），Ｑ_１’’（ｔ））及び（Ｉ_２’’（ｔ），Ｑ_２’’（ｔ））を、広帯域信号生成部２１へ出力する。狭帯域信号処理部２０３は、第１の実施形態による狭帯域信号処理部１０３が行う（式１）で表される信号処理と同様の信号処理により、アナログ信号（Ｉ_１’（ｔ），Ｑ_１’（ｔ））及び（Ｉ_２’（ｔ），Ｑ_２’（ｔ））から狭帯域信号（Ｉ_１’’（ｔ），Ｑ_１’’（ｔ））及び（Ｉ_２’’（ｔ），Ｑ_２’’（ｔ））を生成する。

なお、広帯域信号生成部２１、光変調器２２、及び信号光源２３の構成及び動作は、上述した第１の実施形態による光送信機１における広帯域信号生成部１１、光変調器１２、及び信号光源１３の構成及び動作と同様であるため、それらの説明を省略する。

上述したように、図９に示した第１の実施形態による光送信機１の狭帯域信号処理部１０３は、デジタル信号処理を行う。一方、第２の実施形態による狭帯域信号処理部２０３は、デジタル−アナログ変換部２０４から出力されたアナログ信号に対して処理を行う。そのため、第２の実施形態による狭帯域信号処理部２０３は、例えば、図１５に示す狭帯域信号処理部２０３ｂのような、２つのパワーデバイダ、４つのパワーコンバイナ、及び、２つの差動信号出力回路を備えるアナログ回路によって構成される。なお、狭帯域信号処理部２０３は、図１５に示すアナログ回路の出力と等価な出力が得られる他のアナログ回路で構成されてもよい。

＜第３の実施形態＞
以下、本発明の第３の実施形態について説明する。
［光送信機の構成］
図１６は、本発明の第３の実施形態による光送信機３の構成を示す図である。

図１６に図示するように、第３の実施形態による光送信機３では、複数のデジタル信号処理部（デジタル信号処理部３０−１及びデジタル信号処理部３０−２）から、独立した狭帯域信号がそれぞれ出力され、当該独立した狭帯域信号に基づいて広帯域信号が生成される。例えば、デジタル信号処理部３０−１に入力される送信データ系列と、デジタル信号処理部３０−２に入力される送信データ系列とが互いに独立するデータ系列であってもよい。

図１６に示すように、第３の実施形態による光送信機３は、２つのデジタル信号処理部３０（３０−１、３０−２）と、狭帯域信号処理部３０３と、広帯域信号生成部３１と、光変調器３２と、信号光源３３と、から構成される。２つのデジタル信号処理部３０それぞれは、信号生成部３０１と、デジタル−アナログ変換部３０４とを備える。

デジタル信号処理部３０−１の信号生成部３０１は、バイナリ情報である送信データ系列から、狭帯域信号である変調信号系列（Ｉ_１（ｎ），Ｑ_１（ｎ））を生成する。デジタル信号処理部３０−１の信号生成部３０１は、生成した変調信号系列（Ｉ_１（ｎ），Ｑ_１（ｎ））を、デジタル−アナログ変換部３０４へ出力する。
同様に、デジタル信号処理部３０−２の信号生成部３０１は、バイナリ情報である送信データ系列から、狭帯域信号である変調信号系列（Ｉ_２（ｎ），Ｑ_２（ｎ））を生成する。デジタル信号処理部３０−２の信号生成部３０１は、生成した変調信号系列（Ｉ_２（ｎ），Ｑ_２（ｎ））を、デジタル−アナログ変換部３０４へ出力する。

デジタル信号処理部３０−１のデジタル−アナログ変換部３０４は、信号生成部３０１から入力された変調信号系列を、アナログ信号に変換する。デジタル信号処理部３０−１のデジタル−アナログ変換部３０４は、変換したアナログ信号（Ｉ_１（ｔ），Ｑ_１（ｔ））を、狭帯域信号処理部３０３へ出力する。
同様に、デジタル信号処理部３０−２のデジタル−アナログ変換部３０４は、信号生成部３０１から入力された変調信号系列を、アナログ信号に変換する。デジタル信号処理部３０−２のデジタル−アナログ変換部３０４は、変換したアナログ信号（Ｉ_２（ｔ），Ｑ_２（ｔ））を、狭帯域信号処理部３０３へ出力する。

狭帯域信号処理部３０３は、デジタル信号処理部３０−１のデジタル−アナログ変換部３０４及びデジタル信号処理部３０−２のデジタル−アナログ変換部３０４からそれぞれ入力されたアナログ信号である狭帯域信号について、当該狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。
狭帯域信号処理部３０３は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理により得られる２つ狭帯域信号（Ｉ_１’’（ｔ），Ｑ_１’’（ｔ））と（Ｉ_２’’（ｔ），Ｑ_２’’（ｔ））を、広帯域信号生成部３１へ出力する。狭帯域信号（Ｉ_１’’（ｔ），Ｑ_１’’（ｔ）），（Ｉ_２’’（ｔ），Ｑ_２’’（ｔ））それぞれは、（式８）で表される。

（式８）
Ｉ_１’’（ｔ）＝Ｉ_１（ｔ）＋Ｉ_２（ｔ），
Ｑ_１’’（ｔ）＝−Ｑ_１（ｔ）＋Ｑ_２（ｔ），
Ｉ_２’’（ｔ）＝Ｉ_１（ｔ）−Ｉ_２（ｔ），
Ｑ_２’’（ｔ）＝Ｑ_１（ｔ）＋Ｑ_２（ｔ）

なお、広帯域信号生成部３１、光変調器３２、及び信号光源３３の構成については、上述した第１の実施形態による光送信機１における広帯域信号生成部１１、光変調器１２、及び信号光源１３の構成及び動作と同様であるため、それらの説明を省略する。

なお、従来技術による光送信機は、それぞれ出力した狭帯域信号を、２台の光変調器によってそれぞれ変調して出力する。一方、第３の実施形態による光送信機３は、１台の光変調器３２によって一括変調することができる。

＜第４の実施形態＞
以下、本発明の第４の実施形態について説明する。
［光送信機の構成］
図１７は、本発明の第４の実施形態による光送信機４の構成を示す図である。
図１７に図示するように、第４の実施形態による光送信機４の構成は、複素デジタル信号（Ｉ（ｎ）＋ｊＱ（ｎ））の直交成分Ｑ＝０の場合における構成である。複素デジタル信号（Ｉ（ｎ）＋ｊＱ（ｎ））の同相成分Ｉがゼロ（Ｉ＝０）であってもよい。

Ｑ＝０の場合は、Ｉ_２＝Ｉ_１、Ｑ_２＝−Ｑ_１となる。よって、Ｉ_２’＝Ｉ_１’、Ｑ_２’＝−Ｑ_１’となるため、Ｉ_１’’＝２Ｉ_１’、Ｑ_１’’＝−２Ｑ_１’、Ｉ_２’’＝０、Ｑ_２’’＝０である。
これにより、狭帯域信号処理部４０３、及び広帯域信号生成部４１において、Ｉ_２’’、Ｑ_２’’側の処理を（式９）に示すように省略することができる。

（式９）
Ｉ＝（Ｉ_１’＋Ｉ_２’）ｃｏｓω’ｔ＋（−Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｓｉｎω’ｔ＋ｊ［（Ｉ_１’−Ｉ_２’）ｓｉｎω’ｔ＋（Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｃｏｓω’ｔ］
＝Ｉ_１’’ｃｏｓω’ｔ＋Ｑ_１’’ｓｉｎω’ｔ＋ｊ［Ｉ_２’’ｓｉｎω’ｔ＋Ｑ_２’’ｃｏｓω’ｔ］
＝２Ｉ_１’ｃｏｓω’ｔ−２Ｑ_１’ｓｉｎω’ｔ

Ｉ＝０の場合は、Ｉ_１＝−Ｉ_２、Ｑ_１＝Ｑ_２となる。よって、Ｉ_１’＝−Ｉ_２’，Ｑ_２’＝Ｑ_１’となるため、Ｉ_１’’＝０、Ｑ_１’’＝０、Ｉ_２’’＝−２Ｉ_２’、Ｑ_２’’＝２Ｑ_２’である。
これにより、狭帯域信号処理部４０３、及び広帯域信号生成部４１において、Ｉ_１’’、Ｑ_２’’側の処理を（式１０）に示すように省略することができる。

（式１０）
ｊＱ＝（Ｉ_１’＋Ｉ_２’）ｃｏｓω’ｔ＋（−Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｓｉｎω’ｔ＋ｊ［（Ｉ_１’−Ｉ_２’）ｓｉｎω’ｔ＋（Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｃｏｓω’ｔ］
＝Ｉ_１’’ｃｏｓω’ｔ＋Ｑ_１’’ｓｉｎω’ｔ＋ｊ［Ｉ_２’’ｓｉｎω’ｔ＋Ｑ_２’’ｃｏｓω’ｔ］
＝ｊ［−２Ｉ_２’ｃｏｓω’ｔ＋２Ｑ_２’ｓｉｎω’ｔ］

＜第５の実施形態＞
以下、本発明の第５の実施形態について説明する。
［光送信機の構成］
図１８は、本発明の第５の実施形態による光送信機５の構成を示す図である。

図１８に図示するように、第５の実施形態による光送信機５は、偏波多重信号への適用例である。第５の実施形態による光送信機５は、図１に示した第１の実施形態による光送信機１が備える各機能ブロック（信号生成部１０１、帯域分割部１０２、狭帯域信号処理部１０３、デジタル−アナログ変換部１０４、広帯域信号生成部１１、及び光変調器１２）を、ｘ偏波とｙ偏波とのそれぞれに対して備えた構成である。送信データ系列は、信号生成部において、ｘ偏波とｙ偏波とに対応する２つのデータ系列に分割される。２つのデータ系列それぞれは、第１の実施形態による光送信機１における信号処理と同様の信号処理が施される。

＜第６の実施形態＞
以下、本発明の第６の実施形態について説明する。
［光送信機の構成］
図１９は、本発明の第６の実施形態による光送信機６の構成を示す図である。

図１９に図示するように、第６の実施形態による光送信機６は、偏波多重信号への適用例である。第６の実施形態による光送信機６は、図１６に示した第３の実施形態による光送信機３が備える各機能ブロックを、ｘ偏波とｙ偏波とのそれぞれに対して備えた構成である。

＜第７の実施形態＞
以下、本発明の第７の実施形態について説明する。
［光送信機の構成］
図２０は、本発明の第７の実施形態による光送信機７の構成を示す図である。

図２０に図示するように、第７の実施形態による光送信機７は、信号生成部７０１と、帯域分割部７０２と、狭帯域信号処理部７０３と、デジタル−アナログ変換部７０４とからなるデジタル信号処理部７０と、広帯域信号生成部７１と、光変調器７２と、信号光源７３と、によって構成される。

上述した実施形態では、光送信機が、広帯域信号を２つの狭帯域信号（上側波帯信号及び下側波帯信号）に分割する構成であった。一方、第７の実施形態では、光送信機７が、広帯域信号を３つの狭帯域信号に分割する構成である。

第７の実施形態においては、上述した実施形態における狭帯域信号（Ｉ_１，Ｑ_１）及び（Ｉ_２，Ｑ_２）のほか、更に、狭帯域信号（Ｉ_０，Ｑ_０）を考慮する必要がある。しかし、第７の実施形態による光送信機７の構成は、上述したような広帯域信号を２つの狭帯域信号に分割する光送信機の構成の場合と、同様のバリエーションを取ることができる。

例えば、第７の実施形態による光送信機７の構成は、図１６に示した第３の実施形態による光送信機３の構成と同様に、複数のデジタル信号処理部７０を備える構成とすることも可能である。
また、例えば、第７の実施形態による光送信機７の構成は、図１８に示した第５の実施形態による光送信機５の構成、及び、図１９に示した第６の実施形態による光送信機６の構成と同様に、偏波多重信号へ適用させることも可能である。

図２１は、本発明の第７の実施形態による光送信機７の帯域分割部７０２の構成を示す図である。また、図２２は、本発明の第７の実施形態による光送信機７の帯域分割部７０２の帯域分割フィルタ７０２１の構成を示す図である。
なお、帯域分割部７０２は、図６に示した帯域分割部１０２ｂと同様、ヒルベルト変換を用いずに帯域分割する構成を備えてもよい。図２３は、ヒルベルト変換を用いずに広帯域信号を３つの狭帯域信号に分割する帯域分割部７０２ｂの構成例を示す図である。

図２４は、本発明の第７の実施形態による光送信機７の狭帯域信号処理部７０３の構成を示す図である。図２４に図示するように、第７の実施形態による狭帯域信号処理部７０３の構成は、図９に示した第１の実施形態による狭帯域信号処理部１０３の構成と同等の最小構成である。また、第７の実施形態において、図１０に示した狭帯域信号処理部１０３ｂのような波形等化を考慮する場合には、図１０に示した狭帯域信号処理部１０３ｂにおける４ｘ４の構成を、６ｘ６の構成に拡張すればよい。

図２５は、本発明の第７の実施形態による光送信機７の広帯域信号生成部７１の構成を示す図である。図２５に図示するように、第７の実施形態による広帯域信号生成部７１の構成は、狭帯域信号Ｉ_０’’とＱ_０’’とがそれぞれ加算される点以外については、図１２に示した第１の実施形態による広帯域信号生成部１１の構成と同等の構成である。
なお、広帯域信号生成部７１を実現するアナログ回路では、図１３に示した広帯域信号生成部１１ｂの構成と同様に、作動信号出力回路、スイッチ回路及びパワーコンバイナを用いればよい。

