CN102301582A - 阀控制装置 - Google Patents

Abstract

获得一种阀控制装置，对于复位转矩起作用的阀机构，实现由具备电角度分辨率低的位置检测传感器的无刷DC电机进行驱动的阀的响应高速化，并且阀能够不向机械端碰撞地进行软着陆。在阀的打开方向或者关闭方向上施加复位转矩的阀机构的开闭控制中，设有：位置控制系统，根据无刷DC电机的目标位置指令和使用了脉冲输出式的位置检测传感器的低分辨率的电机的当前位置的位置偏差来输出q轴电流指令；电流控制系统，根据q轴电流指令和使用了脉冲输出式的位置检测传感器的低分辨率的电机的当前位置来构成在没有电流传感器的情况下输出相电压指令的虚拟的电流反馈。

Description

阀控制装置

技术领域

本发明涉及一种例如通过无刷DC电机来驱动阀的阀控制装置，所述阀用于电子节流阀、排气气体再循环中。

背景技术

当进行由电机来驱动的系统的速度控制、位置控制等时，存在如下方式：“电压控制方式”，根据指令和实际值的偏差来生成对电机的电压指令；以及“电流控制方式”，反馈流过电机的绕组的实际电流来进行控制使得实际电流与电流指令一致。

后者的电流控制方式由于强制地克服电机绕组的电感成分来施加控制，因此能够在电流控制系统的控制带宽内忽略该电感成分导致的电流延迟，从电机的低速区域到高速区域为止能够进行稳定的转矩控制。另一个面，电压控制方式由于无法忽略相对于电压指令的、电机绕组的电感成分造成的电流延迟的影响，因此与电流控制方式相比，转矩的追踪性恶化，存在呈现振动性的响应的缺点。

另外，作为现有技术，有如下技术(例如，参照专利文献1)：在内燃机的致动器控制装置中，当根据基于针对控制运转状态的转矩电机的要求电流的要求DUTY(占空比)来设定输出DUTY时，为了避免以电路上的制约等为起因而无法设定与要求DUTY相应的输出DUTY的情况，通过输出DUTY向与电源电压值和电流路径的电阻值相应的输出电流的转换处理、以及进一步使用根据转矩电机的线圈电感部件来进行了平滑化处理的推定电流来推定反电动势并将其加到要求DUTY上，使要求DUTY和输出DUTY一致。

另外，有如下技术(例如，参照专利文献2)：对于通过加力单元的复位弹簧和直流电机的电机转矩的转矩平衡来使阀进行开闭动作的转矩平衡驱动方式的阀，通过前馈控制系统和反馈控制的组合来控制直流电机，并且根据位置的固定偏差来校正上述前馈控制系统和反馈控制的操作量。

根据专利文献1所述的发明，在不带来致动器的响应延迟的情况下提高追踪稳定性。

另外，根据专利文献2所述的发明，通过前馈控制系统，根据阀开闭方向始终施加复位转矩量的电机转矩产生用的驱动电压，并且反馈控制系统(在专利文献2中为PID控制)进行作用，使得由其造成的当前值和目标值的位置偏差量被补偿，因此能够不依赖于阀的开闭方向来减小反馈控制量进而抑制振动的产生。

并且，根据专利文献2所记载的发明，通过根据位置偏差来校正由前馈控制系统运算的驱动占空比和反馈控制系统的运算部的系数，能够进行与以环境温度等因素而变化的阀的工作特性相应的最优控制。

专利文献1：日本特开2000-130229号公报

专利文献2：日本特开2000-234564号公报

发明内容

本发明所要解决的技术问题

然而，在专利文献1所述的致动器控制装置中，随着响应变得高速，不能忽略控制运算中的采样周期的影响，在当前检测位置中产生延迟，因此无法正确地推定转矩电机的绕组电流，因此存在高速驱动时出现振动性的响应这样的问题。另外，在节流阀开度传感器的分辨率低的情况下，反电动势电压运算处理中所需的角速度信息变得振动，无法正确地推定反电动势电压，结果存在要求DUTY和输出DUTY不一致这样的问题。并且，专利文献1所述的致动器是带电刷DC电机，还存在电刷的维护性的问题。

