CN102386770A - 开关调整器控制电路、开关调整器及电子设备 - Google Patents

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Abstract

本发明的开关调整器具备：振荡电路，其生成具有规定振荡频率的时钟信号；以及开关信号生成电路，其生成用于驱动与输出电路连接的开关元件的开关信号，所述开关信号生成电路使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得所述开关信号的频率接近于所述时钟信号的频率，且使所述开关信号成为导通的定时发生变化，以使得从所述输出电路输出的输出电压接近于规定的基准电压。

Description

开关调整器控制电路、开关调整器及电子设备
技术领域
本发明涉及电源装置，尤其是涉及开关调整器。
背景技术
在各种各样的电子设备中，为了对内部所使用的电子电路提供恰当的电压，而广泛地利用开关调整器等的升压型或者降压型DC/DC变换器。这样的开关调整器具有生成用于控制开关元件导通/截止的开关信号的开关调整器控制电路。
作为该开关信号，广泛利用频率恒定且根据其脉冲宽度来使开关元件导通/截止的PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)信号(参照JP特开2003-219638号公报、JP特开2003-319643号公报)。但是，在利用了这样的PWM信号的频率固定方式中，从一次使开关元件导通起至下一次导通为止的期间被固定成通过开关频率的倒数所得到的周期时间，所以，不能追随比开关频率要高速的负载变动、输入电压的变动而存在有输出会变得不安定这样的课题。
对此，由于要应对要求高速的负载响应性的应用，可考虑将开关信号的脉冲宽度即导通时间Ton固定，使成为高电平的定时即频率发生变化这样的方式(以下，称之为“导通时间固定方式”)。根据该导通时间固定方式，较之于频率固定方式，能够针对负载变动、输入电压变动而进行高速响应。
另外，作为与导通时间固定方式的开关调整器相关联的现有技术的一个示例，例如可举出本申请人所揭示的国际公开第2006/046372号公报。
在搭载有这样的开关调整器的电子设备中，存在有需要多个不同电压的情形，存在有设置多个通道(channel)的降压型开关调整器，将相同的输入电压以不同的降压率降压后再输出的情形。此时，多个通道的开关信号同时成为导通，各通道的开关元件如同时导通时，从供给输入电压的输入电源所供给的输入电流的瞬时值将急剧地增加。在降压型开关调整器的输入电流的变动变大时，需要将输入电源的电流容量增大，或者需要将平滑化用的输入电容器的容量增大。而且，输入电流瞬间性增大时，开关噪声增加，所以，周边电路的误动作以及EMI(Electro Magnetic Interference：电磁干扰)的增加也将成为问题。
在此，对上述的问题，尝试考虑不同的2种方式的开关调整器。降压型开关调整器的占空比Duty在稳定状态下成为Duty＝Vout/Vin。在利用PWM信号的频率固定方式中，能够由相同的振荡器来生成多个通道的开关信号，能够与占空比无关地，将多个开关信号的频率设为相同，所以，能够易于获得多个通道间的同步，能够易于使开关信号成为导通的定时进行移位。另一方面，在导通时间固定方式的开关调整器的情况下，且将各通道中的开关信号的导通时间Ton设为相等的情况下，占空比发生变化时，开关信号的频率发生变化，难以取得各通道间的同步，从而存在有多个开关信号同时导通的可能性。因此，对于将导通时间固定方式的开关调整器进行多通道化来使用的情况下，存在有输入电流的增加以及EMI的增加发生这样的问题。
另外，为了将导通时间固定方式的开关调整器在输出稳定时(输出不变时)以恒定的动作频率来进行驱动，而存在有下述的问题点。
在导通时间固定方式的开关调整器中，理想的导通时间Ton为Ton＝α×(Vout/Vin)，如考虑IC内部的迟延或由元件偏差所产生的误差A的影响，实际的导通时间Ton’成为Ton’＝α×(Vout/Vin)±A。另外，上式中的符号α是IC固有的电路常数。
图16是表示开关调整器的动作频率发生变动的样子的时间图，(a)表示没有误差A的理想的状态(A＝0)，(b)表示误差A在使导通时间Ton变长的方向上发生作用的状态(A＞0)，以及(c)表示误差A在使导通时间Ton变短的方向上发生作用的状态(A＜0)下的各自的开关电压Vsw(参照图15)。
将图16中的符号(a)与(b)进行对比可知，实际的导通时间Ton’比理想的导通时间Ton长了误差A时，受其影响，截止时间Toff也变长，所以，作为结果，开关调整器的动作频率比规定的目标值变低。
另外，将图16中的符号(a)与(c)进行对比可知，实际的导通时间Ton’比理想的导通时间Ton短了误差A时，受其影响，截止时间Toff也变短，所以，作为结果，开关调整器的动作频率比规定的目标值变高。
例如，输入电压Vin越高，或者，输出电压Vout的目标值越设定得低，通过上式所求取的导通时间Ton(Ton’)越变短，所以，由于因主比较器CMP(参照图15)的信号迟延而引起的误差A(＞0)的影响将相对变大(参照图17)。也就是说，输入电压Vin越高，或者，输出电压Vout的目标值越设定得低，误差A相对于理想的导通时间Ton的正比越变大，进而，开关调整器的动作频率将降低(参照图18)。
另外，开关调整器的动作频率也根据负载状态(负载电流Iout的大小)而发生变动。具体而言，负载电流Iout越大，在形成开关调整器的输出级的晶体管N1的电压降(＝晶体管N1的导通电阻值×晶体管N1中流动的电流值)变大，开关电压Vsw的高电平电位降低(参照图19)。也就是说，负载电流Iout越大，因晶体管N1的能量损失变大，从而对导通时间Ton中的对负载所提供的功率发生损耗，所以，受其影响，截止时间Toff变短，进而，开关调整器的动作频率将变高(参照图20)。
如此，在开关调整器的动作频率发生非期望的变动的情况下，不用说开关调整器自身将发生输出脉动(ripple)的增大等性能降低，而且，在开关调整器的动作频率与音频信号、无线信号的频带发生重叠的情况下，也有损将开关调整器作为电源而搭载的应用自身的性能，例如对音频输出、无线通信造成妨碍等。
发明内容
本发明鉴于由本申请的发明人所发现的上述问题点，其目的在于提供一种在输出稳定时(输出不变时)以恒定的动作频率进行驱动的导通时间固定方式的开关调整器。
为达成上述目的，本发明的开关调整器具备：振荡电路，其生成具有规定振荡频率的时钟信号；以及开关信号生成电路，其生成用于驱动与输出电路连接的开关元件的开关信号，所述开关信号生成电路构成为：使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得所述开关信号的频率接近于所述时钟信号的频率，且使所述开关信号成为导通的定时发生变化，以使得从所述输出电路输出的输出电压接近于规定的基准电压。
另外，本发明的其他的特征、构件、步骤、优点以及特性，将通过以下接续的最佳方式的详细说明以及与其有关的附图而变得明了。
附图说明
图1是表示本发明的第一实施方式所涉及的开关调整器100的构成的电路图。
图2是表示第一导通时间控制电路34的构成的电路图。
图3是表示第一开关调整器部200的信号波形的时间图。
图4是表示第二导通时间控制电路44的构成的电路图。
图5是表示第二导通时间控制电路44的信号波形的时间图。
图6是表示在第二导通时间控制电路44中，不通过导通时间补正电路70进行第二导通时间的补正的情况下的开关调整器100的信号波形的时间图。
图7是表示在第二导通时间控制电路44中，通过导通时间补正电路70进行了第二导通时间的补正的情况下的开关调整器100的信号波形的时间图。
图8是表示搭载了第一实施方式所涉及的开关调整器100的电子设备400的构成的方框图。
图9是表示本发明的第二实施方式所涉及的开关调整器500的构成的电路图。
图10是表示导通时间控制电路CTRL的构成的电路图。
图11是表示导通时间控制电路CTRL的信号波形的时间图。
图12是表示在导通时间控制电路CTRL中，通过导通时间补正电路X进行了导通时间的补正的情况下的开关调整器500的信号波形的时间图。
图13是用于对导通时间补正动作更为详细说明的时间图。