［広帯域信号の生成処理（３倍の場合）］
上述したように、第７の実施形態に係る光送信機７は、広帯域信号を、ヒルベルト変換を用いて３つに帯域分割し、帯域分割した３つの信号それぞれを周波数シフトすることにより、３つの狭帯域信号に分割する。光送信機７は、３つの狭帯域信号に対してそれぞれデジタル−アナログ変換を行う。光送信機７は、アナログ信号に変換した３つの狭帯域信号のうち２つを周波数シフトする。光送信機７は、当該３つの狭帯域信号どうしの加算を行うことにより広帯域信号を生成する。上記の処理は、下記のように表すことができる。３つの狭帯域信号のうち０Ｈｚ近傍の狭帯域信号以外の２つの狭帯域信号が周波数シフトの対象となる。

光送信機７は、広帯域信号を、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）とヒルベルト変換を用いて３つに帯域分割する。光送信機７は、分割した帯域のうち、周波数が高い帯域を第１の帯域、周波数が低い帯域を第２の帯域、及び、その中間の周波数である帯域を第３の帯域とすると、第１の帯域の信号及び第２の帯域の信号をそれぞれ周波数−ｆ’及びｆ’で周波数シフトする。帯域分割部７０２の周波数シフタは、第１の帯域の信号に対して正弦波信号ｅｘｐ（−ｊω’ｔ）を乗じ、第２の帯域の信号に対して正弦波信号ｅｘｐ（ｊω’ｔ）を乗じる。帯域分割部７０２における信号処理は、（式１１）で表される。

（式１１）
Ｉ＋ｊＱ＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（ｊ２ωｔ）＋（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（−ｊ２ωｔ）
＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（ｊ（２ω’−Δω）ｔ）＋（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（−ｊ（２ω’−Δω）ｔ）
＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（−ｊΔωｔ）ｅｘｐ（ｊ２ω’ｔ）＋（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（ｊΔωｔ）ｅｘｐ（−ｊ２ω’ｔ）

３つの狭帯域信号は、それぞれ（式１２）のように表される。なお、第３の帯域の信号（Ｉ_０＋ｊＱ_０）はＬＰＦを通過した帯域の信号である。光送信機７は、信号（Ｉ_０＋ｊＱ_０）を差し引いた広帯域信号に対してヒルベルト変換により帯域分割することによって、上記の第１の帯域及び第２の帯域の信号を得ることができる。

（式１２）
第３の帯域の信号：Ｉ_０＋ｊＱ_０，
第１の帯域の信号：（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（−ｊΔωｔ）＝Ｉ_１ｃｏｓΔωｔ＋Ｑ_１ｓｉｎΔωｔ＋ｊ（−Ｉ_１ｓｉｎΔωｔ＋Ｑ_１ｃｏｓΔωｔ）＝Ｉ_１’＋ｊＱ_１’，
第２の帯域の信号：（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（ｊΔωｔ）＝Ｉ_２ｃｏｓΔωｔ−Ｑ_２ｓｉｎΔωｔ＋ｊ（Ｉ_２ｓｉｎΔωｔ＋Ｑ_２ｃｏｓΔωｔ）＝Ｉ_２’＋ｊＱ_２’

光送信機７は、第１及び第２の帯域に対応する狭帯域信号を、それぞれ周波数２ｆ’及び−２ｆ’で周波数シフトする。第１の帯域に対応する狭帯域信号に正弦波信号（ｅｘｐ（ｊ２ω’ｔ）が乗じられ、第２の帯域に対応する狭帯域信号に正弦波信号ｅｘｐ（−ｊ２ω’ｔ）が乗じられる。なお、ω’＝２πｆ’である。周波数シフトが施された信号は、（式１３）で表される。

（式１３）
（Ｉ_１’＋ｊＱ_１’）ｅｘｐ（ｊ２ω’ｔ）＝Ｉ_１’ｃｏｓ２ω’ｔ−Ｑ_１’ｓｉｎ２ω’ｔ＋ｊ（Ｉ_１’ｓｉｎ２ω’ｔ＋Ｑ_１’ｃｏｓ２ω’ｔ），
（Ｉ_２’＋ｊＱ_２’）ｅｘｐ（−ｊ２ω’ｔ）＝Ｉ_２’ｃｏｓ２ω’ｔ＋Ｑ_２’ｓｉｎ２ω’ｔ＋ｊ（−Ｉ_２’ｓｉｎ２ω’ｔ＋Ｑ_２’ｃｏｓ２ω’ｔ）

光送信機７の広帯域信号生成部７１は、上記の３つの狭帯域信号を、加算する。これにより、（式１４）に示す３つの狭帯域信号から広帯域信号が生成される。

（式１４）
Ｉ＋ｊＱ＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋（Ｉ_１’＋Ｉ_２’）ｃｏｓ２ω’ｔ＋（−Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｓｉｎ２ω’ｔ＋ｊ［（Ｉ_１’−Ｉ_２’）ｓｉｎ２ω’ｔ＋（Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｃｏｓ２ω’ｔ］
＝Ｉ_０＋Ｉ_１’’ｃｏｓ２ω’ｔ＋Ｑ_１’’ｓｉｎ２ω’ｔ＋ｊ（Ｑ_０＋Ｉ_２’’ｓｉｎ２ω’ｔ＋Ｑ_２’’ｃｏｓ２ω’ｔ）

なお、上記において、ｊ：虚数単位、ω＝２πｆ（ｒａｄ／ｓ）、ｆ＝ｂ／４（Ｈｚ）、ｂ：ボーレート（ｂａｕｄ＝１／ｓ）、ω’＝２πｆ’＝２π（ｆ＋Δｆ）＝ω＋Δωである。なお、上記において、信号Ｉ及びＱは時間ｔの関数であるが、（ｔ）は省略している。

なお、周波数Δｆは任意の周波数（実数）であるが、図１３に示した広帯域信号生成部１１ｂを用いて説明したように高調波の影響を考慮する場合、Δｆ≧０とすることが望ましい。なぜならば、Δｆ＜０である場合、高調波が広帯域信号内に生じ、信号品質が劣化するためである。

なお、上述したように、本発明の第１の実施形態から第６の実施形態による光送信機は、広帯域信号を２つの狭帯域信号に分割して、デジタル−アナログ変換を行い、アナログ信号に変換した２つの狭帯域信号から広帯域信号を生成した。また、上述したように、本発明の第７の実施形態による光送信機は、広帯域信号を３つの狭帯域信号に分割して、デジタル−アナログ変換を行い、アナログ信号に変換した３つの狭帯域信号から広帯域信号を生成した。

本発明は、以下に説明するように、更に、２Ｎ個（２個、４個、６個…）の狭帯域信号を用いて、狭帯域信号が有する帯域の２Ｎ倍（２倍、４倍、６倍…）の帯域を有する広帯域信号を生成するように拡張することが可能である。また、本発明は、２Ｎ＋１個（３個、５個、７個…）の狭帯域信号を用いて、狭帯域信号が有する帯域の２Ｎ＋１倍（３倍、５倍、７倍…）の帯域を有する広帯域信号を生成するように拡張することも可能である。

＜広帯域信号の生成処理（２Ｎ倍への拡張）＞
以下、２Ｎ個の狭帯域信号を用いて２Ｎ倍の広帯域信号を生成する光送信機の場合について説明する。光送信機は、広帯域信号を２Ｎ個に帯域分割し、帯域分割された信号をそれぞれ周波数（−（２ｋ−１）ｆ’）及び（２ｋ−１）ｆ’で周波数シフトする。帯域分割された信号に対する周波数シフトは、正弦波信号ｅｘｐ（−ｊ（２ｋ−１）ω’ｔ）、ｅｘｐ（ｊ（２ｋ−１）ω’ｔ）を乗ずる信号処理で行われる。光送信機は、広帯域信号を２Ｎ個の狭帯域信号に分割してから、それぞれの狭帯域信号に対してデジタル−アナログ変換を行う。

光送信機は、アナログ信号に変換した２Ｎ個の狭帯域信号を周波数シフトする。光送信機は、周波数シフトされた２Ｎ個の狭帯域信号の加算を行うことにより広帯域信号を生成する。上記の処理は、下記のように表すことができる。

光送信機は、広帯域信号を、２Ｎ個に帯域分割し、それぞれ周波数（−（２ｋ−１）ｆ’）、（２ｋ−１）ｆ’で周波数シフトする。２Ｎ個に帯域分割された信号のうち、中心周波数が０Ｈｚより大きい信号は、正弦波信号ｅｘｐ（−ｊ（２ｋ−１）ω’ｔ）を乗じられ、０Ｈｚ近傍の信号へ変換される。中心周波数が０Ｈｚより小さい信号は、正弦波信号ｅｘｐ（ｊ（２ｋ−１）ω’ｔ）を乗じられ、０Ｈｚ近傍の信号へ変換される。２Ｎ個に帯域分割された信号（Ｉ＋ｊＱ）は、（式１５）で表される。なお、ｋ＝１，２，…，（Ｎ／２）。

（式１５）
Ｉ＋ｊＱ＝Σ_ｋ［（Ｉ_２ｋ−１＋ｊＱ_２ｋ−１）ｅｘｐ（ｊ（２ｋ−１）ωｔ）＋（Ｉ_２ｋ＋ｊＱ_２ｋ）ｅｘｐ（−ｊ（２ｋ−１）ωｔ）］
＝Σ_ｋ［（Ｉ_２ｋ−１＋ｊＱ_２ｋ−１）ｅｘｐ（−ｊΔωｔ）ｅｘｐ（ｊ（２ｋ−１）ω’ｔ）＋（Ｉ_２ｋ＋ｊＱ_２ｋ）ｅｘｐ（ｊΔωｔ）ｅｘｐ（−ｊ（２ｋ−１）ω’ｔ）］

２Ｎ個の狭帯域信号は、それぞれ（式１６）のように表される。

（式１６）
（Ｉ_２ｋ−１＋ｊＱ_２ｋ−１）ｅｘｐ（−ｊΔωｔ）＝Ｉ_２ｋ−１ｃｏｓΔωｔ＋Ｑ_２ｋ−１ｓｉｎΔωｔ＋ｊ（−Ｉ_２ｋ−１ｓｉｎΔωｔ＋Ｑ_２ｋ−１ｃｏｓΔωｔ）＝Ｉ_２ｋ−１’＋ｊＱ_２ｋ−１’，
（Ｉ_２ｋ＋ｊＱ_２ｋ）ｅｘｐ（ｊΔωｔ）＝Ｉ_２ｋｃｏｓΔωｔ−Ｑ_２ｋｓｉｎΔωｔ＋ｊ（Ｉ_２ｋｓｉｎΔωｔ＋Ｑ_２ｋｃｏｓΔωｔ）＝Ｉ_２ｋ’＋ｊＱ_２ｋ’

光送信機は、上記の２Ｎ個の狭帯域信号を、それぞれ周波数（±（２ｋ−１）ｆ’）で周波数シフトする。（式１７）に示されるように、２Ｎ個の狭帯域信号が正弦波信号ｅｘｐ（±ｊ（２ｋ−１）ω’ｔ）とそれぞれ乗じられる。

（式１７）
（Ｉ_２ｋ−１’＋ｊＱ_２ｋ−１’）ｅｘｐ（ｊ（２ｋ−１）ω’ｔ）＝Ｉ_２ｋ−１’ｃｏｓ（２ｋ−１）ω’ｔ−Ｑ_２ｋ−１’ｓｉｎ（２ｋ−１）ω’ｔ＋ｊ（Ｉ_２ｋ−１’ｓｉｎ（２ｋ−１）ω’ｔ＋Ｑ_２ｋ−１’ｃｏｓ（２ｋ−１）ω’ｔ），
（Ｉ_２ｋ’＋ｊＱ_２ｋ’）ｅｘｐ（−ｊ（２ｋ−１）ω’ｔ）＝Ｉ_２ｋ’ｃｏｓ（２ｋ−１）ω’ｔ＋Ｑ_２ｋ’ｓｉｎ（２ｋ−１）ω’ｔ＋ｊ（−Ｉ_２ｋ’ｓｉｎ（２ｋ−１）ω’ｔ＋Ｑ_２ｋ’ｃｏｓ（２ｋ−１）ω’ｔ）

光送信機は、上記の２Ｎ個の狭帯域信号を、加算する。これにより、（式１８）に示されるように、２Ｎ個の狭帯域信号から帯域分割前の広帯域信号と同じ帯域を有する広帯域信号が生成される。

（式１８）
Ｉ＋ｊＱ＝（Ｉ_１’＋Ｉ_２’）ｃｏｓω’ｔ＋（−Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｓｉｎω’ｔ＋ｊ［（Ｉ_１’−Ｉ_２’）ｓｉｎω’ｔ＋（Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｃｏｓω’ｔ］＋（Ｉ_３’＋Ｉ_４’）ｃｏｓ３ω’ｔ＋（−Ｑ_３’＋Ｑ_４’）ｓｉｎ３ω’ｔ＋ｊ［（Ｉ_３’−Ｉ_４’）ｓｉｎ３ω’ｔ＋（Ｑ_３’＋Ｑ_４’）ｃｏｓ３ω’ｔ］＋・・・
＝Σ_ｋ［（Ｉ_２ｋ−１’＋Ｉ_２ｋ’）ｃｏｓ（２ｋ−１）ω’ｔ＋（−Ｑ_２ｋ−１’＋Ｑ_２ｋ’）ｓｉｎ（２ｋ−１）ω’ｔ＋ｊ（（Ｉ_２ｋ−１’−Ｉ_２ｋ’）ｓｉｎ（２ｋ−１）ω’ｔ＋（Ｑ_２ｋ−１’＋Ｑ_２ｋ’）ｃｏｓ（２ｋ−１）ω’ｔ）］
＝Σ_ｋ［Ｉ_２ｋ−１’’ｃｏｓ（２ｋ−１）ω’ｔ＋Ｑ_２ｋ−１’’ｓｉｎ（２ｋ−１）ω’ｔ＋ｊ（Ｉ_２ｋ’’ｓｉｎ（２ｋ−１）ω’ｔ＋Ｑ_２ｋ’’ｃｏｓ（２ｋ−１）ω’ｔ）］

