JP2008125165A - 電圧変換装置および電圧変換方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】安定した出力電圧を得る。
【解決手段】コンパレータ121は、出力電圧によって決まるデューティー比設定電圧Vdと、VCO18から供給される、一定の下限電圧と入力電圧によって決まる上限電圧を有する所定周波数の三角波とを比較し、プラス端子への入力電圧がマイナス端子への入力電圧よりも高い値のときに、オン(Hi)を、スイッチング処理部13へ出力する。入力電圧Vinが下降した場合には、上限電圧VHも下降する。すなわち、コンパレータ121の出力のオンオフ1周期内におけるオフ時間は、上限電圧VHが下降するに伴って短くなる。換言すれば、上限電圧VHが下降するに伴って、コンパレータ121の出力のオンデューティーは、大きくなる。すなわち、コンパレータ121の出力のオンデューティーは、入力電圧Vinに基づいて変化する。本発明は、スイッチングレギュレータに適用できる。
【選択図】図4
【解決手段】コンパレータ121は、出力電圧によって決まるデューティー比設定電圧Vdと、VCO18から供給される、一定の下限電圧と入力電圧によって決まる上限電圧を有する所定周波数の三角波とを比較し、プラス端子への入力電圧がマイナス端子への入力電圧よりも高い値のときに、オン(Hi)を、スイッチング処理部13へ出力する。入力電圧Vinが下降した場合には、上限電圧VHも下降する。すなわち、コンパレータ121の出力のオンオフ1周期内におけるオフ時間は、上限電圧VHが下降するに伴って短くなる。換言すれば、上限電圧VHが下降するに伴って、コンパレータ121の出力のオンデューティーは、大きくなる。すなわち、コンパレータ121の出力のオンデューティーは、入力電圧Vinに基づいて変化する。本発明は、スイッチングレギュレータに適用できる。
【選択図】図4
Description
本発明は、装置および電圧変換方法に関し、特に、安定した出力を得ることができる、装置および電圧変換方法に関する。
従来、直流(DC: direct current)の電圧を変換するためのDC-DCコンバータ(直流電圧変換コンバータ)として、PWM(pulse width modulation;パルス幅変調)制御型のスイッチングレギュレータ(チョッパ型スイッチングレギュレータ)が広く用いられている。
スイッチングレギュレータとは、入力電圧を高速にON/OFF(スイッチング)してパルスに変換し、これを平滑することにより、安定した直流電圧を得る方式の電源安定装置である。そして、PWM制御型のスイッチングレギュレータは、入力電圧のスイッチングを、PWMにより制御するようになされている。
従来のPWM制御型のスイッチングレギュレータ1の構成を図1に示す。スイッチングレギュレータ1は入力電圧を所望の出力電圧に降圧するものである。
コイル11およびコンデンサ12は、スイッチング処理部13を介して電圧Vinの入力電源14に接続されている。例えば、MOSFETなどのスイッチング素子による2つのスイッチ31およびスイッチ32より構成されるスイッチング処理部13は、PWM変調部15から供給されるスイッチング制御信号に基づいて、2つのスイッチ31および32をオンオフするようになされている。
入力電源14とコイル11を結ぶスイッチ31がオンで、コイル11とGNDを結ぶスイッチ32がオフのとき、スイッチング処理部13から出力端子16の方向にコイル11に電流が流れて電荷が蓄積され、コンデンサ12が充電されるとともに、出力端子16の後段の図示しない回路(負荷)にも電流が供給される。そして、スイッチ31がオフになり、コイル11への電流の供給が止まっても、コイル11から、コンデンサ12および出力端子16の後段の回路へ電流が供給され、コイル11からの供給が低下しても、次に、コンデンサ12に蓄積された電荷が出力端子16の後段の回路に供給される(出力端子16の後段の回路に電流が流れない場合には、コイル11に蓄積される)ようになされている。
すなわち、スイッチングレギュレータ1は、コイル11に入力電圧がかかる時間とかからない時間との比、換言すれば、スイッチ31のオンオフのデューティー比によって、出力電圧を制御することができるようになされている。
スイッチング処理部13は、PWM変調部15から供給されるスイッチング制御信号を基に、スイッチングを行う。
フィードバック(Feedback)回路17は、コンデンサ、アンプ、抵抗、比較用電圧を発生する定電圧源により構成され、出力電圧Voutをセンシングし、出力電圧に対応して決まる値の電圧を、PWM変調部15のコンパレータ33のマイナス(−)端子に供給する。
VCO(Voltage Controlled Oscillator:電圧制御発振器)18は、制御電圧の値に基づいた周波数の三角波または鋸波(鋸歯状波)を、PWM変調部15のコンパレータ33のプラス(+)端子に出力する。定電圧源19および20からそれぞれ供給される電圧値によって、出力される三角波または鋸波(鋸歯状波)の上限電圧および下限電圧が設定される。すなわち、VCO18は、上限電圧および下限電圧の間で一定のクロック周波数で電圧値を変化させる三角波または鋸波を出力する。以下、ここでは、VCO18は三角波を出力するものとして説明する。