另外，专利文献2所述的阀控制装置是通过PID控制来生成与目标值和当前值的偏差相应的电机的驱动占空比的电压控制方式，在以该方式在复位转矩进行作用的方向上控制阀的情况下，随着电机在复位转矩的加速作用下高速旋转，位置控制系统的响应无法追踪电机转矩变化。其结果是，例如在复位转矩进行作用的方向为闭阀方向的情况下，存在这样的问题：由于转矩的追踪延迟在闭阀动作时阀的响应变为振动性的、或者导致阀与机械端碰撞。

本发明是为了解决如上所述那样的问题而作出的，其目的在于获得一种阀控制装置，在致动器为无刷DC电机、该无刷DC电机中具备脉冲输出式的传感器的阀控制装置中，具有电流控制系统，所述电流控制系统以电角度分辨率低的传感器输出为基础来运算相电流指令和感应电压，并且通过对用于电流控制的位置进行相位校正来抑制采样周期的影响，形成能够高精度地推定相电流的虚拟的电流反馈，通过该控制系统来直接地控制电机转矩，因此有效地产生对转矩有贡献的转矩量的电流来使阀的响应速度高速化、且能够使阀不与机械端碰撞地进行软着陆。

用于解决技术问题的技术方案

与本发明有关的阀控制装置，对于在阀的打开方向或者关闭方向上被施加复位转矩的阀机构，通过与所述复位转矩相反向地施加电机的转矩的电机的控制，来在所述复位转矩和电机转矩的平衡中对阀进行开闭控制，所述阀控制装置具备：检测位置换算器，将由位置检测传感器检测出的作为电机的当前位置的电角度检测位置转换为机械角检测位置；位置控制系统，根据电机的目标位置指令和所述机械角检测位置的偏差来输出q轴电流指令；以及电流控制系统，根据所述电角度检测位置来将所述q轴电流指令分配为电机各相的相电流指令，根据所述相电流指令和被反馈的各相的推定电流的电流偏差来生成各相的相电压指令，根据所述电角度检测位置以及预先实测的感应电压来求出各相的推定感应电压，根据所述推定感应电压以及所述相电压指令来求出各相的推定电流，并且最终输出在实际使用电压范围内进行饱和处理的相电压指令。

发明效果

根据本发明所涉及的阀控制装置，能够由电角度分辨率低的传感器来构成具有虚拟的电流反馈的电流控制系统。而且，由于由该电流控制系统来直接地控制转矩，所以能够实现电机的响应的高速化。另外，在该电流控制系统的宽带宽的转矩控制下特别是电机低速旋转时有效地产生与复位转矩相反向的电机转矩，即使在加速侧产生复位转矩也利用电机转矩来减速，能够防止阀与机械端碰撞。并且，由于是连电流传感器也不需要的结构，因此能够实现控制系统低成本化。

附图说明

图1是表示包含本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的控制系统的整体结构的框图。

图2是表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的结构的框图。

图3是以连续系统的传递函数表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的位置控制系统的结构的框图。

图4是表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的电流控制系统的结构的框图。

图5是表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的电机正转时的U相电流指令和V相电流指令的图。

图6是表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的电机反转时的U相电流指令和V相电流指令的图。

图7是表示从本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的从正弦波相电流指令向矩形波相电流指令的具体的波形整形方法的图。

图8是表示针对本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的感应电压的基本谐波而生成矩形波感应电压的情况的图。

图9是表示根据基本谐波来近似本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的归一化感应电压的情况的图。

图10是表示用于推定本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的各相的感应电压的具体的波形整形方法的图。

图11是表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的电机电角度的相位校正的图。

图12是表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的闭阀控制下仿真了环境温度30℃和120℃各自的推定感应电压和实际感应电压的状态的结果的图。

图13是表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的闭阀控制下仿真了环境温度30℃和120℃各自的推定相电流和实际相电流的状态的结果的图。

图14是表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的闭阀控制下仿真了环境温度30℃和120℃各自的阀位置指令、阀实际位置、电机角速度、q轴电流指令的状态的结果的图。

