WO2022064555A1 - コヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法 - Google Patents

コヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法 Download PDF

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signal
unit
amcc
main
clock
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稜 五十嵐
正満 藤原
拓也 金井
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日本電信電話株式会社
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    • H04J14/02—Wavelength-division multiplex systems
    • H04J14/0227—Operation, administration, maintenance or provisioning [OAMP] of WDM networks, e.g. media access, routing or wavelength allocation
    • H04J14/0254—Optical medium access
    • H04J14/0272—Transmission of OAMP information
    • H04J14/0273—Transmission of OAMP information using optical overhead, e.g. overhead processing
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
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    • H04B10/6165—Estimation of the phase of the received optical signal, phase error estimation or phase error correction

Definitions

  • the present invention relates to a coherent optical receiving device and a coherent optical receiving method.
  • the AMCC auxiliary management and control channel
  • an object of the present invention is to provide a technique capable of separating a superposed AMCC signal and a main signal in a DSP stage.
  • One aspect of the present invention is a coherent receiver in which an AMCC signal receives signal light superimposed on a main signal by phase modulation, converts it into an analog electric signal, and outputs an in-phase phase component and an orthogonal phase component of the received signal.
  • a coherent optical receiving device including a digital signal processing unit that demolishes a code sequence of the AMCC signal and a code sequence of the main signal from the received signal by performing digital signal processing of the received signal.
  • a clock is multiplied by the modulated signal of the AMCC signal superimposed on the main signal, and the digital signal processing unit extracts the symbol of the main signal from the received signal output from the coherent receiver.
  • the AMCC signal code sequence demodulator includes an output symbol output unit, an AMCC signal code sequence demodulator that demolishes the code sequence of the AMCC signal, and a main signal code sequence demodulator that demolishes the code sequence of the main signal.
  • One aspect of the present invention is a coherent reception step in which an AMCC signal receives signal light superimposed on a main signal by phase modulation, converts it into an analog electric signal, and outputs an in-phase phase component and an orthogonal phase component of the received signal.
  • a coherent optical reception method comprising a digital signal processing step of demolishing a code sequence of the AMCC signal and a code sequence of the main signal from the received signal by performing digital signal processing of the received signal.
  • a clock is multiplied by the modulated signal of the AMCC signal superimposed on the main signal, and the symbol of the main signal is extracted from the received signal output in the coherent reception step in the digital signal processing step.
  • the AMCC signal code sequence includes an output symbol output step, an AMCC signal code sequence demodulation step for demolishing the code sequence of the AMCC signal, and a main signal code sequence demodulation step for demolishing the code sequence of the main signal.
  • the demodulation step includes a main signal component removing step for removing the main signal included in the received signal output in the symbol output step, and the reception after the main signal is removed in the main signal component removing step. It is a coherent optical reception method including a clock component removal step for removing a clock component contained in a signal.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a coherent optical transmission system 100 to which the coherent optical receiver 3 of the first embodiment is applied.
  • the coherent optical transmission system 100 includes a coherent optical transmission device 1, an optical fiber 2, and a coherent optical receiver 3.
  • the coherent optical transmission device 1 includes a light source 11, a modulation signal generation unit 12, an IQ modulator 13, a modulation signal generation unit 14, a clock multiplication unit 15, and a phase modulator 16.
  • the light source 11 outputs continuous light.
  • a main signal code sequence is input to the modulation signal generation unit 12.
  • the modulation signal generation unit 12 generates a modulation signal of the main signal based on the input main signal code sequence.
  • the modulated signal of the main signal includes an I (in-phase phase) component and a Q (quadrature phase) component.
  • the modulated signal of the main signal generated by the modulated signal generation unit 12 is output to the IQ modulator 13.
  • the IQ modulator 13 performs IQ modulation corresponding to the main signal based on the modulation signal of the main signal input from the modulation signal generation unit 12.
  • the IQ modulator 13 performs, for example, four-value QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) modulation as IQ modulation corresponding to the main signal.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • the constellation of the signal light output from the IQ modulator 13 is shown in the lower left of FIG. 1, for example.
  • An AMCC signal code sequence is input to the modulation signal generation unit 14.
  • the modulation signal generation unit 14 generates a modulation signal of the AMCC signal based on the input AMCC signal code sequence.
  • the modulated signal of the AMCC signal generated by the modulated signal generation unit 14 is output to the clock multiplication unit 15.
  • the clock multiplication unit 15 multiplies the modulation signal of the AMCC signal input from the modulation signal generation unit 14 by the clock.
  • the signal generated by the clock multiplication unit 15 (that is, the signal obtained by multiplying the modulation signal corresponding to the AMCC signal by the clock) is output to the phase modulator 16.
  • the clock multiplying unit 15 does not multiply the modulation signal of the AMCC signal by the clock, the low-speed AMCC signal is indistinguishable from the low-speed phase offset, which is the phase difference between the signal optical carrier and the station emission, so that coherent light reception is performed. It is removed in the phase offset compensation in the device 3. Therefore, in the example shown in FIG. 1, as described above, the clock multiplication unit 15 multiplies the modulation signal of the AMCC signal input from the modulation signal generation unit 14 by the clock.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the processing in the clock multiplication unit 15.
  • FIG. 2A shows an example of a modulated signal of the AMCC signal input to the clock multiplication unit 15 (that is, a modulated signal of the AMCC signal generated by the modulated signal generation unit 14).
  • FIG. 2B shows an example of a clock (clock signal) to be multiplied by the modulation signal of the AMCC signal shown in FIG. 2A by the clock multiplication unit 15.
  • FIG. 2C shows an example of a signal output from the clock multiplication unit 15 (that is, a signal obtained by multiplying the modulation signal corresponding to the AMCC signal by the clock).
  • the amplitude of the clock (clock signal) changes with the symbol rate of the main signal.
  • FIG. 2 by multiplying the modulation signal corresponding to the AMCC signal by the clock, it is possible to prevent the AMCC signal from being removed in the phase offset compensation in the coherent optical receiver 3.
  • the phase modulator 16 performs phase modulation corresponding to the AMCC signal based on the signal input from the clock multiplication unit 15.
  • the phase modulator 16 performs, for example, binary phase modulation as the phase modulation corresponding to the AMCC signal.
  • the phase modulator 16 outputs signal light in which the AMCC signal is superimposed on the main signal by phase modulation to the optical fiber 2.
  • the constellation of the signal light output from the phase modulator 16 (specifically, the signal light output from the coherent optical transmitter 1 and transmitted via the optical fiber 2) is shown, for example, in the lower center of FIG. become.
  • the optical fiber 2 functions as a transmission path for signal light output from the coherent optical transmission device 1.
  • a digital coherent transmission method has been put into practical use for increasing the distance and capacity of optical communication systems.
  • the digital coherent transmission method not only the intensity of the signal light but also the information of the phase component is acquired by performing coherent reception with the receiver.
  • the influence of thermal noise at the time of photoelectric conversion can be suppressed by coherent detection, and the waveform deterioration due to transmission and the waveform deterioration due to the band limitation of the device can be compensated by digital signal processing (DSP).
  • DSP digital signal processing
  • the coherent optical receiver 3 receives the signal light output from the coherent optical transmitter 1 and transmitted by the optical fiber 2.
  • the coherent optical receiver 3 includes a station emission generation unit 31, a coherent receiver 32, an analog-to-digital converter (ADC) 33, and a digital signal processing unit (DSP processing unit) 34.
  • the local emission generation unit 31 generates local emission.
  • the coherent receiver 32 receives the signal light transmitted by the optical fiber 2 (that is, the signal light in which the AMCC signal is superimposed on the main signal), and converts the optical signal into an analog electric signal.
  • the coherent receiver 32 performs coherent reception using the station emission generated by the station emission generation unit 31, and outputs the in-phase phase (I) component and the quadrature phase (Q) component of the received signal. That is, the signal light received by the coherent receiver 32 is the one in which the AMCC signal is superimposed on the main signal by the phase modulator 16 of the coherent optical transmitter 1 performing phase modulation corresponding to the AMCC signal.
  • the analog-to-digital converter 33 samples and discretizes the analog electric signal output from the coherent receiver 32 (specifically, the in-phase phase component and the orthogonal phase component of the received signal output from the coherent receiver 32).
  • the digital signal processing unit 34 demodulates the code sequence corresponding to the AMCC signal and the code sequence corresponding to the main signal from the received signal by performing digital signal processing of the received signal discreteized by the analog digital converter 33. ..
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the detailed configuration of the digital signal processing unit 34 shown in FIG.
  • the digital signal processing unit 34 has a complex amplitude calculation unit 34A, an equalization processing unit 34B, a downsampling unit 34C, a frequency offset compensation unit 34D, a phase offset compensation unit 34E, and an AMCC signal. It includes a code sequence demodulation unit 34F and a main signal code sequence demodulation unit 34G.
  • the complex amplitude calculation unit 34A calculates the complex amplitude of the received signal including the in-phase phase component (I signal) and the orthogonal phase component (Q signal) discretized by the analog-digital converter 33.
  • the equalization processing unit 34B performs normal equalization processing (for example, transmission and compensation for waveform distortion by a transmitter / receiver) in the digital coherent transmission method. Specifically, the equalization processing unit 34B performs equalization processing of the signal output from the complex amplitude calculation unit 34A.
  • the downsampling unit 34C performs normal downsampling (for example, thinning process) in the digital coherent transmission method. Specifically, the downsampling unit 34C performs downsampling of the signal output from the equalization processing unit 34B, and extracts only the symbol.
  • the frequency offset compensation unit 34D removes the normal frequency offset compensation in the digital coherent transmission method (for example, the frequency offset between the light source 11 of the coherent light transmission device 1 and the station light emission source of the station emission generation unit 31 of the coherent light reception device 3). Processing etc.). Specifically, the frequency offset compensation unit 34D performs frequency offset compensation for the signal output from the downsampling unit 34C.
  • the phase offset compensation unit 34E removes the normal phase offset compensation in the digital coherent transmission method (for example, the phase noise between the light source 11 of the coherent light transmission device 1 and the station light emission source of the station light emission generation unit 31 of the coherent light reception device 3). Processing etc.). Specifically, the phase offset compensation unit 34E performs phase offset compensation for the signal output from the frequency offset compensation unit 34D.
  • the phase offset compensation unit 34E functions as a symbol output unit that extracts the symbol of the main signal from the received signal output from the coherent receiver 32 and outputs it.
  • the constellation of the signal output from the phase offset compensation unit 34E is shown, for example, in the center left of FIG.
  • the received signal output from the phase offset compensation unit 34E includes not only the main signal but also the AMCC signal is superimposed as phase noise.
  • the distance between symbols is smaller than that in the case where the AMCC signal is not superimposed. That is, the reception signal output from the phase offset compensation unit 34E is in a state where the reception sensitivity has deteriorated.
  • the received signal output from the phase offset compensation unit 34E is input to the AMCC signal code sequence demodulation unit 34F and the main signal code sequence demodulation unit 34G.
  • the AMCC signal code sequence demodulation unit 34F demodulates the code sequence of the AMCC signal included in the received signal output from the phase offset compensation unit 34E.
  • the AMCC signal code sequence demodulation unit 34F includes a main signal component removing unit 34F1, a clock component removing unit 34F2, a high frequency noise removing unit 34F3, a downsampling unit 34F4, and a determination unit 34F5.
  • the main signal component removing unit 34F1 removes the main signal included in the received signal output from the phase offset compensating unit 34E.
  • the main signal component removing unit 34F1 includes an M power calculation unit 34F11 that performs an operation of multiplying the received signal output from the phase offset compensation unit 34E by the M power.
  • the main signal component removing unit 34F1 is included in the received signal output from the phase offset compensation unit 34E by performing an operation in which the M power calculation unit 34F11 calculates the received signal output from the phase offset compensation unit 34E to the M power. Remove the signal.
  • Equation (1) The phase amplitude E (n) of the received signal output from the phase offset compensation unit 34E is expressed by the following equation (1).
  • n ⁇ 0,1,2,3, ... ⁇ indicates the time of the symbol.
  • E (n) exp (j ( ⁇ main (n) + ⁇ AMCC (n) ⁇ ⁇ clock (n))) (1)
  • ⁇ AMCC (n) indicates an AMCC signal included in the received signal.
  • ⁇ AMCC k, ⁇ k.
  • ⁇ main (n) indicates a main signal included in the received signal.
  • ⁇ clock (n) indicates the clock included in the received signal.
  • the constellation of the received signal output from the main signal component removing unit 34F1 (the constellation of the received signal after the main signal is removed by the main signal component removing unit 34F1) is shown, for example, in the center right of FIG. ..