图14是表示本发明的第三实施方式所涉及的开关调整器600的构成的电路图。
图15是表示导通时间固定方式的开关调整器的一现有例的电路图。
图16是表示开关调整器的动作频率发生变动的样子的时间图。
图17是表示输入电压Vin与开关电压Vsw的关系的波形图。
图18是表示输入电压Vin与动作频率的关系的相关图。
图19是表示负载电流Iout与开关电压Vsw的关系的波形图。
图20是表示负载电流Iout与动作频率的关系的相关图。
(标记说明)
SW1   第一开关信号
SW2   第二开关信号
10    第一开关信号生成电路
12    第一开关元件
14    第一输出电路
20    第二开关信号生成电路
22    第二开关元件
24    第二输出电路
30    第一电压比较器
32    第一双稳态多谐振荡器
34    第一导通时间控制电路
40    第二电压比较器
42    第二双稳态多谐振荡器
44    第二导通时间控制电路
70、X 导通时间补正电路
80、Y 计时器电路
100、500、600开关调整器
1000    开关调整器控制电路
CTRL    导通时间补正电路
OSC    时钟生成电路
具体实施方式
(第一实施方式)
图1是表示本发明所涉及的开关调整器的第一实施方式的电路图。在其后的附图中，对于相同的构成部件，赋予相同的符号并适宜地省略说明。图8是表示搭载了图1的开关调整器100的电子设备400的构成的方框图。电子设备400例如是个人计算机或数字家电，或者便携式电话终端、CD(Compact Disc)播放器、PDA(Personal Digital/Data Assistant)等的电池驱动型小型信息终端。以下，电子设备400以便携式电话终端为例进行说明。
电子设备400包括电池310、电源装置320、模拟电路330、数字电路340、微处理器350、LED(Light Emitting Diode)360。电池310例如是锂离子电池，作为直流电压即电池电压Vbat而输出3～4V的程度。模拟电路330包括功率放大器、天线开关、LNA(Low Noise Amplifier：低噪声放大器)、混频器、PLL(Phase Locked Loop：锁相环)等的高频电路，包括以电源电压Vcc＝3.4V左右进行安定动作的电路块。另外，数字电路340包括各种DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)等，包括以电源电压Vdd＝3.4V左右进行安定动作的电路块。微处理器350是对电子设备400整体进行综合控制的功能块，其以电源电压1.5V进行动作。LED360包括RGB3色的LED元件，作为液晶的背光源、照明来利用，在其驱动中，要求4V以上的驱动电压。
电源装置320是多通道的开关电源装置，具备基于各通道的需要而将电池电压Vbat进行降压或者升压的多个开关调整器部，对模拟电路330、数字电路340、微处理器350、LED360提供恰当的电源电压。在这样的电源装置320中，存在有按照各通道的每一个而以非同步进行开关动作的情况、各通道的开关元件同时导通的情况，所以，存在来自电池310的输入电流瞬时性变大、EMI增加这样的问题。
如图8所示那样，作为多通道的电源装置320，利用第一实施方式所涉及的图1的开关调整器100，通过使通道间的开关动作同步而能够很好地解决EMI等的问题。以下，返回至图1，对第一实施方式所涉及的开关调整器100的构成进行详细说明。
第一实施方式所涉及的开关调整器100具备主通道与从属通道，是输出两个输出电压的降压型的DC/DC变换器。该开关调整器100包括与主通道对应的第一开关调整器部200、以及与从属通道对应的第二开关调整器部300，具有输入端子102、第一输出端子104、以及第二输出端子106。第一开关调整器部200以及第二开关调整器部300分别对输入至输入端子102的输入电压Vin进行降压，并从第一输出端子104输出第一输出电压Vout1，从第二输出端子106输出第二输出电压Vout2。
该开关调整器100包括：第一开关元件12、第二开关元件22以及分别与第一开关元件12、第二开关元件22连接的第一输出电路14、第二输出电路24、用于生成开关信号的开关调整器控制电路1000。开关调整器控制电路1000包括：生成用于驱动第一开关元件12的第一开关信号SW1的第一开关信号生成电路10、以及生成用于驱动第二开关元件22的第二开关信号SW2的第二开关信号生成电路20，将这些部件进行一体集成化来构成。
另外，第一开关调整器部200包括：第一开关信号生成电路10、第一开关元件12、第一输出电路14。同样地，第二开关调整器部300包括第二开关信号生成电路20、第二开关元件22、第二输出电路24。第一开关调整器部200的构成、动作与第二开关调整器部300的构成、动作相同，所以，以下对第一开关调整器部200进行说明。
第一输出电路14包括第一电感器L1、第一输出电容器Co1，并与第一开关元件12连接。另外，第一开关元件12包括在输入端子102以及接地电位间串联连接的第一主晶体管Tr1、第一同步整流晶体管Tr2，通过对各自的栅极端子所输入的驱动信号来进行导通、截止的控制。
通过这些的第一主晶体管Tr1、第一同步整流晶体管Tr2交替地导通/截止，从而介由第一主晶体管Tr1以及第一同步整流晶体管Tr2而交替地对第一电感器L1提供电流，将输入电压Vin降压。另外，构成第一输出电路14的第一电感器L1以及第一输出电容器Co1，其构成低通滤波器，将第一输出电压Vout1平滑化，并从第一输出端子104输出。
第一开关信号生成电路10包括第一电压比较器30、第一双稳态多谐振荡器32、第一导通时间控制电路34、第一驱动电路36。
该第一开关信号生成电路10生成用于驱动第一开关元件12的第一开关信号SW1，基于该第一开关信号SW1来驱动第一开关元件12。在第一开关信号生成电路10中所生成的第一开关信号SW1的高电平期间(即，第一主晶体管Tr1的导通时间)被固定，且成为其频率(即，第一主晶体管Tr1的导通定时)进行变化的脉冲信号。
在此，在第一开关信号生成电路10中，生成通过第一电压比较器30、第一双稳态多谐振荡器32、第一导通时间控制电路34而固定导通时间的第一开关信号SW1。
第一电压比较器30比较第一基准电压Vref1以及第一输出电压Vout1的大小关系，在Vref1＞Vout1时输出高电平，在Vref1＜Vout1时输出低电平。该第一电压比较器30的输出VS1被输入至第一双稳态多谐振荡器32的置位端子S。因此，第一双稳态多谐振荡器32在成为Vref1＞Vout1而被置位起，至下一次被重置为止的期间，将其输出信号的第一开关信号SW1设为高电平。
对第一导通时间控制电路34输入第一双稳态多谐振荡器32的反相输出VQ1’，在第一双稳态多谐振荡器32被置位起经过规定的导通时间后，将第一双稳态多谐振荡器32重置。图2是表示第一导通时间控制电路34的构成的电路图。
第一导通时间控制电路34是对于向电容器流入恒定电流，直到达到规定的电压为止的经过时间进行测量的计时器电路。该第一导通时间控制电路34包括：第一晶体管M1、第一电容器C1、第三电压比较器52、第一恒定电流源50。
对第一晶体管M1的栅极输入第一双稳态多谐振荡器32的反相输出VQ1’。在第一输出电压Vout1成为比第一基准电压Vref1低而第一双稳态多谐振荡器32被置位时，反相输出VQ1’成为低电平，第一晶体管M1截止。
第一恒定电流源50所生成的第一恒定电流Ion1，在第一晶体管M1导通时，通过第一晶体管M1向接地流动，在第一晶体管M1截止时，对第一电容器C1进行充电。
即，在第一输出电压Vout1成为比第一基准电压Vref1低而第一双稳态多谐振荡器32被置位时，反相输出VQ1’从高电平切换为低电平，通过第一恒定电流Ion1开始进行对第一电容器C1的充电。
利用从充电开始的经过时间，即利用第一双稳态多谐振荡器32被置位起的经过时间t，出现在第一电容器C1的电压Vx被表示为Vx＝Ion1/C1×t。第三电压比较器52对电压Vx与第三基准电压Vref3进行比较，在Vx＜Vref3时输出低电平，在Vx＞Vref3时输出高电平。即，第一导通时间控制电路34，作为对于从第一双稳态多谐振荡器32被置位起的时间进行测量的计时器电路而进行动作，直到电压Vx达到第三基准电压Vref3为止的期间，即经过以Ton1＝C1×Vref3/Ion1所表示的一定期间后，输出高电平。如后所述，期间Ton1成为表示应将第一开关信号SW1维持高电平的导通时间。以后，将该规定期间Ton1称为第一导通时间。