图15是表示本发明的实施例2所涉及的阀控制装置的电流控制系统的结构的框图。

图16是表示本发明的实施例3所涉及的阀控制装置的电流控制系统的结构的框图。

附图标记说明

1：阀控制装置；10、10A、10B：电流控制系统；20：电流指令分配器；30：电流控制器；40：饱和处理器；50：滤波器；60：感应电压推定器；70：电流推定器；80：位置控制系统；87：饱和处理器；90、90A：相位校正器；91、92：滤波器；95：检测位置换算器；100：位置检测传感器；110：驱动电路；120：无刷DC电机；130：阀。

具体实施方式

下面，使用附图说明本发明的阀控制装置的优选实施例。

实施例1

参照图1～图14来说明本发明的实施例1所涉及的阀控制装置。图1是表示包含本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的控制系统的整体结构的框图。此外，以后在各图中，相同标记表示相同或者相当的部分。

在图1中，控制系统设有：阀控制装置1、位置检测传感器100、驱动电路110、无刷DC电机120、以及阀130。

在图1中，驱动阀130的致动器是无刷DC电机120。另外，在无刷DC电机120中例如具备有如霍尔IC那样的脉冲输出式的位置检测传感器100。该位置检测传感器100的分辨率设为在电角度1周期中6步变化、即电角度的分辨率为60度(deg)。

在阀130中，作为加力单元连结有未图示的弹簧，例如，预先在弹簧中提供预负荷使得弹簧的复位转矩作用于阀的闭阀方向。另一方面，无刷DC电机120经由与电机旋转轴联动的未图示的动力传递机构来与弹簧连结，在阀进行闭阀动作时，通过基于预负荷的转矩(复位转矩)阀成为压接到机械端的状态。

阀控制装置1是如下装置：根据阀130的目标位置指令θm_com和从位置检测传感器100获得的电角度检测位置θe(当前位置)，对驱动电路110提供相电压指令。而且，在驱动电路110中，根据作为阀控制装置1的输出的相电压指令，通过PWM方式来对未图示的功率元件进行开关。

图2是表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的结构的框图。

在图2中，阀控制装置1对于在阀130的关闭方向上施加复位转矩的阀机构，通过与该复位转矩相反向地施加无刷DC电机120的转矩的电机的控制，以复位转矩和电机转矩的平衡来对阀进行开闭控制，所述阀控制装置1设有位置控制系统80、电流控制系统10、以及检测位置换算器95。

图3是以连续系统的传递函数表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的位置控制系统的结构的框图。

在图3中，位置控制系统80设有Ki 81、Kp·s 82、s²83、滤波器84、Kd 85、(1/s)86、以及饱和处理器87。

图4是表示本发明的实施例1所涉及的阀控制装置的电流控制系统的结构的框图。

在图4中，电流控制系统10设有电流指令分配器20、两个电流控制器30、饱和处理器40、滤波器50、感应电压推定器60、两个电流推定器70、以及相位校正器90。

接着，参照附图来说明该实施例1所涉及的阀控制装置的动作。

如图1、图2以及图3所示，位置控制系统80根据来自处于阀控制装置1的上游的计算机的阀130的目标位置(目标开度)指令θm_com、以及通过检测位置换算器95将由无刷DC电机120所具备的位置检测传感器100来检测的电角度检测位置θe进行换算的机械角检测位置θm，生成q轴电流指令iq_com。在检测位置换算器95中，进行从电角度向机械角的换算处理。具体地说，将电机极对数设为p，以θe/p来换算机械角检测位置θm。

这里，生成q轴电流指令iq_com的具体的位置控制系统80的结构，例如设为如图3所示的速度型算法的微分先行型PI-D控制。此外，位置控制系统80的结构除了微分先行型PI-D控制以外，也可以是I-PD控制等其它结构。这样，将对目标位置指令θm_com与机械角检测位置θm的偏差进行PI运算(81、82)的值、以及对机械角检测位置θm施加微分运算(83)和对该微分值进行平滑化的滤波处理(84)的值进行差分，通过对该差分值乘以(85)速度增益Kd来获得q轴电流指令iq_com。