  • the clock component removing unit 34F2 removes the clock component included in the received signal after the main signal is removed by the main signal component removing unit 34F1.
  • the clock component removing unit 34F2 includes a complex conjugate product calculation unit 34F21.
  • the complex conjugate product calculation unit 34F21 calculates the complex conjugate product of two adjacent symbols included in the signal after the operation of multiplying the received signal by the M power is performed by the main signal component removing unit 34F1.
  • the clock component removing unit 34F2 is the complex conjugate product of two adjacent symbols included in the signal after the complex conjugate product calculation unit 34F21 has been calculated by the main signal component removing unit 34F1 to raise the received signal to the Mth power.
  • the clock component included in the received signal after the main signal is removed by the main signal component removing unit 34F1 is removed.
  • the operation represented by the complex conjugate product calculation unit 34F21 is represented by the following equation (4).
  • E 4 exp (j ( ⁇ + 4 ⁇ AMCC (n) ⁇ clock (n))) (3)
  • * indicates a complex conjugate.
  • the high frequency noise removing unit 34F3 removes the high frequency noise included in the received signal after the clock component is removed by the clock component removing unit 34F2.
  • the high frequency noise removing unit 34F3 includes a low pass filter 34F31. That is, the high frequency noise removing unit 34F3 removes the high frequency noise included in the received signal after the clock component is removed by using the low pass filter 34F31.
  • the downsampling unit 34F4 extracts the symbol of the AMCC signal by downsampling the received signal from which the high frequency component has been removed by the high frequency noise removing unit 34F3. Specifically, the downsampling unit 34F4 performs downsampling from the symbol rate of the main signal to the symbol rate of the AMCC signal.
  • the determination unit 34F5 demodulates the code sequence of the AMCC signal included in the received signal by performing the threshold value determination.
  • the main signal code sequence demodulation unit 34G demodulates the code sequence of the main signal included in the received signal output from the phase offset compensation unit 34E.
  • the main signal code sequence demodulation unit 34G includes an AMCC signal component removing unit 34G1 and a determination unit 34G2.
  • the AMCC signal component removing unit 34G1 removes the AMCC signal included in the received signal output from the phase offset compensating unit 34E.
  • the AMCC signal component removing unit 34G1 includes a complex conjugate product calculation unit 34G11.
  • the complex conjugate product calculation unit 34G11 is output from the received signal (specifically, the received signal output from the low-pass filter 34F31) after the high-frequency noise is removed by the high-frequency noise removing unit 34F3, and the phase offset compensation unit 34E. Calculate the complex conjugate product with the received signal.
  • the complex conjugate product calculation unit 34G11 has the AMCC signal E, which is obtained by multiplying the phase of the AMCC by the clock, and the original received signal E (n), as represented by the following equation (5).
  • the AMCC signal can be removed from the main signal component, and the noise characteristics of the main signal can be improved.
  • the coherent optical receiver 3 can be configured by using a processor such as a CPU (Central Processing Unit) and a memory.
  • the coherent optical receiver 3 functions as an AMCC signal code sequence demodulation unit 34F, a main signal code sequence demodulation unit 34G, etc. of the digital signal processing unit 34 by executing a program by the processor. Even if all or part of each function of the coherent optical receiver 3 is realized by using hardware such as ASIC (Application Specific Integrated Circuit), PLD (Programmable Logic Device), and FPGA (Field Programmable Gate Array). good.
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • PLD Programmable Logic Device
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • Computer-readable recording media include, for example, flexible disks, magneto-optical disks, ROMs, CD-ROMs, portable media such as semiconductor storage devices (for example, SSD: Solid State Drive), hard disks and semiconductor storage built into computer systems. It is a storage device such as a device.
  • the above program may be transmitted over a telecommunication line.
  • the phase modulator 16 of the coherent optical transmitter 1 superimposes the AMCC signal on the main signal by phase modulation.
  • the clock multiplying unit 15 multiplies the modulated signal of the AMCC signal by the clock, so that the AMCC signal is prevented from being removed by the phase offset compensating unit 34E of the coherent optical receiving device 3.
  • the M-th power calculation unit 34F11 uses the M-th power method, so that the main signal component removing unit 34F1 removes the main signal and separates the AMCC signal. Further, the AMCC signal component removing unit 34G1 improves the noise characteristics of the main signal by subtracting the AMCC signal from the main signal.
  • the complex conjugate product calculation unit 34F21 removes the clock component from the received signal by taking the complex conjugate product of the two symbols.
  • the superimposed AMCC signal and the main signal can be separated by the digital signal processing unit 34.
  • FIG. 4 is a flowchart for explaining an example of processing executed in the coherent optical receiver 3 of the first embodiment.
  • FIG. 4A shows the main process executed in the coherent optical receiver 3 of the first embodiment
  • FIG. 4B shows the process executed in step S4 of FIG. 4A. Is shown.
  • the local emission generation unit 31 generates local emission.
  • the coherent receiver 32 receives the signal light transmitted by the optical fiber 2 (that is, the signal light in which the AMCC signal is superimposed on the main signal), converts the optical signal into an analog electric signal, and then converts the optical signal into an analog electric signal.
  • the in-phase phase component and the orthogonal phase component of the received signal are output.
  • a clock is multiplied by the modulated signal of the AMCC signal superimposed on the main signal.
  • the coherent receiver 32 performs coherent reception using the local emission generated in step S1.
  • the analog-to-digital converter 33 samples and discretizes the analog electric signal output from the coherent receiver 32 (that is, performs analog-to-digital conversion).
  • the digital signal processing unit 34 performs digital signal processing of the discretized received signal in step S3, so that the code sequence corresponding to the AMCC signal and the code sequence corresponding to the main signal are obtained from the received signal. To demolish.
  • step S4A the complex amplitude calculation unit 34A calculates the complex amplitude of the received signal including the discretized in-phase phase component (I signal) and the orthogonal phase component (Q signal) in step S3.
  • step S4B the equalization processing unit 34B performs equalization processing of the signal output from the complex amplitude calculation unit 34A in step S4A.
  • step S4C the downsampling unit 34C performs downsampling of the signal output from the equalization processing unit 34B in step S4B.
  • step S4D the frequency offset compensation unit 34D performs frequency offset compensation for the signal output from the downsampling unit 34C in step S4C.
  • step S4E the phase offset compensation unit 34E performs phase offset compensation for the signal output from the frequency offset compensation unit 34D in step S4D.
  • step S4F the AMCC signal code sequence demodulation unit 34F demodulates the code sequence of the AMCC signal included in the signal output from the phase offset compensation unit 34E in step S4E.
  • the main signal component removing unit 34F1 removes the main signal included in the received signal by performing an operation of multiplying the signal output from the phase offset compensating unit 34E by M in step S4E.
  • the clock component removing unit 34F2 calculates the complex conjugate product of two adjacent symbols included in the signal after the operation of multiplying the received signal by M in step S4F1.
  • the clock component included in the received signal after the main signal is removed is removed.
  • step S4F3 the high-frequency noise removing unit 34F3 removes the high-frequency noise contained in the received signal after the clock component is removed in step S4F2 by using the low-pass filter 34F31.
  • step S4F4 the downsampling unit 34F4 extracts the symbol by downsampling the received signal from which the high frequency component has been removed in step S4F3.
  • step S4F5 the determination unit 34F5 demodulates the code sequence of the AMCC signal included in the received signal by performing the threshold value determination.
  • step S4G the main signal code sequence demodulation unit 34G demodulates the code sequence of the main signal included in the signal output from the phase offset compensation unit 34E in step S4E.
  • the AMCC signal component removing unit 34G1 calculates the complex conjugate product of the received signal after the high frequency noise is removed in step S4F3 and the signal output from the phase offset compensating unit 34E in step S4E. By calculating, the AMCC signal included in the signal output from the phase offset compensation unit 34E is removed.
  • step S4G2 the determination unit 34G2 performs a normal threshold value determination in the digital coherent transmission method, and outputs a main signal code sequence.
  • the coherent optical receiver 3 of the second embodiment is configured in the same manner as the coherent optical receiver 3 of the first embodiment described above, except for the points described later. Therefore, according to the coherent optical receiver 3 of the second embodiment, the same effect as that of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment described above can be obtained except for the points described later.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the IQ modulator 13 of the coherent optical transmission device 1 included in the coherent optical transmission system 100 to which the coherent optical receiver 3 of the second embodiment is applied.
  • the coherent optical transmitter 1 includes a phase modulator 16 that performs phase modulation corresponding to an AMCC signal, in addition to the IQ modulator 13.
  • the IQ modulator 13 performs IQ modulation corresponding to the main signal and phase modulation corresponding to the AMCC signal. That is, the phase modulation corresponding to the AMCC signal is performed in the IQ modulator 13 in which the IQ modulation corresponding to the main signal is performed.
  • the IQ modulator 13 includes a Mach Zenda (MZ) modulator 13A, a Mach Zenda (MZ) modulator 13B, and a ⁇ / 2 phase difference setting unit 13C.
  • MZ Mach Zenda
  • MZ Mach Zenda
  • MZ Mach Zenda
  • ⁇ / 2 phase difference setting unit 13C Light is input to the IQ modulator 13 from the light source 11 (see FIG. 1). The input light is separated into two paths, one of the separated lights is input to the Machzenda modulator 13A, and the other of the separated lights is input to the Machzenda modulator 13B. , I signal (in-phase phase component of the modulated signal of the main signal) and DC bias are applied.
  • the Machzenda modulator 13A modulates the intensity and phase of the light input from the light source 11 based on the applied I signal and DC bias, and outputs the intensity and phase-modulated light.
  • a Q signal quadrature phase component of the modulated signal of the main signal
  • a DC bias are applied to the Machzenda modulator 13B.
  • the Machzenda modulator 13B modulates the intensity and phase of the light input from the light source 11 based on the applied Q signal and the DC bias, and the intensity and phase-modulated light is ⁇ / 2 phase difference setting unit 13C.
  • the ⁇ / 2 phase difference setting unit 13C provides a ⁇ / 2 phase difference between the path of light output from the Machzenda modulator 13A and the path of light output from the Machzenda modulator 13B.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the I signal, the Q signal, and the constellation.
  • the ⁇ / 2 phase difference setting unit 13C provides a ⁇ / 2 phase difference between the path of light output from the Machzenda modulator 13A and the path of light output from the Machzenda modulator 13B.
  • the I component and the Q component on the constellation can be associated with the I signal applied to the Machzenda modulator 13A and the Q signal applied to the Machzenda modulator 13B.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a modulation signal to the IQ modulator 13 of the coherent optical transmission device 1 included in the coherent optical transmission system 100 to which the coherent optical receiver 3 of the second embodiment is applied.
  • FIG. 7 (A) shows the time waveform of the in-phase phase component (I signal) of the modulated signal of the main signal
  • FIG. 7 (B) shows the orthogonal phase component (Q signal) of the modulated signal of the main signal.
  • the time waveform of is shown.
  • FIG. 7C shows the time waveform of the AMCC signal.
  • FIG. 7C shows the time waveform of the AMCC signal before the clock is multiplied. In practice, the one after the clock is multiplied is used as the AMCC signal.
  • the AMCC signal is a binary signal that takes 1 or 0.
  • 7 (D) shows the same phase component as the modulated signal of the main signal shown in FIG. 7 (A) in the section where the AMCC signal shown in FIG. 7 (C) is 1, and FIG. 7 (C) shows.
  • the reference numeral indicates a signal opposite to the in-phase phase component of the modulated signal of the main signal shown in FIG. 7 (A).
  • 7 (E) shows in FIG. 7 (C) where the AMCC signal shown in FIG. 7 (C) has the opposite sign to the orthogonal phase component of the modulated signal of the main signal shown in FIG. 7 (B) in the section of 1.
  • a signal having the same sign as the orthogonal phase component of the modulated signal of the main signal shown in FIG. 7B is shown in the section where the AMCC signal is 0.
  • the superposition of the in-phase phase component of the modulation signal of the main signal shown in FIG. 7A and the signal shown in FIG. 7D is used as the modulation signal of the IQ modulator 13 to the Machzenda modulator 13A.
  • the modulation signal to the Machzenda modulator 13B of the IQ modulator 13 is used. Only one IQ modulator 13 can generate signal light containing both main signal and AMCC signal components.
  • the signal light received by the coherent receiver 32 of the coherent optical receiver 3 of the second embodiment is the same as the signal light received by the coherent receiver 32 of the coherent light receiver 3 of the first embodiment.
  • the AMCC signal is superimposed on the main signal by performing phase modulation corresponding to the AMCC signal.
