WO2013164930A1 - 電子制御式バルブの制御装置および制御方法 - Google Patents

電子制御式バルブの制御装置および制御方法 Download PDF

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WO2013164930A1
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output
rotation angle
shaft rotation
position detector
valve
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PCT/JP2013/058011
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今村　直樹
克典 高井
横山　雅之
暁 長谷川
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三菱電機株式会社
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
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    • F02D2011/102—Arrangements for, or adaptations to, non-automatic engine control initiation means, e.g. operator initiated characterised by non-mechanical control linkages, e.g. fluid control linkages or by control linkages with power drive or assistance of the electric type characterised by the means for actuating the throttles at least one throttle being moved only by an electric actuator
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    • F02D2400/00—Control systems adapted for specific engine types; Special features of engine control systems not otherwise provided for; Power supply, connectors or cabling for engine control systems
    • F02D2400/08—Redundant elements, e.g. two sensors for measuring the same parameter

Definitions

  • the present invention relates to a control device and control method for an electronically controlled valve in which a valve used for positioning control in an in-vehicle application such as an electronic throttle valve and an exhaust gas recirculation valve is driven by a brushless DC motor.
  • the present invention relates to an electronic throttle valve that drives a DC motor with an H bridge and rotates a valve rotation shaft directly connected to the motor rotation shaft. Further, according to the present invention, based on an accelerator opening degree sensor that detects the depression amount of the accelerator pedal, a throttle opening degree instruction determined from outputs of a vehicle speed sensor, a temperature sensor, etc., the valve rotation shaft follows this instruction. In addition, position control is executed. The actual throttle opening is realized by position control using a throttle opening command and the output of a double throttle opening sensor provided on the valve rotation shaft.
  • the failure detection of the throttle opening sensor is executed in the following steps.
  • the subsequent second step or third step is executed.
  • the absolute value of the difference between one ES_A of the outputs from the two magnetic sensors (referred to as “ES_A” and “ES_B”) and one of the throttle opening sensor outputs SS_A is predetermined. It is determined whether or not the threshold value is exceeded. At this time, if the absolute value of the difference does not exceed the predetermined threshold value, the throttle opening sensor that outputs SS_B is determined to be faulty, and position control by SS_A is executed.
  • the third step is executed.
  • the throttle opening sensor that outputs SS_A is determined to be faulty, and position control by SS_B is executed.
  • the present invention also relates to an electronic throttle valve, which is the same as that of Patent Document 1, except that the object of failure detection is a magnetic sensor and a magnet rotor (that is, a motor rotor).
  • the failure detection of the magnetic sensor and the magnet rotor is performed in the following steps.
  • the subsequent second step or third step is executed.
  • the second step it is determined whether or not the actual throttle opening SS matches the throttle opening command.
  • the second step when the actual throttle opening SS does not coincide with the throttle opening command, it is determined in the third step whether or not the rate of change of the actual throttle opening exceeds a predetermined threshold value.
  • the third step when the predetermined threshold value is exceeded, it is determined that the magnet rotor is normal and the magnetic sensor is abnormal, and conversely, the magnet rotor is abnormal and the magnetic sensor is normal. It is judged. As a result, when the magnetic sensor output predicted based on the actual throttle opening SS is not correct, it is specified whether it is a magnetic sensor failure or a magnet rotor failure.
  • a threshold value determination between the two throttle opening sensor outputs is executed, and one and the other of the two magnetic sensor outputs and one of the two throttle opening sensor outputs are performed.
  • DSP Digital Signal Processor
  • control device of the electronic throttle device described in Patent Document 2 is a failure detection of a magnetic sensor and a magnet rotor on the condition that the throttle opening sensor is normal.
  • determination process is further complicated.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and is an electronic device capable of executing failure detection processing and realizing high-speed and high-accuracy position control with a simple and low-cost configuration. It is an object to obtain a control device and a control method for a control valve.
  • An electronically controlled valve control device controls a drive source that applies a drive torque against a return torque for a valve mechanism in which a return torque acts in a valve opening direction or a valve closing direction.
  • a control device for an electronically controlled valve that controls opening and closing of a mechanism, a brushless DC motor that is a drive source, and a first position that detects a motor shaft rotation angle of the brushless DC motor and outputs a discrete signal in a pulse format
  • a detector, a second position detector that detects a valve shaft rotation angle of the valve mechanism and outputs a continuous signal as an analog voltage, and a first position detection that is driven by a reference command input from outside Based on the discrete motor shaft rotation angle output from the detector and the analog voltage output from the second position detector, the relationship between the motor shaft rotation angle and the analog voltage is determined.
  • Calibration processing unit, and correction processing for converting the analog voltage output from the second position detector into the valve shaft rotation angle based on the relationship between the motor shaft rotation angle and the analog voltage obtained by the calibration processing unit A control unit that generates a drive command for the brushless DC motor based on a valve shaft rotation angle output from the correction processing unit and a valve shaft position command input from the outside, and a first position detector
  • the electronically controlled valve control method controls a drive source that applies a drive torque against the return torque for a valve mechanism in which a return torque acts in the valve opening direction or the valve closing direction.
  • An electronically controlled valve control method executed by an electronically controlled valve controller that controls opening and closing of a valve mechanism comprising: a brushless DC motor as a drive source; and a brushless DC motor A first position detector that detects the motor shaft rotation angle and outputs a discrete signal in the form of a pulse; and a second position that detects the valve shaft rotation angle of the valve mechanism and outputs a continuous signal as an analog voltage
  • the calibration processing step for obtaining the relationship between the motor shaft rotation angle and the analog voltage, and the relationship between the motor shaft rotation angle obtained in the calibration processing step and the analog voltage Based on the correction processing step for converting the analog voltage output from the
  • the calibration processing unit (step) is driven by a reference command input from the outside, and is output from the first position detector at that time. Based on the discrete motor shaft rotation angle and the analog voltage output from the second position detector, the relationship between the motor shaft rotation angle and the analog voltage is obtained, and the correction processing unit (step) is a calibration processing unit. The analog voltage output from the second position detector is converted into the valve shaft rotation angle based on the relationship between the motor shaft rotation angle and the analog voltage obtained in step 5, and the control unit (step) is output from the correction processing unit.
  • a drive command to the brushless DC motor is generated based on the valve shaft rotation angle and the valve shaft position command input from the outside, and the failure detection processing unit (step)
  • FIG. 1 is a block configuration diagram showing a control device for an electronically controlled valve according to Embodiment 1 of the present invention, together with a valve mechanism 1.
  • the valve mechanism 1 and the electronically controlled valve control device are collectively referred to as a control system.
  • this control system includes a valve mechanism 1, a brushless DC motor (BLDCM) 2, an inverter 3 that is a drive circuit for the brushless DC motor 2, a PWM processing unit 4, and a motor rotating shaft (specifically, a brushless DC motor 2). , A first position detector 5 for detecting the angle (motor shaft rotation angle) of the motor rotor and a second position detector 6 for detecting the angle of the valve rotation shaft (valve shaft rotation angle) of the valve mechanism 1. ing.
  • BLDCM brushless DC motor
  • the control system also includes a calibration processing unit 10 that performs calibration based on the detection values of the first position detector 5 and the second position detector 6, and the detection values of the second position detector 6.
  • a correction processing unit 20 for applying correction a control unit 30 for setting the valve shaft rotation angle to a predetermined position, and a failure detection processing unit 40 for determining a failure of the first position detector 5 and the second position detector 6 Is provided.
  • the actuator that drives the valve mechanism 1 is a brushless DC motor 2.
  • the brushless DC motor 2 is provided with a first position detector 5 that outputs, for example, the magnetic pole position of a magnet magnetized on the rotor in a pulse output format such as a Hall IC.
  • the angular resolution of the first position detector 5 is, for example, 60 deg, 30 deg or 15 deg in electrical angle, and the motor shaft rotation angle is discretely detected.
  • the second position detector 6 that detects the valve shaft rotation angle of the valve mechanism 1 includes, for example, a magnet on the valve shaft, and a non-contact type magnetism that outputs a magnetic field change accompanying the rotation of the valve shaft in an analog output format. Let it be a sensor.
  • a spring (not shown) is connected to the valve mechanism 1 as an urging means.