此外，在q轴电流指令iq_com中通过饱和处理器87来进行输出限制，并且在q轴电流指令iq_com超过输出限制的情况下，施以中止基于积分增益Ki的作用的积分运算(81)的抗积分饱和(anti-windup)处理。由此，抑制以积分运算造成的操作量的提升(积分饱和)为原因而产生的位置响应的过冲(overshoot)。

接着，使用图4来说明根据作为位置控制系统80的输出的q轴电流指令iq_com、以及从位置检测传感器100获得的电角度检测位置θe来对驱动电路110输出相电压指令的电流控制系统10的动作。

如上所述，电流控制系统10是由电流指令分配器20、电流控制器30、饱和处理器40、滤波器50、感应电压推定器60、电流推定器70、以及相位校正器90构成。

首先，在电流指令分配器20中，进行将q轴电流指令iq_com分配为U相电流指令iu_com和V相电流指令iv_com的处理，但是由于电角度分辨率低到60度，所以在该指令分配的处理中考虑到运算负荷减轻而不采用在3相电机的电流控制中一般采用的基于三角函数的运算。

在本实施例中，如图5和图6所示，理想情况是进行如下处理：将通过使用三角函数的运算处理来获得为正弦波的U相电流指令和V相电流指令，在电角度检测位置θe的每个检测区间中近似为矩形波状。图5表示电机正转时的U相电流指令和V相电流指令，图6表示电机反转时的U相电流指令和V相电流指令。此外，在图5和图6中，实线表示近似为矩形波状的矩形波相电流指令，虚线表示基于三角函数运算的理想的正弦波相电流指令。

参照图5和图6，如图7那样总结从正弦波相电流指令向矩形波相电流指令的具体的波形整形方法。电机的旋转方向可以由q轴电流指令iq_com的符号、或者将电角度检测位置θe通过构成在电流控制系统10的内部的滤波器50来进行运算的电角速度θe_dot的符号、或者q轴电流指令iq_com和电角速度θe_dot的两者的符号来判定。另外，相电流指令的单幅度i_max是由下面的式(1)来进行运算。

$i\_\max =\sqrt{\frac{2}{3}}\×|\mathrm{iq}\_\mathrm{com}|---\left(1\right)$

以上，说明了将正弦波相电流指令向矩形波相电流指令进行波形整形的方法。这样，对于以追踪转矩变化的目的构成的电流控制系统10，即使在位置检测传感器100的电角度分辨率低到60度的情况下，通过在电角度的每个检测区间(检测区间与电角度分辨率相对应)中波形整形为矩形波，也能够不使用三角函数来生成相电流指令。

接着，说明电流控制器30。该电流控制器30根据分别将作为电流指令分配器20的输出的U相电流指令iu_com以及V相电流指令iv_com、与后述的U相推定电流iu_est以及V相推定电流iv_est进行差分运算后的作为电流偏差的iu_com-iu_est、iv_com-iv_est，生成U相电压指令和V相电压指令，例如，只由作为公知技术的比例增益来构成，使得控制器输出成为与电流偏差成比例。

另外，饱和处理器40是对应于驱动电路110侧的电压电平来限制U相电压指令、V相电压指令、W相电压指令的单幅度的器件。此外，W相电压指令vw_b是将获得为电流控制器30的输出的U相电压指令和V相电压指令分别设为vu_b、vv_b，由下面的式(2)来进行运算。

vw_b＝-vu_b-vv_b    (2)

接着，使用图8～图10来说明感应电压推定器60。在感应电压推定器60中，使用电角度检测位置θe、电角速度θe_dot、无刷DC电机120的感应电压的测量值来运算U相推定感应电压eu_est和V相推定感应电压ev_est。

电角速度θe_dot对在每个电角度分辨率检测的电角度检测位置θe进行微分，并且作为对该微分值进行平滑化的滤波器50的输出来获得，能够通过滤波器50的作用来算出振动小的电角速度θe_dot。