返回至图1。第一导通时间控制电路34的输出VR1被输入至第一双稳态多谐振荡器32的重置端子，所以，第一双稳态多谐振荡器32将在被置位后经过第一导通时间Ton1后而再次被重置。其结果，第一双稳态多谐振荡器32的输出SW1在通过第一导通时间控制电路34而被计数的第一导通时间Ton1的期间成为高电平。
其次，对图2的第一导通时间控制电路34中的第一导通时间Ton1的设定进行说明。
第一开关信号SW1的第一导通时间Ton1由第一导通时间控制电路34所决定，如上所述，以Ton1＝C1×Vref3/Ion1表示。在此，将第三基准电压Vref3设定为与第一输出电压Vout1的目标值即第一基准电压Vref1相等或者成正比。而且，将第一恒定电流Ion1的值设定为与输入电压Vin成正比。其结果，Vref3＝Vref1×b1、Ion1＝Vin×a1成立。将其代入至上述第一导通时间Ton1中可知：Ton1＝C1×(Vref1×b1)/(Vin×a1)成立。
另一方面，在作为第一开关信号SW1的周期的第一周期时间Tp1与第一导通时间Ton1之间，利用占空比D1，来使Ton1＝D1×Tp1成立，第一开关信号SW1的稳定状态中的占空比D1被表示为D1＝Vref1/Vin。因此，第一周期时间Tp1最终成为Tp1＝Ton1×Vin/Vref1。对该第一周期时间Tp1代入上述第一导通时间Ton1，则得到Tp1＝C1×(Vref1×b1)/(Vin×a1)×Vin/Vref1＝C1×b1/a1。即，在将第一恒定电流Ion1设定为与输入电压Vin成正比，将第三基准电压Vref3设定为与第一基准电压Vref1成正比的情况下，第一周期时间Tp1或者以其倒数所表示的频率fp1，能够与输入电压Vin以及第一输出电压Vout1的目标值无关，而成为恒定。
图3是表示第一开关调整器部200的各信号波形的时间图。另外，为了易于理解及易于观看该时间图，对于纵轴、横轴都以与实际尺度不同的尺度进行表示。
第一开关信号SW1被设为低电平，在从第一主晶体管Tr1处于截止的时刻T0起至时刻T1之间，第一输出电压Vout1逐渐地降低。在时刻T1，第一输出电压Vout1成为比作为其目标值的第一基准电压Vref1低时，第一电压比较器30的输出VS1成为高电平，第一双稳态多谐振荡器32被置位。
第一导通时间控制电路34对自第一双稳态多谐振荡器32被置位起的经过时间进行测量。第一导通时间控制电路34中，电压Vx上升，在从时刻T1起经过第一导通时间Ton1后的时刻T2，成为比第三基准电压Vref3大时，第三电压比较器52的输出VR1成为高电平，第一双稳态多谐振荡器32被重置。从时刻T1起至时刻T2中的第一开关信号SW1为高电平的时间中，第一主晶体管Tr1导通，第一输出电压Vout1上升。其后，第一开关信号SW1成为低电平，第一主晶体管Tr1截止时，第一输出电压Vout1再次开始降低，在时刻T3，成为Vout1＜Vref1，第一双稳态多谐振荡器32再次被置位，第一开关信号SW1成为高电平，第一主晶体管Tr1成为导通。
如此，第一开关信号生成电路10将第一主晶体管Tr1的导通时间固定为规定的第一导通时间Ton1，并按照使第一输出电压Vout1接近于规定的第一基准电压Vref1的方式，来使第一主晶体管Tr1成为导通的定时(换而言之，第一截止时间Toff1)发生变化来，由此生成第一开关信号SW1。
第一开关信号SW1被输入至第一驱动电路36，第一驱动电路36基于第一开关信号SW1，生成用于驱动第一开关元件12的驱动信号。本实施方式中，在第一开关信号SW1的高电平时间(第一导通时间Ton1)，以使得第一主晶体管Tr1导通而第一同步整流晶体管Tr2截止的方式，另外，在第一开关信号SW1的低电平时间(第一截止时间Toff1)，以使得第一主晶体管Tr1截止而第一同步整流晶体管Tr2导通的方式来生成驱动信号。其结果，第一输出电压Vout1被控制成为接近于第一基准电压Vref1。
接下来，返回至图1，对作为从属通道的第二开关调整器部300进行说明。第二开关调整器部300的基本构成以及动作是与上述第一开关调整器部200相同，所以，以下以其相异点为中心进行说明。
第二开关调整器部300包括：第二开关信号生成电路20、第二开关元件22、第二输出电路24。第二开关元件22以及第二输出电路24的构成、动作分别与第一开关元件12以及第一输出电路14的构成、动作相同。
第二开关信号生成电路20包括：第二电压比较器40、第二双稳态多谐振荡器42、第二导通时间控制电路44、第二驱动电路46。其中，第二电压比较器40、第二双稳态多谐振荡器42、第二驱动电路46的构成以及动作与第一开关信号生成电路10相同，所以，以下对第二导通时间控制电路44进行说明。
第二导通时间控制电路44在从第二双稳态多谐振荡器42被置位起经过了使第二开关信号SW2应维持高电平的第二导通时间Ton2之后，将第二双稳态多谐振荡器42重置。对该第二导通时间控制电路44除了输入第二双稳态多谐振荡器42的反相输出VQ2’之外，还输入第一开关信号SW1，基于从第一开关信号SW1的上升沿起至第二开关信号SW2的上升沿为止的经过时间，使第二开关信号SW2的第二导通时间Ton2发生变化。
图4是表示第二导通时间控制电路44的构成的电路图。第二导通时间控制电路44包括计时器电路80、导通时间补正电路70。
计时器电路80的构成、动作与图2的第一导通时间控制电路34相同，通过图中的Ich2所示的充电电流对第二电容器C2进行充电，并对第二电容器C2中出现的电压Vy达到规定的第4基准电压Vref4为止的时间进行测量。因此，通过该计时器电路80所测量的第二导通时间Ton2以Ton2＝C2×Vref4/Ich2表示。
导通时间补正电路70输出同步补正电流Isync。对第二电容器C2进行充电的充电电流Ich2是从第二恒定电流源60输出的第二恒定电流Ion2以及从导通时间补正电路70输出的同步补正电流Isync的和，Ich2＝Ion2+Isync成立。因此，同步补正电流Isync为正时，通过计时器电路80所测量的第二导通时间Ton2变短，在同步补正电流Isync为负时，第二导通时间Ton2变长。即，导通时间补正电路70能够通过使该同步补正电流Isync的值变化来调节第二导通时间Ton2。以下，将同步补正电流Isync＝0时的第二导通时间设为基准第二导通时间Ton2，将通过导通时间补正电路70进行的补正后的第二导通时间设为补正第二导通时间Ton2’，以进行区别。
在该第二导通时间控制电路44，基准第二导通时间Ton2也与上述第一导通时间控制电路34中的第一导通时间Ton1同样地，作为第二开关信号SW2的周期的第二周期时间Tp2也与输入电压Vin以及作为第二输出电压Vout2的目标值的第二基准电压Vref2无关，而设定为恒定。
即，第二恒定电流Ion2设定为与输入电压Vin成正比，第4基准电压Vref4设定为与作为第二输出电压Vout2的目标值的第二基准电压Vref2成正比。将第二恒定电流Ion2设为Ion2＝Vin×a2，将第4基准电压Vref4设为Vref4＝b2×Vref2时，第二周期时间Tp2成为Tp2＝C2×b2/a2，能够与输入电压Vin以及第二输出电压Vout2的目标值无关而设为恒定。
在本实施方式中，在第一导通时间控制电路34以及第二导通时间控制电路44中，以使得C1×b1/a1＝C2×b2/a2成立的方式来决定各常数。在该情况下，第一输出电路14、第二输出电路24中所使用的电感器L1以及L2、输出电容器Co1以及Co2、第一开关元件12、第二开关元件22中的电力损失可被忽视的理想的电路中，能够将稳定状态下的第一开关信号SW1的第一周期时间Tp1与第二开关信号SW2的第二周期时间Tp2设为相等，即第一开关信号SW1与第二开关信号SW2的频率相等。
但是，在实际的电路中，这些的元件中包含有电阻分量，还存在各元件间的偏差，所以，即使在设定为C1×b1/a1＝C2×b2/a2的情况下，第一开关信号SW1的频率fp1与第二开关信号SW2的频率fp2会出现若干偏离。