PWM変調部15は、フィードバック回路17から供給される電圧値と、VCO18から供給される所定周波数の三角波とを比較するコンパレータ(比較回路)33と、コンパレータ33から出力されるパルス波(矩形波)を基にスイッチング処理部13の2つのスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号を生成するスイッチング制御信号生成部34から構成されている。
コンパレータ33の動作について、図2を用いて説明する。
コンパレータ33は、VCO18からプラス端子に供給される所定周波数の三角波と、フィードバック回路17からマイナス端子に供給される電圧値とを比較し、プラス端子への入力電圧がマイナス端子への入力電圧よりも高い値ならオン(Hi)を、プラス端子への入力電圧がマイナス端子への入力電圧よりも低い値であればオフ(Low)を、スイッチング制御信号生成部34へ出力する。換言すれば、コンパレータ33は、三角波のある時刻での値と、フィードバック回路17から供給される電圧値を比較し、フィードバック回路17から供給される電圧値よりもVCO18から出力される三角波が高い間だけ、オンを出力する。
具体的には、図2のAに示されるように、フィードバック回路17からマイナス端子に供給される電圧値がαである場合、コンパレータ33からの出力は、図2のBに示される矩形波となり、フィードバック回路17からマイナス端子に供給される電圧値がαより低いβであるとき、コンパレータ33からの出力は、図2のCに示されるように、図2のBに示される場合よりも、オンの時間が長い矩形波となる。
これにより、コンパレータ33は、例えば、入力電圧が低下したり、外部負荷に供給される電流値が上昇することなどにより、出力電圧が低下した場合、オンの時間が増えるとともに、例えば、入力電圧が上昇したり、外部負荷に供給される電流値が下降することなどにより、出力電圧が上昇した場合、オンの時間が減少するような矩形波信号を出力することができる。
そして、スイッチング制御信号生成部34は、コンパレータ33から供給された矩形波に基づいて、スイッチング処理部13に含まれる2つのスイッチ31および32のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号を生成して、スイッチング処理部13に供給する。
すなわち、PWM変調部15は、出力電圧Voutの変動に対応して、出力電圧Voutの変動をなくす方向に設定されるデューティー比でスイッチング処理部13の内部のスイッチのオンオフを制御するようなスイッチング制御信号をスイッチング処理部13に供給するようになされている。
スイッチ31がオンされた場合、コイル11に電流がながれ、コンデンサ12に充電しつつ、出力端子16に後続する図示しない回路に電流が供給される。そして、スイッチ31がオフされても、コイル11が電流を流し続ける特性により、コンデンサ12への充電電流および出力端子16への供給電流はいきなりゼロにはならず、徐々に低下する。そして、コンデンサ12からも放電が始まる。
スイッチング処理部13に含まれる2つのスイッチ31および32は、上述したように、PWM変調部15から供給されるスイッチング制御信号によってオンオフされる。そして、PWM変調部15は、図2を用いて説明したように、出力電圧Voutが低下した場合、すなわち、フィードバック回路17からコンパレータ33に供給される電圧値が低下した場合、スイッチ31のオンの時間が増え、出力電圧Voutが上昇した場合、すなわち、フィードバック回路17からコンパレータ33に供給される電圧値が上昇した場合、スイッチ31のオンの時間が減少するような矩形波信号に基づいて生成されるスイッチング制御信号をスイッチング処理部13に供給するようになされている。
次に、図3を参照して、入力電圧を所望の出力電圧に昇圧するスイッチングレギュレータ51の構成について説明する。
なお、図1における場合と対応する部分には同一の符号を付してあり、その説明は適宜省略する。
コイル11は、電圧Vinの入力電源14に接続され、スイッチング処理部61を介して、出力端子16およびコンデンサ12に接続されている。例えば、MOSFETなどのスイッチング素子による2つのスイッチ71およびスイッチ72より構成されるスイッチング処理部61は、PWM変調部15から供給されるスイッチング制御信号に基づいて、2つのスイッチ71および72をオンオフするようになされている。コイル11とコンデンサ12および出力端子16を結ぶスイッチ71がオフで、コイル11とGNDを結ぶスイッチ72がオンのとき、コイル11に電流が流れるが、コンデンサ12および出力端子16の後段の図示しない回路(負荷)には電流が供給されない。そして、スイッチ71がオンになった場合、コイル11へ蓄積された電荷がコンデンサ12により平滑されて、出力端子16の後段の図示しない回路に供給される。
すなわち、スイッチングレギュレータ51は、コイル11に蓄積された電荷を用いて入力電圧Vinよりも高い出力電圧Voutを得ることができるようになされており、スイッチ71およびスイッチ72のオンオフのデューティー比によって、出力電圧Voutを制御することができるようになされている。
スイッチング処理部61は、PWM変調部15から供給されるスイッチング制御信号を基に、スイッチングを行う。
PWM変調部15、フィードバック回路17、VCO18は、それぞれ、図1を用いて説明した場合と同様の機能を有している。