无刷DC电机120的感应电压的测量值是例如图9的虚线那样获得的。此外，纵轴是感应电压除以测量时的电机转速来归一化的感应电压。如图9那样，归一化的感应电压除了电角度1阶分量(基本谐波)以外还包含电角度3阶分量等的高次谐波分量。

在感应电压推定器60中，只将电角度1阶分量的感应电压用作为信息。具体地说，将图9的虚线中所示的归一化感应电压到电角度1阶分量为止进行最小二乘近似，将所获得的单幅度v_norm用于推定运算。此外，v_norm是正的实数。

接着，表示通过将电角度1阶分量的感应电压模型装入到感应电压推定器60来将波形整形为矩形波状的方法。这总结为如图10那样。电机的旋转方向可以通过由构成在电流控制系统10的内部的滤波器50对电角度检测位置θe进行运算而得到的电角速度θe_dot的符号来判定。另外，感应电压的单幅度v_max是以下面的式(3)来进行运算的。

v_max＝v_norm×|θe_dot|    (3)

这样，在感应电压推定器60中，如图8所示，使用电角度检测位置θe、电角速度θe_dot、对于无刷DC电机120的感应电压测量值只对电角度1阶分量进行正弦波近似来获得的归一化感应电压的单幅度v_norm，在电角度的每个检测区间(检测区间与电角度分辨率相对应)中波形整形为矩形波状的电压，运算为U相推定感应电压eu_est、V相推定感应电压ev_est。

接着，说明电流推定器70。如图4所示，电流推定器70是如下装置：根据作为饱和处理器40的输出而获得的U相电压指令vu_com以及V相电压指令vv_com、与作为前述的感应电压推定器60的输出而获得的U相推定感应电压eu_est以及V相推定感应电压ev_est，来推定分别流过U相和V相的相电流。

例如，在个别地反馈3相电机的相电流的一般的电流控制中，将电流控制系统10的增益(电流控制器30的比例增益)设定得高到电流响应不振荡的程度、即加宽电流控制的带宽来提高响应性。

另一方面，即使在不能使用电流传感器、即无法进行电流反馈的状态下，只要感应电压的推定精度、电流推定器70的模型化的精度良好、将电流控制系统10的增益(电流控制器30的比例增益)设定得高到电流响应不振荡的程度，则实际相电流和推定相电流一致，电流响应得以提高。因此，在这种状态中，视作相电压指令与3相电机的实际相电压一致。

为了运算U相推定电流iu_est和V相推定电流iv_est，作为电流推定器70，例如简易地模型化为将1相的绕组电阻设为R、将1相的绕组电感设为L的一阶延迟元件。而且，电流推定器70的具体运算是将电流控制系统10的采样周期设为ΔTc，通过下面的式(4)和式(5)来提供的。这里，n是采样数，是正整数。

$\mathrm{iu}\_\mathrm{est}\left(n\right)=\frac{\mathrm{\ΔTc}}{L+R\×\mathrm{\ΔTc}}\×(\mathrm{vu}\_\mathrm{com}\left(n\right)-\mathrm{eu}\_\mathrm{est}\left(n\right))+\frac{L}{L+R\×\mathrm{\ΔTc}}\×\mathrm{iu}\_\mathrm{est}(n-1)---\left(4\right)$

$\mathrm{iv}\_\mathrm{est}\left(n\right)=\frac{\mathrm{\ΔTc}}{L+R\×\mathrm{\ΔTc}}\×(\mathrm{vv}\_\mathrm{com}\left(n\right)-\mathrm{ev}\_\mathrm{est}\left(n\right))+\frac{L}{L+R\×\mathrm{\ΔTc}}\×\mathrm{iv}\_\mathrm{est}(n-1)---\left(5\right)$

以上是将电流推定器70模型化为一阶延迟元件时的U相推定电流iu_est和V相推定电流iv_est的运算方法。

这样，通过设为如下结构，能够构成不需要电流传感器的虚拟的电流反馈：当阀130的开闭控制时使用以一阶延迟元件模型化了通过感应电压推定器60所获得的U相和V相的推定感应电压、U相和V相的相电压指令、3相电机1相的电压和电流的关系的电流推定器70，将由式(4)和式(5)运算的各相的推定电流反馈到相电流指令。