导通时间补正电路70以使得第二开关信号SW2的频率fp2接近于第一开关信号SW1的频率fp1的方式，来对第二开关信号SW2的基准第二导通时间Ton2的长度进行调节。由此，基于从第一开关信号SW1的上升沿起至第二开关信号SW2的上升沿为止的经过时间来生成同步补正电流Isync。如图4所示，导通时间补正电路70包括：单触发电路68、第三晶体管M3、第三恒定电流源66、第三电容器C3、运算放大器64、晶体管Q1，Q2，Q3、第4恒定电流源72、电阻R1。
第一开关信号SW1被输入单触发电路68。该单触发电路68在第一开关信号SW1成为高电平起的一定期间持续保持其输出为高电平。单触发电路68的输出与N型的MOSFET晶体管的第三晶体管M3的栅极连接。第三晶体管M3在单触发电路68的输出成为高电平时导通，使第三电容器C3所蓄积的电荷放电，从而使第三电容器C3所表现的电压Vz降低至0V。
对于第三电容器C3，与第三恒定电流源66连接，且被提供恒定电流Ib。在第三电容器C3出现的电压Vz随着通过恒定电流Ib进行的充电而与时间成正比地上升，利用从充电开始起的经过时间t，表示为Vz＝Ib/C3×t。第三电容器C3与运算放大器64的正相输入端子连接。
运算放大器64的输出与晶体管Q3的基极连接，反相输入端子与晶体管Q3的发射极连接。在晶体管Q3的发射极与接地间设置有电阻R1。在此，以使得运算放大器64的正相输入端子与反相输入端子的电压为相等的方式进行反馈，所以，电阻R1与晶体管Q3的连接点出现电压Vz。其结果，在电阻R1中流过以Id＝Vz/R1所表示的电流Id。
晶体管Q1以及晶体管Q2构成电流镜电路，在晶体管Q1的集电极，连接有用于生成恒定电流Ic的第4恒定电流源72。其结果，从导通时间补正电路70输出恒定电流Ic与电流Id之间的差作为同步补正电流Isync。即，同步补正电流Isync成为从第一开关信号SW1的上升沿起的经过时间t的函数，以Isync(t)＝Id-Ic＝Vz/R1-Ic＝(Ib/C3/R1)×t-Ic来表示。
同步补正电流Isync成为时间的函数，所以，充电电流Ich2也成为时间的函数，能够表示为Ich2(t)＝Ion2+Isync(t)。
第二电容器C2的充电从第二开关信号SW2的上升沿而开始。设第二开关信号SW2在时刻t1已上升时，时刻t2的电压Vy与从时刻t1至t2对充电电流Ich2进行积分得到的值成正比。在时刻t2设电压Vy已达到了第4基准电压Vref4时，补正第二导通时间Ton2’被表示为Ton2’＝t2-t1。
另外，第一开关信号SW1上升的时刻与t＝0相当，所以，第二开关信号SW2上升的时刻t1与从第一开关信号SW1的上升沿起至第二开关信号SW2上升沿为止的经过时间相当。
补正第二导通时间Ton2’可通过解由上述积分而得到的方程式而获得，随着从第一开关信号SW1的上升沿起至第二开关信号SW2的上升沿为止的经过时间t1而变化，经过时间t1较长时，补正第二导通时间Ton2’较长，相反，经过时间t1较短时补正第二导通时间Ton2’变短。
图5表示第二导通时间控制电路44的电流、电压波形的时间图。
在时刻T1，第一开关信号SW1成为高电平。此时，单触发电路68的输出仅在规定的期间成为高电平，所以，晶体管M3导通，第三电容器C3所蓄积的电荷进行放电，在第三电容器C3出现的电压Vz减少至0V。单触发电路68的输出成为低电平时，晶体管M3截止，第三电容器C3通过恒定电流Ib而进行充电，电压Vz以倾斜度Ib/C3而上升。电阻R1中流过的电流Id与电压Vz成正比，随时间而不断增加。
对同步补正电流Isync进行关注，由于Isync＝Id-Ic成立，在成为Id＝0的时刻T1，成为Isync＝-Ic而取负的值，其后，随着电流Id增加，同步补正电流Isync从负值向正值不断增加。在此，以在自时刻T1起经过了成为第一开关信号SW1的周期时间Tp1的一半的Tp1/2后的时刻T3，同步补正电流Isync成为0的方式，来进行调节。
电流Id以倾斜度Ib/(C3×R1)随着时间而增加，同步补正电流Isync的倾斜度也与其相同。同步补正电流Isync只要在第一开关信号SW1的周期时间Tp1的1/2的时间Tp1/2内增加Ic即可，所以，以使得Ic＝Ib/(C3×R1)×Tp1/2成立的方式，来决定电流值Ib以及电阻R1、电容值C3即可。
在导通时间补正电路70中，如以上那样地生成了同步补正电流Isync的情况下，计时器电路80中的充电电流Ich2成为将通过第二恒定电流源60所生成的第二恒定电流Ion2与随着时间一并变化的同步补正电流Isync进行合成后的电流。
对如上所述地构成的开关调整器100的动作进行说明。在以下的说明中，假设输入电压Vin＝10V，第一基准电压Vref1＝2V，第二基准电压Vref2＝2.5V。此时的稳定状态中的第一开关信号SW1的占空比成为D1＝20％，第二开关信号SW2的占空比成为D2＝25％。
首先，为了使本发明的效果更明确，在第二导通时间控制电路44中，对导通时间补正电路70不进行第二导通时间的补正的情况下的动作进行说明。
图6是表示在第二导通时间控制电路44中，导通时间补正电路70不进行第二导通时间的补正的情况下的开关调整器100的信号波形的时间图。
如上所述，在第一导通时间控制电路34以及第二导通时间控制电路44中，理想状态下，设定使得第一开关信号SW1与第二开关信号SW2的频率成为相等，在实际的电路中，由于电路内的各元件含有电阻分量，而且还存在各元件的偏差，所以，第一开关信号SW1与第二开关信号SW2的周期时间Tp1、Tp2会发生偏离。此时，由于第二开关信号SW2与第一开关信号SW1完全独立地反复进行导通/截止，所以，对应于每一周期，从第一开关信号SW1的上升沿起至第二开关信号SW2a的上升沿为止的经过时间td(以下，简称为“经过时间td”)发生偏离，在图6以斜线所示的定时，相互的导通时间发生重叠，从而发生EMI的增加等的问题。
其次，在第二导通时间控制电路44中，对导通时间补正电路70进行了第二导通时间的补正的情况的动作进行说明。
图7是表示在第二导通时间控制电路44中，导通时间补正电路70进行了第二导通时间的补正的情况下的开关调整器100的信号波形的时间图。
作为主通道的第一开关调整器部200成为安定地输出第一输出电压Vout1的稳定状态，导通时间Ton1与截止时间Toff1(＝Tp-Ton1)以占空比20％反复出现。
在时刻T1，第一开关信号SW1成为高电平。其后，在时刻T2，第二输出电压Vout2降低至第二基准电压Vref2时，第二开关信号SW2成为高电平。第二开关信号SW2成为高电平时，在第二开关信号生成电路20的第二导通时间控制电路44中，第二开关信号SW2的补正第二导通时间Ton2’将被决定。
如上所述，在第二导通时间控制电路44中，对计时器电路80的第二电容器C2进行充电的充电电流Ich2在第一开关信号SW1上升时而逐渐地开始增加。在第二开关信号SW2上升的时刻T2，充电电流Ich2为比第二恒定电流Ion2要小。其结果，将第二电容器C2充电至第4基准电压Vref4所需的时间，即补正第二导通时间Ton2’比基准第二导通时间Ton2变长。第二导通时间控制电路44，在从第二开关信号SW2成为高电平起经过补正第二导通时间Ton2’后的时刻T3，将第二双稳态多谐振荡器42重置，将第二开关信号SW2设为低电平。从时刻T2至时刻T3为止的第二开关信号SW2的高电平时间中，第二输出电压Vout2上升，在时刻T3，第二开关信号SW2成为低电平时，第二输出电压Vout2开始下降。
接下来，在时刻T4，第一开关信号SW1再次成为高电平。该期间，第二输出电压Vout2逐渐地降低，在降低至第二基准电压Vref2的时刻T5，第二开关信号SW2成为高电平。前次的补正第二导通时间Ton2’由于被设定为比基准第二导通时间Ton2要长，所以，从第一开关信号SW1上升沿起至第二开关信号SW2上升沿为止的经过时间td2比前次的经过时间td1要长，第二开关信号SW2的上升沿迟延。
在时刻T5，第二开关信号SW2成为高电平时，再次通过第二导通时间控制电路44对第二导通时间Ton2进行调节。在第二开关信号SW2上升的时刻T5的充电电流Ich2比第二恒定电流Ion2低，所以，补正第二导通时间Ton2”比基准第二导通时间Ton2长，在时刻T6，第二开关信号SW2成为低电平。