なお、上記において、ｊ：虚数単位、ω＝２πｆ（ｒａｄ／ｓ）、ｆ＝ｂ／４（Ｈｚ）、ｂ：ボーレート（ｂａｕｄ＝１／ｓ）、ω’＝２πｆ’＝２π（ｆ＋Δｆ）＝ω＋Δωである。なお、上記において、信号Ｉ及びＱは時間ｔの関数であるが、（ｔ）は省略している。

なお、周波数Δｆは任意の周波数（実数）であるが、図１３に示した広帯域信号生成部１１ｂを用いて説明したように高調波の影響を考慮する場合、Δｆ≧０とすることが望ましい。なぜならば、Δｆ＜０である場合、高調波が広帯域信号内に生じ、信号品質が劣化するためである。

＜広帯域信号の生成処理（２Ｎ＋１倍への拡張）＞
以下、（２Ｎ＋１）個の狭帯域信号を用いて（２Ｎ＋１）倍の広帯域信号を生成する光送信機の場合について説明する。光送信機は、広帯域信号を（２Ｎ＋１）個に帯域分割し、それぞれ周波数（−２ｋｆ’）及び２ｋｆ’で周波数シフトする。帯域分割された信号に対する周波数シフトは、正弦波信号ｅｘｐ（−ｊ（２ｋω’ｔ）、ｅｘｐ（ｊ２ｋω’）を乗ずる信号処理で行われる。光送信機は、（２Ｎ＋１）個の狭帯域信号に分割してから、それぞれの狭帯域信号に対してデジタル−アナログ変換を行う。

光送信機は、アナログ信号に変換した（２Ｎ＋１）個の狭帯域信号のうち２Ｎ個を周波数シフトする。光送信機は、当該（２Ｎ＋１）個の狭帯域信号の加算を行うことにより広帯域信号を生成する。上記の処理は、下記のように表すことができる。

光送信機は、広帯域信号を、（２Ｎ＋１）個に帯域分割し、それぞれ周波数（−２ｋｆ’）、（２ｋｆ’）で周波数シフトする。（２Ｎ＋１）個に帯域分割された信号のうち、中心周波数が０Ｈｚより大きい信号であって０Ｈｚを帯域に含まない信号は、正弦波信号ｅｘｐ（−ｊ（２ｋω’ｔ））を乗じられ、０Ｈｚ近傍の信号へ変換される。中心周波数が０Ｈｚより小さい信号であって０Ｈｚを帯域に含まない信号は、正弦波信号ｅｘｐ（ｊ（２ｋω’ｔ））を乗じられ、０Ｈｚ近傍の信号へ変換される。帯域分割された信号のうち、０Ｈｚを帯域に含む信号（Ｉ_０＋ｊＱ_０）には周波数シフトが行われない。（２Ｎ＋１）個に帯域分割された信号（Ｉ＋ｊＱ）は、（式１９）で表される。なお、ｋ＝１，２，…，（Ｎ／２）。

（式１９）
Ｉ＋ｊＱ＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋Σ_ｋ［（Ｉ_２ｋ−１＋ｊＱ_２ｋ−１）ｅｘｐ（ｊ２ｋωｔ）＋（Ｉ_２ｋ＋Ｑ_２ｋ）ｅｘｐ（−ｊ２ｋωｔ）］
＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋Σ_ｋ［（Ｉ_２ｋ−１＋ｊＱ_２ｋ−１）ｅｘｐ（−ｊΔωｔ）ｅｘｐ（ｊ２ｋω’ｔ）＋（Ｉ_２ｋ＋Ｑ_２ｋ）ｅｘｐ（ｊΔωｔ）ｅｘｐ（−ｊ２ｋω’ｔ）］

（２Ｎ＋１）個の狭帯域信号は、それぞれ（式２０）のように表される。

（式２０）
Ｉ_０＋ｊＱ_０，
（Ｉ_２ｋ−１＋ｊＱ_２ｋ−１）ｅｘｐ（−ｊΔωｔ）＝Ｉ_２ｋ−１ｃｏｓΔωｔ＋Ｑ_２ｋ−１ｓｉｎΔωｔ＋ｊ（−Ｉ_２ｋ−１ｓｉｎΔωｔ＋Ｑ_２ｋ−１ｃｏｓΔωｔ）＝Ｉ_２ｋ−１’＋ｊＱ_２ｋ−１’，
（Ｉ_２ｋ＋ｊＱ_２ｋ）ｅｘｐ（ｊΔωｔ）＝Ｉ_２ｋｃｏｓΔωｔ−Ｑ_２ｋｓｉｎΔωｔ＋ｊ（Ｉ_２ｋｓｉｎΔωｔ＋Ｑ_２ｋｃｏｓΔωｔ）＝Ｉ_２ｋ’＋ｊＱ_２ｋ’

光送信機は、上記の（２Ｎ＋１）個の狭帯域信号を、それぞれ周波数（±２ｋｆ’）で周波数シフトする。（式２１）に示されるように、（２Ｎ＋１）個の狭帯域信号のうち２Ｎ個の狭帯域信号が正弦波信号ｅｘｐ（±ｊ２ｋω’ｔ）とそれぞれ乗じられる。但し、光送信機は、狭帯域信号（Ｉ_０＋ｊＱ_０）については周波数シフトしない。

（式２１）
Ｉ_０＋ｊＱ_０，
（Ｉ_２ｋ−１’＋ｊＱ_２ｋ−１’）ｅｘｐ（ｊ２ｋω’ｔ）＝Ｉ_２ｋ−１’ｃｏｓ２ｋω’ｔ−Ｑ_２ｋ−１’ｓｉｎ２ｋω’ｔ＋ｊ（Ｉ_２ｋ−１’ｓｉｎ２ｋω’ｔ＋Ｑ_２ｋ−１’ｃｏｓ２ｋω’ｔ），
（Ｉ_２ｋ’＋ｊＱ_２ｋ’）ｅｘｐ（−ｊ２ｋω’ｔ）＝Ｉ_２ｋ’ｃｏｓ２ｋω’ｔ＋Ｑ_２ｋ’ｓｉｎ２ｋω’ｔ＋ｊ（−Ｉ_２ｋ’ｓｉｎ２ｋω’ｔ＋Ｑ_２ｋ’ｃｏｓ２ｋω’ｔ）

光送信機は、上記の（２Ｎ＋１）個の狭帯域信号を、加算する。これにより、（式２２）に示されるように、（２Ｎ＋１個）の狭帯域信号から、帯域分割前の広帯域信号と同じ帯域を有する広帯域信号が生成される。

（式２２）
Ｉ＋ｊＱ＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋（Ｉ_１’＋Ｉ_２’）ｃｏｓω’ｔ＋（−Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｓｉｎ２ω’ｔ＋ｊ［（Ｉ_１’−Ｉ_２’）ｓｉｎ２ω’ｔ＋（Ｑ_１’＋Ｑ_２’）ｃｏｓ２ω’ｔ］＋（Ｉ_３’＋Ｉ_４’）ｃｏｓ４ω’ｔ＋（−Ｑ_３’＋Ｑ_４’）ｓｉｎ４ω’ｔ＋ｊ［（Ｉ_３’−Ｉ_４’）ｓｉｎ４ω’ｔ＋（Ｑ_３’＋Ｑ_４’）ｃｏｓ４ω’ｔ］＋・・・
＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋Σ_ｋ［（Ｉ_２ｋ−１’＋Ｉ_２ｋ’）ｃｏｓ２ｋω’ｔ＋（−Ｑ_２ｋ−１’＋Ｑ_２ｋ’）ｓｉｎ２ｋω’ｔ＋ｊ（（Ｉ_２ｋ−１’−Ｉ_２ｋ’）ｓｉｎ２ｋω’ｔ＋（Ｑ_２ｋ−１’＋Ｑ_２ｋ’）ｃｏｓ２ｋω’ｔ）］
＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋Σ_ｋ［Ｉ_２ｋ−１’’ｃｏｓ２ｋω’ｔ＋Ｑ_２ｋ−１’’ｓｉｎ２ｋω’ｔ＋ｊ（Ｉ_２ｋ’’ｓｉｎ２ｋω’ｔ＋Ｑ_２ｋ’’ｃｏｓ２ｋω’ｔ）］

なお、上記において、ｊ：虚数単位、ω＝２πｆ（ｒａｄ／ｓ）、ｆ＝ｂ／４（Ｈｚ）、ｂ：ボーレート（ｂａｕｄ＝１／ｓ）、ω’＝２πｆ’＝２π（ｆ＋Δｆ）＝ω＋Δωである。なお、上記において、信号Ｉ及びＱは時間ｔの関数であるが、（ｔ）は省略している。

なお、周波数Δｆは任意の周波数（実数）であるが、図１３に示した広帯域信号生成部１１ｂを用いて説明したように高調波の影響を考慮する場合、Δｆ≧０とすることが望ましい。なぜならば、Δｆ＜０である場合、高調波が広帯域信号内に生じ、信号品質が劣化するためである。

以上、説明したように、本発明の光送信機によれば、複数の低速信号（狭帯域信号）をアナログ的に合成し、高速信号（広帯域信号）を生成することが可能になる。具体的には、低速信号に対して加減算回路と周波数シフタ（例えば、スイッチ回路等）とを用いる簡易な構成で、高速信号を生成することが可能になる。
これにより、本発明の光送信機によれば、ＤＡＣの出力帯域に制限されることなく、変調速度を高速化することが可能になる。

また、本発明の光送信機によれば、２Ｎ個（２個、４個、６個…）の狭帯域信号を用いて、狭帯域信号が有する帯域の２Ｎ倍（２倍、４倍、６倍…）の帯域を有する広帯域信号を生成するような拡張、あるいは、２Ｎ＋１個（３個、５個、７個…）の狭帯域信号を用いて、狭帯域信号が有する帯域の２Ｎ＋１倍（３倍、５倍、７倍…）の帯域を有する広帯域信号を生成するような拡張も容易に実現可能となる。

さらに、本発明の光送信機によれば、低速信号から高速信号を生成する際において、ＤＡＣや合成部のアナログデバイスの不完全性により生じる信号品質の劣化を等化する機構も備えることができる。

＜第８の実施形態＞
以下、本発明の第８の実施形態について説明する。
［光受信機の構成］
図２６は、本発明の第８の実施形態による光受信機２００１の構成を示す図である。

図２６に示すように、本実施形態による光受信機２００１は、光コヒーレント受信機２０１０と、局発光源２０１１と、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２と、狭帯域信号処理部２０１３と、デジタル信号処理部２０１４とから構成される。また、デジタル信号処理部２０１４は、アナログ−デジタル変換部２１４１と、狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２と、波形等化部２１４３と、復号部２１４４とから構成される。

光コヒーレント受信機２０１０（受信部）は、光ファイバ伝送路から受信した偏波多重された光変調信号（偏波多重信号）を、局発光源２０１１から出力された局発光と干渉させ、光電変換器（図示せず）によりベースバンド信号に変換する。光コヒーレント受信機２０１０は、変換したベースバンド信号（広帯域信号）を、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２へ出力する。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、光コヒーレント受信機２０１０から入力された広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））及び（Ｉ_ｙ（ｔ），Ｑ_ｙ（ｔ））を、複数（本実施形態においては２つ）の広帯域信号にそれぞれ分割する。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、分割した複数の広帯域信号を周波数シフトし狭帯域信号とする。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、周波数シフトした複数の狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１’（ｔ），Ｑ_ｘ１’（ｔ））、（Ｉ_ｘ２’（ｔ），Ｑ_ｘ２’（ｔ））、（Ｉ_ｙ１’（ｔ），Ｑ_ｙ１’（ｔ））、（Ｉ_ｙ２’（ｔ），Ｑ_ｙ２’（ｔ）））を、それぞれ狭帯域信号処理部２０１３へ出力する。狭帯域信号それぞれは、（式２３）で表される。

（式２３）
Ｉ_ｘ１’（ｔ）＝Ｉ_ｘ１（ｔ）＋Ｉ_ｘ２（ｔ），
Ｑ_ｘ１’（ｔ）＝−Ｑ_ｘ１（ｔ）＋Ｑ_ｘ２（ｔ），
Ｉ_ｘ２’（ｔ）＝Ｉ_ｘ１（ｔ）−Ｉ_ｘ２（ｔ），
Ｑ_ｘ２’（ｔ）＝Ｑ_ｘ１（ｔ）＋Ｑ_ｘ２（ｔ），
Ｉ_ｙ１’（ｔ）＝Ｉ_ｙ１（ｔ）＋Ｉ_ｙ２（ｔ），
Ｑ_ｙ１’（ｔ）＝−Ｑ_ｙ１（ｔ）＋Ｑ_ｙ２（ｔ），
Ｉ_ｙ２’（ｔ）＝Ｉ_ｙ１（ｔ）−Ｉ_ｙ２（ｔ），
Ｑ_ｙ２’（ｔ）＝Ｑ_ｙ１（ｔ）＋Ｑ_ｙ２（ｔ）

狭帯域信号処理部２０１３は、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２から入力された複数の狭帯域信号について、当該複数の狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。狭帯域信号処理部２０１３は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った複数の狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１（ｔ）、Ｑ_ｘ１（ｔ））、（Ｉ_ｘ２（ｔ）、Ｑ_ｘ２（ｔ））、（Ｉ_ｙ１（ｔ）、Ｑ_ｙ１（ｔ））、（Ｉ_ｙ２（ｔ）、Ｑ_ｙ２（ｔ）））を、アナログ−デジタル変換部２１４１へ出力する。