  • a preload is applied to the spring, and a return torque by the spring acts, for example, in a valve closing direction of a valve shaft (not shown) of the valve mechanism 1.
  • a spring is connected to the brushless DC motor 2 via a power transmission mechanism (not shown) such as a gear reducer interlocked with the motor rotation shaft, and the valve mechanism 1 is not controlled (for example, energization cut).
  • a power transmission mechanism such as a gear reducer interlocked with the motor rotation shaft
  • the valve mechanism 1 is not controlled (for example, energization cut).
  • This control device is mainly intended to set the valve shaft rotation angle to a predetermined angle, and feedback control is set so that the actual position (valve shaft rotation angle) follows the position command.
  • control unit 30 calculates a drive command based on the position command and the actual position, and inputs the drive command to the PWM processing unit 4 so that the PWM processing unit 4 outputs the PWM command.
  • the brushless DC motor 2 is driven to follow the target value by switching the high side arm and the low side arm of the inverter 3 at an appropriate timing based on the PWM command.
  • the second position detector 6 provided in the valve mechanism 1 is an analog output format, it is necessary to scale the actual position as the feedback amount in the feedback control to the dimension of the angle. Therefore, the following initialization operation is executed.
  • the calibration processing unit 10 obtains the relationship between the motor shaft rotation angle and the analog voltage.
  • the reference command and the PWM processing unit 4 are connected, and the calibration processing unit 10 and the correction processing unit 20 are not connected.
  • the calibration processing unit 10 and the correction processing unit 20 temporarily transfer the relationship between the motor shaft rotation angle obtained by the calibration processing unit 10 and the analog voltage to the correction processing unit 20. Connected and disconnected again when porting is complete. Thereafter, the PWM processing unit 4 and the control unit 30 are connected, and feedback control is possible.
  • the correction processing unit 20 has, as information, the relationship between the motor shaft rotation angle obtained by the calibration processing unit 10 and the analog voltage, and the reduction ratio of the power transmission mechanism, from the second position detector 6.
  • the feedback control system is configured to correct the valve shaft rotation angle to the valve shaft rotation angle and output this as the actual position, thereby causing the valve shaft rotation angle to follow the target value.
  • the failure detection processing unit 40 determines the failure of the second position detector 6 based on the valve shaft rotation angle that is the output of the correction processing unit 20 and the motor shaft rotation angle that is the output of the first position detector 5. The determination is executed, and the determination result is output to the PWM processing unit 4. Note that the failure detection processing unit 40 always performs failure determination of the second position detector 6 during operation of the control device.
  • FIG. 2 is a block diagram showing in detail the calibration processing unit 10 of FIG.
  • the calibration processing unit 10 includes an electrical angle time-series table 11, a voltage time-series table 12, and a table 13 indicating a relationship between the voltage and the electrical angle.
  • the output of the first position detector 5 and the second position detection are performed.
  • the output of the device 6 is taken as input.
  • the calculation processing of the calibration processing unit 10 is executed in a state where the brushless DC motor 2 is forcibly driven in a state where the reference command and the PWM processing unit 4 are connected, the calculation of the first position detector 5 is performed.
  • the electrical angle time series table 11 is generated.
  • the output of the first position detector 5 is a discrete signal as described above, and one step in a step shape corresponds to the electrical angle resolution ⁇ e0 .
  • the voltage time series table 12 is generated based on the analog input voltage of the second position detector 6.
  • the electrical angle time-series table 11 and the voltage time-series table 12 are acquired in synchronism, so that when the two are combined, the voltage for each electrical angle step is acquired discretely.
  • a table 13 showing the relationship between the voltage and the electrical angle is generated.
  • the relationship between this voltage and an electrical angle is represented as a function of following Formula (1).
  • f (V) indicates that it is a function of the voltage V.
  • the simplest example of the expression (1) is an approximation in which the electrical angle ⁇ e is a linear expression of the voltage V, but the electrical characteristics of the second position detector 6 are not completely linear. In consideration, it may generally be approximated as a polynomial of voltage V. As a result, the calibration processing unit 10 outputs Expression (1) that is a relationship between the voltage and the electrical angle.
  • the calibration processing unit 10 outputs information on the voltage and the electrical angle corresponding to the expression (1), but the output format is not limited to this, and for example, the relationship between the voltage and the electrical angle is expressed.
  • the table 13 shown may be output as it is, and the table may be extrapolated or interpolated in the correction processing unit 20 described later.
  • the arithmetic processing in the calibration processing unit 10 may be executed not only once after the assembly of the electronically controlled valve, but also periodically after the valve is mounted on the vehicle.
  • FIG. 3 is a block diagram showing in detail the correction processing unit 20 of FIG.
  • the correction processing unit 20 includes a correction processing unit 21 of a transmission mechanism system and a detector system, and is based on the relationship between the voltage and the electrical angle described above and the analog voltage from the second position detector 6. Then, the voltage is corrected using the following equation (2).
  • ⁇ v represents the valve shaft rotation angle, which is the output of the correction processing section 20
  • p n denotes the motor pole pairs
  • eta represents the reduction ratio
  • the calibration processing unit 10 obtains the relationship between the voltage and the electrical angle in the initialization operation and transplants the relationship to the correction processing unit 20, so that the output voltage of the second position detector 6 can be scaled to the angle. It becomes possible. Further, since the calibration processing unit 10 expresses f (V) in the equation (1) by polynomial approximation, the nonlinear characteristic peculiar to the analog output format of the second position detector 6 is also corrected, and the valve shaft It is possible to increase the resolution of the rotation angle.
  • FIG. 4 is a block diagram showing in detail the control unit 30 of FIG.
  • the control unit 30 includes a first control unit 31 and a second control unit 32, and a position command, an actual position (valve shaft rotation angle), and a bus voltage of the inverter 3 are input and a drive command is output. To do.
  • the reference command and the PWM processing unit 4 are disconnected, and the control unit 30 and the PWM processing unit 4 are connected. Further, the calibration processing unit 10 and the correction processing unit 20 are disconnected.
  • FIG. 5 is a block diagram showing in detail the first control unit 31 of FIG.
  • the first control unit 31 includes a dead zone 311, a PID controller 312, and a saturator 313.
  • the first control unit 31 receives a position command and an actual position (valve shaft rotation angle) and outputs a current command, specifically a q-axis current command.
  • This is a control system in which a current command is calculated and output so that the deviation is zero.
  • Equation (3) e represents the actual deviation between the position command and the actual position
  • ⁇ represents the dead zone width
  • k represents the slope between the dead zones
  • e ′ represents the corrected deviation.
  • This dead zone 311 is generally used in PID control.
  • an output of the first control unit 31 is used. By reducing the sensitivity of a certain current command, it is possible to suppress fine vibration when the valve is held at an arbitrary opening degree.
  • the PID controller 312 is a controller composed of a proportional device, an integrator, and a differentiator (preferably a pseudo-differentiator), and FIG. 5 shows the configuration of differential leading type PI-D control as an example. However, any other configuration may be used as long as it falls within the category of classical control theory such as I-PD control.
  • the saturator 313 limits the current command with the upper and lower limit values.
  • FIG. 6 is a block diagram showing in detail the second control unit 32 of FIG.
  • the second control unit 32 includes a current command distributor 321, an induced voltage estimator 322, two current controllers 323A and 323B, two current estimators 324A and 324B, a saturator 325, a voltage corrector 326, A valve shaft / electrical angle converter 327, a filter 328, and a phase corrector 329 are provided.
  • the second control unit 32 receives a current command, an actual position (valve shaft rotation angle) and a bus voltage of the inverter 3 and outputs a phase voltage command which is a drive command, and performs so-called current control. Realized without a current sensor.
  • the current command distributor 321 performs processing for distributing the current command (q-axis current command) i q_com to the U-phase current command i u_com and the V-phase current command iv_com .
  • the electrical angle required for distribution is obtained by the following equation (4) in which the valve shaft rotation angle, which is the actual position, is converted into the motor shaft rotation angle (electrical angle) by the valve shaft / electrical angle converter 327. .
  • sinusoidal drive which is one of the drive methods of the brushless DC motor 2
  • 120-degree conduction rectangular wave drive and 180-degree conduction rectangular wave drive are also possible.