すなわち、フィードバック回路17は、出力電圧Voutをセンシングし、出力電圧Voutに対応して決まる値の電圧を、PWM変調部15のコンパレータ33のマイナス端子に供給する。VCO18は、制御電圧の値に基づいた周波数の三角波または鋸波(鋸歯状波)を、PWM変調部15のコンパレータ33のプラス端子に出力する。
そして、PWM変調部15のコンパレータ33は、フィードバック回路17から供給される電圧値と、VCO18から供給される所定周波数の三角波とを比較し、図2を用いて説明した場合と同様にして、出力電圧Voutの値によってオンデューティーの異なるパルス波(矩形波)をスイッチング制御信号生成部34に供給する。スイッチング制御信号生成部34は、コンパレータ33から出力されるパルス波(矩形波)を基に、スイッチング処理部61の2つのスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号を生成する。
従来、上述したようなフィードバック方式のスイッチングレギュレータにおいて、出力電流をセンシングし、その値に基づいて、発振器の発振周波数を変化させることにより、広範囲の出力電流を高効率で出力可能なようにする技術がある(例えば、特許文献1参照)。
また、従来、上述したようなフィードバック方式のスイッチングレギュレータにおいて、オフセット回路を設けることにより、スイッチング動作再開時の出力電圧のオーバーシュートを防止することができる技術がある(例えば、特許文献2参照)。
上述した従来のフィードバック方式のスイッチングレギュレータにおいては、アンプ(例えば、電流出力アンプが用いられる場合もある)を用いてフィードバック制御が行われる。フィードバック回路内には、位相補償部品が含まれる。位相補償部品には、例えば、図1および図3におけるコイル11およびコンデンサ12、スイッチング素子であるスイッチ31および32、または、スイッチ71および72などとの相性の問題が発生するため、従来のフィードバック方式のスイッチングレギュレータは、汎用性に乏しかった。また、位相補償部品は、例えば、ICなどに内蔵させることが困難であるため、外付けされることが多く、例えば、基板面積の増加や組み立て費用(アッセイ費用)の増加など、コストアップの要因となっていた。
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、スイッチングレギュレータにおいて、位相補償部品を用いずに、安定した出力電圧を得ることができるようにするものである。
本発明の一側面の電圧変換装置は、入力電圧として第1の電圧の入力を受け、入力のオンオフをスイッチングすることにより、設定された第2の電圧に出力電圧を変換する変換手段と、下限電圧として所定の第3の電圧の供給を受けるとともに、上限電圧として前記第1の電圧に基づいて定められる第4の電圧の供給を受け、所定周波数の信号を出力するVCOと、前記変換手段により変換されて得られた前記出力電圧に基づいて定められる第5の電圧、および、前記VCOの出力を受け、PWM変調を行うことにより、前記変換手段におけるスイッチングを制御する制御手段とを備える。
前記変換手段には、コイルと、コンデンサと、スイッチング手段とを備えさせるようにすることができ、入力電圧である前記第1の電圧を、出力電圧である前記第2の電圧に降圧させるスイッチングレギュレータであるものとすることができる。
前記変換手段には、コイルと、コンデンサと、スイッチング手段とを備えさせるようにすることができ、入力電圧である前記第1の電圧を、出力電圧である前記第2の電圧に昇圧させるスイッチングレギュレータであるものとすることができる。
前記制御手段には、プラス端子に前記第5の電圧の供給を受け、マイナス端子に前記VCOの出力の供給を受け、これらを比較するコンパレータと、前記コンパレータの出力波形のデューティー比に基づいて、前記変換手段におけるスイッチングのオンオフの間隔を制御する制御信号を生成する制御信号生成手段とを備えさせるようにすることができる。
前記第4の電圧は、前記第1の電圧と前記第3の電圧との電位差を所定の割合で分圧した電圧値であるものとすることができる。
前記第5の電圧は、前記出力電圧を所定の値だけオフセットした電圧値と、前記第3の電圧との電位差を所定の割合で分圧した電圧値であるものとすることができる。
前記出力電圧を基に、前記VCOおよび前記制御手段の動作の実行または停止を指令する制御信号を生成する動作制御手段を更に備えさせるようにすることができる。
本発明の一側面の電圧変換方法は、入力電圧として第1の電圧の入力を受け、入力のオンオフをスイッチングすることにより、設定された第2の電圧に出力電圧を変換する電圧変換装置の電圧変換方法であって、所定の第3の電圧を下限電圧とし、前記第1の電圧に基づいて定められる第4の電圧を上限電圧とした、所定周波数の信号と、前記第2の電圧に基づいて定められる第5の電圧とを取得して、PWM変調を行うことにより、前記スイッチングにおけるオンオフの間隔を制御する方法である。
電圧変換装置は、昇圧と降圧とでそれぞれ独立した装置であっても良いし、昇圧と降圧とのいずれも行うことができる装置であっても良い。また、電圧変換装置は、各種装置のうちの電圧変換を行うブロックであっても良い。
本発明の一側面によれば、電圧を変換することができ、特に、位相補償することなく、安定した出力電圧を得ることができる。