アナログ−デジタル変換部２１４１は、狭帯域信号処理部２０１３から入力された複数の狭帯域信号を、それぞれデジタル信号に変換する。アナログ−デジタル変換部２１４１は、変換した複数のデジタル信号（（Ｉ_ｘ１（ｎ）、Ｑ_ｘ１（ｎ））、（Ｉ_ｘ２（ｎ）、Ｑ_ｘ２（ｎ））、（Ｉ_ｙ１（ｎ）、Ｑ_ｙ１（ｎ））、（Ｉ_ｙ２（ｎ）、Ｑ_ｙ２（ｎ）））を、狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２へ出力する。

狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、アナログ−デジタル変換部２１４１から入力された狭帯域信号である複数のデジタル信号を周波数シフトして、当該複数のデジタル信号どうしを加算し、広帯域信号に変換する。狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、変換した広帯域信号（Ｓ_ｘ（ｎ）及びＳ_ｙ（ｎ））を、波形等化部２１４３へ出力する。

波形等化部２１４３は、狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２から入力された広帯域信号に対し波形等化を行い、光ファイバ伝送路において発生する波長分散、偏波変動、及び非線形光学効果による波形劣化を補償する。また、波形等化部２１４３は、送信側のレーザと受信側のレーザとの周波数誤差、及び、それぞれのレーザの持つ線幅による位相雑音の補償を行う。また、波形等化部２１４３は、その他、任意の波形等化を実施する。波形等化部２１４３は、上記の処理によって等化した広帯域信号（Ｓ_ｘ（ｎ）及びＳ_ｙ（ｎ））を、復号部２１４４へ出力する。

復号部２１４４は、波形等化部２１４３から入力された広帯域信号を復号する。

［広帯域信号−狭帯域信号変換部の構成］
図２７は、本発明の第８の実施形態による光受信機２００１の広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２の構成を示す図である。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、光コヒーレント受信機２０１０から入力された広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））及び（Ｉ_ｙ（ｔ），Ｑ_ｙ（ｔ））を、複数（本実施形態においては２つ）の狭帯域信号に分割する。なお、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、例えば、パワーデバイダなどによって、広帯域信号を複数の広帯域信号に分割する。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、分割した複数の広帯域信号を、周波数シフタ２１２１によって周波数シフトして狭帯域信号とする。

なお、周波数シフタにおける乗算回路（ミキサ）は、例えば、スイッチ回路等の任意デバイスを用いることができる。また、加算回路は、例えば、パワーコンバイナ等の任意のデバイスを用いることができる。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、周波数シフトした複数の狭帯域信号の高調波を、それぞれＬＰＦ（Low-pass filter：ローパスフィルタ）２１２２によって除去する。なお、アナログ帯域外に高調波が生じる等、高調波の影響を無視できる場合には、ＬＰＦ２１２２が省略された構成であってもよい。また、高調波が生じても構わないシステムの場合にも同様に、ＬＰＦ２１２２が省略された構成であってもよい。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、ＬＰＦ２１２２によって高調波を除去した狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１’（ｔ），Ｑ_ｘ１’（ｔ））、（Ｉ_ｘ２’（ｔ），Ｑ_ｘ２’（ｔ））、（Ｉ_ｙ１’（ｔ），Ｑ_ｙ１’（ｔ））、（Ｉ_ｙ２’（ｔ），Ｑ_ｙ２’（ｔ）））を、それぞれ狭帯域信号処理部２０１３へ出力する。狭帯域信号それぞれは、上述した（式２３）で表される。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））の同相成分Ｉ_ｘ（ｔ）に対して、（π／２）の位相差を有する正弦波信号（ｃｏｓ（ωｔ），ｓｉｎ（ωｔ））を乗じる。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、同相成分Ｉ_ｘ（ｔ）に正弦波信号ｃｏｓ（ωｔ）を乗じることにより、同相成分Ｉ_ｘ（ｔ）の信号の帯域を０Ｈｚ近傍の帯域へ周波数シフトする。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、周波数シフトした信号から高調波成分を除去して、広帯域信号の上側波帯及び下側波帯の同相成分の和を示す信号Ｉ_ｘ１’（ｔ）を狭帯域信号として得る。また、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、同相成分Ｉ_ｘ（ｔ）に正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）を乗じることにより、広帯域信号の直交成分Ｑ_ｘ（ｔ）の信号の帯域を０Ｈｚ近傍の帯域へ周波数シフトする。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、周波数シフトした信号から高調波成分を除去して、広帯域信号の上側波帯及び下側波帯の直交成分の差を示す信号Ｑ_ｘ１’（ｔ）を狭帯域信号として得る。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））の直交成分Ｑ_ｘ（ｔ）に対して、（π／２）の位相差を有する正弦波信号（ｓｉｎ（ωｔ），ｃｏｓ（ωｔ））を乗じる。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、直交成分Ｑ_ｘ（ｔ）に正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）を乗じることにより、広帯域信号の同相成分Ｉ_ｘ（ｔ）の信号の帯域を０Ｈｚ近傍の帯域へ周波数シフトする。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、周波数シフトした信号から高調波成分を除去して、広帯域信号の上側波帯及び下側波帯の同相成分の差を示す信号Ｉ_ｘ２’（ｔ）を狭帯域信号として得る。また、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、直交成分Ｑ_ｘ（ｔ）に正弦波信号ｃｏｓ（ωｔ）を乗じることにより、直交成分Ｑ_ｘ（ｔ）の信号の帯域を０Ｈｚ近傍の帯域へ周波数シフトする。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、周波数シフトした信号から高調波成分を除去して、広帯域信号の上側波帯及び下側波帯の直交成分の和を示す信号Ｑ_ｘ１’（ｔ）を狭帯域信号として得る。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、広帯域信号（Ｉ_ｙ（ｔ），Ｑ_ｙ（ｔ））に対しても、広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））と同様の信号処理を行いことで、狭帯域信号（（Ｉ_ｙ１’（ｔ），Ｑ_ｙ１’（ｔ））、（Ｉ_ｙ２’（ｔ），Ｑ_ｙ２’（ｔ））を得る。なお、周波数シフトに用いる正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ），ｃｏｓ（ωｔ）の角周波数ωは、後段で用いられるアナログ−デジタル変換器の許容帯域に応じて定めてもよい。アナログ−デジタル変換器において、サンプリング周波数は許容帯域を表現できる値とする。

また、図２８に示す広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２ｂのように、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２が、周波数シフタ２１２１内に差動信号出力回路２２１１を備える構成であってもよい。
なお、差動信号出力回路２２１１が、周波数シフタ２１２１外であって広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２の前段に備えられた構成であってもよい。
なお、光コヒーレント受信機２０１０が差動出力である場合には、差動信号出力回路２２１１を省略することができる。
なお、スイッチ回路２２１２への入力信号が、それぞれ差動入力である構成であっても良い。

［狭帯域信号処理部の構成］
図２９は、本発明の第８の実施形態による光受信機２００１の狭帯域信号処理部２０１３の構成を示す図である。
狭帯域信号処理部２０１３は、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２から入力された複数の狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１’（ｔ），Ｑ_ｘ１’（ｔ））、（Ｉ_ｘ２’（ｔ），Ｑ_ｘ２’（ｔ））、（Ｉ_ｙ１’（ｔ），Ｑ_ｙ１’（ｔ））、（Ｉ_ｙ２’（ｔ），Ｑ_ｙ２’（ｔ）））について、当該複数の狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。狭帯域信号処理部２０１３は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った複数の狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１（ｔ）、Ｑ_ｘ１（ｔ））、（Ｉ_ｘ２（ｔ）、Ｑ_ｘ２（ｔ））、（Ｉ_ｙ１（ｔ）、Ｑ_ｙ１（ｔ））、（Ｉ_ｙ２（ｔ）、Ｑ_ｙ２（ｔ）））を、アナログ−デジタル変換部２１４１へ出力する。

狭帯域信号処理部２０１３は、入力された狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１’（ｔ），Ｑ_ｘ１’（ｔ））、（Ｉ_ｘ２’（ｔ），Ｑ_ｘ２’（ｔ））に対して、（式２４）で示す加算及び減算を行う。狭帯域信号処理部２０１３は、（式２４）で示す加算及び減算により、広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））の上側波帯信号（Ｉ_ｘ１（ｔ），Ｑ_ｘ１（ｔ））と下側波帯信号（Ｉ_ｘ２（ｔ），Ｑ_ｘ２（ｔ））とを得る。また、狭帯域信号処理部２０１３は、入力された狭帯域信号（（Ｉ_ｙ１’（ｔ），Ｑ_ｙ１’（ｔ））、（Ｉ_ｙ２’（ｔ），Ｑ_ｙ２’（ｔ））に対して、（式２４）で示す加算及び減算を行う。狭帯域信号処理部２０１３は、（式２４）で示す加算及び減算により、広帯域信号（Ｉ_ｙ（ｔ），Ｑ_ｙ（ｔ））の上側波帯信号（Ｉ_ｙ１（ｔ），Ｑ_ｙ１（ｔ））と下側波帯信号（Ｉ_ｙ２（ｔ），Ｑ_ｙ２（ｔ））とを得る。

（式２４）
Ｉ_ｘ１’（ｔ）＋Ｉ_ｘ２’（ｔ）＝（Ｉ_ｘ１（ｔ）＋Ｉ_ｘ２（ｔ））＋（Ｉ_ｘ１（ｔ）−Ｉ_ｘ２（ｔ））＝２Ｉ_ｘ１（ｔ），
−Ｑ_ｘ１’（ｔ）＋Ｑ_ｘ２’（ｔ）＝−（−Ｑ_ｘ１（ｔ）＋Ｑ_ｘ２（ｔ））＋（Ｑ_ｘ１（ｔ）＋Ｑ_ｘ２（ｔ））＝２Ｑ_ｘ１（ｔ），
−Ｉ_ｘ２’（ｔ）＋Ｉ_ｘ１’（ｔ）＝−（Ｉ_ｘ１（ｔ）−Ｉ_ｘ２（ｔ））＋（Ｉ_ｘ１（ｔ）＋Ｉ_ｘ２（ｔ））＝２Ｉ_ｘ２（ｔ），
Ｑ_ｘ２’（ｔ）＋Ｑ_ｘ１’（ｔ）＝（Ｑ_ｘ１（ｔ）＋Ｑ_ｘ２（ｔ））＋（−Ｑ_ｘ１（ｔ）＋Ｑ_ｘ２（ｔ））＝２Ｑ_ｘ２（ｔ），
Ｉ_ｙ１’（ｔ）＋Ｉ_ｙ２’（ｔ）＝（Ｉ_ｙ１（ｔ）＋Ｉ_ｙ２（ｔ））＋（Ｉ_ｙ１（ｔ）−Ｉ_ｙ２（ｔ））＝２Ｉ_ｙ１（ｔ），
−Ｑ_ｙ１’（ｔ）＋Ｑ_ｙ２’（ｔ）＝−（−Ｑ_ｙ１（ｔ）＋Ｑ_ｙ２（ｔ））＋（Ｑ_ｙ１（ｔ）＋Ｑ_ｙ２（ｔ））＝２Ｑ_ｙ１（ｔ），
−Ｉ_ｙ２’（ｔ）＋Ｉ_ｙ１’（ｔ）＝−（Ｉ_ｙ１（ｔ）−Ｉ_ｙ２（ｔ））＋（Ｉ_ｙ１（ｔ）＋Ｉ_ｙ２（ｔ））＝２Ｉ_ｙ２（ｔ），
Ｑ_ｙ２’（ｔ）＋Ｑ_ｙ１’（ｔ）＝（Ｑ_ｙ１（ｔ）＋Ｑ_ｙ２（ｔ））＋（−Ｑ_ｙ１（ｔ）＋Ｑ_ｙ２（ｔ））＝２Ｑ_ｙ２（ｔ）

なお、狭帯域信号処理部２０１３は、例えば、図３０に示す狭帯域信号処理部２０１３ｂのような、４つのパワーデバイダ、８つのパワーコンバイナ、及び、４つの差動信号出力回路を備えるアナログ回路によって構成される。なお、狭帯域信号処理部２０１３は、図３０に示すアナログ回路と等価な出力が得られる他のアナログ回路で構成されてもよい。

［狭帯域信号−広帯域信号変換部の構成］
図３１は、本発明の第８の実施形態による光受信機２００１の狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２の構成を示す図である。

狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、アナログ−デジタル変換部２１４１から入力された狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１（ｎ）、Ｑ_ｘ１（ｎ））、（Ｉ_ｘ２（ｎ）、Ｑ_ｘ２（ｎ））、（Ｉ_ｙ１（ｎ）、Ｑ_ｙ１（ｎ））、（Ｉ_ｙ２（ｎ）、Ｑ_ｙ２（ｎ）））を、それぞれ複素デジタル信号（Ｉ_ｘ１（ｎ）＋ｊＱ_ｘ１（ｎ）、Ｉ_ｘ２（ｎ）＋ｊＱ_ｘ２（ｎ）、Ｉ_ｙ１（ｎ）＋ｊＱ_ｙ１（ｎ）、Ｉ_ｙ２（ｎ）＋ｊＱ_ｙ２（ｎ））として扱う。

狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、アナログ−デジタル変換部２１４１から入力された狭帯域信号に対し、それぞれ正弦波信号ｅｘｐ（ｊωｔ’）とｅｘｐ（−ｊωｔ’）とを乗じることにより、周波数シフトする。すなわち、狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｎ）＋ｊＱ_ｘ（ｎ））の上側波帯に対応する複素デジタル信号（Ｉ_ｘ１（ｎ）＋ｊＱ_ｘ１（ｎ））の周波数帯を、上側波帯の周波数帯へ変換する。また、狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｎ）＋ｊＱ_ｘ（ｎ））の下側波帯に対応する複素デジタル信号（Ｉ_ｘ２（ｎ）、Ｑ_ｘ２（ｎ））の周波数帯を、下側波帯の周波数へ変換する。狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、複素デジタル信号（Ｉ_ｙ１（ｎ）＋ｊＱ_ｙ１（ｎ））、（Ｉ_ｙ２（ｎ）＋ｊＱ_ｙ２（ｎ））に対しても同様の周波数シフトを行う。

狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、周波数シフトした狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１（ｎ）＋ｊＱ_ｘ１（ｎ））ｅｘｐ（ｊωｔ’）、（Ｉ_ｘ２（ｎ）＋ｊＱ_ｘ２（ｎ））ｅｘｐ（−ｊωｔ’）、（Ｉ_ｙ１（ｎ）＋ｊＱ_ｙ１（ｎ））ｅｘｐ（ｊωｔ’）、（Ｉ_ｙ２（ｎ）＋ｊＱ_ｙ２（ｎ））ｅｘｐ（−ｊωｔ’））どうしを加算し、広帯域信号に変換する。すなわち、狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｎ）＋ｊＱ_ｘ（ｎ））の上側波帯信号と下側波帯信号とを加算することにより、広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｎ）＋ｊＱ_ｘ（ｎ））を得る。また、狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、広帯域信号（Ｉ_ｙ（ｎ）＋ｊＱ_ｙ（ｎ））の上側波帯信号と下側波帯信号とを加算することにより、広帯域信号（Ｉ_ｙ（ｎ）＋ｊＱ_ｙ（ｎ））を得る。

狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、変換した広帯域信号（Ｓ_ｘ（ｎ）＝Ｉ_ｘ（ｎ）＋ｊＱ_ｘ（ｎ）、Ｓ_ｙ（ｎ）＝Ｉ_ｙ（ｎ）＋ｊＱ_ｙ（ｎ））を、それぞれ波形等化部２１４３へ出力する。

なお、上記において、ｔ’＝ｎＴ：離散時間（ｓ：秒）（ｎ＝１，２，３…）、Ｔ＝１／ｆ_ｓ：サンプリング周期（ｓ：秒）、ｆ_ｓ：サンプリング周波数（Ｈｚ）、ｊ：虚数単位、ω＝２πｆ（ｒａｄ／ｓ）、ｆ＝ｂ／４（Ｈｚ）、ｂ：ボーレート（ｂａｕｄ＝１／ｓ）である。

なお、上記の処理において、狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２は、アナログ−デジタル変換部２１４１から入力された狭帯域信号の同相（Ｉ）成分、及び直交（Ｑ）成分を、複素デジタル信号として扱ったが、これに限られない。例えば、狭帯域信号−広帯域信号変換部２１４２が、ＩＱ信号成分をそれぞれ独立した信号として扱い、複素数演算に相当する計算処理を行うような構成であってもよい。

なお、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit：特定用途向け集積回路）によって構成されるデジタル信号処理装置においては、通常は上記のように、ＩＱ信号成分がそれぞれ独立した信号として扱われる。

［広帯域信号の受信処理（２分割受信の場合）］
上述したように、本実施形態に係る光受信機２００１は、受信した広帯域信号を２つの広帯域信号に分割し、分割した２つの広帯域信号をそれぞれ周波数シフトして狭帯域信号とし、当該２つの狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。光受信機２００１は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った２つの狭帯域信号を、アナログ信号からデジタル信号へそれぞれ変換する。
光受信機２００１は、変換した（狭帯域信号である）２つのデジタル信号を周波数シフトして、当該２つのデジタル信号どうしを加算し、広帯域信号に変換する。上記の処理は、下記のように表すことができる。

光受信機２００１は、受信した広帯域信号（Ｉ＋ｊＱ）を、例えば、上側波帯信号（（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（ｊωｔ））と下側波帯信号（（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（−ｊωｔ））とに帯域分割する。このとき、受信した広帯域信号は（式２５）のように表すことができる。広帯域信号をベースバンドの信号とした場合、角周波数ωは上側波帯信号の帯域の中心周波数に対応する角周波数であり、角周波数−ωは下側波帯信号の帯域の中心周波数に対応する角周波数である。

（式２５）
Ｉ＋ｊＱ＝（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（ｊωｔ）＋（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（−ｊωｔ）
＝（Ｉ_１＋Ｉ_２）ｃｏｓωｔ＋（−Ｑ_１＋Ｑ_２）ｓｉｎωｔ＋ｊ［（Ｉ_１−Ｉ_２）ｓｉｎωｔ＋（Ｑ_１＋Ｑ_２）ｃｏｓωｔ］

（式２５）の実部（Ｒｅ）及び虚部（Ｉｍ）に、それぞれｃｏｓωｔ及びｓｉｎωｔを乗じると、（式２６）が得られる。（式２６）で表される信号処理は、図２７に示す広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２が行う信号処理に相当する。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、２つの広帯域信号として偏波多重された複素信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））及び（Ｉ_ｙ（ｔ），Ｑ_ｙ（ｔ））それぞれに対して（式２６）で表される信号処理を行う。

（式２６）
Ｒｅ（Ｉ＋ｊＱ）×ｃｏｓωｔ＝（１／２）［（Ｉ_１＋Ｉ_２）＋（Ｉ_１＋Ｉ_２）ｃｏｓ２ωｔ＋（−Ｑ_１＋Ｑ_２）ｓｉｎ２ωｔ］，
Ｒｅ（Ｉ＋ｊＱ）×ｓｉｎωｔ＝（１／２）［（−Ｑ_１＋Ｑ_２）＋（Ｉ_１＋Ｉ_２）ｓｉｎ２ωｔ＋（Ｑ_１−Ｑ_２）ｃｏｓ２ωｔ］，
Ｉｍ（Ｉ＋ｊＱ）×ｃｏｓωｔ＝（１／２）［（Ｑ_１＋Ｑ_２）＋（Ｑ_１＋Ｑ_２）ｃｏｓ２ωｔ＋（Ｉ_１−Ｉ_２）ｓｉｎ２ωｔ］，
Ｉｍ（Ｉ＋ｊＱ）×ｓｉｎωｔ＝（１／２）［（Ｉ_１−Ｉ_２）＋（Ｑ_１＋Ｑ_２）ｓｉｎ２ωｔ＋（−Ｉ_１＋Ｉ_２）ｃｏｓ２ωｔ］

（式２６）において、ｃｏｓ２ωｔ及びｓｉｎ２ωｔの項がアナログ信号帯域外の高調波となる場合、その高調波の影響を無視できる場合、あるいは、その高調波がＬＰＦ（ローパスフィルタ）によって除去される場合、光受信機２００１は、受信した広帯域信号から上記の上側波帯信号と下側波帯信号とを狭帯域信号として得ることができる。
光受信機２００１は、この狭帯域信号に加減算処理を施すことにより、狭帯域信号（Ｉ_１＋ｊＱ_１、Ｉ_２＋ｊＱ_２）を、個別に得ることができる。

光受信機２００１は、受信した広帯域信号から取得した狭帯域信号（Ｉ_１＋ｊＱ_１）及び（Ｉ_２＋ｊＱ_２）に対して、アナログ−デジタル変換を行う。光受信機２００１は、上側波帯信号に対応するデジタル信号（Ｉ_１＋ｊＱ_１）に正弦波信号ｅｘｐ（ｊωｔ）を乗じる。光受信機２００１は、下側波帯信号に対応するデジタル信号（Ｉ_２＋ｊＱ_２）に正弦波信号ｅｘｐ（−ｊωｔ）を乗じる。光受信機２００１は、正弦波信号を乗じたデジタル信号（Ｉ_１＋ｊＱ_１）及び（Ｉ_２＋ｊＱ_２）を加算することにより、加算結果を広帯域信号（Ｉ＋ｊＱ）として扱うことができる。

上述のように、光受信機２００１において、アナログ−デジタル変換部２１４１が、広帯域信号を分割した狭帯域信号に対してアナログ−デジタル変換を行うため、アナログ−デジタル変換部２１４１に要求される動作速度を下げることができる。狭帯域信号を得るための広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２及び狭帯域信号処理部２０１３は、周波数シフタを構成するミキサ又はスイッチ回路と、加減算回路とを用いて実装できるため、簡易な構成のアナログ回路で広帯域信号を分割した狭帯域信号が得られる。光受信機２００１によれば、光信号から得られる広帯域信号の変調周波数よりも低い周波数で動作するアナログ−デジタル変換器を用いて受信信号処理ができ、通信システムの伝送容量の拡大を容易にできる。

＜第９の実施形態＞
以下、本発明の第９の実施形態について説明する。
［光受信機の構成］
図３２は、本発明の第９の実施形態による光受信機２００２の構成を示す図である。

図示するように、本実施形態に係る光受信機２００２は、図２６に示した第８の実施形態による光受信機２００１とは異なり、デジタル信号処理部２０２４内に狭帯域信号処理部２０２３を備える。第８の実施形態に係る光受信機２００２は、狭帯域信号処理部２０２３における加減算処理を、デジタル信号処理部２０２４において行う。

図３２に示すように、第８の実施形態による光受信機２００２は、光コヒーレント受信機２０２０と、局発光源２０２１と、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０２２と、デジタル信号処理部２０２４とから構成される。また、デジタル信号処理部２０２４は、アナログ−デジタル変換部２２４１と、狭帯域信号処理部２２３と、狭帯域信号−広帯域信号変換部２２４２と、波形等化部２２４３と、復号部２２４４とから構成される。

なお、光コヒーレント受信機２０２０、局発光源２０２１、波形等化部２２４３、及び、復号部２２４４の構成及び動作は、上述した第８の実施形態による光受信機２００１の、光コヒーレント受信機２０１０、局発光源２０１１、波形等化部２１４３、及び、復号部２１４４の構成及び動作と同様であるため、説明を省略する。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０２２は、光コヒーレント受信機２０１０から入力された広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））及び（Ｉ_ｙ（ｔ），Ｑ_ｙ（ｔ））を、複数の広帯域信号（第８の実施形態においては２つの広帯域信号）にそれぞれ分割する。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、分割した複数の広帯域信号を周波数シフトして狭帯域信号とする。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、周波数シフトした複数の狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１’（ｔ），Ｑ_ｘ１’（ｔ））、（Ｉ_ｘ２’（ｔ），Ｑ_ｘ２’（ｔ））、（Ｉ_ｙ１’（ｔ），Ｑ_ｙ１’（ｔ））、（Ｉ_ｙ２’（ｔ），Ｑ_ｙ２’（ｔ）））を、それぞれアナログ−デジタル変換部２２４１へ出力する。狭帯域信号それぞれは、上述した（式２３）で表される。

アナログ−デジタル変換部２２４１は、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０２２から入力された複数の狭帯域信号を、それぞれデジタル信号に変換する。アナログ−デジタル変換部２２４１は、変換した複数のデジタル信号（（Ｉ_ｘ１’（ｎ）、Ｑ_ｘ１’（ｎ））、（Ｉ_ｘ２’（ｎ）、Ｑ_ｘ２’（ｎ））、（Ｉ_ｙ１’（ｎ）、Ｑ_ｙ１’（ｎ））、（Ｉ_ｙ２’（ｎ）、Ｑ_ｙ２’（ｎ）））を、狭帯域信号−狭帯域信号処理部２０２３へ出力する。

狭帯域信号処理部２０２３は、アナログ−デジタル変換部２２４１から入力された複数の狭帯域信号について、当該複数の狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。狭帯域信号処理部２０１３は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った複数の狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１（ｎ）、Ｑ_ｘ１（ｎ））、（Ｉ_ｘ２（ｎ）、Ｑ_ｘ２（ｎ））、（Ｉ_ｙ１（ｎ）、Ｑ_ｙ１（ｎ））、（Ｉ_ｙ２（ｎ）、Ｑ_ｙ２（ｎ）））を、狭帯域信号−広帯域信号変換部２２４２へ出力する。

狭帯域信号−広帯域信号変換部２２４２は、狭帯域信号処理部２０２３から入力された狭帯域信号である複数のデジタル信号を周波数シフトして、当該複数のデジタル信号どうしを加算し、広帯域信号に変換する。狭帯域信号−広帯域信号変換部２２４２は、変換した広帯域信号（Ｓ_ｘ（ｎ）及びＳ_ｙ（ｎ））を、波形等化部２２４３へ出力する。

［狭帯域信号処理部の構成］
本実施形態による狭帯域信号処理部２０２３は、図２９を用いて説明した第８の実施形態による狭帯域信号処理部２０１３の構成と同様の構成を有する。
なお、図３３に示す狭帯域信号処理部２０２３ｂのように、狭帯域信号処理部２０２３が、デバイスの不完全性により生じる信号間干渉を等化するために、予等化を行うような構成であってもよい。

ｈ_ｋｌ＝（ｈ_ｋｌ（１），ｈ_ｋｌ（２），・・・，ｈ_ｋｌ（Ｍ）），
（ｋ＝１，２，３，４；ｌ＝１，２，３，４）
上記のｈ_ｋｌは、予等化用タップ係数である。
例えば、Ｉ_１’’（ｎ）は、畳み込み演算Ｉ_１’’＝ｈ_１１＊Ｉ_１’＋ｈ_２１＊Ｑ_１’＋ｈ_３１＊Ｉ_２’＋ｈ_４１＊Ｑ_２’のｎ番目の出力に対応する。この畳み込み演算は、図３３に示すように、ＦＩＲフィルタによって行うことができる。