  • the current command distributor 321 distributes the direct current to the alternating current using the following equation (5).
  • the right side C ( ⁇ e , ⁇ e ) of Expression (5) is a function of the electrical angle ⁇ e and a phase correction amount ⁇ e described later, and a 3 ⁇ 2 direction cosine matrix having a trigonometric function as an element. It is. Further, the W-phase current command i w_com on the left side of the equation (5) needs to be calculated because in the current control of the brushless DC motor 2, if two of the three phases can be controlled, the remaining one phase can be automatically controlled. There is no. Also, the d-axis current command i d_com on the right side of Equation (5) is also set to zero for simplicity.
  • the input / output relationship in the current command distributor 321 is that the input is the current command, the electrical angle output from the valve shaft / electrical angle converter 327, and the electrical angle obtained by pseudo-differentiating this electrical angle with the filter 328.
  • the angular velocity and the phase correction amount ⁇ e output from the phase corrector 329, and the outputs are the U-phase current command i u_com and the V-phase current command iv_com .
  • the filter 328 and the phase corrector 329 will be described later.
  • the induced voltage estimator 322 estimates an induced voltage generated in each phase winding of the brushless DC motor 2 during driving.
  • the U-phase estimated induced voltage eu_est and the V-phase estimated induced voltage ev_est which are the outputs of the induced voltage estimator 322, are expressed by the following equation (6).
  • ⁇ e on the right side of Equation (6) is an electrical angular velocity
  • e norm is, for example, U generated in the brushless DC motor 2 when the brushless DC motor 2 is driven at a certain rotational speed from the outside.
  • This is a voltage per unit angular velocity obtained by dividing one amplitude of the phase induced voltage and the V phase induced voltage by the rotation speed
  • D ( ⁇ e , ⁇ e ) is a function of the electrical angle ⁇ e and the phase correction amount ⁇ e.
  • the filter 328 generates an electrical angular velocity ⁇ e by time-differentiating the electrical angle obtained as the output of the valve shaft / electrical angle converter 327.
  • the filter 328 is a pseudo-differentiator, it is expressed by the following equation (7).
  • T and ⁇ are constants.
  • the filter 328 may be a simple element such as a moving average filter, a forward difference, and a backward difference in addition to the pseudo-differentiator represented by the equation (7). Any element may be used as long as it is a calculation for obtaining.
  • phase corrector 329 will be described.
  • the actual position reading delay is caused by the influence of the control period of the current loop as the motor angular velocity increases. Increase.
  • phase of the phase current command that is the output of the current command distributor 321 and the phase of the estimated induced voltage that is the output of the induced voltage estimator 322 are the responses of the actual phase current and the actual induced voltage of the actual motor.
  • the phase corrector 329 is introduced from the viewpoint of correcting the phase delay of the control calculation caused by the control cycle in order to eliminate this decrease in response.
  • the phase corrector 329 outputs the phase correction amount ⁇ e calculated using the following equation (8) to the current command distributor 321 and the induced voltage estimator 322.
  • T ⁇ represents the time of one electrical angle cycle at a constant rotational speed of the brushless DC motor 2
  • ⁇ t c represents the control cycle of the second control unit 32.
  • phase correction that is the output of the phase corrector 329 is performed with respect to the electrical angle that is required when estimating the phase current command that is the output of the current command distributor 321 and the estimated induced voltage that is the output of the induced voltage estimator 322
  • the phase correction amount ⁇ e can be set as a fixed value determined from, for example, the maximum angular velocity that can be generated by the brushless DC motor 2.
  • the current controllers 323A and 323B respectively output a U-phase current command i u_com and a V-phase current command i v_com that are outputs of the current command distributor 321 and a U-phase estimated current i u_est and a V-phase estimated current i v_est described later.
  • the U-phase voltage command and the V-phase voltage command are generated based on i u_com ⁇ i u_est and i v_com ⁇ i v_est , which are current deviations obtained by calculating the difference between and.
  • the current controllers 323A and 323B are configured with only a proportional device so that a voltage command output proportional to the current deviation, which is a known technique, is provided.
  • the current controllers 323A and 323B may be configured by a proportional device and an integrator.
  • the voltage corrector 326 In electronically controlled valves used for in-vehicle applications, a battery is often used as the power source. Generally, the battery undergoes a voltage change such as a decrease in battery voltage due to aging, or a change in battery voltage when the key is turned on. Specifically, for example, when the brushless DC motor 2 is driven at the rated voltage of the inverter 3 and the voltage level decreases, even if the drive command output from the control system is the same, the brushless DC motor 2 The rotational speed decreases.
  • the voltage corrector 326 corrects the phase voltage command, which is the output of the current controllers 323A and 323B, using the following equation (9).
  • V u_comp , V v_comp, and V w_comp of Equation (9) are phase voltage commands for each phase as the output of the voltage corrector 326.
  • V base represents a reference voltage (fixed value)
  • V bus represents the bus voltage of the inverter 3
  • V u * and V v * are outputs of the current controllers 323A and 323B.
  • V w * is a W-phase voltage command calculated from V u * and V v * .
  • the saturator 325 limits the single amplitude of the U-phase voltage command, the V-phase voltage command, and the W-phase voltage command according to the voltage level of the inverter 3.
  • the current estimators 324 ⁇ / b > A and 324 ⁇ / b > B output the U-phase voltage command V u_comp * and the V-phase voltage command V v_comp * obtained as outputs of the saturator 325 and the U-phase obtained as outputs of the induced voltage estimator 322 described above.
  • the phase current flowing in the U phase and the V phase is estimated.
  • the gain of the second control unit 32 (that is, the gain of the current controllers 323A and 323B) is set so that the current response does not oscillate.
  • the high gain is set to 1 and the current control bandwidth is widened to improve the response.
  • the estimation accuracy of the induced voltage and the accuracy of the current model of the current estimators 324A and 324B are high, and the second control unit 32 If the gain (that is, the gain of the current controllers 323A and 323B) is set to a high gain to such an extent that the current response does not oscillate, the actual phase current and the estimated phase current match well, and the current response is improved. Further, in such a state, the phase voltage command can be regarded as matching the actual phase voltage of the three-phase motor.
  • the winding resistance per phase including the harness is R
  • a first-order lag element having a winding inductance L is set.
  • the specific calculation of the current estimators 324A and 324B is expressed by the following expressions (10) and (11), where the control period of the second control unit 32 is ⁇ t c .
  • n is the number of samplings and is a positive integer.
  • the above is the current estimator 324A, U-phase estimated current i U_est and V-phase estimated current i V_est calculation method in the case where modeled as first-order lag element 324B.
  • the return torque due to the spring is superimposed on the motor-generated torque, and the speed is likely to increase.
  • the increase in the induced voltage due to the increase in speed reduces the current flowing in the brushless DC motor 2, making it difficult to flow the current for operating the brake near the stop position, and the valve collides with the machine end. The situation of bouncing can occur.
  • the current control due to the influence of the winding inductance can be compensated for by the action of the second control unit 32 constituting the above-described pseudo current feedback control system, a high-speed response is realized without colliding with the machine end. be able to.
  • FIG. 7 is a block diagram showing in detail the failure detection processing unit 40 of FIG.
  • the failure detection processing unit 40 includes an electrical angle time-series table 41, an electrical angle / valve shaft converter 42, and a condition determination unit 43.
  • the pulse-like output of the 1-position detector 5 is input, and a drive availability determination flag is output to the PWM processing unit 4.
  • the pulse-like input of the first position detector 5 is counted up at the edge of the pulse, and the electrical angle time series table 41 is generated. At this time, since the output of the first position detector 5 is a discrete signal, one step in a step shape corresponds to the electrical angle resolution ⁇ e0 .
  • the electrical angle / valve shaft converter 42 converts the discrete signal output from the electrical angle time series table 41 into the valve shaft rotation angle using the following equation (12).
  • ⁇ ed_v indicates the output of the electrical angle / valve shaft converter 42
  • ⁇ ed indicates the input of the electrical angle / valve shaft converter 42
  • pn indicates the number of motor pole pairs
  • ⁇ indicates deceleration.
  • the ratio is shown.
  • the number of motor pole pairs pn and the reduction ratio ⁇ are constants.