  • the phase modulation corresponding to the AMCC signal is performed by the phase modulator 16, whereas the coherent optical receiver of the third embodiment is performed.
  • the phase modulation corresponding to the AMCC signal is performed in the IQ modulator 13 in which the IQ modulation corresponding to the main signal is performed.
  • the coherent optical receiving device 3 of the third embodiment is configured in the same manner as the coherent optical receiving device 3 of the first embodiment described above, except for the points described later. Therefore, according to the coherent optical receiver 3 of the third embodiment, the same effect as that of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment described above can be obtained except for the points described later.
  • the coherent optical receiver 3 of the third embodiment includes a station emission generator 31, a coherent receiver 32, an analog-to-digital converter (ADC) 33, and a digital signal. It includes a signal processing unit (DSP processing unit) 34. Similar to the coherent receiver 32 of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment, the coherent receiver 32 receives the signal light in which the AMCC signal is superimposed on the main signal by phase modulation and converts it into an analog electric signal. The in-phase phase component and the orthogonal phase component of the received signal are output. Similar to the digital signal processing unit 34 of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment, the digital signal processing unit 34 performs digital signal processing of the received signal to obtain the code sequence of the AMCC signal and the main signal from the received signal. Demote with the code sequence.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of a detailed configuration of the digital signal processing unit 34 of the coherent optical receiver 3 of the third embodiment.
  • the digital signal processing unit 34 has a complex amplitude calculation unit 34A, an equalization processing unit 34B, a downsampling unit 34C, a frequency offset compensation unit 34D, a phase offset compensation unit 34E, and an AMCC signal. It includes a code sequence demodulation unit 34F and a main signal code sequence demodulation unit 34G.
  • the complex amplitude calculation unit 34A has the in-phase phase component (I signal) and the orthogonal phase component (Q) discreteized by the analog-to-digital converter 33, similarly to the complex amplitude calculation unit 34A of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment. Calculate the complex amplitude of the received signal including the signal).
  • the equalization processing unit 34B performs equalization processing of the signal output from the complex amplitude calculation unit 34A, similarly to the equalization processing unit 34B of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment.
  • the downsampling unit 34C performs downsampling of the signal output from the equalization processing unit 34B, similarly to the downsampling unit 34C of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment.
  • the frequency offset compensation unit 34D performs frequency offset compensation for the signal output from the downsampling unit 34C, similarly to the frequency offset compensation unit 34D of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment.
  • the phase offset compensation unit 34E performs phase offset compensation for the signal output from the frequency offset compensation unit 34D, similarly to the phase offset compensation unit 34E of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment.
  • the constellation of the signal output from the phase offset compensation unit 34E is shown, for example, in the center left of FIG.
  • the received signal output from the phase offset compensation unit 34E is input to the AMCC signal code sequence demodulation unit 34F and the main signal code sequence demodulation unit 34G.
  • the AMCC signal code sequence demodulation unit 34F demodulates the code sequence of the AMCC signal included in the received signal output from the phase offset compensation unit 34E.
  • the AMCC signal code sequence demodulation unit 34F includes a main signal component removal unit 34F1, a deviation angle calculation unit 34F6, a ⁇ subtraction unit 34F7, a clock reciprocal multiplication unit 34F8, a high frequency noise removal unit 34F3, and a downsampling unit 34F4. It is provided with a determination unit 34F5. Similar to the main signal component removing unit 34F1 of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment, the main signal component removing unit 34F1 has the M power calculation unit 34F11 M-th power of the received signal output from the phase offset compensation unit 34E.
  • the main signal included in the received signal output from the phase offset compensation unit 34E is removed.
  • the constellation of the received signal output from the main signal component removing unit 34F1 (the constellation of the received signal after the main signal is removed by the main signal component removing unit 34F1) is shown, for example, in the center right of FIG. ..
  • the declination calculation unit 34F6 calculates the declination of the complex amplitude of the received signal M-th power by the M-th power calculation unit 34F11 of the main signal component removal unit 34F1.
  • E 4 exp (j ( ⁇ + 4 ⁇ AMCC (n) ⁇ lock (n)))) (6)
  • the declination calculated by the declination calculation unit 34F6 is expressed by the following equation (7).
  • Arg (E 4 ) ⁇ + 4 ⁇ AMCC (n) ⁇ clock (n) (7)
  • the ⁇ subtraction unit 34F7 subtracts ⁇ from the declination calculated by the declination calculation unit 34F6.
  • the calculation result by the ⁇ subtraction unit 34F7 is expressed by the following equation (8).
  • Arg (E 4 ) - ⁇ 4 ⁇ AMCC (n) ⁇ clock (n) (8)
  • the clock reciprocal multiplication unit 34F8 multiplies the declination calculated by the ⁇ subtraction unit 34F7 by subtracting ⁇ by the reciprocal of the clock.
  • the clock reciprocal multiplication unit 34F8 calculated the reciprocal of the clock multiplied by the clock multiplication unit 15 of the coherent optical transmission device 1 with respect to the modulation signal of the AMCC signal superimposed on the main signal by the ⁇ subtraction unit 34F7. Multiply by subtracting ⁇ from the reciprocal.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a time waveform of an AMCC signal component extracted by the clock reciprocal multiplication unit 34F8.
  • FIG. 9A shows an example of the time waveform of the clock multiplied by the clock multiplication unit 15 of the coherent optical transmitter 1.
  • FIG. 9B shows an example of the time waveform of the modulated signal of the AMCC signal input from the modulation signal generation unit 14 of the coherent optical transmission device 1 to the clock multiplication unit 15.
  • FIG. 9C shows an example of the time waveform (time waveform of the AMCC signal component included in the optical signal transmitted by the coherent optical transmission device 1) of the calculation result of the clock multiplication unit 15.
  • FIG. 9A shows an example of the time waveform of the clock multiplied by the clock multiplication unit 15 of the coherent optical transmitter 1.
  • FIG. 9B shows an example of the time waveform of the modulated signal of the AMCC signal input from the modulation signal generation unit 14 of the coherent optical transmission device 1 to the clock multiplication unit 15.
  • FIG. 9C shows an example of the
  • FIG. 9D shows an example of the time waveform (time waveform of the AMCC signal component extracted from the received signal) of the calculation result of the clock reciprocal multiplication unit 34F8.
  • the clock reciprocal multiplication unit 34F8 can extract an AMCC signal component (a modulated signal of the AMCC signal generated by the modulated signal generation unit 14 of the coherent optical transmission device 1) from the received signal.
  • the high frequency noise removing unit 34F3 removes the high frequency noise contained in the one after the reciprocal of the clock is multiplied by the clock reciprocal multiplication unit 34F8.
  • the high-frequency noise removing unit 34F3 includes a low-pass filter 34F31 in the high-frequency noise removing unit 34F3. That is, the high frequency noise removing unit 34F3 removes the high frequency noise included in the one after the reciprocal of the clock is multiplied by using the low pass filter 34F31.
  • the downsampling unit 34F4 performs downsampling from the symbol rate of the main signal to the symbol rate of the AMCC signal, similarly to the downsampling unit 34F4 of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment.
  • the determination unit 34F5 demodulates the code sequence of the AMCC signal included in the received signal by performing the threshold value determination in the same manner as the determination unit 34F5 of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment.
  • the main signal code sequence demodulation unit 34G demodulates the code sequence of the main signal included in the received signal output from the phase offset compensation unit 34E.
  • the main signal code sequence demodulation unit 34G includes an AMCC signal component removing unit 34G3 and a determination unit 34G2.
  • the AMCC signal component removing unit 34G3 removes the AMCC signal included in the received signal output from the phase offset compensating unit 34E.
  • the AMCC signal component removing unit 34G3 includes a complex amplitude calculation unit 34G31 and a complex conjugate product calculation unit 34G32.
  • the complex amplitude calculation unit 34G31 multiplies the one after the high frequency noise is removed by the high frequency noise removal unit 34F3 by the clock, and calculates the complex amplitude having an absolute value of 1.
  • the calculation result (complex amplitude having an absolute value of 1) by the complex amplitude calculation unit 34G31 is represented by the following. exp (j (4 ⁇ AMCC (n) ⁇ clock (n) ⁇ ⁇ ))
  • the complex conjugate product calculation unit 34G32 calculates the complex conjugate product of the complex amplitude having an absolute value of 1 calculated by the complex amplitude calculation unit 34G31 and the received signal output from the phase offset compensation unit 34E. Specifically, the complex conjugate product calculation unit 34G32 calculates the complex conjugate product of the complex amplitude having an absolute value of 1 and the original received signal E (n), as represented by the following equation (10). do.
  • the constellation of the signal output from the complex conjugate product calculation unit 34G32 is shown in the lower left of FIG. 8, for example.
  • the determination unit 34G2 performs the usual threshold value determination in the digital coherent transmission method and outputs the main signal code sequence, similarly to the determination unit 34G2 of the coherent optical receiver 3 of the first embodiment.
  • the clock reciprocal multiplication unit 34F8 removes the clock by multiplying the received signal by the reciprocal of the clock.
  • the superimposed AMCC signal and the main signal can be separated by the digital signal processing unit 34.
  • FIG. 10 is a flowchart for explaining an example of processing executed in the coherent optical receiver 3 of the third embodiment.
  • FIG. 10A shows the main process executed in the coherent optical receiver 3 of the third embodiment
  • FIG. 10B shows the process executed in step S14 of FIG. 10A. Is shown.
  • the local emission generation unit 31 generates the local emission as in step S1 of FIG.
  • step S12 similarly to step S2 in FIG. 4, the coherent receiver 32 receives the signal light transmitted by the optical fiber 2 (that is, the signal light in which the AMCC signal is superimposed on the main signal), and the light is received.
  • the signal is converted into an analog electric signal, and the in-phase phase component and the orthogonal phase component of the received signal are output.
  • a clock is multiplied by the modulated signal of the AMCC signal superimposed on the main signal.
  • the analog-to-digital converter 33 samples and discretizes the analog electric signal output from the coherent receiver 32 (that is, performs analog-to-digital conversion) in the same manner as in step S3 of FIG.
  • the digital signal processing unit 34 performs digital signal processing of the discretized received signal in step S3, so that the code sequence corresponding to the AMCC signal and the code sequence corresponding to the main signal are obtained from the received signal. To demolish.
  • step S14A similarly to step S4A of FIG. 4, the complex amplitude calculation unit 34A receives the discretized in-phase phase component (I signal) and the orthogonal phase component (Q signal) in step S13. Calculate the complex amplitude of the signal.
  • step S14B the equalization processing unit 34B performs equalization processing of the signal output from the complex amplitude calculation unit 34A in step S14A, as in step S4B of FIG.
  • step S14C the downsampling unit 34C performs downsampling of the signal output from the equalization processing unit 34B in step S14B, as in step S4C of FIG.
  • step S14D the frequency offset compensation unit 34D performs frequency offset compensation for the signal output from the downsampling unit 34C in step S14C, as in step S4D of FIG.
  • step S14E the phase offset compensating unit 34E performs phase offset compensation for the signal output from the frequency offset compensating unit 34D in step S14D, as in step S4E of FIG.
  • step S14F the AMCC signal code sequence demodulation unit 34F demodulates the code sequence of the AMCC signal included in the signal output from the phase offset compensation unit 34E in step S14E.
  • step S14F1 similarly to step S4F1 of FIG. 4, the main signal component removing unit 34F1 performs an operation of multiplying the signal output from the phase offset compensation unit 34E in step S14E to the Mth power, so that the received signal is received. The main signal contained in is removed.
  • step S14F6 the declination calculation unit 34F6 calculates the declination of the complex amplitude of the received signal raised to the Mth power in step S14F1.
  • step S14F7 the ⁇ subtraction unit 34F7 subtracts ⁇ from the declination calculated in step S14F6.
  • step S14F8 the clock reciprocal multiplication unit 34F8 multiplies the declination calculated in step S14F7 by subtracting ⁇ by the reciprocal of the clock.
  • step S14F3 similarly to step S4F3 in FIG. 4, the high-frequency noise removing unit 34F3 removes the high-frequency noise contained in the one after the reciprocal of the clock is multiplied in step S14F8 by using the low-pass filter 34F31. do.
  • step S14F4 similarly to step S4F4 in FIG. 4, the downsampling unit 34F4 extracts the symbol by downsampling the received signal from which the high frequency component has been removed in step S14F3.
  • step S14F5 similarly to step S4F5 in FIG. 4, the determination unit 34F5 demodulates the code sequence of the AMCC signal included in the received signal by performing the threshold value determination.
  • step S14G the main signal code sequence demodulation unit 34G demodulates the code sequence of the main signal included in the signal output from the phase offset compensation unit 34E in step S14E.