時間領域における畳み込み演算は、周波数領域の積となる。よって、タップ係数と入力信号とが、それぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）され、掛け合わされた後に、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）されるような構成であってもよい。すなわち、上記の畳み込み演算は、周波数領域において行われてもよい。

図３３に示すように、狭帯域信号処理部２０２３ｂは、入力された複数の狭帯域信号（（Ｉ_１’（ｎ）、Ｑ_１’（ｎ））、（Ｉ_２’（ｎ）、Ｑ_２’（ｎ）））について、予等化を行い、信号（（Ｉ_１’’（ｎ）、Ｑ_１’’（ｎ））、（Ｉ_２’’（ｎ）、Ｑ_２’’（ｎ）））を出力する。
図３３に示すように、信号Ｉ_１’’（ｎ）、Ｑ_１’’（ｎ）、Ｉ_２’’（ｎ）、Ｑ_２’’（ｎ）は、それぞれ（式２７）で表される。

（式２７）
Ｉ_１’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_１１（ｍ）Ｉ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_２１（ｍ）Ｑ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_３１（ｍ）Ｉ_２’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_４１（ｍ）Ｑ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝，
Ｑ_１’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_１２（ｍ）Ｉ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_２２（ｍ）Ｑ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_３２（ｍ）Ｉ_２’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_４２（ｍ）Ｑ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝，
Ｉ_２’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_１３（ｍ）Ｉ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_２３（ｍ）Ｑ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_３３（ｍ）Ｉ_２’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_４３（ｍ）Ｑ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝，
Ｑ_２’’（ｎ）＝Σ^Ｍ _ｍ＝１｛ｈ_１４（ｍ）Ｉ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_２４（ｍ）Ｑ_１’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_３４（ｍ）Ｉ_２’（ｎ−Ｍ＋１）＋ｈ_４４（ｍ）Ｑ_２’（ｎ−Ｍ＋１）｝

なお、図３３においては、説明を簡略化するため、狭帯域信号処理部２０２３ｂに入力される狭帯域信号は（（Ｉ_１’（ｎ）、Ｑ_１’（ｎ））、（Ｉ_２’（ｎ）、Ｑ_２’（ｎ）））のみとしているが、図３２に示す狭帯域信号処理部２０２３の場合には、入力される狭帯域信号が（（Ｉ_ｘ１’（ｎ）、Ｑ_ｘ１’（ｎ））、（Ｉ_ｘ２’（ｎ）、Ｑ_ｘ２’（ｎ））、（Ｉ_ｙ１’（ｎ）、Ｑ_ｙ１’（ｎ））、（Ｉ_ｙ２’（ｎ）、Ｑ_ｙ２’（ｎ）））であるため、（Ｉ_ｘ１’’（ｎ）、Ｑ_ｘ１’’（ｎ））、（Ｉ_ｘ２’’（ｎ）、Ｑ_ｘ２’’（ｎ））、（Ｉ_ｙ１’’（ｎ）、Ｑ_ｙ１’’（ｎ））、（Ｉ_ｙ２’’（ｎ）、Ｑ_ｙ２’’（ｎ）））が狭帯域信号−広帯域信号変換部２２４２へ出力される。

＜第１０の実施形態＞
以下、本発明の第１０の実施形態について説明する。
［光受信機の構成］
図３４は、本発明の第１０の実施形態による光受信機２００３の構成を示す図である。

第１０の実施形態に係る光受信機２００３の構成は、独立した２つの狭帯域信号からなる広帯域信号を受信する場合の構成である。第１０実施形態による光受信機２００３の構成は、複数のＤＳＰ（Digital Signal Processor：デジタルシグナルプロセッサ）によって狭帯域信号が並列処理されることを想定した構成である。そのため、第１０実施形態による光受信機２００３の構成は、図３４に示すような、２つのデジタル信号処理部（デジタル信号処理部２０３４−１及びデジタル信号処理部２０３４−２）を備える構成となり、それぞれのデジタル信号処理部に狭帯域信号−広帯域信号変換部を備える必要がない。例えば、デジタル信号処理部２０３４−１が、広帯域信号における上側波帯の信号（（Ｉ_ｘ１，Ｑ_ｘ１），（Ｉ_ｙ１、Ｑ_ｙ１））に対する復号を行う。デジタル信号処理部２０３４−２が、広帯域信号における下側波帯の信号（（Ｉ_ｘ２，Ｑ_ｘ２），（Ｉ_ｙ２，Ｑ_ｙ２））に対する復号を行う。光受信機２００３は、図１９に示した光送信機６により送信される２つの送信データ系列を含む光変調信号の受信処理に用いられてもよい。

なお、光受信機２００３が、３つ以上のデジタル信号処理部を備えるような構成であってもよい。本実施形態においては、光受信機２００３が複数のデジタル信号処理部（デジタル信号処理部２０３４−１及びデジタル信号処理部２０３４−２）備える構成であるものとしたが、１つのデジタル信号処理部によって、独立した複数の狭帯域信号を処理するような構成であってもよい。

＜第１１の実施形態＞
以下、本発明の第１１の実施形態について説明する。
［光受信機の構成］
図３５は、本発明の第１１の実施形態による光受信機２００４の構成を示す図である。
上述した第８、第９及び第１０の実施形態では、光受信機が、広帯域信号を２つの狭帯域信号に分割する構成であった。これに対して、第１１の実施形態による光受信機２００４は、広帯域信号を３つの狭帯域信号に分割する構成を有する。

［広帯域信号−狭帯域信号変換部の構成］
図３６は、本発明の第１１の実施形態による光受信機２００４の広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２の構成を示す図である。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２は、図３５に示した光コヒーレント受信機２０４０から入力された広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））及び（Ｉ_ｙ（ｔ），Ｑ_ｙ（ｔ））を、例えば、パワーデバイダなどによって、それぞれ３つの広帯域信号に分割する。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２は、それぞれ分割した３つの広帯域信号のうち２つを、周波数シフタ２４２１によって周波数シフトして狭帯域信号とする。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２は、３つの狭帯域信号の高調波を、それぞれＬＰＦ（Low-pass filter：ローパスフィルタ）によって除去する。なお、アナログ帯域外に高調波が生じる等、高調波の影響を無視できる場合には、ＬＰＦが省略された構成であってもよい。また、高調波が生じても構わないシステムの場合にも、同様に、ＬＰＦが省略された構成であってもよい。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２は、受信した広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））の同相成分Ｉ_ｘ（ｔ）と直交成分Ｑ_ｘ（ｔ）とから、３つの信号をそれぞれ生成する。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２は、ＬＰＦを用いて、同相成分Ｉ_ｘ（ｔ）の低帯域部分の信号（Ｉ_ｘ０（ｔ））と、直交成分Ｑ_ｘ（ｔ）の低帯域部分の信号（Ｑ_ｘ０（ｔ））とを生成する。また、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２は、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２と同様に、同相成分Ｉ_ｘ（ｔ）及び直交成分Ｑ_ｘ（ｔ）に対して、（π／２）の位相差を有する正弦波信号（ｃｏｓ（ωｔ），ｓｉｎ（ωｔ））を乗じて、狭帯域信号（（Ｉ_ｘ１’（ｔ），Ｑ_ｘ１’（ｔ））、（Ｉ_ｘ２’（ｔ），Ｑ_ｘ２’（ｔ））を得る。

また、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２は、受信した広帯域信号（Ｉ_ｙ（ｔ），Ｑ_ｙ（ｔ））に対しても、広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））と同様の信号処理を行うことで、狭帯域信号（（Ｉ_ｙ１’（ｔ），Ｑ_ｙ１’（ｔ））、（Ｉ_ｙ２’（ｔ），Ｑ_ｙ２’（ｔ））を得る。

広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２は、ＬＰＦによって高調波を除去した狭帯域信号（Ｉ_ｘ０（ｔ）、Ｉ_ｘ１’（ｔ）＝Ｉ_ｘ１（ｔ）＋Ｉ_ｘ２（ｔ）、Ｑ_ｘ１’（ｔ）＝−Ｑ_ｘ１（ｔ）＋Ｑ_ｘ２（ｔ）、Ｑ_ｘ０（ｔ）、Ｉ_ｘ２’（ｔ）＝Ｉ_ｘ１（ｔ）−Ｉ_ｘ２（ｔ）、Ｑ_ｘ２’（ｔ）＝Ｑ_ｘ１（ｔ）＋Ｑ_ｘ２（ｔ）、Ｉ_ｙｏ（ｔ）、Ｉ_ｙ１’（ｔ）＝Ｉ_ｙ１（ｔ）＋Ｉ_ｙ２（ｔ）、Ｑ_ｙ１’（ｔ）＝−Ｑ_ｙ１（ｔ）＋Ｑ_ｙ２（ｔ）、Ｑ_ｙｏ（ｔ）、Ｉ_ｙ２’（ｔ）＝Ｉ_ｙ１（ｔ）−Ｉ_ｙ２（ｔ）、Ｑ_ｙ２’（ｔ）＝Ｑ_ｙ１（ｔ）＋Ｑ_ｙ２（ｔ））を、狭帯域信号処理部２０１３へ出力する。

また、上述した第８の実施形態と同様、図２８に示す広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２ｂのように、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２が、差動信号出力回路を周波数シフタ２４２１内に備える構成であってもよい。
なお、差動信号出力回路が、周波数シフタ２４２１外であって広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２の前段に備えられた構成であってもよい。
なお、光コヒーレント受信機２０４０が差動出力である場合には、差動信号出力回路を省略することができる。
なお、スイッチ回路への入力信号が、それぞれ差動入力である構成であっても良い。

［狭帯域信号処理部の構成］
図３７は、本発明の第１１の実施形態による光受信機２００４の狭帯域信号処理部２０４３の構成を示す図である。

狭帯域信号処理部２０４３は、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２から入力された複数の狭帯域信号（Ｉ_ｘ０（ｔ）、Ｑ_ｘ０（ｔ）、Ｉ_ｘ１’（ｔ）＝Ｉ_ｘ１（ｔ）＋Ｉ_ｘ２（ｔ）、Ｑ_ｘ１’（ｔ）＝−Ｑ_ｘ１（ｔ）＋Ｑ_ｘ２（ｔ）、Ｉ_ｘ２’（ｔ）＝Ｉ_ｘ１（ｔ）−Ｉ_ｘ２（ｔ）、Ｑ_ｘ２’（ｔ）＝Ｑ_ｘ１（ｔ）＋Ｑ_ｘ２（ｔ）、Ｉ_ｙｏ（ｔ）、Ｑ_ｙｏ（ｔ）、Ｉ_ｙ１’（ｔ）＝Ｉ_ｙ１（ｔ）＋Ｉ_ｙ２（ｔ）、Ｑ_ｙ１’（ｔ）＝−Ｑ_ｙ１（ｔ）＋Ｑ_ｙ２（ｔ）、Ｉ_ｙ２’（ｔ）＝Ｉ_ｙ１（ｔ）−Ｉ_ｙ２（ｔ）、Ｑ_ｙ２’（ｔ）＝Ｑ_ｙ１（ｔ）＋Ｑ_ｙ２（ｔ））について、図３７に示すように当該複数の狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。

狭帯域信号処理部２０４３は、入力された複数の狭帯域信号のうち、狭帯域信号（Ｉ_ｘ１’（ｔ），Ｑ_ｘ１’（ｔ））、（Ｉ_ｘ２’（ｔ），Ｑ_ｘ２’（ｔ））に対して、狭帯域信号処理部２０１３と同様に（式２４）で示す加算及び減算を行う。狭帯域信号処理部２０４３は、加算及び減算により、広帯域信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））の帯域を分割した３つの帯域のうち、上側波帯に含まれる帯域の信号（Ｉ_ｘ１（ｔ），Ｑ_ｘ１（ｔ））と、下側波帯に含まれる帯域の信号（Ｉ_ｘ２（ｔ），Ｑ_ｘ２（ｔ））とを得る。また、狭帯域信号処理部２０４３は、入力された複数の狭帯域信号のうち、狭帯域信号（Ｉ_ｙ１’（ｔ），Ｑ_ｙ１’（ｔ））、（Ｉ_ｙ２’（ｔ），Ｑ_ｙ２’（ｔ））に対して、狭帯域信号処理部２０１３と同様に（式２４）で示す加算及び減算を行う。狭帯域信号処理部２０４３は、加算及び減算により、広帯域信号（Ｉ_ｙ（ｔ），Ｑ_ｙ（ｔ））の帯域を分割した３つの帯域のうち、上側波帯に含まれる帯域の信号（Ｉ_ｙ１（ｔ），Ｑ_ｙ１（ｔ））と、下側波帯に含まれる帯域の信号（Ｉ_ｙ２（ｔ），Ｑ_ｙ２（ｔ））とを得る。

狭帯域信号処理部２０４３は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った複数の狭帯域信号（（Ｉ_ｘ０（ｔ）、Ｑ_ｘ０（ｔ））、（Ｉ_ｘ１（ｔ）、Ｑ_ｘ１（ｔ））、（Ｉ_ｘ２（ｔ）、Ｑ_ｘ２（ｔ））、Ｉ_ｙ０（ｔ）、Ｑ_ｙ０（ｔ））、（Ｉ_ｙ１（ｔ）、Ｑ_ｙ１（ｔ））、（Ｉ_ｙ２（ｔ）、Ｑ_ｙ２（ｔ）））を、図３５に示したアナログ−デジタル変換部２４４１へ出力する。

なお、狭帯域信号処理部２０４３は、例えば、上述したような第８の実施形態と同様、図３０に示す狭帯域信号処理部２０１３ｂのようなアナログ回路によって構成される。なお、アナログ回路は、等価な出力が得られるならば、任意の構成のアナログ回路でよい。