另外，当在阀130的开闭控制下电机角速度增大时，由于电流控制系统10的采样周期的影响而导致电角度检测位置的取入延迟，其结果导致由电流控制系统10运算的作为电流指令分配器20的输出的相电流指令和作为感应电压推定器60的输出的推定感应电压相对于实际相电流、实际感应电压的响应而延迟，其结果有阀130的响应性下降的情况。在这种状况的情况下，如下所述，通过将由于电流控制系统10的采样周期的影响而造成的电角度检测位置的相位延迟量加到用于电流控制系统10中的控制运算的新的电机当前位置来避免响应性下降。

该相位延迟量dθe是将电流控制系统10的采样周期设为ΔTc、电机驱动中的电角度的1个周期设为T_θe，通过下面的式(6)来进行运算。

dθe＝360×ΔTc/(2×T_θe)    (6)

而且，对作为电流指令分配器20的输出的相电流指令、作为感应电压推定器60的输出的推定感应电压，加上由相位校正器90设定的相位延迟量dθe，通过电流指令分配器20和感应电压推定器60来分别运算图11的虚线所示的进行了dθe大小的相位校正的新的电机当前位置，适用参照了该新的电机当前位置的各输出。在本实施例1中，该相位延迟量dθe是例如设定为根据电机的最大角速度而决定的固定值。由此，能够抑制电流控制系统10的采样周期的各相的电流指令的运算延迟、感应电压的运算延迟。

根据该实施例1，能够由电角度分辨率低的位置检测传感器100来精确地推定驱动中的无刷DC电机120的感应电压和相电流。另外，由于使用该推定值在电流控制系统10内构成虚拟的电流反馈，因此不需要电流传感器，能够实现控制系统低成本化。

以上说明了本实施例1所涉及的阀控制装置1的基本动作。接着，为了表示阀控制装置1的效果，以下具体说明计算的例子。

在图12、图13、以及图14中分别表示提供从230阶段(step)全打开(1阶段与电角度60度相当)到与阀130的机械端相当的0阶段全关闭的阶段输入的目标位置指令时的各种时间响应。

阀130是复位转矩在闭阀方向上作用的结构，为了呈现能够有效地产生紧接在阀130全关闭之前缓和电机角速度变化的与复位转矩相反向的电机转矩的效果，提供从全打开230阶段到全关闭0阶段的输入。另外，为了呈现对于环境温度也能够得到稳定的阀的位置响应的效果，将环境温度假定为30℃和120℃的两种情况。根据环境温度而可变的摩擦负荷、电机的绕组电阻、绕组电感等，提供与该环境温度相对应的数值。另外，电流控制系统10中使用的电角度检测位置伴随着电机角速度增大，由于控制周期的影响而延迟，但是这里，将该电角度相位延迟的校正量在相位校正器90中设为45度的固定值，在电流指令分配器20和感应电压推定器60各自的运算中加以考虑。

在图12～图14中，(a)表示环境温度为30℃的情况下的状态，(b)表示环境温度为120℃的情况下的状态。并且，对于图12和图13，是图14所示的阀实际动作中的相感应电压和相电流的各种时间波形，图12～图14中的横轴的时间标度全部相同。

图12是以虚线来表示各相的实际感应电压的状态、以实线来表示推定感应电压的状态。通过以虚线表示的实际感应电压和以实线表示的推定感应电压，出现电压幅值不同的区域。这是如下产生的：在每个电流控制系统10的采样周期中取入的电角度检测位置θe，无法伴随着阀130的闭阀速度增大而实现按照规则正确的顺序、即电角度1周期中6阶段的变化。但是，该现象例如能够通过减小电流控制系统10的采样周期来改善。

图13是以虚线来表示各相的实际相电流的状态，以实线来表示各相的推定电流的状态。虽然有所述的推定感应电压的推定精度的影响，但是实际相电流和推定相电流很一致，如图4所示，该结果表明：由将电机的电气特性由1相的绕组电阻组件和绕组电感组件的串联结合来模型化的简易的一阶延迟元件，也能够实现虚拟的电流反馈。