  • the AMCC signal component removing unit 34G3 removes the AMCC signal included in the received signal output from the phase offset compensating unit 34E in step S14E.
  • the complex amplitude calculation unit 34G31 multiplies the one after the high frequency noise is removed in step S14F3 by the clock to calculate the complex amplitude having an absolute value of 1.
  • step S14G32 the complex conjugate product calculation unit 34G32 calculates the complex conjugate product of the complex amplitude having an absolute value of 1 calculated in step S14G31 and the received signal output from the phase offset compensation unit 34E in step S14E. do.
  • step S14G2 as in step S4G2 of FIG. 4, the determination unit 34G2 performs the usual threshold value determination in the digital coherent transmission method and outputs the main signal code sequence.
  • the coherent optical receiving device and the coherent optical receiving method of the present invention can be applied to a coherent optical transmission system.
  • 100 ... coherent optical transmission system 1 ... coherent optical transmitter, 11 ... light source, 12 ... modulation signal generator, 13 ... IQ modulator, 13A ... Machzenda modulator, 13B ... Machzenda modulator, 13C ... ⁇ / 2 phase difference Setting unit, 14 ... Modulation signal generation unit, 15 ... Clock multiplication unit, 16 ... Phase modulator, 2 ... Optical fiber, 3 ... Coherent optical receiver, 31 ... Station emission generator, 32 ... Coherent receiver, 33 ... Analog Digital converter, 34 ... digital signal processing unit, 34A ... complex amplitude calculation unit, 34B ... equalization processing unit, 34C ... downsampling unit, 34D ... frequency offset compensation unit, 34E ...
  • phase offset compensation unit 34F ... AMCC signal code Series demodulation unit, 34F1 ... main signal component removal unit, 34F11 ... M power calculation unit, 34F2 ... clock component removal unit, 34F21 ... complex conjugate product calculation unit, 34F3 ... high frequency noise removal unit, 34F31 ... low pass filter, 34F4 ... downsampling Unit, 34F5 ... Judgment unit, 34F6 ... Deviation angle calculation unit, 34F7 ... ⁇ subtraction unit, 34F8 ... Clock inverse multiplication unit, 34G ... Main signal code sequence demodulation unit, 34G1 ... AMCC signal component removal unit, 34G11 ... Complex conjugate product calculation Unit, 34G2 ... Judgment unit, 34G3 ... AMCC signal component removal unit, 34G31 ... Complex amplitude calculation unit, 34G32 ... Complex conjugate product calculation unit

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Abstract

コヒーレント光受信装置は、ＡＭＣＣ信号が位相変調によって主信号に重畳された信号光を受信して受信信号を出力するコヒーレント受信器とデジタル信号処理部とを備え、主信号に重畳されるＡＭＣＣ信号の変調信号にはクロックが乗算されており、デジタル信号処理部は、シンボル出力部とＡＭＣＣ信号符号系列復調部と主信号符号系列復調部とを備え、ＡＭＣＣ信号符号系列復調部は、シンボル出力部から出力された受信信号に含まれる主信号を除去する主信号成分除去部と、主信号成分除去部によって主信号が除去された後の受信信号に含まれるクロック成分を除去するクロック成分除去部とを備える。

Description

コヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法
　本発明は、コヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法に関する。
　非特許文献１に記載された技術では、デジタルコヒーレント伝送システムにおいてＡＭＣＣ（auxiliary management and control channel）方式が活用される。
　デジタルコヒーレント伝送システムにおいてＡＭＣＣ方式が活用される場合、光段で主信号とＡＭＣＣ信号の分離が行われると、コヒーレント受信器における受信光強度が減少し（詳細には、ＰＤ（フォトダイオード）に入る主信号の光強度が減衰し）、雑音特性が劣化してしまう。よって、ＤＳＰ（デジタル信号処理部）段でＡＭＣＣ信号の分離を行う手法を実現することが重要である。
　そこで、本発明は、重畳されたＡＭＣＣ信号と主信号とをＤＳＰ段において分離することができる技術を提供することを目的とする。
　本発明の一態様は、ＡＭＣＣ信号が位相変調によって主信号に重畳された信号光を受信してアナログ電気信号に変換し、受信信号の同相位相成分と直交位相成分とを出力するコヒーレント受信器と、前記受信信号のデジタル信号処理を行うことによって、前記受信信号から前記ＡＭＣＣ信号の符号系列と前記主信号の符号系列とを復調するデジタル信号処理部とを備えるコヒーレント光受信装置であって、前記主信号に重畳される前記ＡＭＣＣ信号の変調信号には、クロックが乗算されており、前記デジタル信号処理部は、前記コヒーレント受信器から出力された前記受信信号から前記主信号のシンボルを抽出し、出力するシンボル出力部と、前記ＡＭＣＣ信号の符号系列を復調するＡＭＣＣ信号符号系列復調部と、前記主信号の符号系列を復調する主信号符号系列復調部とを備え、前記ＡＭＣＣ信号符号系列復調部は、前記シンボル出力部から出力された前記受信信号に含まれる前記主信号を除去する主信号成分除去部と、前記主信号成分除去部によって前記主信号が除去された後の前記受信信号に含まれるクロック成分を除去するクロック成分除去部とを備える、コヒーレント光受信装置である。
　本発明の一態様は、ＡＭＣＣ信号が位相変調によって主信号に重畳された信号光を受信してアナログ電気信号に変換し、受信信号の同相位相成分と直交位相成分とを出力するコヒーレント受信ステップと、前記受信信号のデジタル信号処理を行うことによって、前記受信信号から前記ＡＭＣＣ信号の符号系列と前記主信号の符号系列とを復調するデジタル信号処理ステップとを備えるコヒーレント光受信方法であって、前記主信号に重畳される前記ＡＭＣＣ信号の変調信号には、クロックが乗算されており、前記デジタル信号処理ステップには、前記コヒーレント受信ステップにおいて出力された前記受信信号から前記主信号のシンボルを抽出し、出力するシンボル出力ステップと、前記ＡＭＣＣ信号の符号系列を復調するＡＭＣＣ信号符号系列復調ステップと、前記主信号の符号系列を復調する主信号符号系列復調ステップとが含まれ、前記ＡＭＣＣ信号符号系列復調ステップには、前記シンボル出力ステップにおいて出力された前記受信信号に含まれる前記主信号を除去する主信号成分除去ステップと、前記主信号成分除去ステップにおいて前記主信号が除去された後の前記受信信号に含まれるクロック成分を除去するクロック成分除去ステップとが含まれる、コヒーレント光受信方法である。
　本発明によれば、重畳されたＡＭＣＣ信号と主信号とをＤＳＰ（デジタル信号処理部）段において分離することができる技術を提供することができる。
第１実施形態のコヒーレント光受信装置が適用されたコヒーレント光伝送システムの一例を示す図である。 クロック乗算部における処理を説明するための図である。 図２に示すデジタル信号処理部の詳細構成の一例を示す図である。 第１実施形態のコヒーレント光受信装置において実行される処理の一例を説明するためのフローチャートである。 第２実施形態のコヒーレント光受信装置が適用されたコヒーレント光伝送システムに含まれるコヒーレント光送信装置のＩＱ変調器の一例を示す図である。 Ｉ信号とＱ信号とコンスタレーションとの関係を示す図である。 第２実施形態のコヒーレント光受信装置が適用されたコヒーレント光伝送システムに含まれるコヒーレント光送信装置のＩＱ変調器への変調信号について説明するための図である。 第３実施形態のコヒーレント光受信装置のデジタル信号処理部の詳細構成の一例を示す図である。 クロック逆数乗算部によって抽出されたＡＭＣＣ信号成分の時間波形などの一例を示す図である。 第３実施形態のコヒーレント光受信装置において実行される処理の一例を説明するためのフローチャートである。
　本発明のコヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
＜第１実施形態＞
　図１は第１実施形態のコヒーレント光受信装置３が適用されたコヒーレント光伝送システム１００の一例を示す図である。
　図１に示す例では、コヒーレント光伝送システム１００に、コヒーレント光送信装置１と、光ファイバ２と、コヒーレント光受信装置３とが含まれる。
　コヒーレント光送信装置１は、光源１１と、変調信号生成部１２と、ＩＱ変調器１３と、変調信号生成部１４と、クロック乗算部１５と、位相変調器１６とを備えている。
　光源１１は連続光を出力する。光源１１としては、例えば半導体レーザなどが用いられる。
　変調信号生成部１２には、主信号符号系列が入力される。変調信号生成部１２は、入力された主信号符号系列に基づいて、主信号の変調信号を生成する。主信号の変調信号には、Ｉ（同相位相）成分と、Ｑ（直交位相）成分とが含まれる。変調信号生成部１２によって生成された主信号の変調信号は、ＩＱ変調器１３に出力される。
　ＩＱ変調器１３は、変調信号生成部１２から入力された主信号の変調信号に基づいて、主信号に対応するＩＱ変調を行う。ＩＱ変調器１３は、主信号に対応するＩＱ変調として、例えば４値のＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調を行う。ＩＱ変調器１３から出力される信号光のコンスタレーションは、例えば図１の左下に示すようになる。
　変調信号生成部１４には、ＡＭＣＣ信号符号系列が入力される。変調信号生成部１４は、入力されたＡＭＣＣ信号符号系列に基づいて、ＡＭＣＣ信号の変調信号を生成する。変調信号生成部１４によって生成されたＡＭＣＣ信号の変調信号は、クロック乗算部１５に出力される。
　クロック乗算部１５は、変調信号生成部１４から入力されたＡＭＣＣ信号の変調信号に、クロックを乗算する。クロック乗算部１５によって生成された信号（つまり、ＡＭＣＣ信号に対応する変調信号にクロックが乗算された信号）は、位相変調器１６に出力される。