接下来，在时刻T7，第一开关信号SW1再次成为高电平，在时刻T8，第二开关信号SW2成为高电平。通过前次的补正第二导通时间Ton2”的调节，从第一开关信号SW1的上升沿起至第二开关信号SW2的上升沿为止的经过时间td3比经过时间td2变长。
第二导通时间Ton2的补正量由同步补正电流Isync所决定，该同步补正电流Isync被设定为从第一开关信号SW1的上升沿起经过第一周期时间Tp1的1/2的时间后而成为0。因此，第二开关信号SW2的上升沿的时刻被逐渐地调整，第二开关信号SW2的上升时间逐渐收敛于自第一开关信号SW1的上升沿起经过Tp1/2后的时刻。
如此，在本实施方式所涉及的开关调整器100中，根据自第一开关信号SW1的上升沿起至第二开关信号SW2的上升沿为止的经过时间，对第二开关信号SW2的第二导通时间Ton2进行补正，以补正后的第二导通时间Ton2’(图中，将补正量变化的样子作为Ton2’、Ton2”、Ton2”’来描写)来驱动开关元件，由此，第一开关信号SW1与第二开关信号SW2的周期相接近，能够取得相互同步。
另外，在第二导通时间控制电路44的导通时间补正电路70中，通过将充电电流Ich2的补正量在自第一开关信号SW1的上升沿起延迟第一开关信号SW1的周期时间的1/2的时刻设定为0，生成第一开关信号SW1与第二开关信号SW2的导通时间使其在时间上成为移位，相互相位偏离180度而反复导通/截止。
其结果，能够防止第一开关信号SW1以及第二开关信号SW2同时成为高电平，进而能够防止第一主晶体管Tr1与第二主晶体管Tr3同时导通，所以，能够防止对输入端子102流入的输入电流瞬时性增加，能够抑制与输入端子102连接的电源的电流容量。而且，可抑制减小与输入端子102连接的平滑化用的输入电容器的容量或者也可设为无需与输入端子102连接的平滑化用的输入电容器的容量。而且，能够抑制瞬时性输入电流的增加，所以，能够降低因EMI对电路的影响，能够使电路安定地进行动作。
另外，本领域技术人员可理解：第一实施方式仅仅是例示，通过这些的各构成要件、各处理过程的组合能得到各种变形例，而且这样的变形例也属于本发明的范围。
例如，在第一实施方式的第一导通时间控制电路34、第二导通时间控制电路44中，设定为：使第三基准电压Vref3以及第4基准电压Vref4分别与第一基准电压Vref1以及第二基准电压Vref2成正比，使第一恒定电流Ion1以及第二恒定电流Ion2分别与第一基准电压Vref1以及第二基准电压Vref2成正比，理想状态中的第一周期时间Tp1与第二周期时间Tp2成为相等。但是，本发明即使不将第一周期时间Tp1与第二周期时间Tp2设为相等，由于在第二导通时间控制电路44的导通时间补正电路70中通过反馈来补正第二开关信号SW2的第二导通时间Ton2，所以，也能够成为两个周期时间接近，进行同步控制。
另外，第一实施方式中，设定同步补正电流Isync使得自第一开关信号SW1的上升沿后经过第一周期时间Tp1的1/2后，同步补正电流Isync成为0。但是，并不必需设定成周期时间的1/2。即，第二导通时间控制电路44进行反馈控制使得自第一开关信号的上升沿后，在同步补正电流Isync成为0的时刻，第二开关信号SW2成为高电平，所以，设定为在要使第二开关信号SW2成为高电平的时刻，使同步补正电流Isync成为0，由此，能够使第二导通时间Ton2相对于第一导通时间Ton1进行任意移位。
另外，在第一实施方式中，如图5所示那样，说明了：在导通时间补正电路70中所生成的同步补正电流Isync依赖于自第一开关信号SW1的上升沿起的经过时间td，而且充电电流Ich2也随着时间而进行变化的情况。但本发明并不限于此。例如，也可以是：预先将同步补正电流Isync如图5所示那样规定为经过时间td的函数，将第二开关信号SW2上升的时刻的同步补正电流Isync的值设为同步补正电流值，将其与第二恒定电流Ion2进行合成来作为充电电流Ich2。即使在该情况下，补正第二导通时间Ton2也能够相对于经过时间td而唯一确定，通过反馈，能使第二开关信号SW2的上升沿时刻收敛于同步补正电流Isync成为0的时刻，能够使第二开关信号SW2与第一开关信号SW1同步。
另外，在第一实施方式中，由模拟电路来构成用于设定第一开关信号SW1以及第二开关信号SW2的导通时间的第一导通时间控制电路34以及第二导通时间控制电路44，但也可以是通过其他形式的计时器电路、数字电路来构成。
即使在通过数字电路来构成第二导通时间控制电路44的情况下，将第二导通时间Ton2作为经过时间td的函数来决定即可，也能够进行与第一实施方式所涉及的第二导通时间控制电路44相同的动作。
另外，在第一实施方式中，以具有2通道的输出的开关调整器100为例进行了说明，但也能够适用于具有主通道、第一从属通道、第二从属通道的3通道的开关调整器。
此时，在第一从属通道、第二从属通道各自的导通时间控制电路中设置导通时间补正电路，自主通道的开关信号的上升沿起经过其周期时间的1/3的时间后，控制使得第一从属通道的开关信号上升，经过其周期时间的2/3的时间后，控制使得第二从属通道的开关信号上升即可。同样地，能够进一步增进通道数量。
另外，在第一实施方式中，构成开关调整器100的元件全部被一体化集成，但也可以是集成为多个集成电路，另外，也可以是其中一部分由离散部品来构成。
例如，可以将第一实施方式所涉及的开关调整器控制电路1000与第一开关元件12以及第二开关元件22进行一体化集成。对哪一个部分进行何种程度的集成化是根据电路所要求的规格、费用、占有面积等来决定即可。
另外，在第一实施方式中，对降压型的开关调整器进行了说明。在该降压型的开关调整器中，第一同步整流晶体管Tr2、第二同步整流晶体管Tr4也可以是整流二极管。另外，本发明并不仅限于降压型的开关调整器，也能够适用于升压型或者升降压型的开关调整器。另外，能够适用于开关电容器型的DC/DC变换器，也能够适用于开关元件通过宽的脉冲信号而进行开关控制的电源装置。
另外，第一实施方式的各功能块的电路构成中，能够自由地变更MOSFET与双极性晶体管。利用何种晶体管可由电路所要求的设计规格、所使用的半导体制造工序等来决定。
另外，本发明也能适用于对构成H桥式电路等的开关晶体管提供脉冲信号来驱动电动机的驱动电路，也适用于对通过宽脉冲调制所驱动的开关元件进行驱动的控制电路。
(第二实施方式)
第二实施方式所涉及的开关调整器500具备开关调整器控制电路1000，是对输入电压Vin进行降压而生成输出电压Vout的降压型的DC/DC变换器。该开关调整器控制电路1000包括：生成具有规定振荡频率的时钟信号CLK的振荡电路OSC、输出电路501、与输出电路501连接的开关元件502、生成用于驱动开关元件502的开关信号SW的开关信号生成电路503。
输出电路501包括电感器L、输出电容器Co，并且与开关元件502连接。另外，开关元件502包括在施加输入电压Vin的输入端子与施加接地电压的接地端之间串联连接的主晶体管N1与同步整流晶体管N2，通过对各自的栅极端子输入的驱动信号来控制导通、截止。
通过这些的主晶体管N1与同步整流晶体管N2交替地导通/截止，介由主晶体管N1以及同步整流晶体管N2，对电感器L交替地供给电流来使输入电压Vin被降压。另外，通过构成输出电路501的电感器L以及输出电容器Co来构成低通滤波器，对输出电压Vout进行平滑化后从输出端子进行输出。
开关信号生成电路503包括：电压比较器CMP、双稳态多谐振荡器FF、导通时间控制电路CTRL以及驱动电路DRV。另外，由上述双稳态多谐振荡器FF与导通时间控制电路CTRL来形成开关信号生成部SG。
该开关信号生成电路503生成用于驱动开关元件502的开关信号SW，并基于该开关信号SW来驱动开关元件502。开关信号生成电路503中所生成的开关信号SW成为如下的脉冲信号：以其频率接近于时钟信号CLK的频率的方式，其高电平期间(即，主晶体管N1的导通时间)发生变化，且以输出电压Vout接近于规定的基准电压Vref的方式，其频率(即，主晶体管N1的导通定时)发生变化。
在此，在开关信号生成电路503中，通过电压比较器CMP、双稳态多谐振荡器FF、导通时间控制电路CTRL，来生成导通时间Ton可变的开关信号SW。