  • condition determination unit 43 executes failure determination of the second position detector 6 based on the deviation between ⁇ ed_v calculated by the electrical angle / valve shaft converter 42 and the valve shaft rotation angle ⁇ v. .
  • a specific calculation process of the condition determination unit 43 will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • condition determining unit 43 determines whether the absolute value of the deviation between the calculated theta Ed_v Valve shaft rotation angle theta v and the electrical angle / bulb axis converter 42 is less than or equal to angle threshold theta th (Step S1).
  • step S1 when it is determined that the absolute value of the deviation is equal to or smaller than the angle threshold value ⁇ th (that is, Yes), it is determined that the second position detector 6 is normal and the drive is enabled or disabled.
  • a determination flag is output (step S2), and the process of FIG.
  • step S1 determines that the absolute value of the deviation is not equal to or smaller than the angle threshold ⁇ th (that is, No)
  • step S3 determines that the second position detector 6 is abnormal and cannot be driven.
  • This drive propriety determination flag is output to the PWM processing unit 4. If the received flag is a flag that cannot be driven, the drive command is forcibly set to zero in the PWM processing unit 4 and the brushless DC motor 2 is forcibly stopped. Let That is, the first position detector 5 and the first position detector 5 are compared by comparing the valve shaft rotation angle, which is the output of the correction processing unit 20, with the value obtained from the output of the first position detector 5 using Expression (12). Even if the two-position detector 6 has a single configuration, a failure of the second position detector 6 can be detected with simple logic, and the motor can be forcibly stopped.
  • the feedback control is executed with the amount of the output of the second position detector 6 provided in the valve mechanism 1 with high resolution, and the current control system without the current sensor is configured in the inner loop. Highly accurate position control can be realized. Further, by providing a single sensor for each of the valve mechanism 1 and the brushless DC motor 2 to reduce the number of sensors, it is possible to easily and cost-effectively detect the position detector.
  • the calibration processing unit (step) is discrete in the form of pulses output from the first position detector when driven by a reference command input from the outside.
  • the relationship between the motor shaft rotation angle and the analog voltage is obtained based on the correct motor shaft rotation angle and the analog voltage output from the second position detector, and the correction processing unit (step) is obtained by the calibration processing unit.
  • the analog voltage output from the second position detector is converted into the valve shaft rotation angle, and the control unit (step) outputs the valve output from the correction processing unit.
  • a drive command to the brushless DC motor is generated based on the shaft rotation angle and the valve shaft position command input from the outside, and the failure detection processing unit (step) is output from the first position detector.
  • a motor shaft rotation angle that, based on the valve shaft rotation angle output from the correction processing unit, for detecting at least one of the failure of the first position detector and a second position detector. For this reason, failure detection processing is executed with a simple and low-cost configuration, and high-speed and high-accuracy position control is realized using the valve shaft rotation angle in which the output variation of the second position detector is suppressed as a feedback amount. Can do.
  • FIG. 9 is a block configuration diagram showing an electronically controlled valve control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention together with a valve mechanism.
  • the actual position input to the control unit 30 ⁇ / b> A is the output of the correction processing unit 20 and the first position detector 5.
  • the point selected by the output and the position command input to the control unit 30A (not shown) are changed in accordance with the selection of the actual position.
  • FIG. 10 is a block diagram showing in detail the second control unit 32A in the control unit 30A of FIG.
  • the point that the output of the valve shaft / electrical angle converter 327 and the output of the first position detector 5 are selected in accordance with the selection of the actual position is different from the above-described first embodiment.
  • the configuration of the failure detection processing unit 40A is different from that of the above-described first embodiment by considering the selection of the actual position.
  • the configuration and calculation processing of the failure detection processing unit 40A will be described in detail.
  • the main object of the second embodiment of the present invention is to continue the opening / closing control of the valve mechanism 1 using the output of the first position detector 5 even when the second position detector 6 fails. It is to do.
  • FIG. 11 is a block diagram showing in detail the failure detection processing unit 40A of FIG.
  • the failure detection processing unit 40A includes a two-stage first condition determining unit 44 and second condition determining unit 45 instead of the condition determining unit 43 shown in FIG.
  • the first condition determination unit 44 determines that the absolute value of the deviation between the valve shaft rotation angle ⁇ v and the ⁇ ed_v calculated by the electrical angle / valve shaft converter 42 is the angle threshold ⁇ It is determined whether it is equal to or less than th (step S1).
  • step S1 when it is determined that the absolute value of the deviation is equal to or smaller than the angle threshold ⁇ th (ie, Yes), it is determined that the second position detector 6 is normal, and the second position detector 6 A flag indicating normality is output (step S11), and the process of FIG. 12 is terminated.
  • step S1 determines that the absolute value of the deviation is not equal to or smaller than the angle threshold ⁇ th (that is, No)
  • step S12 determines that the second position detector 6 is abnormal
  • the second position detector 6 Is output as abnormal (step S12)
  • the second condition determination unit 45 determines whether or not the second position detector 6 is normal based on the flag output from the first condition determination unit 44 (step S21).
  • step S21 If it is determined in step S21 that the second position detector 6 is normal (that is, Yes), a drive enable / disable determination flag indicating that the second position detector 6 can be driven is output to the PWM processing unit 4 (step S22). The process of FIG. 13 is terminated. Thereby, the opening / closing control of the valve mechanism 1 is executed using the output of the second position detector 6 as a feedback amount.
  • step S21 determines whether or not the second position detector 6 is abnormal (that is, No)
  • the second condition determination unit 45 applies the output of the first position detector 5 as a feedback amount. It is determined whether or not to perform (step S23).
  • this determination may be made simply by determining whether or not to apply the output of the first position detector 5.
  • the present invention is not limited to this. For example, when the feedback loop is once cut and the brushless DC motor 2 is driven at a constant rotational speed by a reference command, the count number of the first position detector 5 calculated from the constant rotational speed is set. Whether the absolute value of the difference between the theoretical time width and the time width when the pulses actually output from the first position detector 5 are counted is equal to or smaller than the predetermined time width is determined by the first position detector 5. You may decide whether to apply the output.
  • step S23 If it is determined in step S23 that the output of the first position detector 5 is to be applied (that is, Yes), the second condition determination unit 45 sets a drive availability determination flag indicating that the drive is possible to the PWM processing unit 4. (Step S24), and the process of FIG. 13 is terminated.
  • the control is shifted to the opening / closing control of the valve mechanism 1 using the output of the first position detector 5 as the feedback amount.
  • the actual position referring to the device 5 and the position command converted to the motor shaft rotation angle are respectively switched. Further, the actual position that is an input to the second control unit 32 ⁇ / b> A in the control unit 30 ⁇ / b> A is also switched to the actual position with reference to the first position detector 5.
  • step S23 if it is determined in step S23 that the output of the first position detector 5 is not applied (that is, No), the second condition determination unit 45 sets a drive availability determination flag indicating that the drive is impossible as a PWM. It outputs to the process part 4 (step S25), and complete
  • the second position detector 6 is abnormal, it is possible to continue drive control using the output of the first position detector 5 as a position feedback amount, and the position detectors can be connected to each other. Together with simple logic to monitor, the fault tolerance of the electronically controlled valve can be improved.
  • the matrix C ( ⁇ e , ⁇ e ) and the vector D ( ⁇ e , ⁇ e ) shown in the equations (5) and (6) are discrete values for each electrical angle resolution. .
  • the calculation of the trigonometric function used in the first embodiment is not necessary, and the elements of the matrix C ( ⁇ e , ⁇ e ) and the vector D ( ⁇ e , ⁇ e ) are assumed to be zero-order held for each electrical angle resolution. Can be computed without using trigonometric functions. Therefore, it is possible to reduce a calculation load on a processing device such as a DSP (Digital Signal Processor) or a microcomputer that performs an operation for driving an electronically controlled valve.
  • a processing device such as a DSP (Digital Signal Processor) or a microcomputer that performs an operation for driving an electronically controlled valve.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram showing the input / output relationship of the phase corrector 329A in the electronically controlled valve control apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the phase corrector 329A is applied to the second control units 32 and 32A of the first and second embodiments described above.