　仮に、クロック乗算部１５がＡＭＣＣ信号の変調信号にクロックを乗算しない場合、低速なＡＭＣＣ信号は、信号光キャリアと局発光の位相差である低速な位相オフセットと区別がつかないため、コヒーレント光受信装置３における位相オフセット補償において除去されてしまう。そこで、図１に示す例では、上述したように、クロック乗算部１５が、変調信号生成部１４から入力されたＡＭＣＣ信号の変調信号にクロックを乗算する。
　図２はクロック乗算部１５における処理を説明するための図である。
　詳細には、図２（Ａ）はクロック乗算部１５に入力されるＡＭＣＣ信号の変調信号（つまり、変調信号生成部１４によって生成されたＡＭＣＣ信号の変調信号）の一例を示している。図２（Ｂ）はクロック乗算部１５によって図２（Ａ）に示すＡＭＣＣ信号の変調信号に乗算されるクロック（クロック信号）の一例を示している。図２（Ｃ）はクロック乗算部１５から出力される信号（つまり、ＡＭＣＣ信号に対応する変調信号にクロックが乗算された信号）の一例を示している。
　図２に示す例では、クロック（クロック信号）の振幅が、主信号のシンボルレートで変化する。
　図２に示すように、ＡＭＣＣ信号に対応する変調信号にクロックを乗算することにより、コヒーレント光受信装置３における位相オフセット補償においてＡＭＣＣ信号が除去されてしまうことを回避することができる。
　図１に示す例では、位相変調器１６が、クロック乗算部１５から入力された信号に基づいて、ＡＭＣＣ信号に対応する位相変調を行う。位相変調器１６は、ＡＭＣＣ信号に対応する位相変調として、例えば２値の位相変調を行う。また、位相変調器１６は、ＡＭＣＣ信号が位相変調によって主信号に重畳された信号光を光ファイバ２に出力する。位相変調器１６から出力される信号光（詳細には、コヒーレント光送信装置１から出力され、光ファイバ２を介して送信される信号光）のコンスタレーションは、例えば図１の中央下に示すようになる。
　光ファイバ２は、コヒーレント光送信装置１から出力された信号光の伝送路として機能する。
　光通信システムの長距離化、大容量化に向けてはデジタルコヒーレント伝送方式が実用化されている。デジタルコヒーレント伝送方式では、受信器にてコヒーレント受信を行うことで信号光の強度のみならず、位相成分の情報を取得する。この方式では、コヒーレント検波によって光電変換時の熱雑音の影響を抑制することができ、さらに伝送による波形劣化やデバイスの帯域制限による波形劣化をデジタル信号処理（ＤＳＰ）によって補償することができるため、高いロスバジェット改善効果が期待できる。
　図１に示す例では、コヒーレント光受信装置３が、コヒーレント光送信装置１から出力され、光ファイバ２によって伝送された信号光を受信する。コヒーレント光受信装置３は、局発光生成部３１と、コヒーレント受信器３２と、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）３３と、デジタル信号処理部（ＤＳＰ処理部）３４とを備えている。
　局発光生成部３１は、局発光を生成する。
　コヒーレント受信器３２は、光ファイバ２によって伝送された信号光（つまり、ＡＭＣＣ信号が主信号に重畳された信号光）を受信し、光信号をアナログ電気信号に変換する。詳細には、コヒーレント受信器３２は、局発光生成部３１によって生成された局発光を用いてコヒーレント受信を行い、受信信号の同相位相（Ｉ）成分と直交位相（Ｑ）成分とを出力する。
　つまり、コヒーレント受信器３２によって受信される信号光は、コヒーレント光送信装置１の位相変調器１６がＡＭＣＣ信号に対応する位相変調を行うことによって、ＡＭＣＣ信号が主信号に重畳されたものである。
　アナログデジタル変換器３３は、コヒーレント受信器３２から出力されたアナログ電気信号（詳細には、コヒーレント受信器３２から出力された受信信号の同相位相成分および直交位相成分）をサンプリングして離散化する。
　デジタル信号処理部３４は、アナログデジタル変換器３３によって離散化された受信信号のデジタル信号処理を行うことによって、受信信号からＡＭＣＣ信号に対応する符号系列と主信号に対応する符号系列とを復調する。
　図３は図２に示すデジタル信号処理部３４の詳細構成の一例を示す図である。
　図３に示す例では、デジタル信号処理部３４が、複素振幅算出部３４Ａと、等化処理部３４Ｂと、ダウンサンプリング部３４Ｃと、周波数オフセット補償部３４Ｄと、位相オフセット補償部３４Ｅと、ＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆと、主信号符号系列復調部３４Ｇとを備えている。
　複素振幅算出部３４Ａは、アナログデジタル変換器３３によって離散化された同相位相成分（Ｉ信号）と直交位相成分（Ｑ信号）とを含む受信信号の複素振幅を算出する。Ｉ信号の振幅をＥＩ、Ｑ信号の振幅をＥＱとすると、受信信号の複素振幅Ｅは下記の式によって表される。
Ｅ＝（ＥＩ ２＋ＥＱ ２）１／２ｅｘｐｊ（ｔａｎ－１（ＥＱ／ＥＩ））
ただし、（ＥＩ ２＋ＥＱ ２）１／２は絶対値である。
　等化処理部３４Ｂは、デジタルコヒーレント伝送方式における通常の等化処理（例えば伝送や送受信器による波形歪みの補償など）を行う。具体的には、等化処理部３４Ｂは、複素振幅算出部３４Ａから出力された信号の等化処理を行う。
　ダウンサンプリング部３４Ｃは、デジタルコヒーレント伝送方式における通常のダウンサンプリング（例えば間引き処理など）を行う。具体的には、ダウンサンプリング部３４Ｃは、等化処理部３４Ｂから出力された信号のダウンサンプリングを行い、シンボルのみを抽出する。
　周波数オフセット補償部３４Ｄは、デジタルコヒーレント伝送方式における通常の周波数オフセット補償（例えばコヒーレント光送信装置１の光源１１とコヒーレント光受信装置３の局発光生成部３１の局発光源との周波数オフセットを除去する処理など）を行う。具体的には、周波数オフセット補償部３４Ｄは、ダウンサンプリング部３４Ｃから出力された信号の周波数オフセット補償を行う。
　位相オフセット補償部３４Ｅは、デジタルコヒーレント伝送方式における通常の位相オフセット補償（例えばコヒーレント光送信装置１の光源１１とコヒーレント光受信装置３の局発光生成部３１の局発光源との位相雑音を除去する処理など）を行う。具体的には、位相オフセット補償部３４Ｅは、周波数オフセット補償部３４Ｄから出力された信号の位相オフセット補償を行う。位相オフセット補償部３４Ｅは、コヒーレント受信器３２から出力された受信信号から主信号のシンボルを抽出し、出力するシンボル出力部として機能する。
　位相オフセット補償部３４Ｅから出力される信号のコンスタレーションは、例えば図３の中央左に示すようになる。位相オフセット補償部３４Ｅから出力される受信信号には、主信号が含まれるのみならず、ＡＭＣＣ信号も位相雑音として重畳されている。そのため、図３の中央左のコンスタレーションで示すように、ＡＭＣＣ信号が重畳されていない場合よりもシンボル間距離が小さくなっている。つまり、位相オフセット補償部３４Ｅから出力される受信信号は、受信感度が劣化した状態になっている。
　位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号は、ＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆと主信号符号系列復調部３４Ｇとに入力される。
　図３に示す例では、ＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆが、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれるＡＭＣＣ信号の符号系列を復調する。ＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆは、主信号成分除去部３４Ｆ１と、クロック成分除去部３４Ｆ２と、高周波雑音除去部３４Ｆ３と、ダウンサンプリング部３４Ｆ４と、判定部３４Ｆ５とを備えている。
　主信号成分除去部３４Ｆ１は、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれる主信号を除去する。主信号成分除去部３４Ｆ１は、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号をＭ乗する演算を行うＭ乗演算部３４Ｆ１１を備えている。例えばコヒーレント光送信装置１のＩＱ変調器１３が、主信号に対応するＩＱ変調として４値のＱＰＳＫ変調を行う場合、Ｍ乗演算部３４Ｆ１１は、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号を４乗する演算を行う（つまり、Ｍ＝４）。
　主信号成分除去部３４Ｆ１は、Ｍ乗演算部３４Ｆ１１が位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号をＭ乗する演算を行うことによって、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれる主信号を除去する。
　位相オフセット補償部３４Ｅから出力される受信信号の位相振幅Ｅ（ｎ）は、下記の式（１）によって表される。式（１）において、ｎ＝｛０，１，２，３，…｝はシンボルの時間を示している。
Ｅ（ｎ）＝ｅｘｐ（ｊ（φｍａｉｎ（ｎ）＋φＡＭＣＣ（ｎ）×φｃｌｏｃｋ（ｎ）））　　　（１）
　上記の式（１）において、φＡＭＣＣ（ｎ）は、受信信号に含まれるＡＭＣＣ信号を示している。例えばコヒーレント光送信装置１の位相変調器１６が、ＡＭＣＣ信号に対応する位相変調として２値の位相変調を行う場合、φＡＭＣＣ＝ｋ，－ｋである。
　φｍａｉｎ（ｎ）は、受信信号に含まれる主信号を示している。例えばコヒーレント光送信装置１のＩＱ変調器１３が、主信号に対応するＩＱ変調として４値のＱＰＳＫ変調を行う場合、主信号の位相は、φｍａｉｎ（ｎ）＝π１／４，π３／４，π５／４，π７／４のいずれかをとる。
　φｃｌｏｃｋ（ｎ）は、受信信号に含まれるクロックを示している。クロック周波数が、主信号のシンボルごとに正負が反転するような周波数に設定される場合（つまり、クロック周波数が主信号のシンボルレートの１／２である場合）、φｃｌｏｃｋ（ｎ）は、下記のように表される。
ｎが奇数の場合、ｎ＝２ｍ＋１
ｎが偶数の場合、ｎ＝２ｍとすると、
φｃｌｏｃｋ（２ｍ＋１）＝ｃ
φｃｌｏｃｋ（２ｍ）＝－ｃ
　Ｍ乗演算部３４Ｆ１１が位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号Ｅ（ｎ）をＭ乗する演算を行うと、Ｍ乗演算部３４Ｆ１１の演算結果は下記の式（２）で示すようになる。
Ｅ４＝（ｅｘｐ（ｊ（φｍａｉｎ＋φＡＭＣＣ（ｎ）×φｃｌｏｃｋ（ｎ））））４
　＝ｅｘｐ（ｊ（４φｍａｉｎ＋４φＡＭＣＣ（ｎ）φｃｌｏｃｋ（ｎ）））　　　（２）
この時、４φｍａｉｎは下記のように表される。
φｍａｉｎ＝π／４の時、
４φｍａｉｎ＝４×（π／４）＝π
φｍａｉｎ＝π３／４の時、
４φｍａｉｎ＝４×（π３／４）＝３π＝π
φｍａｉｎ＝π５／４の時、
４φｍａｉｎ＝４×（π５／４）＝５π＝π
φｍａｉｎ＝π７／４の時、
４φｍａｉｎ＝４×（π７／４）＝７π＝π
　このように、Ｍ乗演算部３４Ｆ１１が、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号をＭ乗する演算を行うと、変調成分はすべてπになる。そのため、主信号成分除去部３４Ｆ１は、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれる変調成分（主信号）を除去することができる。
　主信号成分除去部３４Ｆ１から出力される受信信号のコンスタレーション（主信号成分除去部３４Ｆ１によって主信号が除去された後の受信信号のコンスタレーション）は、例えば図３の中央右に示すようになる。
　図３に示す例では、クロック成分除去部３４Ｆ２が、主信号成分除去部３４Ｆ１によって主信号が除去された後の受信信号に含まれるクロック成分を除去する。クロック成分除去部３４Ｆ２は、複素共役積算出部３４Ｆ２１を備えている。複素共役積算出部３４Ｆ２１は、主信号成分除去部３４Ｆ１によって受信信号をＭ乗する演算が行われた後の信号に含まれる隣接する２つのシンボルの複素共役積を算出する。つまり、クロック成分除去部３４Ｆ２は、複素共役積算出部３４Ｆ２１が、主信号成分除去部３４Ｆ１によって受信信号をＭ乗する演算が行われた後の信号に含まれる隣接する２つのシンボルの複素共役積を算出することにより、主信号成分除去部３４Ｆ１によって主信号が除去された後の受信信号に含まれるクロック成分を除去する。
　具体的には、Ｍ乗演算部３４Ｆ１１によって行われる演算（位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号Ｅ（ｎ）をＭ乗する演算）（Ｍ＝４）は、下記の式（３）によって表され、複素共役積算出部３４Ｆ２１によって行われる演算は、下記の式（４）によって表される。
Ｅ４＝ｅｘｐ（ｊ（π＋４φＡＭＣＣ（ｎ）φｃｌｏｃｋ（ｎ）））　　　（３）
ＥＡＭＣＣ（ｍ）＝Ｅ４（２ｍ＋１）×（Ｅ４（２ｍ））＊
＝ｅｘｐ（ｊ（π＋４φＡＭＣＣ（２ｍ＋１）×ｃ））