在图14中，将环境温度30℃的各种时间响应设为(a)，环境温度120℃的各种时间响应设为(b)，在例如(a)的曲线中，在第1段中分别以虚线和实线来表示阀位置指令和阀实际位置，在第2段中以实线表示电机角速度，在第3段中以实线来表示q轴电流指令。(b)也是与(a)相同的标记。可知如下情况：在环境温度30℃和环境温度120℃下，都在全关闭前的低速旋转域中有效地与复位转矩的作用方向相反向地产生q轴电流指令，阀实际位置能够不与机械端(0阶段)碰撞地进行软着陆。

另外，如阀130的摩擦负荷那样的机械特性、如电机120的绕组电阻那样的电气特性根据环境温度而可变，但是从全打开230阶段到10％开度(23阶段)的响应时间，在环境温度30℃下为162ms，在环境温度120℃下为151ms，对于环境温度变化，响应时间的差小到11ms，能够实现响应时间的离散小的稳定的阀的状态。

以上，根据本实施例1，在致动器为无刷DC电机120、在该无刷DC电机120中具备脉冲输出式的位置检测传感器100的阀控制装置1中，具有电流控制系统10，所述电流控制系统10根据电角度分辨率低的传感器输出来运算相电流指令和感应电压，并且通过对用于电流控制的位置进行相位校正来抑制采样周期的影响，形成能够高精度地推定相电流的虚拟的电流反馈，通过该电流控制系统10来直接地控制电机转矩，因此有效地产生对转矩有贡献的转矩量的电流来使阀130的响应速度高速化、且能够使阀130不与机械端碰撞地进行软着陆。

实施例2

参照图15来说明本发明的实施例2所涉及的阀控制装置。图15是表示本发明的实施例2所涉及的阀控制装置的电流控制系统的结构的框图。

在图15中，本发明的实施例2所涉及的阀控制装置1的电流控制系统10A具备根据电机角速度来提供最优相位校正量的相位校正器90A，不同于在上述的实施例1所涉及的阀控制装置1的电流控制系统10中由相位校正器90将相位延迟量dθe设定为根据电机最大角速度决定的固定值。因而，相对于在上述的实施例1中相位校正量(与dθe相同)为恒定，在该实施例2中，相位校正量也根据电机角速度而变化。

本实施例2所涉及的阀控制装置1的目的在于：在上述的实施例1中说明的电流控制系统10中，通过具备根据电机角速度来提供最优相位校正量的相位校正器90A，来自动地调整由阀130的开闭控制使电机角速度增大时的电流控制系统10A的采样周期的影响导致的电角度检测位置的取入的相位延迟，以提高阀的响应性、特别是电机起动时、电机停止时的特性。

在图15中，代替实施例1的相位校正器90，由相位校正器90A来进行相位校正。如前面所述，该相位校正器90A校正与电流控制系统10A的采样周期的影响导致的电角度检测位置的取入的相位延迟相当的相位。

该具体的相位校正量dθe是将电流控制系统10A的采样周期设为ΔTc，通过下面的式(7)来进行运算。而且，参照加上该相位校正量dθe的新的电机当前位置，由电流指令分配器20来运算各相的相电流指令，由感应电压推定器60来运算各相的推定感应电压。

dθe＝360×ΔTc/2×θe_dot/(2×π)    (7)

该式(7)成为电角速度θe_dot的函数，因而，能够对任意的电机角速度自动地调整最优相位校正量。其结果，通过调整使得相对于实际相电流和实际感应电压各自的相位使由电流控制系统10A运算的相电流指令和推定感应电压各自的相位延迟量变小，能够提高阀130的响应性。