  • the phase corrector 329 is introduced for the purpose of correcting the phase delay due to the control period of the second control units 32 and 32A. 2 explained that the correction amount for the phase delay is a fixed value. However, immediately after starting from the state where the brushless DC motor 2 is stopped, there is no phase lag in capturing the actual position. Therefore, if the correction amount is a fixed value, the brushless DC motor 2 cannot be started or the brushless DC The motor 2 may be driven in an unintended direction and may oscillate in some cases, which may result in an unsuitable state for an electronically controlled valve.
  • the phase corrector 329A shown in FIG. 14 has a configuration in which the phase correction amount can be changed based on the angular velocity (electrical angle conversion) that is the output of the filter 328.
  • FIG. 15 shows a process for obtaining a specific phase correction amount in the phase corrector 329A.
  • FIG. 15A shows the profile of the motor shaft rotation angle (electrical angle) when the valve is driven and controlled at a fully closed state of 0 deg and is set to a predetermined angle
  • FIG. 15B shows the angle profile. The angular velocity profile of the motor in is shown.
  • phase corrector 329A As shown in FIG. 15C, the phase correction amount in the stopped state is set to 0, and the angular velocity threshold is set as a boundary while referring to the angular velocity profile in FIG. Outputs a constant phase correction amount.
  • an output with variable phase correction amount is obtained by using curve approximation or linear approximation as a function of angular velocity.
  • FIG. 16 is a block diagram showing in detail the second control unit 32B in the control device for an electronically controlled valve according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the dead zone corrector 330 can be similarly applied to the second control units 32 and 32A of the first to third embodiments described above.
  • a dead zone where a predetermined current cannot flow in a region where the phase voltage command is small due to the characteristics of the motor predriver and the influence of a parasitic diode associated with the inverter.
  • a voltage corresponding to this duty ratio is applied to the winding of the brushless DC motor 2 in a state where the phase voltage command which is the output of the current controllers 323A and 323B is small, that is, the duty ratio of the phase voltage command is small.
  • the phase voltage command which is the output of the current controllers 323A and 323B is small
  • the duty ratio of the phase voltage command is small.
  • a table in which the horizontal axis is the phase voltage command that is the output of the saturator 325 and the vertical axis is the corrected phase voltage is stored in the dead zone corrector 330.
  • the dead band ⁇ of the voltage is obtained by actually measuring the behavior of the system including the inverter 3 and the brushless DC motor 2.
  • the behavior of the system is a behavior based on the inverter 3 and the brushless DC motor 2. For example, as a drive command that is an input of the PWM processing unit 4, from the phase voltage command 0 to the bus voltage V bus equivalent. What is necessary is just to measure the winding current when the DC value of the phase voltage command is given.
  • the voltage dead zone ⁇ can be obtained.
  • the dead band ⁇ of the voltage is a positive real number.
  • FIG. 18 shows only the case where the current flow direction is positive, but the current flow direction is the negative direction, that is, the voltage command from the voltage command 0 to the bus voltage ⁇ V bus equivalent as the drive command. From the result of measuring the winding current when a DC value is applied, the dead band of the negative voltage can be obtained.
  • the measurement data is normally point-symmetric with respect to the origin of FIG. 18, and thus a negative sign is added to the dead zone ⁇ of the voltage when the current flow direction is the positive direction. It can be determined as - ⁇ . Accordingly, the voltage dead zone can be determined as a fixed value based on the measurement result. Naturally, if there is no dead band of voltage as the measurement result, it may be zero. In this way, a specific relational expression of the table provided in the dead zone corrector 330 is the following expression (13).
  • V * j_comp_c is a corrected post-phase voltage that is an output of the dead band corrector 330, and g (V * j_comp ) and g ′ (V * j_comp ) are increased in the input V * j_comp .
  • the outputs g (V * j_comp ) and g ′ (V * j_comp ) are monotonically increasing functions.
  • a is a positive real number and is determined as a value commensurate with the measurement result.
  • the subscript j means input / output corresponding to the u phase or the v phase.
  • the dead zone corrector 330 a dead zone - ⁇ smaller area of the output V * j_comp voltage of saturator 325, a monotonically increasing function to the output V * j_comp the saturator 325 and variable a ⁇ as intercept g (V
  • the corrected post-phase voltage V * j_comp_c is output in the first line of the equation (13) consisting of * j_comp ).
  • the dead band corrector 330 outputs the corrected phase voltage V * j_comp_c as zero in the second row of the equation (13) when the output V * j_comp of the saturator 325 is in the range of the voltage dead band ⁇ or more and + ⁇ or less.
  • output V * j_comp is greater than the dead zone ⁇ of the voltage of the saturator 325 consists of monotonically increasing function g in which the output V * j_comp the saturator 325 and variable -a ⁇ as intercept '(V * j_comp)
  • the corrected post-phase voltage V * j_comp_c is output in the third row of the equation (13).
  • a relational expression can be given by the following expression (14) where V * j_comp .
  • the effect of the dead zone corrector 330 will be described.
  • the pseudo current feedback control system without a current sensor is substantially a current feedforward control. Therefore, in the control loop composed of the current controllers 323A, 323B, the voltage corrector 326, the saturator 325, and the current estimators 324A, 324B, how the system composed of the inverter 3 and the brushless DC motor 2 is faithfully reproduced. It is important to be able to generate a voltage command after reproduction.
  • a dead zone corrector 330 is added as a model for further elaborating the behavior of the system including the inverter 3 and the brushless DC motor 2. This is to solve the problem that when the current command is small, the winding current (hereinafter also referred to as the real phase current) cannot flow as the current command because the current deviation becomes zero.
  • the dead zone corrector 330 measures the relationship between the phase voltage command and the winding current in advance, and configures a table based on the measurement result as shown in FIG.
  • the current estimation accuracy can be further improved.
  • the accuracy of the estimation of the winding current with respect to the DC current command is improved, and the load of the valve mechanism 1 is relatively light.
  • the current control in the low current region near the fully closed state can be precisely performed. Without making it, it is possible to obtain a more stable and smooth response.
  • feedback control by the second position detector 6 in the analog output format and in the second embodiment, feedback control by the second position detector 6 in the analog output format, and the second position detector 6 are provided.
  • the control mode of feedback control by the first position detector 5 in the pulse output format has been described.
  • feedback control by the second position detector 6 and motor commutation timing control by the first position detector 5 may be used.
  • the commutation pattern is determined by using an analog signal as in the second position detector 6.
  • the commutation pattern can be determined only by pulse edge detection. The logic of the flow pattern can be simplified.
  • the forced driving of the motor by the reference command is naturally possible in both directions, that is, in the valve opening direction and in the closing direction.
  • a power transmission mechanism such as a gear reduction mechanism
  • the output of the second position detector 6 is caused by back and forth between the open direction and the close direction due to backlash.
  • the characteristics may differ by the amount of play.
  • the calibration processing unit 10 uses the first position detector 5 and the second position detector 6 when the motor is forcibly driven over the entire range of the valve shaft operating angle in both directions. Are respectively approximated by polynomials and transplanted to the correction processing unit 20. Then, the polynomial for correction is properly used depending on whether the controlled direction is an open direction or a closed direction.
  • all embodiments of the present invention can be applied not only to electronic throttle valves, exhaust gas recirculation valves, waste heat recovery valves, VG (Variable Geometry) actuators, and in-vehicle devices such as electric pumps. Any device can be used as long as it is driven by a brushless DC motor, and application to FA devices such as robots and machine tools is also possible.