×ｅｘｐ（－ｊ（π＋４φＡＭＣＣ（２ｍ）×－ｃ）））
＝ｅｘｐ（ｊ（８φＡＭＣＣ（２ｍ）×ｃ））　　　　　　　　　　（４）
ただし、＊は複素共役を示す。また、ＡＭＣＣ信号は主信号に比べて十分に遅く、φＡＭＣＣ（２ｍ＋１）＝φＡＭＣＣ（２ｍ）とする。
　以上より、受信信号からクロック信号を除去し、ＡＭＣＣ信号を抽出することができる。
　図３に示す例では、高周波雑音除去部３４Ｆ３が、クロック成分除去部３４Ｆ２によってクロック成分が除去された後の受信信号に含まれる高周波雑音を除去する。高周波雑音除去部３４Ｆ３は、ローパスフィルタ３４Ｆ３１を備えている。つまり、高周波雑音除去部３４Ｆ３は、ローパスフィルタ３４Ｆ３１を用いることにより、クロック成分が除去された後の受信信号に含まれる高周波雑音を除去する。
　ダウンサンプリング部３４Ｆ４は、高周波雑音除去部３４Ｆ３による高周波成分の除去が行われた受信信号に対するダウンサンプリングを行うことによってＡＭＣＣ信号のシンボルを抽出する。詳細には、ダウンサンプリング部３４Ｆ４は、主信号のシンボルレートからＡＭＣＣ信号のシンボルレートへのダウンサンプリングを行う。
　判定部３４Ｆ５は、閾値判定を行うことにより、受信信号に含まれるＡＭＣＣ信号の符号系列を復調する。
　主信号符号系列復調部３４Ｇは、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれる主信号の符号系列を復調する。主信号符号系列復調部３４Ｇは、ＡＭＣＣ信号成分除去部３４Ｇ１と、判定部３４Ｇ２とを備えている。
　ＡＭＣＣ信号成分除去部３４Ｇ１は、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれるＡＭＣＣ信号を除去する。ＡＭＣＣ信号成分除去部３４Ｇ１は複素共役積算出部３４Ｇ１１を備えている。
　複素共役積算出部３４Ｇ１１は、高周波雑音除去部３４Ｆ３によって高周波雑音が除去された後の受信信号（詳細には、ローパスフィルタ３４Ｆ３１から出力された受信信号）と、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号との複素共役積を算出する。
　具体的には、複素共役積算出部３４Ｇ１１は、下記の式（５）によって表されるように、ＡＭＣＣ信号ＥＡＭＣＣの位相にクロックを乗算したものと、元の受信信号Ｅ（ｎ）との複素共役積を算出する。
Ｅ（ｎ）×ｅｘｐ（ｊ（８φＡＭＣＣ（ｎ）×ｃ×φｃｌｏｃｋ（ｎ）×α））＊
＝ｅｘｐ（ｊ（φｍａｉｎ（ｎ）＋φＡＭＣＣ（ｎ）×φｃｌｏｃｋ（ｎ）））
×ｅｘｐ（－ｊ（８φＡＭＣＣ（ｎ）×ｃ×φｃｌｏｃｋ（ｎ）×α））
＝ｅｘｐ（ｊ（φｍａｉｎ（ｎ）＋φＡＭＣＣ（ｎ）×φｃｌｏｃｋ（ｎ）×（１－８ｃα）））
ここで、１－８ｃα＝０となるようにαを設定すれば
＝ｅｘｐ（ｊ（φｍａｉｎ（ｎ）））　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５）
　以上より、主信号成分からＡＭＣＣ信号を除去することができ、主信号の雑音特性を改善することができる。
　複素共役積算出部３４Ｇ１１から出力される信号のコンスタレーションは、例えば図３の左下に示すようになる。
　判定部３４Ｇ２は、デジタルコヒーレント伝送方式における通常の閾値判定を行い、主信号符号系列を出力する。
　コヒーレント光受信装置３は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサーとメモリーとを用いて構成可能である。コヒーレント光受信装置３は、プロセッサーがプログラムを実行することによって、デジタル信号処理部３４のＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆ、主信号符号系列復調部３４Ｇ等として機能する。なお、コヒーレント光受信装置３の各機能の全て又は一部は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されても良い。上記のプログラムは、コンピューター読み取り可能な記録媒体に記録されても良い。コンピューター読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ、半導体記憶装置（例えばＳＳＤ：Solid State Drive）等の可搬媒体、コンピューターシステムに内蔵されるハードディスクや半導体記憶装置等の記憶装置である。上記のプログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。
　上述したように、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３が適用されたコヒーレント光伝送システム１００では、コヒーレント光送信装置１の位相変調器１６が、位相変調によってＡＭＣＣ信号を主信号に重畳する。また、クロック乗算部１５が、ＡＭＣＣ信号の変調信号にクロックを乗算することで、コヒーレント光受信装置３の位相オフセット補償部３４ＥにおいてＡＭＣＣ信号が除去されることが回避される。
　第１実施形態のコヒーレント光受信装置３では、Ｍ乗演算部３４Ｆ１１がＭ乗法を用いることにより、主信号成分除去部３４Ｆ１が主信号を除去し、ＡＭＣＣ信号を分離する。また、ＡＭＣＣ信号成分除去部３４Ｇ１が、ＡＭＣＣ信号を主信号から差し引くことで主信号の雑音特性を改善する。更に、複素共役積算出部３４Ｆ２１が、２つのシンボルの複素共役積をとることで受信信号からクロック成分を除去する。
　第１実施形態のコヒーレント光受信装置３によれば、重畳されたＡＭＣＣ信号と主信号とをデジタル信号処理部３４において分離することができる。
　図４は第１実施形態のコヒーレント光受信装置３において実行される処理の一例を説明するためのフローチャートである。詳細には、図４（Ａ）は第１実施形態のコヒーレント光受信装置３において実行されるメイン処理を示しており、図４（Ｂ）は図４（Ａ）のステップＳ４において実行される処理を示している。
　図４に示す例では、ステップＳ１において、局発光生成部３１が、局発光を生成する。
　次いで、ステップＳ２では、コヒーレント受信器３２が、光ファイバ２によって伝送された信号光（つまり、ＡＭＣＣ信号が主信号に重畳された信号光）を受信し、光信号をアナログ電気信号に変換し、受信信号の同相位相成分と直交位相成分とを出力する。主信号に重畳されるＡＭＣＣ信号の変調信号には、クロックが乗算されている。詳細には、ステップＳ２では、コヒーレント受信器３２が、ステップＳ１において生成された局発光を用いてコヒーレント受信を行う。
　次いで、ステップＳ３では、アナログデジタル変換器３３が、コヒーレント受信器３２から出力されたアナログ電気信号をサンプリングして離散化する（つまり、アナログデジタル変換を行う）。
　次いで、ステップＳ４では、デジタル信号処理部３４が、ステップＳ３において離散化された受信信号のデジタル信号処理を行うことによって、受信信号からＡＭＣＣ信号に対応する符号系列と主信号に対応する符号系列とを復調する。
　詳細には、ステップＳ４Ａにおいて、複素振幅算出部３４Ａが、ステップＳ３において離散化された同相位相成分（Ｉ信号）と直交位相成分（Ｑ信号）とを含む受信信号の複素振幅を算出する。
　次いで、ステップＳ４Ｂでは、等化処理部３４Ｂが、ステップＳ４Ａにおいて複素振幅算出部３４Ａから出力された信号の等化処理を行う。
　次いで、ステップＳ４Ｃでは、ダウンサンプリング部３４Ｃが、ステップＳ４Ｂにおいて等化処理部３４Ｂから出力された信号のダウンサンプリングを行う。
　次いで、ステップＳ４Ｄでは、周波数オフセット補償部３４Ｄが、ステップＳ４Ｃにおいてダウンサンプリング部３４Ｃから出力された信号の周波数オフセット補償を行う。
　次いで、ステップＳ４Ｅでは、位相オフセット補償部３４Ｅが、ステップＳ４Ｄにおいて周波数オフセット補償部３４Ｄから出力された信号の位相オフセット補償を行う。
　次いで、ステップＳ４Ｆでは、ＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆが、ステップＳ４Ｅにおいて位相オフセット補償部３４Ｅから出力された信号に含まれるＡＭＣＣ信号の符号系列を復調する。
　詳細には、ステップＳ４Ｆ１において、主信号成分除去部３４Ｆ１が、ステップＳ４Ｅにおいて位相オフセット補償部３４Ｅから出力された信号をＭ乗する演算を行うことによって、受信信号に含まれる主信号を除去する。
　次いで、ステップＳ４Ｆ２では、クロック成分除去部３４Ｆ２が、ステップＳ４Ｆ１において受信信号をＭ乗する演算が行われた後の信号に含まれる隣接する２つのシンボルの複素共役積を算出することにより、ステップＳ４Ｆ１において主信号が除去された後の受信信号に含まれるクロック成分を除去する。
　次いで、ステップＳ４Ｆ３では、高周波雑音除去部３４Ｆ３が、ローパスフィルタ３４Ｆ３１を用いることにより、ステップＳ４Ｆ２においてクロック成分が除去された後の受信信号に含まれる高周波雑音を除去する。
　次いで、ステップＳ４Ｆ４では、ダウンサンプリング部３４Ｆ４が、ステップＳ４Ｆ３において高周波成分の除去が行われた受信信号に対するダウンサンプリングを行うことによってシンボルを抽出する。
　次いで、ステップＳ４Ｆ５では、判定部３４Ｆ５が、閾値判定を行うことにより、受信信号に含まれるＡＭＣＣ信号の符号系列を復調する。
　また、ステップＳ４Ｆ３に次いで、ステップＳ４Ｇでは、主信号符号系列復調部３４Ｇが、ステップＳ４Ｅにおいて位相オフセット補償部３４Ｅから出力された信号に含まれる主信号の符号系列を復調する。
　詳細には、ステップＳ４Ｇ１において、ＡＭＣＣ信号成分除去部３４Ｇ１が、ステップＳ４Ｆ３において高周波雑音が除去された後の受信信号と、ステップＳ４Ｅにおいて位相オフセット補償部３４Ｅから出力された信号との複素共役積を算出することによって、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された信号に含まれるＡＭＣＣ信号を除去する。
　次いで、ステップＳ４Ｇ２では、判定部３４Ｇ２が、デジタルコヒーレント伝送方式における通常の閾値判定を行い、主信号符号系列を出力する。
＜第２実施形態＞
　以下、本発明のコヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法の第２実施形態について説明する。
　第２実施形態のコヒーレント光受信装置３は、後述する点を除き、上述した第１実施形態のコヒーレント光受信装置３と同様に構成されている。従って、第２実施形態のコヒーレント光受信装置３によれば、後述する点を除き、上述した第１実施形態のコヒーレント光受信装置３と同様の効果を奏することができる。
　図５は第２実施形態のコヒーレント光受信装置３が適用されたコヒーレント光伝送システム１００に含まれるコヒーレント光送信装置１のＩＱ変調器１３の一例を示す図である。
　上述したように、図１に示す例では、コヒーレント光送信装置１が、ＩＱ変調器１３とは別に、ＡＭＣＣ信号に対応する位相変調を行う位相変調器１６を備えている。
　一方、図５に示す例では、ＩＱ変調器１３が、主信号に対応するＩＱ変調を行うと共に、ＡＭＣＣ信号に対応する位相変調を行う。つまり、ＡＭＣＣ信号に対応する位相変調は、主信号に対応するＩＱ変調が行われるＩＱ変調器１３において行われる。ＩＱ変調器１３は、マッハツェンダ（ＭＺ）変調器１３Ａと、マッハツェンダ（ＭＺ）変調器１３Ｂと、π／２位相差設定部１３Ｃとを備えている。ＩＱ変調器１３には、光源１１（図１参照）から光が入力される。入力された光は２つの経路に分離され、分離された光の一方がマッハツェンダ変調器１３Ａに入力され、分離された光の他方がマッハツェンダ変調器１３Ｂに入力される
　また、マッハツェンダ変調器１３Ａには、Ｉ信号（主信号の変調信号の同相位相成分）および直流バイアスが印加される。マッハツェンダ変調器１３Ａは、印加されたＩ信号および直流バイアスに基づいて、光源１１から入力された光の強度および位相を変調し、強度および位相が変調された光を出力する。
　マッハツェンダ変調器１３Ｂには、Ｑ信号（主信号の変調信号の直交位相成分）および直流バイアスが印加される。マッハツェンダ変調器１３Ｂは、印加されたＱ信号および直流バイアスに基づいて、光源１１から入力された光の強度および位相を変調し、強度および位相が変調された光をπ／２位相差設定部１３Ｃに出力する。
　π／２位相差設定部１３Ｃは、マッハツェンダ変調器１３Ａから出力される光の経路と、マッハツェンダ変調器１３Ｂから出力される光の経路との間にπ／２の位相差を設ける。
　図６はＩ信号とＱ信号とコンスタレーションとの関係を示す図である。
　π／２位相差設定部１３Ｃが、マッハツェンダ変調器１３Ａから出力される光の経路と、マッハツェンダ変調器１３Ｂから出力される光の経路との間にπ／２の位相差を設けることによって、図６に示すように、コンスタレーション上のＩ成分、Ｑ成分と、マッハツェンダ変調器１３Ａに印可されるＩ信号およびマッハツェンダ変調器１３Ｂに印可されるＱ信号とを対応づけることができる。
　図７は第２実施形態のコヒーレント光受信装置３が適用されたコヒーレント光伝送システム１００に含まれるコヒーレント光送信装置１のＩＱ変調器１３への変調信号について説明するための図である。