［狭帯域信号−広帯域信号変換部の構成］
図３８は、本発明の第１１の実施形態による光受信機２００４の狭帯域信号−広帯域信号変換部２４４２の構成を示す図である。

狭帯域信号−広帯域信号変換部２４４２は、アナログ−デジタル変換部２４４１から入力された狭帯域信号（（Ｉ_ｘ０（ｎ）、Ｑ_ｘ０（ｎ））、（Ｉ_ｘ１（ｎ）、Ｑ_ｘ１（ｎ））、（Ｉ_ｘ２（ｎ）、Ｑ_ｘ２（ｎ））、（Ｉ_ｙ０（ｎ）、Ｑ_ｙ０（ｎ））、（Ｉ_ｙ１（ｎ）、Ｑ_ｙ１（ｎ））、（Ｉ_ｙ２（ｎ）、Ｑ_ｙ２（ｎ）））を、それぞれ複素デジタル信号（Ｉ_ｘ０（ｎ）＋ｊＱ_ｘ０（ｎ）、Ｉ_ｘ１（ｎ）＋ｊＱ_ｘ１（ｎ）、Ｉ_ｘ２（ｎ）＋ｊＱ_ｘ２（ｎ）、Ｉ_ｙ０（ｎ）＋ｊＱ_ｙ０（ｎ）、Ｉ_ｙ１（ｎ）＋ｊＱ_ｙ１（ｎ）、Ｉ_ｙ２（ｎ）＋ｊＱ_ｙ２（ｎ））として扱う。

狭帯域信号−広帯域信号変換部２４４２は、アナログ−デジタル変換部２４４１から入力された狭帯域信号のうち、（Ｉ_ｘ１（ｎ）＋ｊＱ_ｘ１（ｎ）、Ｉ_ｘ２（ｎ）＋ｊＱ_ｘ２（ｎ）、Ｉ_ｙ１（ｎ）＋ｊＱ_ｙ１（ｎ）、Ｉ_ｙ２（ｎ）＋ｊＱ_ｙ２（ｎ））に対し、正弦波信号ｅｘｐ（ｊωｔ’）とｅｘｐ（−ｊωｔ’）とを乗じることにより、周波数シフトする。

狭帯域信号−広帯域信号変換部２４４２は、周波数シフトした狭帯域信号（（Ｉ_ｘ０（ｎ）、Ｑ_ｘ０（ｎ））、（Ｉ_ｘ１（ｎ）＋ｊＱ_ｘ１（ｎ））ｅｘｐ（ｊωｔ’）、（Ｉ_ｘ２（ｎ）＋ｊＱ_ｘ２（ｎ））ｅｘｐ（ｊωｔ’））、及び、（（Ｉ_ｙ０（ｎ）、Ｑ_ｙ０（ｎ））、（Ｉ_ｙ１（ｎ）＋ｊＱ_ｙ１（ｎ））ｅｘｐ（ｊωｔ’）、（Ｉ_ｙ２（ｎ）＋ｊＱ_ｙ２（ｎ））ｅｘｐ（ｊωｔ’））をそれぞれ加算し、広帯域信号に変換する。

狭帯域信号−広帯域信号変換部２４４２は、変換した広帯域信号（Ｓ_ｘ（ｎ）＝Ｉ_ｘ（ｎ）＋ｊＱ_ｘ（ｎ）、Ｓ_ｙ（ｎ）＝Ｉ_ｙ（ｎ）＋ｊＱ_ｙ（ｎ））を、図３５に示した波形等化部２４４３へそれぞれ出力する。

なお、上記において、ｔ’＝ｎＴ：離散時間（ｓ：秒）（ｎ＝１，２，３…）、Ｔ＝１／ｆ_ｓ：サンプリング周期（ｓ：秒）、ｆ_ｓ：サンプリング周波数（Ｈｚ）、ｊ：虚数単位、ω＝２πｆ（ｒａｄ／ｓ）、ｆ＝ｂ／４（Ｈｚ）、ｂ：ボーレート（ｂａｕｄ＝１／ｓ）である。

［広帯域信号の受信処理（３分割受信の場合）］
上述したように、本実施形態に係る光受信機２００４は、受信した広帯域信号の帯域を３つの帯域に分割して、３つの帯域それぞれの信号を得る。光受信機２００４は、３つの帯域の信号のうち、広帯域信号の上側波帯に含まれる信号と広帯域信号の下側波帯に含まれる信号とに対して帯域の中心周波数を０Ｈｚに近づける周波数シフトを行う。光受信機２００４は、帯域分割と周波数シフトとにより、広帯域信号の帯域の中央部分に対応する信号と、周波数シフトした２つの信号との３つの狭帯域信号を得る。広帯域信号に分割し、分割した３つの広帯域信号のうち２つを、それぞれ周波数シフトして狭帯域信号とし、当該狭帯域信号どうしの加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行う。光受信機２００４は、加算及び減算の処理のうち少なくとも一方の処理を行った３つの狭帯域信号を、アナログ信号からデジタル信号へそれぞれ変換する。
光受信機２００４は、変換した（狭帯域信号である）３つのデジタル信号のうち２つを周波数シフトして、当該３つのデジタル信号を加算し、広帯域信号に変換する。上記の処理は、下記のように表すことができる。

光受信機２００４は、広帯域信号（Ｉ＋ｊＱ）の帯域を、例えば、３つに帯域分割する。分割した帯域のうち、周波数が高い帯域の信号を第１の帯域の信号（（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（ｊ２ωｔ））とし、周波数が低い帯域の信号を第２の帯域の信号（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（−ｊ２ωｔ））とし、第１の帯域と第２の帯域との間の帯域の信号を第３の帯域の信号（Ｉ_０＋ｊＱ_０）とする。この場合、受信した広帯域信号は、第１、第２及び第３の帯域の信号を用いて（式２８）のように表すことができる。

（式２８）
Ｉ＋ｊＱ＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋（Ｉ_１＋ｊＱ_１）ｅｘｐ（ｊ２ωｔ）＋（Ｉ_２＋ｊＱ_２）ｅｘｐ（−ｊ２ωｔ）
＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋（Ｉ_１＋Ｉ_２）ｃｏｓ２ωｔ＋（−Ｑ_１＋Ｑ_２）ｓｉｎ２ωｔ＋ｊ［（Ｉ_１−Ｉ_２）ｓｉｎ２ωｔ＋（Ｑ_１＋Ｑ_２）ｃｏｓ２ωｔ］

上記の式の実部（Ｒｅ）及び虚部（Ｉｍ）に、それぞれｃｏｓ２ωｔ及びｓｉｎ２ωｔを乗じると、（式２９）が得られる。（式２８）及び（式２９）で表される信号処理は、図３６に示す広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２が行う信号処理に相当する。広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２は、２つの広帯域信号として偏波多重された複素信号（Ｉ_ｘ（ｔ），Ｑ_ｘ（ｔ））及び（Ｉ_ｙ（ｔ），Ｑ_ｙ（ｔ））それぞれに対して（式２８）及び（式２９）で表される信号処理を行う。

（式２９）
Ｒｅ（Ｉ＋ｊＱ）×ｃｏｓωｔ＝（１／２）［（Ｉ_１＋Ｉ_２）＋（Ｉ_１＋Ｉ_２）ｃｏｓ４ωｔ＋（−Ｑ_１＋Ｑ_２）ｓｉｎ４ωｔ］＋Ｉ_０ｃｏｓ２ωｔ，
Ｒｅ（Ｉ＋ｊＱ）×ｓｉｎωｔ＝（１／２）［（−Ｑ_１＋Ｑ_２）＋（Ｉ_１＋Ｉ_２）ｓｉｎ４ωｔ＋（Ｑ_１−Ｑ_２）ｃｏｓ４ωｔ］＋Ｉ_０ｓｉｎ２ωｔ，
Ｉｍ（Ｉ＋ｊＱ）×ｃｏｓωｔ＝（１／２）［（Ｑ_１＋Ｑ_２）＋（Ｑ_１＋Ｑ_２）ｃｏｓ４ωｔ＋（Ｉ_１−Ｉ_２）ｓｉｎ４ωｔ］＋Ｑ_０ｃｏｓ２ωｔ，
Ｉｍ（Ｉ＋ｊＱ）×ｓｉｎωｔ＝（１／２）［（Ｉ_１−Ｉ_２）＋（Ｑ_１＋Ｑ_２）ｓｉｎ４ωｔ＋（−Ｉ_１＋Ｉ_２）ｃｏｓ４ωｔ］＋Ｑ_０ｓｉｎ２ωｔ

（式２９）において、ｃｏｓ４ωｔ、ｓｉｎ４ωｔ、ｃｏｓ２ωｔ、ｓｉｎ２ωｔの項がアナログ信号帯域外の高調波となる場合、その高調波の影響を無視できる場合、あるいは、その高調波がＬＰＦ（ローパスフィルタ）によって除去される場合、光受信機２００４は、上記において３つに分割した帯域（第１の帯域、第２の帯域、及び第３の帯域）の信号を、広帯域信号を分割した狭帯域信号として得ることができる。
光受信機２００４は、第１及び第２の帯域の狭帯域信号に加減算処理を施すことにより、狭帯域信号（Ｉ_１＋ｊＱ_１、Ｉ_２＋ｊＱ_２）を、個別に得ることができる。
光受信機２００４において狭帯域信号−広帯域信号変換部２４４２は、狭帯域信号（Ｉ_１＋ｊＱ_１）及び（Ｉ_２＋ｊＱ_２）に対して、デジタル信号処理でそれぞれ正弦波信号ｅｘｐ（ｊωｔ）及びｅｘｐ（−ｊωｔ）を乗じて周波数シフトする。狭帯域信号−広帯域信号変換部２４４２は、第１の帯域の信号に対応するデジタル信号（Ｉ_１＋ｊＱ_１）に正弦波信号ｅｘｐ（ｊωｔ）を乗じて、デジタル信号（Ｉ_１＋ｊＱ_１）を上側波帯へ周波数シフトする。光受信機２００４は、第２の帯域の信号に対応するデジタル信号（Ｉ_２＋ｊＱ_２）に正弦波信号ｅｘｐ（−ｊωｔ）を乗じて、デジタル信号（Ｉ_２＋ｊＱ_２）を下側波帯へ周波数シフトする。すなわち、広帯域信号−狭帯域信号変換部２０４２による周波数シフトと逆の周波数シフトを行う。狭帯域信号−広帯域信号変換部２４４２は、周波数シフトした第１及び第２の帯域のデジタル信号（（Ｉ_１＋ｊＱ_１）及び（Ｉ_２＋ｊＱ_２））と第３の帯域のデジタル信号（Ｉ_０＋ｊＱ_０）と加算することにより、加算結果を広帯域信号（Ｉ＋ｊＱ）として得る。

＜広帯域信号の受信処理（２Ｎ分割、（２Ｎ＋１）分割への拡張）＞
なお、上述したように、本発明の第８の実施形態から第１０の実施形態による光受信機は、広帯域信号を２つの狭帯域信号に分割（２分割）して、アナログ−デジタル変換を行い、デジタル信号に変換した２つの狭帯域信号を広帯域信号に変換した。また、上述したように、本発明の第１１の実施形態による光受信機２００４は、広帯域信号を３つの狭帯域信号に分割（３分割）して、アナログ−デジタル変換を行い、デジタル信号に変換した３つの狭帯域信号を広帯域信号に変換した。

本発明は、以下に説明するように、更に、光受信機は、受信した広帯域信号を２Ｎ個（２個、４個、６個…）の狭帯域信号に分割するように拡張することも可能である。また、光受信機は、広帯域信号を２Ｎ＋１個（３個、５個、７個…）の狭帯域信号に分割するように拡張することも可能である。

広帯域信号を２Ｎ分割して受信処理を行う場合には、受信する広帯域信号（Ｉ＋ｊＱ）を（式３０）のように表すことができる。

（式３０）
Ｉ＋ｊＱ＝Σ_ｋ［（Ｉ_２ｋ−１＋ｊＱ_２ｋ−１）ｅｘｐ（ｊ（２ｋ−１）ωｔ）＋（Ｉ_２ｋ＋ｊＱ_２ｋ）ｅｘｐ（−ｊ（２ｋ−１）ωｔ）］
＝Σ_ｋ｛（Ｉ_２ｋ−１＋Ｉ_２ｋ）ｃｏｓ（２ｋ−１）ωｔ＋（−Ｑ_２ｋ−１＋Ｑ_２ｋ）ｓｉｎ（２ｋ−１）ωｔ＋ｊ［（Ｉ_２ｋ−１−Ｉ_２ｋ）ｓｉｎ（２ｋ−１）ωｔ＋（Ｑ_２ｋ−１＋Ｑ_２ｋ）ｃｏｓ（２ｋ−１）ωｔ］｝

光受信機は、（式３０）で示される広帯域信号の実部（Ｒｅ）及び虚部（Ｉｍ）に、それぞれｃｏｓ（２ｋ−１）ωｔ及びｓｉｎ（２ｋ−１）ωｔを乗じ、ＬＰＦを施して高調波を除去することにより、狭帯域信号Ｉ_２ｋ−１＋Ｉ_２ｋ，−Ｑ_２ｋ−１＋Ｑ_２ｋ，Ｉ_２ｋ−１−Ｉ_２ｋ，Ｑ_２ｋ−１＋Ｑ_２ｋを得ることができる。光受信機は、これらの狭帯域信号に加減算処理を施すことにより、狭帯域信号（Ｉ_２ｋ−１＋ｊＱ_２ｋ−１、Ｉ_２ｋ＋ｊＱ_２ｋ）を、個別に得ることができる。狭帯域信号に対する加減算処理は、（式２４）で示す加算及び減算である。（式２４）におけるＩ_ｘ１’（ｔ），Ｉ_ｘ２’（ｔ），Ｑ_ｘ１’（ｔ）及びＱ_ｘ２’（ｔ）は、Ｉ_２ｋ−１，Ｉ_２ｋ，Ｑ_２ｋ−１，Ｑ_２ｋにそれぞれ対応する。