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Abstract

簡易かつ低コストな構成で、故障検出処理を実行するとともに、高速かつ高精度な位置制御を実現することができる電子制御式バルブの制御装置および制御方法を得る。キャリブレーション処理部（１０）は、外部から入力される参照指令で駆動される際の、第１位置検出器（５）から出力されるパルス形式の離散的なモータ軸回転角と、第２位置検出器（６）から出力されるアナログ電圧とに基づいて、モータ軸回転角とアナログ電圧との関係を求め、補正処理部（２０）は、モータ軸回転角とアナログ電圧との関係に基づいて、アナログ電圧をバルブ軸回転角に変換し、制御部（３０）は、バルブ軸回転角と、外部から入力されるバルブ軸の位置指令とに基づいて、ブラシレスＤＣモータ（２）への駆動指令を生成し、故障検出処理部（４０）は、モータ軸回転角と、バルブ軸回転角とに基づいて、第１位置検出器（５）および第２位置検出器（６）の少なくとも一方の故障を検出する。

Description

電子制御式バルブの制御装置および制御方法
　この発明は、例えば電子スロットルバルブや排気ガス再循環バルブ等、車載用途での位置決め制御を目的として使用されるバルブが、ブラシレスＤＣモータにより駆動される電子制御式バルブの制御装置および制御方法に関する。
　従来から、バルブ回転軸に設けられた２個のスロットル開度センサと、モータ回転軸に設けられた２個の磁気センサとを有する電子スロットル装置において、多重化されたスロットル開度センサの何れかに故障（異常）が生じた場合に、故障したスロットル開度センサを特定するとともに、正常な他方のスロットル開度センサを使用して制御を継続する電子スロットル装置の制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
　以下、特許文献１に記載された発明について説明する。この発明は、ＤＣモータをＨブリッジでドライブし、モータ回転軸と直結されたバルブ回転軸を回転動作させる電子スロットルバルブに関するものである。また、この発明は、アクセルペダルの踏み込み量を検知するアクセル開度センサや、車速センサ、温度センサ等の出力から決定されるスロットル開度指令に基づいて、この指令にバルブ回転軸が追従するように、位置制御を実行するものである。実スロットル開度は、スロットル開度指令と、バルブ回転軸に設けられた２重系のスロットル開度センサの出力とを用いた位置制御により、目標開度が実現される。
　ここで、スロットル開度センサの故障検知は、以下のようなステップで実行されている。まず、第１ステップで、２つのスロットル開度センサからの出力（これを、「ＳＳ＿Ａ」、「ＳＳ＿Ｂ」とする）の差分の絶対値が、所定閾値を超えるか否かが判定される。この差分の絶対値が所定閾値を超える場合には、続く第２ステップまたは第３ステップが実行される。
　すなわち、第２ステップでは、２つの磁気センサからの出力（これを「ＥＳ＿Ａ」、「ＥＳ＿Ｂ」とする）の一方ＥＳ＿Ａと、スロットル開度センサの出力の一方ＳＳ＿Ａとの差分の絶対値が、所定閾値を超えるか否かが判定される。このとき、この差分の絶対値が所定閾値を超えない場合には、ＳＳ＿Ｂを出力したスロットル開度センサを故障と判断し、ＳＳ＿Ａによる位置制御が実行される。
　また、第２ステップにおいて、ＥＳ＿ＡとＳＳ＿Ａとの差分の絶対値が所定閾値を超える場合に、第３ステップが実行される。第３ステップでは、磁気センサの出力ＥＳ＿Ａと、スロットル開度センサの出力の他方ＳＳ＿Ｂとの差分の絶対値が、所定閾値を超えるか否かが判定される。このとき、この差分の絶対値が所定閾値を超えない場合には、ＳＳ＿Ａを出力したスロットル開度センサを故障と判断し、ＳＳ＿Ｂによる位置制御が実行される。
　なお、２つのスロットル開度センサの双方が故障と判断された場合には、２つの磁気センサからの出力の何れか一方（ＥＳ＿ＡまたはＥＳ＿Ｂ）による位置制御が実行される。これにより、故障したスロットル開度センサを正確に特定するとともに、正常な他方のスロットル開度センサを使用して、制御を継続している。
　また、従来から、バルブ回転軸に設けられた２個のスロットル開度センサと、モータ回転軸に設けられた２個の磁気センサとを有する電子スロットル装置において、磁気センサまたはモータロータの故障判別が可能な電子スロットル装置の制御装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。
　以下、特許文献２に記載された発明について説明する。この発明も、電子スロットルバルブに関するものであって、特許文献１と同様であるが、故障検知の対象が、磁気センサおよびマグネットロータ（すなわち、モータロータ）である点が異なる。
　ここで、磁気センサおよびマグネットロータの故障検知は、以下のようなステップで実行されている。まず、第１ステップで、磁気センサからの出力ＥＳと、スロットル開度センサからの出力ＳＳから換算したＥＳ＿ＴＨとの差分の絶対値が、所定閾値を超えるか否かが判定される。この差分の絶対値が所定閾値を超える場合には、続く第２ステップまたは第３ステップが実行される。
　すなわち、第２ステップでは、実スロットル開度ＳＳが、スロットル開度指令と一致しているか否かが判定される。第２ステップにおいて、実スロットル開度ＳＳがスロットル開度指令と一致していない場合には、第３ステップで、実スロットル開度の変化率が所定閾値を超えるか否かが判定される。
　第３ステップにおいて、所定閾値を超えた場合には、マグネットロータが正常であり、磁気センサが異常であると判断され、逆の場合には、マグネットロータが異常であり、磁気センサが正常であると判断される。これにより、実スロットル開度ＳＳに基づいて予測される磁気センサ出力が正しくない場合に、それが磁気センサの故障なのか、またはマグネットロータの故障なのかが特定される。
特開２００１－９０５８８号公報 特開２００１－９８９８７号公報
　しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
　特許文献１に記載の電子スロットル装置の制御装置では、バルブ回転軸およびモータ回転軸にそれぞれ２個のセンサを設ける必要があるので、コストが高くなるという問題がある。
　また、スロットル開度センサの故障を検知するために、２つのスロットル開度センサ出力どうしの閾値判定を実行するとともに、２つの磁気センサ出力の一方および他方と、２つのスロットル開度センサ出力の一方および他方との閾値判定を２段階に分けて実行するという、３つのステップを踏む必要がある。そのため、判定処理が複雑化して、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイコンでの演算処理負荷が高くなるという問題もある。
　さらに、特許文献２に記載の電子スロットル装置の制御装置は、スロットル開度センサが正常であることを条件とした磁気センサおよびマグネットロータの故障検知であって、特許文献１と組み合わせることでこの制約を解消することができるものの、判定処理がさらに複雑化するという問題がある。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、簡易かつ低コストな構成で、故障検出処理を実行するとともに、高速かつ高精度な位置制御を実現することができる電子制御式バルブの制御装置および制御方法を得ることを目的とする。
　この発明に係る電子制御式バルブの制御装置は、開弁方向または閉弁方向にリターントルクが作用するバルブ機構について、リターントルクに抗して駆動トルクを付与する駆動源を制御することで、バルブ機構を開閉制御する電子制御式バルブの制御装置であって、駆動源であるブラシレスＤＣモータと、ブラシレスＤＣモータのモータ軸回転角を検出し、パルス形式の離散的な信号を出力する第１位置検出器と、バルブ機構のバルブ軸回転角を検出し、アナログ電圧として連続的な信号を出力する第２位置検出器と、外部から入力される参照指令により駆動され、そのときの第１位置検出器から出力される離散的なモータ軸回転角と、第２位置検出器から出力されるアナログ電圧とに基づいて、モータ軸回転角とアナログ電圧との関係を求めるキャリブレーション処理部と、キャリブレーション処理部で求めたモータ軸回転角とアナログ電圧との関係に基づいて、第２位置検出器から出力されるアナログ電圧をバルブ軸回転角に変換する補正処理部と、補正処理部から出力されるバルブ軸回転角と、外部から入力されるバルブ軸の位置指令とに基づいて、ブラシレスＤＣモータへの駆動指令を生成する制御部と、第１位置検出器から出力されるモータ軸回転角と、補正処理部から出力されるバルブ軸回転角とに基づいて、第１位置検出器および第２位置検出器の少なくとも一方の故障を検出する故障検出処理部と、を備えたものである。