以下に本発明の実施の形態を説明するが、本発明の構成要件と、明細書または図面に記載の実施の形態との対応関係を例示すると、次のようになる。この記載は、本発明をサポートする実施の形態が、明細書または図面に記載されていることを確認するためのものである。従って、明細書または図面中には記載されているが、本発明の構成要件に対応する実施の形態として、ここには記載されていない実施の形態があったとしても、そのことは、その実施の形態が、その構成要件に対応するものではないことを意味するものではない。逆に、実施の形態が構成要件に対応するものとしてここに記載されていたとしても、そのことは、その実施の形態が、その構成要件以外の構成要件には対応しないものであることを意味するものでもない。
本発明の一側面の電圧変換装置は、入力電圧として第1の電圧の入力を受け、入力のオンオフをスイッチングすることにより、設定された第2の電圧に出力電圧を変換する変換手段(図4のスイッチング処理部13、コイル11、コンデンサ12、または、図6のスイッチング処理部61、コイル11、コンデンサ12)と、下限電圧として所定の第3の電圧の供給を受けるとともに、上限電圧として前記第1の電圧に基づいて定められる第4の電圧の供給を受け、所定周波数の信号(三角波または鋸状波)を出力するVCOと、前記変換手段により変換されて得られた前記出力電圧に基づいて定められる第5の電圧(例えば、デューティー比設定電圧)、および、前記VCOの出力を受け、PWM変調を行うことにより、前記変換手段におけるスイッチングを制御する制御手段(例えば、図4または図6のPWM変調部111)とを備える。
前記変換手段は、コイルと、コンデンサと、スイッチング手段(例えば、図4のスイッチング処理部13)とを備えることができ、入力電圧である前記第1の電圧を、出力電圧である前記第2の電圧に降圧させるスイッチングレギュレータであるものとすることができる。
前記変換手段は、コイルと、コンデンサと、スイッチング手段(例えば、図6のスイッチング処理部61)とを備えることができ、入力電圧である前記第1の電圧を、出力電圧である前記第2の電圧に昇圧させるスイッチングレギュレータであるものとすることができる。
前記制御手段は、プラス端子に前記第5の電圧の供給を受け、マイナス端子に前記VCOの出力の供給を受け、これらを比較するコンパレータ(例えば、図4または図6のコンパレータ121)と、前記コンパレータの出力波形のデューティー比に基づいて、前記変換手段におけるスイッチングのオンオフの間隔(デューティー比)を制御する制御信号を生成する制御信号生成手段とを備えることができる。
前記出力電圧を基に、前記VCOおよび前記制御手段の動作の実行または停止を指令する制御信号を生成する動作制御手段(例えば、図4または図6のコンパレータ116)を更に備えることができる。
本発明の一側面の電圧変換方法は、入力電圧として第1の電圧の入力を受け、入力のオンオフをスイッチングすることにより、設定された第2の電圧に出力電圧を変換する電圧変換装置の電圧変換方法であって、所定の第3の電圧を下限電圧とし、前記第1の電圧に基づいて定められる第4の電圧を上限電圧とした、所定周波数の信号(例えば、VCO18により生成される三角波または鋸状波)と、前記第2の電圧に基づいて定められる第5の電圧(例えば、デューティー比設定電圧)とを取得して、PWM変調を行うことにより、前記スイッチングにおけるオンオフの間隔を制御する(例えば、図4または図6のPWM変調部111が実行する処理)。
以下、図を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
図4に、入力電圧を所望の電圧値に降圧することができる、本発明を適用したスイッチングレギュレータ101を示す。
なお、従来の場合と対応する部分には同一の符号を付してあり、その説明は適宜省略する。
すなわち、スイッチングレギュレータ101におけるコイル11、コンデンサ12、スイッチング処理部13、入力電源14、および、出力端子16の構成については、図1を用いて説明した従来のスイッチングレギュレータ1と同様である。
具体的には、コイル11およびコンデンサ12は、スイッチング処理部13を介して電圧Vinの入力電源14に接続されている。例えば、MOSFETなどのスイッチング素子による2つのスイッチ31およびスイッチ32より構成されるスイッチング処理部13は、PWM変調部111から供給されるスイッチング制御信号に基づいて、2つのスイッチ31および32をオンオフするようになされている。
入力電源14とコイル11を結ぶスイッチ31がオンで、コイル11とGNDを結ぶスイッチ32がオフのとき、スイッチング処理部13から出力端子16の方向にコイル11に電流が流れて電荷が蓄積され、コンデンサ12が充電されるとともに、出力端子16の後段の図示しない回路(負荷)にも電流が供給される。そして、スイッチ31がオフになり、コイル11への電流の供給が止まっても、コイル11から、コンデンサ12および出力端子16の後段の回路へ電流が供給され、コイル11からの供給が低下しても、次に、コンデンサ12に蓄積された電荷が出力端子16の後段の回路に供給される(出力端子16の後段の回路に電流が流れない場合には、コンデンサ12の+側の電位がコイル11より高くなるため、コンデンサ12に蓄積された電荷は放出され、出力端子16の後段の図示しない回路(負荷)に供給されるとともに、再びコイル11に蓄積される)ようになされている。すなわち、コンデンサ12により、出力電流が平滑される。