电压比较器CMP对基准电压Vref与输出电压Vout的大小关系进行比较，在Vref＞Vout时输出高电平，在Vref＜Vout时输出低电平。该电压比较器CMP的输出VS被输入至双稳态多谐振荡器FF的置位端子S。因此，在成为Vref＞Vout而被置位后至下一次被重置为止的期间，双稳态多谐振荡器FF将其输出信号的开关信号SW设为高电平。
导通时间控制电路CTRL在双稳态多谐振荡器FF被置位起经过将开关信号SW维持在高电平的导通时间Ton后，将双稳态多谐振荡器FF进行重置。具体而言，由于导通时间控制电路CTRL的输出VR被输入至双稳态多谐振荡器FF的重置端子，所以，双稳态多谐振荡器FF在被置位后经过导通时间Ton后而被再次重置。其结果，从双稳态多谐振荡器FF输出的开关信号SW仅在通过导通时间控制电路CTRL而计数的导通时间Ton的期间成为高电平。
另外，对于该导通时间控制电路CTRL，除了输入双稳态多谐振荡器FF的反相输出VQ’之外，还输入时钟信号CLK，基于自时钟信号CLK的上升沿起至开关信号SW的上升沿为止的经过时间，使开关信号SW的导通时间Ton发生变化。
开关信号SW被输入至驱动电路DRV，驱动电路DRV基于开关信号SW而生成用于驱动开关元件502的驱动信号。本实施方式中，生成驱动信号以使得：在开关信号SW的高电平时间(导通时间Ton)，主晶体管N1导通而同步整流晶体管N2截止，另外在开关信号SW的低电平时间(截止时间Toff)，主晶体管N1截止而同步整流晶体管N2导通。其结果，输出电压Vout被控制成为接近于基准电压Vref。
图10是表示导通时间控制电路CTRL的构成的电路图。导通时间控制电路CTRL包括导通时间补正电路X、计时器电路Y。
计时器电路Y包括恒定电流源Y1、晶体管Y2、电容器Y3(电容值：CY3)、电压比较器Y4，对将充电电流I6(＝I4+I5)流入电容器Y3而获得的充电电压V2达到规定电压V3为止的经过时间进行计测。因此，通过该计时器电路Y所测量的导通时间Ton以Ton＝CY3×V3/I6所表示。
对晶体管Y2的栅极，输入双稳态多谐振荡器FF的反相输出VQ’。在输出电压Vout比基准电压Vref低而双稳态多谐振荡器FF被置位时，反相输出VQ’成为低电平，晶体管Y2截止。
充电电流I6(通过导通时间补正电路X所生成的补正电流I4与通过恒定电流源Y1所生成的恒定电流I5的合计电流)在晶体管Y2导通时，介由晶体管Y2而向接地流动，在晶体管Y2截止时，对电容器Y3进行充电。
即，在输出电压Vout比基准电压Vref低而双稳态多谐振荡器FF被置位时，反相输出VQ’从高电平切换为低电平，通过充电电流I6开始进行电容器Y3的充电。
利用自充电开始的经过时间，即双稳态多谐振荡器FF被置位起的经过时间t，以V2＝I6/CY3×t表示在电容器Y3出现的电压V2。电压比较器Y4对电压V2与基准电压V3进行比较，在V2＜V3时输出低电平，在V2＞V3时输出高电平。即，导通时间控制电路CTRL作为对双稳态多谐振荡器FF被置位起的时间进行测量的计时器电路而进行动作，在经过电压V2达到基准电压V3为止的期间，即经过以Ton＝CY3×V3/I6所表示的一定期间后，将其输出设为高电平。如后所述，期间Ton表示将开关信号SW应维持高电平的导通时间。
导通时间补正电路X输出补正电流I4。对电容器Y3进行充电的充电电流I6用从恒定电流源Y1输出的恒定电流I5与从导通时间补正电路X输出的补正电流I4的和来表示，满足I6＝I4+I5。因此，补正电流I4为正时，通过计时器电路Y所测量的导通时间Ton变短，补正电流I4为负时，导通时间Ton变长。即，导通时间补正电路X能够通过使该补正电流I4的值发生变化来调节导通时间Ton。以下，以补正电流I4＝0时的导通时间作为基准导通时间Ton，通过导通时间补正电路X补正后的导通时间作为补正导通时间Ton’，以进行区别。
导通时间补正电路X以开关信号SW的频率接近于时钟信号CLK的频率的方式，对开关信号SW的基准导通时间Ton的长度进行调节。由此，基于从时钟信号CLK的上升沿起至开关信号SW的上升沿为止的经过时间，来生成补正电流I4。如图10所示，导通时间补正电路X包括：单触发电路X1、晶体管X2、恒定电流源X3、电容器X4(电容值：CX4)、运算放大器X5、晶体管X6，X7，X8、电阻X9(电阻值：RX9)、恒定电流源X10。
时钟信号CLK输入至单触发电路X1。该单触发电路X1在时钟信号CLK成为高电平后的一定期间持续保持输出高电平。单触发电路X1的输出与N型MOSFET晶体管的晶体管X2的栅极连接。晶体管X2在单触发电路X1的输出成为高电平时导通，将电容器X4所蓄积的电荷放电，使在电容器X4出现的电压V1降低至0V。
电容器X4，与恒定电流源X3连接，且被提供恒定电流I1。在电容器X4出现的电压V1，其通过恒定电流I1的充电而与时间成正比地上升，利用自充电开始的经过时间t，以V1＝I1/CX4×t表示。电容器X4与运算放大器X5的正相输入端子连接。
运算放大器X5的输出与晶体管X8的基极连接，反相输入端子与晶体管X8的发射极连接。晶体管X8的发射极与接地间设置有电阻X9。在此，运算放大器X5的正相输入端子与反相输入端子的电压被反馈，以使得成为相等，所以，在电阻X9与晶体管X8的连接点出现电压V1。其结果，在电阻X9中流过以I2＝V1/RX9所表示的电流I2。
晶体管X6以及晶体管X7构成电流镜电路，在晶体管X6的集电极连接有用于生成恒定电流I3的恒定电流源X10。其结果，从导通时间补正电路X输出作为补正电流I4的、恒定电流I2与电流I3的差。即，补正电流I4成为自时钟信号CLK的上升沿起的经过时间t的函数，以I4(t)＝I2-I3＝V1/RX9-I3＝(I1/CX4/RX9)×t-I3表示。
补正电流I4成为时间的函数，所以，充电电流I6也作为时间的函数而被表示，能够以I6(t)＝I5+I4(t)来表示。
通过开关信号SW的上升沿而开始电容器Y3的充电。假设开关信号SW在时刻t1上升，时刻t2的电压V2与从时刻t1至t2对充电电流I6进行积分得到的值成正比。在时刻t2，假设电压V2达到基准电压V3，则补正导通时间Ton’以Ton’＝t2-t1表示。
另外，时钟信号CLK上升的时刻与t＝0相当，所以，开关信号SW上升的时刻t1与自时钟信号CLK的上升沿起至开关信号SW上升沿为止的经过时间相当。
补正导通时间Ton’可通过解开由上述积分而得到的方程式而获得，其随着时钟信号CLK的上升沿起至开关信号SW的上升沿为止的经过时间t1而变化，经过时间t1较长时，补正导通时间Ton’变长，相反，经过时间t1较短时，补正导通时间Ton’变短。
图11是表示导通时间控制电路CTRL的电流、电压波形的时间图。
在时刻T1，时钟信号CLK成为高电平。此时，单触发电路X1的输出仅在规定的期间成为高电平，所以，晶体管X2导通，电容器X4所蓄积的电荷进行放电，在电容器X4出现的电压V1减少至0V。单触发电路X1的输出成为低电平时，晶体管X2截止，电容器X4通过恒定电流I1而被充电，电压V1以倾斜度I1/CX4上升。电阻X9中流动的电流I2与电压V1成正比，随着时间而增加。
对补正电流I4进行关注时，由于I4＝I2-I3成立，在I2＝0的时刻T1，成为I4＝-I3，而取负的值，其后，随着电流I2的增加，补正电流I4从负向正而增加。在此，补正电流I4被调节为：在自时刻T1起经过了时钟信号CLK的周期时间Tosc的一半的Tosc/2的时刻T3成为0。
电流I2以倾斜度I1/(CX4×RX9)随着时间而增加，补正电流I4的倾斜度也与其成为相等。由于只要在时钟信号CLK的周期时间Tosc的1/2的时间Tosc/2内使得补正电流I4增加I3即可，所以，以使得I3＝I1/(CX4×RX9)×Tosc/2成立的方式，来决定电流值I1、电阻值RX9、以及电容值CX4即可。
在导通时间补正电路X如上所述地生成补正电流I4的情况下，计时器电路Y中的充电电流I6成为通过恒定电流源Y1所生成的恒定电流I5与随着时间而变化的补正电流I4进行合成后的电流。
对如上所述地构成的开关调整器500的动作进行说明。在以下的说明中，假设输入电压Vin＝10V，基准电压Vref＝2V。此时的稳定状态中的开关信号SW的占空比D为20％。
图12是表示在导通时间控制电路CTRL，通过导通时间补正电路X进行导通时间的补正的情况下的开关调整器500的信号波形的时间图。