　また、この発明に係る電子制御式バルブの制御方法は、開弁方向または閉弁方向にリターントルクが作用するバルブ機構について、リターントルクに抗して駆動トルクを付与する駆動源を制御することで、バルブ機構を開閉制御する電子制御式バルブの制御装置によって実行される電子制御式バルブの制御方法であって、電子制御式バルブの制御装置は、駆動源であるブラシレスＤＣモータと、ブラシレスＤＣモータのモータ軸回転角を検出し、パルス形式の離散的な信号を出力する第１位置検出器と、バルブ機構のバルブ軸回転角を検出し、アナログ電圧として連続的な信号を出力する第２位置検出器と、を備え、外部から入力される参照指令により駆動され、そのときの第１位置検出器から出力される離散的なモータ軸回転角と、第２位置検出器から出力されるアナログ電圧とに基づいて、モータ軸回転角とアナログ電圧との関係を求めるキャリブレーション処理ステップと、キャリブレーション処理ステップで求めたモータ軸回転角とアナログ電圧との関係に基づいて、第２位置検出器から出力されるアナログ電圧をバルブ軸回転角に変換する補正処理ステップと、補正処理ステップで変換されたバルブ軸回転角と、外部から入力されるバルブ軸の位置指令とに基づいて、ブラシレスＤＣモータへの駆動指令を生成する制御ステップと、第１位置検出器から出力されるモータ軸回転角と、補正処理ステップで変換されたバルブ軸回転角とに基づいて、第１位置検出器および第２位置検出器の少なくとも一方の故障を検出する故障検出処理ステップと、を備えたものである。
　この発明に係る電子制御式バルブの制御装置および制御方法によれば、キャリブレーション処理部（ステップ）は、外部から入力される参照指令により駆動され、そのときの第１位置検出器から出力される離散的なモータ軸回転角と、第２位置検出器から出力されるアナログ電圧とに基づいて、モータ軸回転角とアナログ電圧との関係を求め、補正処理部（ステップ）は、キャリブレーション処理部で求めたモータ軸回転角とアナログ電圧との関係に基づいて、第２位置検出器から出力されるアナログ電圧をバルブ軸回転角に変換し、制御部（ステップ）は、補正処理部から出力されるバルブ軸回転角と、外部から入力されるバルブ軸の位置指令とに基づいて、ブラシレスＤＣモータへの駆動指令を生成し、故障検出処理部（ステップ）は、第１位置検出器から出力されるモータ軸回転角と、補正処理部から出力されるバルブ軸回転角とに基づいて、第１位置検出器および第２位置検出器の少なくとも一方の故障を検出する。
　そのため、簡易かつ低コストな構成で、故障検出処理を実行するとともに、高速かつ高精度な位置制御を実現することができる。
この発明の実施の形態１に係る電子制御式バルブの制御装置を、バルブ機構とともに示すブロック構成図である。 図１のキャリブレーション処理部を詳細に示すブロック構成図である。 図１の補正処理部を詳細に示すブロック構成図である。 図１の制御部を詳細に示すブロック構成図である。 図４の第１制御部を詳細に示すブロック構成図である。 図４の第２制御部を詳細に示すブロック構成図である。 図１の故障検出処理部を詳細に示すブロック構成図である。 図７の故障検出処理部における条件判定処理を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２に係る電子制御式バルブの制御装置を、バルブ機構とともに示すブロック構成図である。 図９の制御部における第２制御部を詳細に示すブロック構成図である。 図９の故障検出処理部を詳細に示すブロック構成図である。 図１１の故障検出処理部における第１条件判定処理を示すフローチャートである。 図１１の故障検出処理部における第２条件判定処理を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３に係る電子制御式バルブの制御装置における位相補正器の入出力関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態３に係る電子制御式バルブの制御装置の位相補正器における具体的な位相補正量を求める処理を示す説明図である。 この発明の実施の形態４に係る電子制御式バルブの制御装置の第２制御部を詳細に示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態４に係る電子制御式バルブの制御装置の第２制御部における不感帯補正器の処理を示す説明図である。 この発明の実施の形態４に係る電子制御式バルブの制御装置の、不感帯補正器の処理を記述する上での、相電圧指令と巻線電流との計測例を示す説明図である。
　以下、この発明に係る電子制御式バルブの制御装置および制御方法の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。
　実施の形態１．
　この発明の実施の形態１に係る電子制御式バルブの制御装置について、図１～８を参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る電子制御式バルブの制御装置を、バルブ機構１とともに示すブロック構成図である。以下、バルブ機構１と電子制御式バルブの制御装置とを合わせて制御システムと称する。
　図１において、この制御システムは、バルブ機構１、ブラシレスＤＣモータ（ＢＬＤＣＭ）２、ブラシレスＤＣモータ２の駆動回路であるインバータ３、ＰＷＭ処理部４、ブラシレスＤＣモータ２のモータ回転軸（厳密には、モータロータ回転軸）の角度（モータ軸回転角）を検出する第１位置検出器５、およびバルブ機構１のバルブ回転軸の角度（バルブ軸回転角）を検出する第２位置検出器６を備えている。
　また、この制御システムには、第１位置検出器５および第２位置検出器６の検出値をもとにキャリブレーションを行うキャリブレーション処理部１０、第２位置検出器６の検出値に対して補正を加える補正処理部２０、バルブ軸回転角を所定の位置に整定させるための制御部３０、および第１位置検出器５および第２位置検出器６の故障を判定する故障検出処理部４０が設けられている。
　バルブ機構１を駆動するアクチュエータは、ブラシレスＤＣモータ２である。また、ブラシレスＤＣモータ２には、例えばロータに着磁された磁石の磁極位置を、ホールＩＣのようなパルス出力形式で出力する第１位置検出器５が設けられている。第１位置検出器５の角度分解能は、例えば電気角で６０ｄｅｇ、３０ｄｅｇまたは１５ｄｅｇであって、離散的にモータ軸回転角を検出するものとする。
　また、バルブ機構１のバルブ軸回転角を検出する第２位置検出器６は、例えばバルブ軸に磁石を備え、バルブ軸の回転に伴う磁界変化を、アナログ出力形式で出力する非接触式の磁気センサとする。
　なお、バルブ機構１には、付勢手段として、スプリング（図示せず）が連結されている。スプリングには、プレロードが与えられており、スプリングによるリターントルクが、例えばバルブ機構１のバルブ軸（図示せず）の閉弁方向に作用する。
　一方、ブラシレスＤＣモータ２には、モータ回転軸と連動した歯車減速機のような動力伝達機構（図示せず）を介してスプリングが連結されており、バルブ機構１が制御されない状態（例えば通電カットされた状態）では、スプリングのプレロードによるリターントルクで、バルブ軸が機械端に押し当てられた状態となる、いわゆる機構的なフェールセーフ機能を有している。
　続いて、電子制御式バルブの制御装置の制御の概略的な流れについて説明する。この制御装置は、バルブ軸回転角を所定角度に整定することを主目的としており、位置指令に対して実位置（バルブ軸回転角）が追従するようにフィードバック制御が組まれる。
　具体的には、位置指令と実位置とに基づいて制御部３０で駆動指令を算出し、この駆動指令をＰＷＭ処理部４に入力することで、ＰＷＭ処理部４からはＰＷＭ指令が出力される。また、ＰＷＭ指令に基づいてインバータ３のハイサイドアームおよびローサイドアームを適切なタイミングでスイッチングすることで、ブラシレスＤＣモータ２が目標値に追従するように駆動される。
　ここで、バルブ機構１に設けられた第２位置検出器６は、アナログ出力形式なので、フィードバック制御におけるフィードバック量である実位置を、角度の次元にスケーリングする必要がある。そこで、以下の初期化動作を実行する。
　まず、フィードバック制御を組む前に、参照指令として、例えば一定量の電圧を駆動指令として与え、オープンループでブラシレスＤＣモータ２を一方向に駆動させる。このとき、ブラシレスＤＣモータ２のモータ軸回転角を検出する第１位置検出器５の出力と、バルブ機構１に設けられた第２位置検出器６の出力であるアナログ電圧としてのバルブ軸回転角とに基づいて、キャリブレーション処理部１０で、モータ軸回転角とアナログ電圧との関係を求める。
　なお、この初期化動作においては、参照指令とＰＷＭ処理部４とが接続され、キャリブレーション処理部１０と補正処理部２０とが非接続である点に留意する。この初期化動作が完了すると、キャリブレーション処理部１０で求めたモータ軸回転角とアナログ電圧との関係を補正処理部２０に移植するために、キャリブレーション処理部１０と補正処理部２０とが一旦接続され、移植が完了した時点で再び非接続となる。その後、ＰＷＭ処理部４と制御部３０とが接続され、フィードバック制御が可能な状態となる。