すなわち、スイッチングレギュレータ101も、従来のスイッチングレギュレータ1と同様に、コイル11に入力電圧がかかる時間とかからない時間との比、換言すれば、スイッチ31のオンオフのデューティー比によって、出力電圧を制御することができるようになされている。
スイッチング処理部13は、PWM変調部111から供給されるスイッチング制御信号を基に、スイッチングを行う。
出力電圧は、オフセット電圧112の設定値に基づいて設定されるものである。そして、所定の抵抗値RO2を有する抵抗113−1および所定の抵抗値RO1を有する抵抗113−2により、オフセット電圧112(所定の電圧だけ電圧を降下させることができれば、例えば、抵抗などを用いるものとしても良い)によってオフセットされた出力電圧(出力電圧Vout−オフセット電圧Vof)と定電圧源115から供給される電圧VLとの電位差が分圧されて、デューディー比設定電圧Vdが得られ、PWM変調部111のコンパレータ121のプラス端子に供給される。
また、VCO18には、下限電圧VLとして、定電圧源115から供給される電圧VLの値が設定されるとともに、上限電圧VHとして、定電圧源115から供給される電圧VLと入力電圧Vinとの電位差を、所定の抵抗値Ri2を有する抵抗114−1および所定の抵抗値Ri1を有する抵抗114−2により分圧した値が設定される。VCO18から出力される三角波は、PWM変調部111のコンパレータ121のマイナス端子に供給される。
なお、抵抗113−1および抵抗113−2、並びに、抵抗114−1および抵抗114−2のそれぞれの抵抗値RO2、RO1、Ri2、Ri1は、VCO18やPWM変調部111に含まれるアンプなどの性能に依存する所定の値に設定される。定電圧源115の電圧値VLも、抵抗114−1および抵抗114−2の抵抗値Ri2、Ri1や、入出力電圧の設定値などに基づいた所定の電圧値に設定される。
PWM変調部111は、出力電圧Voutによって決まるデューティー比設定電圧Vdと、VCO18から供給される所定周波数の三角波とを比較するコンパレータ121と、コンパレータ121から出力されるパルス波(矩形波)を基にスイッチング処理部13の2つのスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号を生成するスイッチング制御信号生成部122から構成されている。
コンパレータ121は、プラス端子に供給される電圧とマイナス端子に供給される電圧、すなわち、出力電圧Voutによって決まるデューティー比設定電圧Vdと、VCO18から供給される、一定の下限電圧VLと入力電圧Vinによって決まる上限電圧VHを有する所定周波数の三角波とを比較し、プラス端子への入力電圧がマイナス端子への入力電圧よりも高い値ならオン(Hi)を、プラス端子への入力電圧がマイナス端子への入力電圧よりも低い値であればオフ(Low)を、スイッチング処理部13へ出力する。換言すれば、コンパレータ121は、出力電圧Voutによって決まるデューティー比設定電圧Vdと、入力電圧Vinによって上限電圧VHが変動する三角波のある時刻での値とを比較し、デューティー比設定電圧Vdが三角波の電圧値よりも高い値の間だけ、オンを出力する。
図5を参照して、コンパレータ121の出力について説明する。
図5のAおよびBに示されるように、入力電圧Vinが下降した場合には、上限電圧VHも下降する。図5のBにおいてt1,t2,t3に示されるように、コンパレータ121の出力のオンオフ1周期内におけるオフ時間は、上限電圧VHが下降するに伴って、短くなる。すなわち、上限電圧VHが下降するに伴って、コンパレータ121の出力のオンデューティーは、大きくなる。すなわち、コンパレータ121の出力のオンデューティーは、入力電圧Vinに基づいて変化する。
そして、スイッチング制御信号生成部122において、コンパレータ121から出力される矩形波を基に、スイッチング処理部13の2つのスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号が生成される。ここで、コンパレータ121の出力のオンデューティーが大きくなるとき、スイッチ31のオンデューティーも大きくなるようなスイッチング制御信号が生成される。したがって、入力電圧Vinが下降した場合、スイッチ31のオンデューティーが大きくなり、出力電圧Voutを一定に保つことが可能となる。
図4に示されるスイッチングレギュレータ101の各部の電圧値と分圧抵抗の抵抗値の関係は、次の式(1)および式(2)に示される。
Vd−VL=(Vout−Vof−VL)×Ro1/(Ro1+Ro2) ・・・(1)
ここで、Vdはデューティー比設定電圧であり、VLは定電圧源115からVCO18に供給される下限電圧であり、Voutは出力端子16から出力される出力電圧であり、Vofはオフセット電圧であり、Ro1は抵抗113−2の抵抗値であり、Ro2は抵抗113−1の抵抗値である。
VH−VL=(Vin−VL)×Ri1/(Ri1+Ri2) ・・・(2)
また、VHはVCO18に供給される上限電圧であり、Vinは入力電源14による入力電圧であり、Ri1は抵抗114−2の抵抗値であり、Ri2は抵抗114−1の抵抗値である。
ここで、オフセット電圧Vof=0V、下限電圧VL=0V、各抵抗の抵抗比はRo2:Ro1=Ri2:Ri1が成り立つとした場合のコンパレータ121の出力のデューティー比、すなわち、PWM変調デューティーは、次の式(3)で示される。
PWM変調デューティー=Vout/Vin=Vd/VH ・・・(3)