広帯域信号を（２Ｎ＋１）分割して受信処理を行う場合には、受信する広帯域信号（Ｉ＋ｊＱ）を（式３１）のように表すことができる。

（式３１）
Ｉ＋ｊＱ＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋Σ_ｋ［（Ｉ_２ｋ−１＋ｊＱ_２ｋ−１）ｅｘｐ（ｊ２ｋωｔ）＋（Ｉ_２ｋ＋ｊＱ_２ｋ）ｅｘｐ（−ｊ２ｋωｔ）］
＝Ｉ_０＋ｊＱ_０＋Σ_ｋ｛（Ｉ_２ｋ−１＋Ｉ_２ｋ）ｃｏｓ２ｋωｔ＋（−Ｑ_２ｋ−１＋Ｑ_２ｋ）ｓｉｎ２ｋωｔ＋ｊ［（Ｉ_２ｋ−１−Ｉ_２ｋ）ｓｉｎ２ｋωｔ＋（Ｑ_２ｋ−１＋Ｑ_２ｋ）ｃｏｓ２ｋωｔ］｝

光受信機は、（式３１）で示される広帯域信号の実部（Ｒｅ）及び虚部（Ｉｍ）に、それぞれｃｏｓ２ｋωｔ及びｓｉｎ２ｋωｔを乗じ、ＬＰＦを施して高調波を除去することにより、狭帯域信号Ｉ_２ｋ−１＋Ｉ_２ｋ，−Ｑ_２ｋ−１＋Ｑ_２ｋ，Ｉ_２ｋ−１−Ｉ_２ｋ，Ｑ_２ｋ−１＋Ｑ_２ｋを得ることができる。光受信機は、これらの狭帯域信号に加減算処理を施すことにより、狭帯域信号（Ｉ_２ｋ−１＋ｊＱ_２ｋ−１、Ｉ_２ｋ＋ｊＱ_２ｋ）を、個別に得ることができる。狭帯域信号に対する加減算処理は、（式２４）で示す加算及び減算である。（式２４）におけるＩ_ｘ１’（ｔ），Ｉ_ｘ２’（ｔ），Ｑ_ｘ１’（ｔ）及びＱ_ｘ２’（ｔ）は、Ｉ_２ｋ−１，Ｉ_２ｋ，Ｑ_２ｋ−１，Ｑ_２ｋにそれぞれ対応する。なお、光受信機は、狭帯域信号Ｉ_０及びＱ_０は、受信信号にＬＰＦを施すのみで、個別に得ることができる。

以上説明したように、本発明の光受信機によれば、高速信号（広帯域信号）をアナログ的に複数の低速信号（狭帯域信号）に分割することが可能になる。具体的には、高速信号に対して周波数シフタ（例えば、スイッチ回路等）と加減算回路とを用いる簡易な構成で、低速信号に分割することが可能になる。
これにより、本発明の光受信機によれば、ＡＤＣの帯域に制限されることなく、変調速度を高速化することが可能となる。

また、以上説明したように、本発明の光受信機によれば、広帯域信号を、２Ｎ分割（２分割、４分割、６分割…）受信するように拡張する、あるいは、（２Ｎ＋１）分割（１／３分割、１／５分割、１／７分割…）受信するように拡張することも実現可能となる。

さらに、本発明の光受信機によれば、低速信号から高速信号を生成する際において、ＡＤＣや合成部のアナログデバイスの不完全性により生じる信号品質の劣化を等化する機構も備えることができる。

以下、本発明の第１２の実施形態について説明する。図３９は、第１２の実施形態による通信システムの構成を示す図である。第１２の実施形態による通信システムは、光送信機３９１と、光受信機３９２と、伝送路としての光ファイバ３９３とを備える。光送信機３９１は、送信データ系列から光変調信号を生成し、生成した光変調信号を光ファイバ３９３へ出力する。光変調信号は、光ファイバ３９３を通じて光受信機３９２へ伝送される。光受信機３９２は、受信した光変調信号から送信データ系列を復号する。光送信機３９１として、第１から第７の実施形態による光送信機のいずれかを用いることができる。光受信機３９２として、第８から第１１の実施形態による光受信機のいずれかを用いることができる。各実施形態において説明した光送信機及び光受信機を組み合わせた通信システムは、簡易なアナログ回路を用いた構成により、デジタル−アナログ変換器及びアナログ−デジタル変換器の動作速度を下げ、伝送容量の拡大を容易にできる。

本発明の光送信機によれば、第１の狭帯域信号処理部（１０３，２０３，３０３，４０３，７０３）が、帯域分割部から出力される第１の狭帯域信号（Ｉ_１’（ｎ），Ｑ_１’（ｎ））と第２の狭帯域信号（Ｉ_２’（ｎ），Ｑ_２’（ｎ））とを入力し、第１及び第２の狭帯域信号それぞれの同相成分の和を示す第１の信号（Ｉ_１’’（ｔ））と、第１及び第２の狭帯域信号それぞれの直交成分の差を示す第２の信号（Ｑ_１’’（ｔ））と、第１及び第２の狭帯域信号それぞれの同相成分の差を示す第３の信号（Ｉ_２’’（ｔ））と、第１及び第２の狭帯域信号それぞれの直交成分の和を示す第４の信号（Ｑ_２’’（ｔ））とを出力する。第１の狭帯域信号処理部による加減算処理により、広帯域信号生成部が広帯域信号を生成する際の周波数シフトにおいて発生するイメージ成分を抑圧することができる。第１の狭帯域信号処理部及び広帯域信号生成部は、周波数シフタを構成するミキサ又はスイッチ回路と、加減算回路とを用いて実装できるため、簡易な構成のアナログ回路で狭帯域信号から広帯域信号を生成できる。光送信機によれば、光変調信号として出力する広帯域信号の変調周波数よりも低い周波数で動作するデジタル−アナログ変換器を用いて送信信号処理ができ、通信システムの伝送容量の拡大を容易にできる。

本発明の光受信機によれば、第１の信号変換部（広帯域信号−狭帯域信号変換部２０１２，２０２２，２０４２）が、広帯域信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する第５の信号（Ｉ_ｘ１（ｔ），Ｑ_ｘ１（ｔ））と下側波帯に含まれる帯域に対応する第６の信号（Ｉ_ｘ２（ｔ），Ｑ_ｘ２（ｔ））とそれぞれの同相成分の和を示す第５の狭帯域信号（Ｉ_ｘ１’（ｔ））と、前記第５及び第６の信号それぞれの直交成分の差を示す第６の狭帯域信号（Ｑ_ｘ１’（ｔ））と、前記第５及び第６の信号それぞれの同相成分の差を示す第７の狭帯域信号（Ｉ_ｘ２’（ｔ））と、前記第５及び第６の信号それぞれの直交成分の和を示す第８の狭帯域信号（Ｑ_ｘ２’（ｔ））とを出力する。第２の狭帯域信号処理部（２０１３，２０２３，２０４３）による第５、第６、第７及び第８の狭帯域信号に対する加減算処理により、分割した帯域の信号それぞれを得ることができる。第１の信号変換部及び第２の狭帯域信号処理部は、周波数シフタを構成するミキサ又はスイッチ回路と、加減算回路とを用いて実装できるため、簡易な構成のアナログ回路で広帯域信号から分割した各帯域の信号を生成できる。光受信機によれば、受信する光変調信号を復調して得られる広帯域信号の変調周波数よりも低い周波数で動作するアナログ−デジタル変換器を用いて受信信号処理ができ、通信システムの伝送容量の拡大を容易にできる。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

本発明は、伝送容量の拡大を容易にすることが要求される用途に適用できる。

１，２，３，４，５，６，７，３９１…光送信機、１０，２０，３０，７０…デジタル信号処理部、１１，２１，３１，４１，７１…広帯域信号生成部、１２，２２，３２，７２…光変調器、１３，２３，３３，７３…信号光源、１０１，２０１，３０１，７０１…信号生成部、１０２，２０２，７０２…帯域分割部、１０３，２０３，３０３，４０３，７０３…狭帯域信号処理部、１０４，２０４，３０４，７０４…デジタル−アナログ変換部、３９３…光ファイバ、１０２１，７０２１…帯域分割フィルタ、１０２２…周波数シフタ、３９２，２００１，２００２，２００３，２００４…光受信機、２０１０，２０４０…光コヒーレント受信機、２０１１…局発光源、２０１２，２０２２，２０４２…広帯域信号−狭帯域信号変換部、２０１３，２０２３，２０４３…狭帯域信号処理部、２０１４，２０３４…デジタル信号処理部、２１２１…周波数シフタ、２１２２…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、２１４１，２４４１…アナログ−デジタル変換部、２１４２，２４４２…狭帯域信号−広帯域信号変換部、２１４３，２４４３）…波形等化部、２１４４…復号部、２２１１…差動信号出力回路、２２１２…スイッチ回路

Claims (11)

1. 第１の信号及び第２の信号を入力し、前記第１及び第２の信号それぞれの同相成分の和を示す第１の狭帯域信号と、前記第１及び第２の信号それぞれの直交成分の差を示す第２の狭帯域信号と、前記第１及び第２の信号それぞれの同相成分の差を示す第３の狭帯域信号と、前記第１及び第２の信号それぞれの直交成分の和を示す第４の狭帯域信号とを出力する第１の狭帯域信号処理部と、
   前記第１及び第２の狭帯域信号に対して（π／２）の位相差を有する正弦波信号をそれぞれ乗じて周波数シフトし、周波数シフトした前記第１及び第２の狭帯域信号を合成して第１の広帯域信号を生成し、前記第３及び第４の狭帯域信号に対して（π／２）の位相差を有する正弦波信号をそれぞれ乗じて周波数シフトし、周波数シフトした前記第３及び第４の狭帯域信号を合成して第２の広帯域信号を生成する広帯域信号生成部と、
   前記第１及び第２の広帯域信号を用いて光信号を変調して出力する光変調器と、
   を備える光送信機。
2. 送信データ系列を変調して得られた信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する第３の信号と、前記分割した帯域のうち下側波帯に含まれる帯域に対応する第４の信号とを出力する帯域分割部と、
   前記第３及び第４の信号をデジタル−アナログ変換して、前記第１及び第２の信号を生成するデジタル−アナログ変換器と、
   を更に備える請求項１に記載の光送信機。
3. 送信データ系列を変調して得られた信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する信号を前記第１の信号として出力し、前記分割した帯域のうち下側波帯に含まれる帯域に対応する信号を前記第２の信号として出力する帯域分割部と、
   前記第１、第２、第３及び第４の狭帯域信号をデジタル−アナログ変換し、前記第１、第２、第３及び第４の狭帯域信号をアナログ信号として前記広帯域信号生成部へ出力するデジタル−アナログ変換器と、
   を更に備える請求項１に記載の光送信機。
4. 前記送信データ系列を変調して得られた信号は、同相成分又は直交成分のみである、
   請求項２又は３に記載の光送信機。
5. 第１の送信データ系列を変調して得られた信号をデジタル−アナログ変換して前記第１の信号を生成する第１のデジタル信号処理部と、
   第２の送信データ系列を変調して得られた信号をデジタル−アナログ変換して前記第２の信号を生成する第２のデジタル信号処理部と、
   を更に備える請求項１に記載の光送信機。
6. 前記光変調器は、前記第１及び第２の広帯域信号を用いて変調した光変調信号を、他の光変調信号と偏波多重して出力する、
   請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の光送信機。
7. 光変調信号を受信し、前記光変調信号から得られる広帯域信号を出力する受信部と、
   前記広帯域信号の帯域を分割し、分割した帯域のうち上側波帯に含まれる帯域に対応する第５の信号と下側波帯に含まれる帯域に対応する第６の信号とそれぞれの同相成分の和を示す第５の狭帯域信号と、前記第５及び第６の信号それぞれの直交成分の差を示す第６の狭帯域信号と、前記第５及び第６の信号それぞれの同相成分の差を示す第７の狭帯域信号と、前記第５及び第６の信号それぞれの直交成分の和を示す第８の狭帯域信号とを出力する第１の信号変換部と、
   前記第５の狭帯域信号と前記第７の狭帯域信号との加算及び減算により前記第５及び第６の信号の同相成分を示す第７の信号を生成し、前記第６の狭帯域信号と前記第８の狭帯域信号との加算及び減算により前記第５及び第６の信号の直交成分を示す第８の信号を生成する第２の狭帯域信号処理部と、
   を備える光受信機。
8. 前記第７及び第８の信号をアナログ−デジタル変換するアナログ−デジタル変換器、
   を更に備える請求項７に記載の光受信機。
9. 前記第５、第６、第７及び第８の狭帯域信号をアナログ−デジタル変換し、前記第５、第６、第７及び第８の狭帯域信号をデジタル信号として前記第２の狭帯域信号処理部へ出力するアナログ−デジタル変換器、
   を更に備える請求項７に記載の光受信機。
10. 前記受信部は、前記光変調信号を、偏波多重された複数の光変調信号から取得する、
    請求項７から請求項９のいずれか一項に記載の光受信機。
11. 請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の光送信機と、
    請求項７から請求項１０のいずれか一項に記載の光受信機と、
    を備え、
    前記受信部は、前記光変調器の出力を前記光変調信号として受信する、
    通信システム。

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