振荡电路OSC以规定的周期时间Tosc，使时钟信号CLK产生脉冲。
在时刻T1，时钟信号CLK成为高电平。其后，在时刻T2，输出电压Vout降低至基准电压Vref时，开关信号SW成为高电平。开关信号SW成为高电平时，在开关信号生成电路503的导通时间控制电路CTRL中，开关信号SW的补正导通时间Ton’被决定。
如上所述，在导通时间控制电路CTRL中，对计时器电路Y的电容器Y3进行充电的充电电流I6在时钟信号CLK上升时开始逐渐增加。在开关信号SW上升的时刻T2，充电电流I6比恒定电流I5要小。其结果，对电容器Y3充电至基准电压V3所需的时间，即补正导通时间Ton’比基准导通时间Ton要长。导通时间控制电路CTRL在开关信号SW成为高电平后经过补正导通时间Ton’后的时刻T3将双稳态多谐振荡器FF进行重置，将开关信号SW设为低电平。在时刻T2至时刻T3的开关信号SW的高电平时间中，输出电压Vout上升，在时刻T3，开关信号SW成为低电平时，输出电压Vout开始下降。
其次，在时刻T4，时钟信号CLK再次成为高电平。该期间，输出电压Vout逐渐地降低，在降低至基准电压Vref的时刻T5，开关信号SW成为高电平。由于前次的补正导通时间Ton’被设定为比基准导通时间Ton要长，所以，自时钟信号CLK上升沿起至开关信号SW上升沿为止的经过时间td2比前次的经过时间td1长，开关信号SW的上升沿迟延。
在时刻T5，开关信号SW成为高电平时，再次通过导通时间控制电路CTRL来调节导通时间Ton。开关信号SW上升沿的时刻T5的充电电流I6比恒定电流I5低，所以，补正导通时间Ton”比基准导通时间Ton长，在时刻T6，开关信号SW成为低电平。
其次，在时刻T7，时钟信号CLK再次成为高电平，在时刻T8，开关信号SW成为高电平。通过前次的补正导通时间Ton”的调节，自时钟信号CLK的上升沿起至开关信号SW的上升沿为止的经过时间td3比经过时间td2变长。
导通时间Ton的补正量由补正电流I4所决定，该补正电流I4被设定为自时钟信号CLK的上升沿起经过周期时间Tosc的1/2的时间后而成为0。因此，开关信号SW的上升沿的时刻被逐渐地调整，开关信号SW的上升时间成为收敛于自时钟信号CLK的上升沿起经过Tosc/2后的时刻。
如此，在本实施方式所涉及的开关调整器500中，根据自时钟信号CLK的上升沿起至开关信号SW的上升沿为止的经过时间来对开关信号SW的导通时间Ton进行补正，通过补正后的导通时间Ton’(图中补正量变化的样子作为Ton’、Ton”、Ton’”进行描写)来驱动开关元件，由此，能够使时钟信号CLK与开关信号SW的周期接近。
图13是用于对导通时间补正动作进行详细说明的时间图，描述了时钟信号CLK、(a)没有误差A的理想的状态(A＝0)，(b)误差A在使导通时间Ton变长的方向起作用的状态(A＞0)，以及(c)误差A在使导通时间Ton变短的方向起作用的状态(A＜0)中的各自的开关电压Vsw。
如图13所示，在本实施方式的开关调整器500中，误差A为正的值的情况下，为了消除该误差，而将补正量B设定为负的值，相反，误差A为负的值的情况下，为了消除该误差，而将补正量B设定为正的值。
由此，只要是本实施方式的开关调整器500，其输出稳定时(输出不变时)，能够以一定的动作频率(＝1/Tosc)来脉冲驱动开关信号SW，所以，能谋求输出脉动的降低等、开关调整器500自身的性能提高自不必说，也能提高将开关调整器500作为电源而搭载的应用自身的性能(音频输出、无线通信的噪声耐受性等)。
另外，开关信号SW的振荡精度依赖于时钟信号CLK的振荡精度，所以，通过对振荡电路OSC(PLL电路)进行高精度化，能够提高时钟信号CLK的振荡精度，容易地提高开关信号SW的振荡精度。
(第三实施方式)
图14是表示本发明的第三实施方式所涉及的开关调整器600的构成的电路图。本实施方式是对前述的第一实施方式与第二实施方式进行组合后的构成。具体而言，是在对图1的开关调整器100追加图9的振荡电路OSC的基础上，将图1的第一导通时间控制电路34置换为图9的导通时间控制电路CTRL的构成。
只要是本实施方式所涉及的开关调整器600，能够使第一开关信号SW1与第二开关信号SW2的周期接近，取得相互间同步的同时，在输出稳定时(输出不变时)，均以恒定的动作频率(＝1/Tosc)来驱动第一开关信号SW1与第二开关信号SW2。
另外，如第一实施方式中也所述的那样，在第二导通时间控制电路44的导通时间补正电路70中，将充电电流Ich2的补正量设定为在自第一开关信号SW1的上升沿起迟延第一开关信号SW1的周期时间的1/2的时刻成为0，由此，第一开关信号SW1与第二开关信号SW2的导通时间进行时间性移位而生成，所以，能够防止第一主晶体管Tr1与第二主晶体管Tr3的同时导通。
(发明的效果)
根据本发明，能够提供在输出稳定时(输出不变时)，以一定的动作频率进行驱动的导通时间固定方式的开关调整器。
(产业上的可利用性)
本发明是导通时间固定方式的开关调整器以及将其作为电源而利用的电子设备中可利用的技术。
(其他的变形例)
另外，本发明的构成除了上述实施方式之外，可在不脱离发明的主旨的范围内进行各种变更。即，上述实施方式中所有的点仅是示例，不应认为是对本发明的限制。本发明的技术范围并不仅限于上述实施方式的说明，而应理解为由权利要求所示的范围，包含与权利要求均等的含义以及范围内所属的所有的变更。

Claims (24)

1.一种开关调整器控制电路，其具备：
振荡电路，其生成具有规定的振荡频率的时钟信号；以及
开关信号生成电路，其生成用于驱动与输出电路连接的开关元件的开关信号，
其中，所述开关信号生成电路使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得所述开关信号的频率接近于所述时钟信号的频率，且使所述开关信号成为导通的定时发生变化，以使得所述输出电路所输出的输出电压接近于规定的基准电压。
2.根据权利要求1所述的开关调整器控制电路，其中，
所述开关信号生成电路检测从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间，并且使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得所述经过时间接近于规定的目标值。
3.根据权利要求2所述的开关调整器控制电路，其中，
所述开关信号生成电路包括：
电压比较器，其对所述输出电压与所述基准电压进行比较；
双稳态多谐振荡器，其通过所述电压比较器的输出而被置位；以及
导通时间控制电路，其在从所述双稳态多谐振荡器的输出的上升沿起经过了所述开关信号的导通时间时，将所述双稳态多谐振荡器重置，
其中，所述开关信号生成电路将所述双稳态多谐振荡器的输出作为所述开关信号而输出，
所述导通时间控制电路检测从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间，并且使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得所述经过时间接近于规定的目标值。
4.根据权利要求3所述的开关调整器控制电路，其中，
所述导通时间控制电路包括：
计时器电路，其将对电容器流入恒定电流而达到规定的电压为止的经过时间作为所述开关信号的导通时间来进行计测；以及
导通时间补正电路，其基于从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间，来增减所述计时器电路中的所述恒定电流的值。
5.根据权利要求4所述的开关调整器控制电路，其中，
所述导通时间补正电路在从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间较短时，使所述恒定电流减少，且在从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间较长时，使所述恒定电流增加。
6.根据权利要求5所述的开关调整器控制电路，其中，
所述导通时间补正电路在从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间为所述时钟信号的周期时间的大致1/2时，将所述恒定电流的补正量设为零。