このように、図4に示されるスイッチングレギュレータ101においては、入力電圧Vinの変動によらず、安定した出力電圧Voutを得ることができる。
スイッチングレギュレータ101の出力電圧制御は、入力電圧Vinをセンシングすることによるフィードフォワード制御であり、従来のフィードバック制御に用いられていたような位相補償部品を用いる必要がない。これにより、複雑な位相補償を行う必要が無くなり、また、外付けのコンデンサなどを用いる必要が無くなる。
また、スイッチングレギュレータ101には、更に、コンパレータ116も設けられている。コンパレータ116は、デューティー比設定電圧Vdと定電圧源117による所定電圧VEを比較して、その比較結果を出力するものであり、この出力は、VCO18およびPWM変調部111に供給され、VdがVEよりも小さい場合にのみVCO18およびPWM変調部111を動作させ、VdがVEよりも大きい場合には、VCO18およびPWM変調部111の動作を停止させるためのEnable信号として利用される。定電圧源117の電圧値は、抵抗113−1および抵抗113の抵抗値Ro2、Ro1や、入出力電圧の設定値などに基づいた所定の電圧値に設定される。
例えば、出力端子16に接続されている図示しない回路の抵抗値の変動が大きい場合など、スイッチングレギュレータ101におけるスイッチング動作を連続して実行する必要がない場合もある。例えば、出力端子16に接続されているモータなどが停止している状態、すなわち、抵抗が無限大である状態においては、モータにおいて電流が消費されない。したがって、出力電圧Voutが狙い値よりも小さい場合(例えば、モータの駆動中)には、スイッチング動作を実行させ、出力電圧Voutが狙い値に達している場合(例えば、モータの停止後、コイル11およびコンデンサ12への蓄電が安定した状態となった後)には、スイッチング動作を停止させることにより、低消費電力で安定した出力制御をおこなうようにすることができる。
このように、コンパレータ116によりスイッチング動作の制御がなされている場合、オフセット電圧Vofの設定値を、出力電圧Voutが狙い値よりもやや高い値となるようにしても良い。このように設定しても、出力電圧Voutが狙い値に達したときに、コンパレータ116の出力によりスイッチング動作が制御されるので、出力電圧Voutは安定する。
なお、ここでは、コンパレータ116によりスイッチング動作の制御を行うものとしているが、コンパレータ116に代わって、出力電圧Voutを監視し、出力電圧Voutが一定の値となったときに、スイッチング動作の停止を指令するための制御信号を出力することが可能な他の回路、または、マイクロコンピュータなどによる制御を用いるようにしてもよいことは言うまでもない。
なお、出力端子16に接続されている図示しない回路の抵抗値の変動がほとんどないような場合には、コンパレータ116、または、それに変わる機能を有する回路などを用いなくても良いことはいうまでもない。
このように、図4に示されるスイッチングレギュレータ101は、入力電圧Vinによらず安定した出力電圧Voutを供給することが可能であり、更に、従来用いられていた回路に含まれていた位相補償部品を用いていないので、汎用性が高い。
また、図4に示されるスイッチングレギュレータ101と同様の出力電圧のフィードフォワード制御は、入力電圧を昇圧して出力する場合においても、もちろん、適用可能である。
次に、図6を参照して、入力電圧を所望の出力電圧に昇圧するスイッチングレギュレータ151の構成について説明する。
なお、図3または図4における場合と対応する部分には同一の符号を付してあり、その説明は適宜省略する。
コイル11は、電圧Vinの入力電源14に接続され、スイッチング処理部61を介して出力端子16およびコンデンサ12に接続されている。例えば、MOSFETなどのスイッチング素子による2つのスイッチ71およびスイッチ72より構成されるスイッチング処理部61は、PWM変調部111から供給されるスイッチング制御信号に基づいて、2つのスイッチ71および72をオンオフするようになされている。コイル11と出力端子16およびコンデンサ12を結ぶスイッチ71がオフで、コイル11とGNDを結ぶスイッチ72がオンのとき、コイル11に電流が流れるが、コンデンサ12および出力端子16の後段の図示しない回路(負荷)には電流が供給されない。そして、スイッチ71がオンになった場合、コイル11へ蓄積された電荷が、コンデンサ12で平滑されて、出力端子16の後段の図示しない回路に供給される。
すなわち、スイッチングレギュレータ151も、図3を用いて説明したスイッチングレギュレータ51と同様に、コイル11に蓄積された電荷を用いて入力電圧Vinよりも高い出力電圧Voutを得ることができるようになされており、スイッチ71およびスイッチ72のオンオフのデューティー比によって、出力電圧Voutを制御することができるようになされている。
スイッチング処理部61は、PWM変調部111から供給されるスイッチング制御信号を基に、スイッチングを行う。
オフセット電圧112、抵抗113−1および抵抗113−2、抵抗114−1および抵抗114−2、並びに、定電圧源115の配置および機能は、それぞれ、図4を用いて説明した場合と同様である。
また、PWM変調部111、VCO18、および、コンパレータ116は、それぞれ、図4を用いて説明した場合と同様の入力を受け、図4を用いて説明した場合と同様の機能を有している。