实施例3

参照图16来说明本发明的实施例3所涉及的阀控制装置。图16是表示本发明的实施例3所涉及的阀控制装置的电流控制系统的结构的框图。

本发明的实施例3所涉及的阀控制装置1在上述的实施例1所涉及的阀控制装置1的电流控制系统10中，代替相电压指令而使用实际相电压来运算各相的推定电流。

在使用实际相电压的情况下，为了衰减与PWM载波频率同步的噪声，分别由滤波器91、滤波器92对U相实际电压、V相实际电压进行平滑化来用于电流推定中。此外，也可以在滤波器91、92中追加用于校正电流控制系统10B的采样周期导致的相位延迟的相位校正运算。通过设为这种结构，能够得到与实施例1或者实施例2相同的效果。

此外，实施例1～实施例3所示的电流推定器70的绕组电感L和绕组电阻R，例如既可以将环境温度上限值中的值和环境温度下限值中的值的算术平均用作固定值，如果通过位于未图示的阀控制装置1的上游的上位控制器来提供温度信息，则也可以使用预先测量好的温度和绕组电阻以及温度和绕组电感的对应图来更新值。

并且，在实施例1～实施例3中，为了应对阀驱动时的电机电源电压的变动，也可以参照电机电源电压来校正作为位置控制系统80的输出的q轴电流指令。

另外，在驱动阀机构的无刷DC电机120中具备的位置检测传感器100的电角度分辨率为30度的情况下，相电流指令、推定感应电压的矩形波近似运算也能够与前面的实施例1中所示的方法相同地实施。

Claims (4)

1.一种阀控制装置，对于在阀的打开方向或者关闭方向上被施加复位转矩的阀机构，通过与所述复位转矩相反向地施加电机的转矩的电机的控制，来在所述复位转矩和电机转矩的平衡中对阀进行开闭控制，该阀控制装置的特征在于，具备：

检测位置换算器，将由位置检测传感器检测出的作为电机的当前位置的电角度检测位置转换为机械角检测位置；

位置控制系统，根据电机的目标位置指令和所述机械角检测位置的偏差来输出q轴电流指令；以及

电流控制系统，根据所述电角度检测位置来将所述q轴电流指令分配为电机各相的相电流指令，根据所述相电流指令和被反馈的各相的推定电流的电流偏差来生成各相的相电压指令，根据所述电角度检测位置以及预先实测的感应电压来求出各相的推定感应电压，根据所述推定感应电压以及所述相电压指令来求出各相的推定电流，并且最终输出在实际使用电压范围内已进行饱和处理的相电压指令。

2.根据权利要求1所述的阀控制装置，其特征在于，所述电流控制系统具备：

相位校正器，输出用于校正由于电流控制系统的采样周期而延迟的电机的当前位置的相位的相位校正量；

电流指令分配器，根据所述相位校正量以及所述电角度检测位置来将所述q轴电流指令分配为电机各相的相电流指令；

电流控制器，根据通过所述相电流指令和被反馈的各相的推定电流的差分运算所得到的电流偏差来生成相电压指令；

饱和处理器，在实际使用电压范围内对所述相电压指令进行饱和处理并输出；

滤波器，对作为所述电机的当前位置的电角度检测位置进行平滑化来求出作为电机的当前速度的电角速度；

感应电压推定器，根据所述相位校正量、所述电角度检测位置、所述电角速度以及预先实测的感应电压来推定各相的感应电压；以及

一阶延迟元件的电流推定器，根据作为所述感应电压推定器的输出的推定感应电压以及作为所述饱和处理器的输出的相电压指令来推定各相的电流，将该推定电流向所述电流控制器进行反馈。

3.根据权利要求2所述的阀控制装置，其特征在于，

所述电流指令分配器根据作为根据来自所述相位校正器的相位校正量来进行校正运算的新的电机的当前位置的电角度检测位置、以及所述q轴电流指令，在所述电角度检测位置的每个检测区间中进行波形整形来生成矩形波的各相的相电流指令。

4.根据权利要求2所述的阀控制装置，其特征在于，

所述感应电压推定器，根据作为根据来自所述相位校正器的相位校正量来进行校正运算的新的电机的当前位置的电角度检测位置、所述电角速度、以及预先实测的感应电压，在所述电角度检测位置的每个检测区间中进行波形整形来生成矩形波的各相的推定感应电压。

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