　詳細には、図７（Ａ）は主信号の変調信号の同相位相成分（Ｉ信号）の時間波形を示しており、図７（Ｂ）は主信号の変調信号の直交位相成分（Ｑ信号）の時間波形を示している。
　図７（Ｃ）はＡＭＣＣ信号の時間波形を示している。詳細には、図７（Ｃ）はクロックを乗算する前のＡＭＣＣ信号の時間波形を示している。実際には、クロックが乗算された後のものがＡＭＣＣ信号として用いられる。ＡＭＣＣ信号は、１または０をとる２値の信号である。
　図７（Ｄ）は、図７（Ｃ）に示すＡＭＣＣ信号が１の区間において符号が図７（Ａ）に示す主信号の変調信号の同相位相成分と同じであり、図７（Ｃ）に示すＡＭＣＣ信号が０の区間において符号が図７（Ａ）に示す主信号の変調信号の同相位相成分の逆となる信号を示している。
　図７（Ｅ）は、図７（Ｃ）に示すＡＭＣＣ信号が１の区間において符号が図７（Ｂ）に示す主信号の変調信号の直交位相成分と逆となり、図７（Ｃ）に示すＡＭＣＣ信号が０の区間において符号が図７（Ｂ）に示す主信号の変調信号の直交位相成分と同じである信号を示している。
　この時、図７（Ａ）に示す主信号の変調信号の同相位相成分と図７（Ｄ）に示す信号とを重ね合わせたものをＩＱ変調器１３のマッハツェンダ変調器１３Ａへの変調信号とし、かつ、図７（Ｂ）に示す主信号の変調信号の同相位相成分と図７（Ｅ）に示す信号とを重ね合わせたものをＩＱ変調器１３のマッハツェンダ変調器１３Ｂへの変調信号とする場合、１台のＩＱ変調器１３のみで主信号とＡＭＣＣ信号の両方の成分を含む信号光を生成することができる。
　つまり、第２実施形態のコヒーレント光受信装置３のコヒーレント受信器３２によって受信される信号光は、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３のコヒーレント受信器３２によって受信される信号光と同様に、ＡＭＣＣ信号に対応する位相変調を行うことによって、ＡＭＣＣ信号が主信号に重畳されたものである。
　第１実施形態のコヒーレント光受信装置３が適用されたコヒーレント光伝送システム１００では、ＡＭＣＣ信号に対応する位相変調が、位相変調器１６において行われるのに対し、第３実施形態のコヒーレント光受信装置３が適用されたコヒーレント光伝送システム１００では、ＡＭＣＣ信号に対応する位相変調が、主信号に対応するＩＱ変調が行われるＩＱ変調器１３において行われる。以上のように第２実施形態の構成では、位相変調器１６が不要となるため、デバイス数削減によるコスト低減が期待される。
＜第３実施形態＞
　以下、本発明のコヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法の第３実施形態について説明する。
　第３実施形態のコヒーレント光受信装置３は、後述する点を除き、上述した第１実施形態のコヒーレント光受信装置３と同様に構成されている。従って、第３実施形態のコヒーレント光受信装置３によれば、後述する点を除き、上述した第１実施形態のコヒーレント光受信装置３と同様の効果を奏することができる。
　第３実施形態のコヒーレント光受信装置３は、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３と同様に、局発光生成部３１と、コヒーレント受信器３２と、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）３３と、デジタル信号処理部（ＤＳＰ処理部）３４とを備えている。
　コヒーレント受信器３２は、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３のコヒーレント受信器３２と同様に、ＡＭＣＣ信号が位相変調によって主信号に重畳された信号光を受信してアナログ電気信号に変換し、受信信号の同相位相成分と直交位相成分とを出力する。
　デジタル信号処理部３４は、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３のデジタル信号処理部３４と同様に、受信信号のデジタル信号処理を行うことによって、受信信号からＡＭＣＣ信号の符号系列と主信号の符号系列とを復調する。
　図８は第３実施形態のコヒーレント光受信装置３のデジタル信号処理部３４の詳細構成の一例を示す図である。
　図８に示す例では、デジタル信号処理部３４が、複素振幅算出部３４Ａと、等化処理部３４Ｂと、ダウンサンプリング部３４Ｃと、周波数オフセット補償部３４Ｄと、位相オフセット補償部３４Ｅと、ＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆと、主信号符号系列復調部３４Ｇとを備えている。
　複素振幅算出部３４Ａは、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３の複素振幅算出部３４Ａと同様に、アナログデジタル変換器３３によって離散化された同相位相成分（Ｉ信号）と直交位相成分（Ｑ信号）とを含む受信信号の複素振幅を算出する。
　等化処理部３４Ｂは、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３の等化処理部３４Ｂと同様に、複素振幅算出部３４Ａから出力された信号の等化処理を行う。
　ダウンサンプリング部３４Ｃは、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３のダウンサンプリング部３４Ｃと同様に、等化処理部３４Ｂから出力された信号のダウンサンプリングを行う。
　周波数オフセット補償部３４Ｄは、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３の周波数オフセット補償部３４Ｄと同様に、ダウンサンプリング部３４Ｃから出力された信号の周波数オフセット補償を行う。
　位相オフセット補償部３４Ｅは、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３の位相オフセット補償部３４Ｅと同様に、周波数オフセット補償部３４Ｄから出力された信号の位相オフセット補償を行う。
　位相オフセット補償部３４Ｅから出力される信号のコンスタレーションは、例えば図８の中央左に示すようになる。
　位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号は、ＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆと主信号符号系列復調部３４Ｇとに入力される。
　図８に示す例では、ＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆが、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれるＡＭＣＣ信号の符号系列を復調する。ＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆは、主信号成分除去部３４Ｆ１と、偏角算出部３４Ｆ６と、π減算部３４Ｆ７と、クロック逆数乗算部３４Ｆ８と、高周波雑音除去部３４Ｆ３と、ダウンサンプリング部３４Ｆ４と、判定部３４Ｆ５とを備えている。
　主信号成分除去部３４Ｆ１は、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３の主信号成分除去部３４Ｆ１と同様に、Ｍ乗演算部３４Ｆ１１が位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号をＭ乗する演算を行うことによって、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれる主信号を除去する。
　主信号成分除去部３４Ｆ１から出力される受信信号のコンスタレーション（主信号成分除去部３４Ｆ１によって主信号が除去された後の受信信号のコンスタレーション）は、例えば図８の中央右に示すようになる。
　図８に示す例では、偏角算出部３４Ｆ６が、主信号成分除去部３４Ｆ１のＭ乗演算部３４Ｆ１１によってＭ乗された受信信号の複素振幅の偏角を算出する。
　Ｍ乗演算部３４Ｆ１１によってＭ乗された受信信号の複素振幅は、下記の式（６）によって表される（Ｍ＝４）。
Ｅ４＝ｅｘｐ（ｊ（π＋４φＡＭＣＣ（ｎ）φｃｌｏｃｋ（ｎ）））　　　（６）
　偏角算出部３４Ｆ６によって算出される偏角は、下記の式（７）によって表される。
Ａｒｇ（Ｅ４）＝π＋４φＡＭＣＣ（ｎ）φｃｌｏｃｋ（ｎ）　　　（７）
　図８に示す例では、π減算部３４Ｆ７が、偏角算出部３４Ｆ６によって算出された偏角からπを減算する。
　π減算部３４Ｆ７による演算結果は、下記の式（８）によって表される。
Ａｒｇ（Ｅ４）－π＝４φＡＭＣＣ（ｎ）φｃｌｏｃｋ（ｎ）　　　（８）
　クロック逆数乗算部３４Ｆ８は、π減算部３４Ｆ７によって算出された偏角からπが減算されたものに、クロックの逆数を乗算する。つまり、クロック逆数乗算部３４Ｆ８は、主信号に重畳されるＡＭＣＣ信号の変調信号に対してコヒーレント光送信装置１のクロック乗算部１５によって乗算されたクロックの逆数を、π減算部３４Ｆ７によって算出された偏角からπが減算されたものに乗算する。
　クロック逆数乗算部３４Ｆ８による演算結果は、下記の式（９）によって表される。
（Ａｒｇ（Ｅ４）－π）×（１／φｃｌｏｃｋ（ｎ））＝４φＡＭＣＣ（ｎ）　　　（９）
　以上より、クロック逆数乗算部３４Ｆ８は、受信信号からＡＭＣＣ信号成分を抽出することができる。
　図９はクロック逆数乗算部３４Ｆ８によって抽出されたＡＭＣＣ信号成分の時間波形などの一例を示す図である。
　詳細には、図９（Ａ）はコヒーレント光送信装置１のクロック乗算部１５によって乗算されるクロックの時間波形の一例を示している。図９（Ｂ）はコヒーレント光送信装置１の変調信号生成部１４からクロック乗算部１５に入力されるＡＭＣＣ信号の変調信号の時間波形の一例を示している。図９（Ｃ）はクロック乗算部１５の演算結果の時間波形（コヒーレント光送信装置１によって送信される光信号に含まれるＡＭＣＣ信号成分の時間波形）の一例を示している。図９（Ｄ）はクロック逆数乗算部３４Ｆ８の演算結果の時間波形（受信信号から抽出されたＡＭＣＣ信号成分の時間波形）の一例を示している。
　図９に示すように、クロック逆数乗算部３４Ｆ８は、受信信号からＡＭＣＣ信号成分（コヒーレント光送信装置１の変調信号生成部１４によって生成されたＡＭＣＣ信号の変調信号）を抽出することができる。
　図８に示す例では、高周波雑音除去部３４Ｆ３が、クロック逆数乗算部３４Ｆ８によってクロックの逆数が乗算された後のものに含まれる高周波雑音を除去する。高周波雑音除去部３４Ｆ３は、高周波雑音除去部３４Ｆ３は、ローパスフィルタ３４Ｆ３１を備えている。つまり、高周波雑音除去部３４Ｆ３は、ローパスフィルタ３４Ｆ３１を用いることにより、クロックの逆数が乗算された後のものに含まれる高周波雑音を除去する。
　ダウンサンプリング部３４Ｆ４は、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３のダウンサンプリング部３４Ｆ４と同様に、主信号のシンボルレートからＡＭＣＣ信号のシンボルレートへのダウンサンプリングを行う。
　判定部３４Ｆ５は、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３の判定部３４Ｆ５と同様に、閾値判定を行うことにより、受信信号に含まれるＡＭＣＣ信号の符号系列を復調する。
　主信号符号系列復調部３４Ｇは、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれる主信号の符号系列を復調する。主信号符号系列復調部３４Ｇは、ＡＭＣＣ信号成分除去部３４Ｇ３と、判定部３４Ｇ２とを備えている。
　ＡＭＣＣ信号成分除去部３４Ｇ３は、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれるＡＭＣＣ信号を除去する。ＡＭＣＣ信号成分除去部３４Ｇ３は、複素振幅算出部３４Ｇ３１と、複素共役積算出部３４Ｇ３２とを備えている。
　複素振幅算出部３４Ｇ３１は、高周波雑音除去部３４Ｆ３によって高周波雑音が除去された後のものにクロックを乗算し、絶対値が１の複素振幅を算出する。
　複素振幅算出部３４Ｇ３１による演算結果（絶対値が１の複素振幅）は、下記によって表される。
ｅｘｐ（ｊ（４φＡＭＣＣ（ｎ）φｃｌｏｃｋ（ｎ）×β））
　複素共役積算出部３４Ｇ３２は、複素振幅算出部３４Ｇ３１によって算出された絶対値が１の複素振幅と、位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号との複素共役積を算出する。
　具体的には、複素共役積算出部３４Ｇ３２は、下記の式（１０）によって表されるように、絶対値が１の複素振幅と、元の受信信号Ｅ（ｎ）との複素共役積を算出する。
Ｅ（ｎ）×（ｅｘｐ（ｊ（４φＡＭＣＣ（ｎ）φｃｌｏｃｋ（ｎ）×β）））＊
＝ｅｘｐ（ｊ（φｍａｉｎ（ｎ）＋φＡＭＣＣ（ｎ）×φｃｌｏｃｋ（ｎ）））
×ｅｘｐ（－ｊ（４βφＡＭＣＣ（ｎ）φｃｌｏｃｋ（ｎ）））
＝ｅｘｐ（ｊ（φｍａｉｎ（ｎ）＋φＡＭＣＣ（ｎ）×φｃｌｏｃｋ（ｎ）×（１－４β）））
ここで、１－４β＝０となるようにβを設定すれば