すなわち、VCO18には、下限電圧VLとして、定電圧源115から供給される電圧VLの値が設定されるとともに、上限電圧VHとして、定電圧源115から供給される電圧VLと入力電圧Vinとの電位差を、所定の抵抗値Ri2を有する抵抗114−1および所定の抵抗値Ri1を有する抵抗114−2により分圧した値が設定される。VCO18から出力される三角波は、PWM変調部111のコンパレータ121のマイナス端子に供給される。そして、コンパレータ121のプラス端子には、オフセット電圧112によってオフセットされた出力電圧(出力電圧Vout−オフセット電圧Vof)と定電圧源115から供給される電圧VLとの電位差)が抵抗113−1および抵抗113−2により分圧されて得られたデューディー比設定電圧Vdが供給される。
図4を用いて説明した場合と同様に、PWM変調部111のコンパレータ121は、プラス端子に供給される、出力電圧Voutによって決まるデューティー比設定電圧Vdと、VCO18からマイナス端子に供給される、一定の下限電圧VLと入力電圧Vinによって決まる上限電圧VHを有する所定周波数の三角波とを比較し、プラス端子への入力電圧がマイナス端子への入力電圧よりも高い値ならオン(Hi)を、プラス端子への入力電圧がマイナス端子への入力電圧よりも低い値であればオフ(Low)を、スイッチング制御信号生成部122へ出力する。換言すれば、コンパレータ121は、出力電圧Voutによって決まるデューティー比設定電圧Vdと、入力電圧Vinによって上限電圧VHが変動する三角波のある時刻での値とを比較し、デューティー比設定電圧Vdが三角波の電圧値よりも高い値の間だけ、オンを出力する。
すなわち、図5を用いて説明したように、上限電圧VHが下降するに伴って、コンパレータ121の出力のオンデューティーは大きくなる。
そして、スイッチング制御信号生成部122において、コンパレータ121から出力される矩形波を基に、スイッチング処理部61の2つのスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号が生成される。ここで、コンパレータ121の出力のオンデューティーが大きくなるとき、スイッチ72のオンデューティーおよびスイッチ71のオフデューティーが大きくなるようなスイッチング制御信号が生成される。したがって、入力電圧Vinが下降しても出力電圧Voutを一定に保つことが可能となる。
このように、図6に示されるスイッチングレギュレータ151においては、入力電圧Vinの変動によらず、安定した出力電圧Voutを得ることができる。
スイッチングレギュレータ151の出力電圧制御は、図4を用いて説明したスイッチングレギュレータ101と同様に、入力電圧Vinをセンシングすることによるフィードフォワード制御であり、従来のフィードバック制御に用いられていたような位相補償部品を用いる必要がない。これにより、複雑な位相補償を行う必要が無くなり、また、外付けのコンデンサなどを用いる必要が無くなる。
また、スイッチングレギュレータ151にも、図4を用いて説明したスイッチングレギュレータ101と同様に、コンパレータ116も設けられており、デューティー比設定電圧Vdと定電圧源117による所定電圧VEとの比較結果が、VCO18およびPWM変調部111の動作を停止させるためのEnable信号として利用される。これにより、例えば、出力端子16に接続されている図示しない回路の抵抗値の変動が大きい場合などにおいても、低消費電力で安定した出力制御をおこなうようにすることができる。
また、ここでも、コンパレータ116によりスイッチング動作の制御がなされている場合、オフセット電圧Vofの設定値を、出力電圧Voutが狙い値よりもやや高い値となるようにしても良い。このように設定しても、出力電圧Voutが狙い値に達したときに、コンパレータ116の出力によりスイッチング動作が制御されるので、出力電圧Voutは安定する。
なお、ここでは、コンパレータ116によりスイッチング動作の制御を行うものとしているが、コンパレータ116に代わって、出力電圧Voutを監視し、出力電圧Voutが一定以上の値となったときに、スイッチング動作の停止を指令するための制御信号を出力することが可能な他の回路、または、マイクロコンピュータなどによる制御を用いるようにしてもよいことは言うまでもない。
なお、出力端子16に接続されている図示しない回路の抵抗値の変動がほとんどないような場合には、コンパレータ116、または、それに変わる機能を有する回路などを用いなくても良いことはいうまでもない。
このように、図6に示されるスイッチングレギュレータ151は、入力電圧Vinによらず安定した出力電圧Voutを供給することが可能であり、更に、従来用いられていた回路とは異なり、位相補償を行う必要が無く、汎用性が高い。
以上説明したように、本発明を適用した、図4のスイッチングレギュレータ101、および、図6のスイッチングレギュレータ151は、位相補償を行うことなく、すなわち、位相補償部品を用いることなく、入力電圧Vinによらず安定した出力電圧Voutを供給することが可能となるため、汎用性が高い。また、図4のスイッチングレギュレータ101、および、図6のスイッチングレギュレータ151は、位相補償部品の外付けを行わなくても良いため、基板面積を増やすことなく、また、部品組み立てコストを抑えて、入力電圧Vinによらず安定した出力電圧Voutを供給することが可能となる。