7.根据权利要求1所述的开关调整器控制电路，其中，
还具有第二开关信号生成电路，该第二开关信号生成电路生成用于驱动与第二输出电路连接的第二开关元件的第二开关信号，
其中，所述第二开关信号生成电路，使所述第二开关信号的导通时间发生变化，以使得所述第二开关信号的频率接近于所述第一开关信号的频率，且使所述第二开关信号成为导通的定时发生变化，以使得所述第二输出电路所输出的第二输出电压接近于规定的第二基准电压。
8.根据权利要求7所述的开关调整器控制电路，其中，
所述第二开关信号生成电路设定所述规定的目标值，以使得所述第二开关信号的导通时间不与所述第一开关信号的导通时间重叠。
9.一种开关调整器，其具有：
开关调整器控制电路；以及
通过所述开关调整器控制电路而进行导通/截止的开关元件，
其中，所述开关调整器控制电路具备：
振荡电路，其生成具有规定振荡频率的时钟信号；以及
开关信号生成电路，其生成用于驱动与输出电路连接的所述开关元件的开关信号，
其中，所述开关信号生成电路使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得所述开关信号的频率接近于所述时钟信号的频率，且使所述开关信号成为导通的定时发生变化，以使得所述输出电路所输出的输出电压接近于规定的基准电压。
10.根据权利要求9所述的开关调整器，其中，
所述开关信号生成电路检测从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间，并且使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得所述经过时间接近于规定的目标值。
11.根据权利要求10所述的开关调整器，其中，
所述开关信号生成电路包括：
电压比较器，其对所述输出电压与所述基准电压进行比较；
双稳态多谐振荡器，其通过所述电压比较器的输出而被置位；以及
导通时间控制电路，其在从所述双稳态多谐振荡器的输出的上升沿起经过了所述开关信号的导通时间时，将所述双稳态多谐振荡器重置，
其中，
所述开关信号生成电路将所述双稳态多谐振荡器的输出作为所述开关信号而输出，
所述导通时间控制电路检测从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间，并且使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得所述经过时间接近于规定的目标值。
12.根据权利要求11所述的开关调整器，其中，
所述导通时间控制电路包括：
计时器电路，其将对电容器流入恒定电流而达到规定的电压为止的经过时间作为所述开关信号的导通时间来进行计测；以及
导通时间补正电路，其基于从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间，来增减所述计时器电路中的所述恒定电流的值。
13.根据权利要求12所述的开关调整器，其中，
所述导通时间补正电路在从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间较短时，使所述恒定电流减少，且在从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间较长时，使所述恒定电流增加。
14.根据权利要求13所述的开关调整器，其中，
所述导通时间补正电路在从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间为所述时钟信号的周期时间的大致1/2时，将所述恒定电流的补正量设为零。
15.根据权利要求9所述的开关调整器，其中，
还具有通过所述开关调整器控制电路而进行导通/截止的第二开关元件，
其中，所述开关调整器控制电路还具有第二开关信号生成电路，该第二开关信号生成电路生成用于驱动与第二输出电路连接的所述第二开关元件的第二开关信号，
所述第二开关信号生成电路使所述第二开关信号的导通时间发生变化，以使得所述第二开关信号的频率接近于所述第一开关信号的频率，且使所述第二开关信号成为导通的定时发生变化，以使得所述第二输出电路所输出的第二输出电压接近于规定的第二基准电压。
16.根据权利要求15所述的开关调整器，其中，
所述第二开关信号生成电路设定所述规定的目标值，以使得所述第二开关信号的导通时间不与所述第一开关信号的导通时间重叠。
17.一种电子设备，其包括用于生成规定的直流电压的电压源、以及对所述直流电压进行升压或者降压后向负载输出的开关调整器，
所述开关调整器具有：
开关调整器控制电路；以及
通过所述开关调整器控制电路而导通/截止的开关元件，
其中，所述开关调整器控制电路具备：
振荡电路，其生成具有规定振荡频率的时钟信号；以及
开关信号生成电路，其生成用于驱动与输出电路连接的开关元件的开关信号，
所述开关信号生成电路使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得所述开关信号的频率接近于所述时钟信号的频率，且使所述开关信号成为导通的定时发生变化，以使得所述输出电路所输出的输出电压接近于规定的基准电压。
18.根据权利要求17所述的电子设备，其中，
所述开关信号生成电路检测从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间，并且使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得该经过时间接近于规定的目标值。
19.根据权利要求18所述的电子设备，其中，
所述开关信号生成电路包括：
电压比较器，其对所述输出电压与所述基准电压进行比较；
双稳态多谐振荡器，其通过所述电压比较器的输出而被置位；以及
导通时间控制电路，其在从所述双稳态多谐振荡器的输出的上升沿起经过了所述开关信号的导通时间时，将所述双稳态多谐振荡器重置，
其中，所述开关信号生成电路将所述双稳态多谐振荡器的输出作为所述开关信号而输出，
所述导通时间控制电路检测从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间，并且使所述开关信号的导通时间发生变化，以使得该经过时间接近于规定的目标值。
20.根据权利要求19所述的电子设备，其中，
所述导通时间控制电路包括：
计时器电路，其将对电容器流入恒定电流而达到规定的电压为止的经过时间作为所述开关信号的导通时间来进行计测；以及
导通时间补正电路，其基于从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间，来增减所述计时器电路中的所述恒定电流的值。
21.根据权利要求20所述的电子设备，其中，
所述导通时间补正电路在从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间较短时，使所述恒定电流减少，且在从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间较长时，使所述恒定电流增加。
22.根据权利要求21所述的电子设备，其中，
所述导通时间补正电路在从所述时钟信号的上升沿起至所述开关信号的上升沿为止的经过时间为所述时钟信号的周期时间的大致1/2时，将所述恒定电流的补正量设为零。
23.根据权利要求17所述的电子设备，其中，
所述开关调整器还具有通过所述开关调整器控制电路而进行导通/截止的第二开关元件，
其中，所述开关调整器控制电路还具有第二开关信号生成电路，该第二开关信号生成电路生成用于驱动与第二输出电路连接的所述第二开关元件的第二开关信号，
所述第二开关信号生成电路使所述第二开关信号的导通时间发生变化，以使得所述第二开关信号的频率接近于所述第一开关信号的频率，并且使所述第二开关信号成为导通的定时发生变化，以使得所述第二输出电路所输出的第二输出电压接近于规定的第二基准电压。
24.根据权利要求23所述的电子设备，其中，
所述第二开关信号生成电路设定所述规定的目标值，以使得所述第二开关信号的导通时间不与所述第一开关信号的导通时间重叠。
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