＝ｅｘｐ（ｊ（φｍａｉｎ（ｎ）））　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０）
　以上より、主信号成分からＡＭＣＣ信号を除去することができ、主信号の雑音特性を改善することができる。
　複素共役積算出部３４Ｇ３２から出力される信号のコンスタレーションは、例えば図８の左下に示すようになる。
　判定部３４Ｇ２は、第１実施形態のコヒーレント光受信装置３の判定部３４Ｇ２と同様に、デジタルコヒーレント伝送方式における通常の閾値判定を行い、主信号符号系列を出力する。
　上述したように、第３実施形態のコヒーレント光受信装置３では、クロック逆数乗算部３４Ｆ８が、受信信号に対してクロックの逆数を乗算することでクロックを除去する。
　第３実施形態のコヒーレント光受信装置３によれば、重畳されたＡＭＣＣ信号と主信号とをデジタル信号処理部３４において分離することができる。
　図１０は第３実施形態のコヒーレント光受信装置３において実行される処理の一例を説明するためのフローチャートである。詳細には、図１０（Ａ）は第３実施形態のコヒーレント光受信装置３において実行されるメイン処理を示しており、図１０（Ｂ）は図１０（Ａ）のステップＳ１４において実行される処理を示している。
　図１０に示す例では、ステップＳ１１において、図４のステップＳ１と同様に、局発光生成部３１が、局発光を生成する。
　次いで、ステップＳ１２では、図４のステップＳ２と同様に、コヒーレント受信器３２が、光ファイバ２によって伝送された信号光（つまり、ＡＭＣＣ信号が主信号に重畳された信号光）を受信し、光信号をアナログ電気信号に変換し、受信信号の同相位相成分と直交位相成分とを出力する。主信号に重畳されるＡＭＣＣ信号の変調信号には、クロックが乗算されている。
　次いで、ステップＳ１３では、図４のステップＳ３と同様に、アナログデジタル変換器３３が、コヒーレント受信器３２から出力されたアナログ電気信号をサンプリングして離散化する（つまり、アナログデジタル変換を行う）。
　次いで、ステップＳ１４では、デジタル信号処理部３４が、ステップＳ３において離散化された受信信号のデジタル信号処理を行うことによって、受信信号からＡＭＣＣ信号に対応する符号系列と主信号に対応する符号系列とを復調する。
　詳細には、ステップＳ１４Ａにおいて、図４のステップＳ４Ａと同様に、複素振幅算出部３４Ａが、ステップＳ１３において離散化された同相位相成分（Ｉ信号）と直交位相成分（Ｑ信号）とを含む受信信号の複素振幅を算出する。
　次いで、ステップＳ１４Ｂでは、図４のステップＳ４Ｂと同様に、等化処理部３４Ｂが、ステップＳ１４Ａにおいて複素振幅算出部３４Ａから出力された信号の等化処理を行う。
　次いで、ステップＳ１４Ｃでは、図４のステップＳ４Ｃと同様に、ダウンサンプリング部３４Ｃが、ステップＳ１４Ｂにおいて等化処理部３４Ｂから出力された信号のダウンサンプリングを行う。
　次いで、ステップＳ１４Ｄでは、図４のステップＳ４Ｄと同様に、周波数オフセット補償部３４Ｄが、ステップＳ１４Ｃにおいてダウンサンプリング部３４Ｃから出力された信号の周波数オフセット補償を行う。
　次いで、ステップＳ１４Ｅでは、図４のステップＳ４Ｅと同様に、位相オフセット補償部３４Ｅが、ステップＳ１４Ｄにおいて周波数オフセット補償部３４Ｄから出力された信号の位相オフセット補償を行う。
　次いで、ステップＳ１４Ｆでは、ＡＭＣＣ信号符号系列復調部３４Ｆが、ステップＳ１４Ｅにおいて位相オフセット補償部３４Ｅから出力された信号に含まれるＡＭＣＣ信号の符号系列を復調する。
　詳細には、ステップＳ１４Ｆ１において、図４のステップＳ４Ｆ１と同様に、主信号成分除去部３４Ｆ１が、ステップＳ１４Ｅにおいて位相オフセット補償部３４Ｅから出力された信号をＭ乗する演算を行うことによって、受信信号に含まれる主信号を除去する。
　次いで、ステップＳ１４Ｆ６では、偏角算出部３４Ｆ６が、ステップＳ１４Ｆ１においてＭ乗された受信信号の複素振幅の偏角を算出する。
　次いで、ステップＳ１４Ｆ７では、π減算部３４Ｆ７が、ステップＳ１４Ｆ６において算出された偏角からπを減算する。
　次いで、ステップＳ１４Ｆ８では、クロック逆数乗算部３４Ｆ８が、ステップＳ１４Ｆ７において算出された偏角からπが減算されたものに、クロックの逆数を乗算する。
　次いで、ステップＳ１４Ｆ３では、図４のステップＳ４Ｆ３と同様に、高周波雑音除去部３４Ｆ３が、ローパスフィルタ３４Ｆ３１を用いることにより、ステップＳ１４Ｆ８においてクロックの逆数が乗算された後のものに含まれる高周波雑音を除去する。
　次いで、ステップＳ１４Ｆ４では、図４のステップＳ４Ｆ４と同様に、ダウンサンプリング部３４Ｆ４が、ステップＳ１４Ｆ３において高周波成分の除去が行われた受信信号に対するダウンサンプリングを行うことによってシンボルを抽出する。
　次いで、ステップＳ１４Ｆ５では、図４のステップＳ４Ｆ５と同様に、判定部３４Ｆ５が、閾値判定を行うことにより、受信信号に含まれるＡＭＣＣ信号の符号系列を復調する。
　また、ステップＳ１４Ｆ３に次いで、ステップＳ１４Ｇでは、主信号符号系列復調部３４Ｇが、ステップＳ１４Ｅにおいて位相オフセット補償部３４Ｅから出力された信号に含まれる主信号の符号系列を復調する。
　詳細には、ステップＳ１４Ｇ３において、ＡＭＣＣ信号成分除去部３４Ｇ３が、ステップＳ１４Ｅにおいて位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号に含まれるＡＭＣＣ信号を除去する。
　更に詳細には、ステップＳ１４Ｇ３１において、複素振幅算出部３４Ｇ３１が、ステップＳ１４Ｆ３において高周波雑音が除去された後のものにクロックを乗算し、絶対値が１の複素振幅を算出する。
　次いで、ステップＳ１４Ｇ３２では、複素共役積算出部３４Ｇ３２が、ステップＳ１４Ｇ３１において算出された絶対値が１の複素振幅と、ステップＳ１４Ｅにおいて位相オフセット補償部３４Ｅから出力された受信信号との複素共役積を算出する。
　次いで、ステップＳ１４Ｇ２では、図４のステップＳ４Ｇ２と同様に、判定部３４Ｇ２が、デジタルコヒーレント伝送方式における通常の閾値判定を行い、主信号符号系列を出力する。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
　本発明のコヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法は、コヒーレント光伝送システムに適用可能である。
１００…コヒーレント光伝送システム、１…コヒーレント光送信装置、１１…光源、１２…変調信号生成部、１３…ＩＱ変調器、１３Ａ…マッハツェンダ変調器、１３Ｂ…マッハツェンダ変調器、１３Ｃ…π／２位相差設定部、１４…変調信号生成部、１５…クロック乗算部、１６…位相変調器、２…光ファイバ、３…コヒーレント光受信装置、３１…局発光生成部、３２…コヒーレント受信器、３３…アナログデジタル変換器、３４…デジタル信号処理部、３４Ａ…複素振幅算出部、３４Ｂ…等化処理部、３４Ｃ…ダウンサンプリング部、３４Ｄ…周波数オフセット補償部、３４Ｅ…位相オフセット補償部、３４Ｆ…ＡＭＣＣ信号符号系列復調部、３４Ｆ１…主信号成分除去部、３４Ｆ１１…Ｍ乗演算部、３４Ｆ２…クロック成分除去部、３４Ｆ２１…複素共役積算出部、３４Ｆ３…高周波雑音除去部、３４Ｆ３１…ローパスフィルタ、３４Ｆ４…ダウンサンプリング部、３４Ｆ５…判定部、３４Ｆ６…偏角算出部、３４Ｆ７…π減算部、３４Ｆ８…クロック逆数乗算部、３４Ｇ…主信号符号系列復調部、３４Ｇ１…ＡＭＣＣ信号成分除去部、３４Ｇ１１…複素共役積算出部、３４Ｇ２…判定部、３４Ｇ３…ＡＭＣＣ信号成分除去部、３４Ｇ３１…複素振幅算出部、３４Ｇ３２…複素共役積算出部

Claims (8)

  1. 　ＡＭＣＣ（auxiliary management and control channel）信号が位相変調によって主信号に重畳された信号光を受信してアナログ電気信号に変換し、受信信号の同相位相成分と直交位相成分とを出力するコヒーレント受信器と、
    　前記受信信号のデジタル信号処理を行うことによって、前記受信信号から前記ＡＭＣＣ信号の符号系列と前記主信号の符号系列とを復調するデジタル信号処理部とを備えるコヒーレント光受信装置であって、
    　前記主信号に重畳される前記ＡＭＣＣ信号の変調信号には、クロックが乗算されており、
    　前記デジタル信号処理部は、
    　前記コヒーレント受信器から出力された前記受信信号から前記主信号のシンボルを抽出し、出力するシンボル出力部と、前記ＡＭＣＣ信号の符号系列を復調するＡＭＣＣ信号符号系列復調部と、前記主信号の符号系列を復調する主信号符号系列復調部とを備え、
    　前記ＡＭＣＣ信号符号系列復調部は、
    　前記シンボル出力部から出力された前記受信信号に含まれる前記主信号を除去する主信号成分除去部と、
    　前記主信号成分除去部によって前記主信号が除去された後の前記受信信号に含まれるクロック成分を除去するクロック成分除去部とを備える、
    　コヒーレント光受信装置。
  2. 　前記クロック成分除去部は、前記主信号成分除去部によって前記主信号が除去された後の前記受信信号に含まれる隣接する２つのシンボルの複素共役積を算出することにより、前記クロック成分を除去する、
    　請求項１に記載のコヒーレント光受信装置。
  3. 　前記主信号成分除去部によって前記主信号が除去された前記受信信号の複素振幅の偏角を算出する偏角算出部と、
    　前記偏角算出部によって算出された前記偏角からπを減算するπ減算部と、
    　前記π減算部によって算出された前記偏角からπが減算されたものに、前記クロックの逆数を乗算するクロック逆数乗算部とを備える、
    　請求項１に記載のコヒーレント光受信装置。
  4. 　前記主信号符号系列復調部は、前記ＡＭＣＣ信号符号系列復調部で得られた前記ＡＭＣＣ信号をもとに前記シンボル出力部から出力された前記受信信号に含まれる前記ＡＭＣＣ信号を除去するＡＭＣＣ信号成分除去部を備える、
    　請求項１に記載のコヒーレント光受信装置。
  5. 　前記ＡＭＣＣ信号符号系列復調部は、
    　前記クロック成分除去部によって前記クロック成分が除去された後の前記受信信号に含まれる高周波雑音を除去する高周波雑音除去部を備え、
    　前記ＡＭＣＣ信号成分除去部は、
    　前記高周波雑音除去部によって前記高周波雑音が除去された後の前記受信信号と、前記シンボル出力部から出力された前記受信信号との複素共役積を算出することによって、前記ＡＭＣＣ信号を除去する、
    　請求項４に記載のコヒーレント光受信装置。
  6. 　前記コヒーレント受信器によって受信される前記信号光は、前記ＡＭＣＣ信号に対応する位相変調を行うことによって、前記ＡＭＣＣ信号が前記主信号に重畳されたものであり、
    　前記ＡＭＣＣ信号に対応する前記位相変調は、前記主信号に対応するＩＱ変調が行われるＩＱ変調器において行われたものである、
    　請求項１に記載のコヒーレント光受信装置。
  7. 　前記ＡＭＣＣ信号符号系列復調部は、前記クロック逆数乗算部によって前記クロックの逆数が乗算された後のものに含まれる高周波雑音を除去する高周波雑音除去部を備え、
    　前記主信号符号系列復調部は、前記シンボル出力部から出力された前記受信信号に含まれる前記ＡＭＣＣ信号を除去するＡＭＣＣ信号成分除去部を備え、
    　前記ＡＭＣＣ信号成分除去部は、
    　前記高周波雑音除去部によって前記高周波雑音が除去された後のものに前記クロックを乗算し、絶対値が１の複素振幅を算出する複素振幅算出部と、
    　前記複素振幅算出部によって算出された前記絶対値が１の複素振幅と、前記シンボル出力部から出力された前記受信信号との複素共役積を算出する複素共役積算出部とを備える、
    　請求項３に記載のコヒーレント光受信装置。
  8. 　ＡＭＣＣ信号が位相変調によって主信号に重畳された信号光を受信してアナログ電気信号に変換し、受信信号の同相位相成分と直交位相成分とを出力するコヒーレント受信ステップと、
    　前記受信信号のデジタル信号処理を行うことによって、前記受信信号から前記ＡＭＣＣ信号の符号系列と前記主信号の符号系列とを復調するデジタル信号処理ステップとを備えるコヒーレント光受信方法であって、
    　前記主信号に重畳される前記ＡＭＣＣ信号の変調信号には、クロックが乗算されており、
    　前記デジタル信号処理ステップには、前記コヒーレント受信ステップにおいて出力された前記受信信号から前記主信号のシンボルを抽出し、出力するシンボル出力ステップと、前記ＡＭＣＣ信号の符号系列を復調するＡＭＣＣ信号符号系列復調ステップと、前記主信号の符号系列を復調する主信号符号系列復調ステップとが含まれ、
    　前記ＡＭＣＣ信号符号系列復調ステップには、
    　前記シンボル出力ステップにおいて出力された前記受信信号に含まれる前記主信号を除去する主信号成分除去ステップと、
    　前記主信号成分除去ステップにおいて前記主信号が除去された後の前記受信信号に含まれるクロック成分を除去するクロック成分除去ステップとが含まれる、
    　コヒーレント光受信方法。
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