なお、スイッチングレギュレータ101またはスイッチングレギュレータ151は、昇圧と降圧とでそれぞれ独立した装置であっても良いし、昇圧と降圧とのいずれも行うことができる1つの装置として、一部の部品を共通に利用して構成されるものとしても良いことはいうまでもない。また、スイッチングレギュレータ101またはスイッチングレギュレータ151、もしくは、両方の機能を含むスイッチングレギュレータは、各種装置のうちの電圧変換を行うブロックであっても良い。
なお、本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
11 コイル 12 コンデンサ, 13 スイッチング処理部, 14 入力電源, 16 出力端子, 18 VCO, 61 スイッチング処理部, 101 スイッチングレギュレータ, 111 PWM変調部, 112 オフセット電圧, 113−1,113−2,114−1,114−2 抵抗, 115 定電圧源, 116 コンパレータ, 117 定電圧源, 121 コンパレータ, 122 スイッチング制御信号生成部, 151 スイッチングレギュレータ
Claims (8)
- 入力電圧として第1の電圧の入力を受け、入力のオンオフをスイッチングすることにより、設定された第2の電圧に出力電圧を変換する変換手段と、
下限電圧として所定の第3の電圧の供給を受けるとともに、上限電圧として前記第1の電圧に基づいて定められる第4の電圧の供給を受け、所定周波数の信号を出力するVCOと、
前記変換手段により変換されて得られた前記出力電圧に基づいて定められる第5の電圧、および、前記VCOの出力を受け、PWM変調を行うことにより、前記変換手段におけるスイッチングを制御する制御手段と
を備える電圧変換装置。 - 前記変換手段は、コイルと、コンデンサと、スイッチング手段とを備え、入力電圧である前記第1の電圧を、出力電圧である前記第2の電圧に降圧させるスイッチングレギュレータである
請求項1に記載の電圧変換装置。 - 前記変換手段は、コイルと、コンデンサと、スイッチング手段とを備え、入力電圧である前記第1の電圧を、出力電圧である前記第2の電圧に昇圧させるスイッチングレギュレータである
請求項1に記載の電圧変換装置。 - 前記制御手段は、
プラス端子に前記第5の電圧の供給を受け、マイナス端子に前記VCOの出力の供給を受け、これらを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力波形のデューティー比に基づいて、前記変換手段におけるスイッチングのオンオフの間隔を制御する制御信号を生成する制御信号生成手段と
を備える請求項1に記載の電圧変換装置。 - 前記第4の電圧は、前記第1の電圧と前記第3の電圧との電位差を所定の割合で分圧した電圧値である
請求項1に記載の電圧変換装置。 - 前記第5の電圧は、前記出力電圧を所定の値だけオフセットした電圧値と、前記第3の電圧との電位差を所定の割合で分圧した電圧値である
請求項1に記載の電圧変換装置。 - 前記出力電圧を基に、前記VCOおよび前記制御手段の動作の実行または停止を指令する制御信号を生成する動作制御手段を更に備える
請求項1に記載の電圧変換装置。 - 入力電圧として第1の電圧の入力を受け、入力のオンオフをスイッチングすることにより、設定された第2の電圧に出力電圧を変換する電圧変換装置の電圧変換方法において、
所定の第3の電圧を下限電圧とし、前記第1の電圧に基づいて定められる第4の電圧を上限電圧とした、所定周波数の信号と、
前記第2の電圧に基づいて定められる第5の電圧と
を取得して、PWM変調を行うことにより、前記スイッチングにおけるオンオフの間隔を制御する
電圧変換方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006303091A JP2008125165A (ja) | 2006-11-08 | 2006-11-08 | 電圧変換装置および電圧変換方法 |
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JP2006303091A JP2008125165A (ja) | 2006-11-08 | 2006-11-08 | 電圧変換装置および電圧変換方法 |
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JP2008125165A true JP2008125165A (ja) | 2008-05-29 |
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JP (1) | JP2008125165A (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US11876452B2 (en) | 2020-12-16 | 2024-01-16 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Voltage delay compensation in a buck converter |
-
2006
- 2006-11-08 JP JP2006303091A patent/JP2008125165A/ja not_active Withdrawn
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