　また、補正処理部２０は、キャリブレーション処理部１０で求めたモータ軸回転角とアナログ電圧との関係と、動力伝達機構の減速比とを情報として有しており、第２位置検出器６からのアナログ電圧をバルブ軸回転角に補正し、これを実位置として出力することで、バルブ軸回転角を目標値に追従させるフィードバック制御系が構成される。
　また、故障検出処理部４０は、補正処理部２０の出力であるバルブ軸回転角と、第１位置検出器５の出力であるモータ軸回転角とに基づいて、第２位置検出器６の故障判定を実行し、判定結果をＰＷＭ処理部４に出力する。なお、故障検出処理部４０は、制御装置の動作中は、常時第２位置検出器６の故障判定を実行している。
　以上が、電子制御式バルブの制御装置の制御の概略的な流れである。次に、演算処理を実行するキャリブレーション処理部１０、補正処理部２０、制御部３０および故障検出処理部４０の各部について詳細に説明する。
　まず、図２を参照しながら、キャリブレーション処理部１０の演算処理について説明する。図２は、図１のキャリブレーション処理部１０を詳細に示すブロック構成図である。キャリブレーション処理部１０は、電気角の時系列テーブル１１、電圧の時系列テーブル１２および電圧と電気角との関係を示すテーブル１３を有し、第１位置検出器５の出力および第２位置検出器６の出力を入力とする。
　キャリブレーション処理部１０の演算処理は、参照指令とＰＷＭ処理部４とが接続された状態でブラシレスＤＣモータ２が強制的に駆動されている状態で実行されるので、第１位置検出器５のパルス状の入力をパルスのエッジでカウントアップすることで、電気角の時系列テーブル１１が生成される。ここで、第１位置検出器５の出力は、上述したように離散的な信号であって、階段状の１ステップが電気角分解能θe0に相当する。
　また、同時に、第２位置検出器６のアナログ状の入力電圧に基づいて、電圧の時系列テーブル１２が生成される。このとき、電気角の時系列テーブル１１と電圧の時系列テーブル１２とは、同期して取得されているので、両者を組み合わせると、電気角１ステップ毎の電圧が離散的に取得されることとなり、結果的に、電圧と電気角との関係を示すテーブル１３が生成される。なお、この電圧と電気角との関係は、次式（１）の関数として表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（１）において、ｆ（Ｖ）は、電圧Ｖの関数であることを示している。なお、式（１）の最も簡単な例としては、電気角θeを、電圧Ｖの一次式とする近似であるが、第２位置検出器６の電気的特性が完全に線形ではないことを考慮して、一般的に電圧Ｖの多項式として近似してもよい。その結果、キャリブレーション処理部１０は、電圧と電気角との関係である式（１）を出力する。
　すなわち、キャリブレーション処理部１０は、式（１）に相当する電圧と電気角との情報を出力することになるが、出力の形式はこれに限らず、例えば、電圧と電気角との関係を示すテーブル１３をそのまま出力し、後述する補正処理部２０内で上記テーブルを外挿または内挿して用いてもよい。
　また、このキャリブレーション処理部１０での演算処理は、電子制御式バルブの組立後に１回以上実行することはもちろんのこと、バルブの車両搭載後においても定期的に実行してもよい。
　次に、図３を参照しながら、補正処理部２０の演算処理について説明する。図３は、図１の補正処理部２０を詳細に示すブロック構成図である。図３において、補正処理部２０は、伝達機構系および検出器系の補正処理部２１を有し、上述した電圧と電気角との関係と、第２位置検出器６からのアナログ電圧とに基づいて、次式（２）を用いて電圧を補正する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（２）において、θvは補正処理部２０の出力であるバルブ軸回転角を示し、ｐnはモータ極対数を示し、ηは減速比を示している。また、式（２）において、ｐnおよびηは定数なので、第２位置検出器６の出力である電圧から補正したバルブ軸回転角を得ることができる。
　このように、初期化動作でキャリブレーション処理部１０が電圧と電気角との関係を求め、補正処理部２０に移植することによって、第２位置検出器６の出力電圧の、角度へのスケーリングが可能になる。また、キャリブレーション処理部１０においては、式（１）におけるｆ（Ｖ）を多項式近似で表現しているので、第２位置検出器６が有するアナログ出力形式特有の非線形特性も補正され、バルブ軸回転角の高分解能化が可能となる。
　さらに、磁石と検出面との間のギャップ調整等に代表される組立時の公差およびセンサ個体差に起因した出力のばらつきも補正することができるので、通常のようにデータシート上で既知なセンサ単体の特性をそのまま適用する場合と比較して、センサの出力ばらつきも抑制することができる。
　続いて、図４～６を参照しながら、制御部３０の演算処理について説明する。図４は、図１の制御部３０を詳細に示すブロック構成図である。図４において、制御部３０は、第１制御部３１および第２制御部３２を有し、位置指令、実位置（バルブ軸回転角）およびインバータ３の母線電圧が入力されて、駆動指令を出力する。
　なお、以降に示すフィードバック制御の状態では、参照指令とＰＷＭ処理部４とは非接続となり、制御部３０とＰＷＭ処理部４とが接続状態となる。また、キャリブレーション処理部１０と補正処理部２０とは非接続となる。
　図５は、図４の第１制御部３１を詳細に示すブロック構成図である。図５において、第１制御部３１は、不感帯３１１、ＰＩＤ制御器３１２および飽和器３１３を有している。また、第１制御部３１は、位置指令および実位置（バルブ軸回転角）が入力されて、電流指令、具体的にはｑ軸電流指令を出力するもので、位置指令と実位置との実偏差を零にするように電流指令が演算され、出力される制御系である。
　不感帯３１１は、この実偏差に対して作用するものであり、具体的な演算は、次式（３）で表される。式（３）において、ｅは位置指令と実位置との実偏差を示し、εは不感帯幅を示し、ｋは不感帯の間の傾きを示し、ｅ’は修正偏差を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　この不感帯３１１は、ＰＩＤ制御で一般的に使用されるものであるが、作動流体等の負荷抵抗が作用する電子制御式バルブでは、特に実偏差の小さい領域において、第１制御部３１の出力である電流指令の感度を小さくすることで、バルブを任意開度で保持する際の微振動を抑制することができる。
　ＰＩＤ制御器３１２は、比例器、積分器および微分器（望ましくは、擬似微分器）からなる制御器であって、図５では、一例として微分先行型ＰＩ－Ｄ制御の構成を示している。しかしながら、これ以外にも、Ｉ－ＰＤ制御等、古典制御理論の範疇であれば、どのような構成であってもよい。また、飽和器３１３は、電流指令を上下限値で制限処理する。
　図６は、図４の第２制御部３２を詳細に示すブロック構成図である。図６において、第２制御部３２は、電流指令分配器３２１、誘起電圧推定器３２２、２つの電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂ、２つの電流推定器３２４Ａ、３２４Ｂ、飽和器３２５、電圧補正器３２６、バルブ軸／電気角変換器３２７、フィルタ３２８および位相補正器３２９を有している。
　以下、第２制御部３２の各部の動作について説明する。なお、第２制御部３２は、電流指令、実位置（バルブ軸回転角）およびインバータ３の母線電圧が入力されて、駆動指令である相電圧指令を出力するものであって、いわゆる電流制御を電流センサレスで実現している。
　電流指令分配器３２１は、電流指令（ｑ軸電流指令）ｉq_comを、Ｕ相電流指令ｉu_comおよびＶ相電流指令ｉv_comに分配する処理を行う。ここで、分配に当たって必要な電気角は、バルブ軸／電気角変換器３２７で、実位置であるバルブ軸回転角を、モータ軸回転角（電気角）に変換する次式（４）によって得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（４）により、連続的に変化する電気角が与えられるので、ブラシレスＤＣモータ２の駆動方式の１つである正弦波駆動が可能となる。なお、正弦波駆動以外にも、１２０度通電矩形波駆動や１８０度通電矩形波駆動も可能であることは、いうまでもない。
　また、電流指令分配器３２１は、次式（５）を用いて、直流電流を交流電流に分配する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、式（５）の右辺Ｃ（θe、Δθe）は、電気角θeと後述する位相補正量Δθeとの関数であり、三角関数を要素として持つ３×２の方向余弦行列である。また、式（５）の左辺のＷ相電流指令ｉw_comは、ブラシレスＤＣモータ２の電流制御において、３相のうちの２相が制御できれば、残り１相も自動的に制御できるので計算する必要はない。また、式（５）の右辺のｄ軸電流指令ｉd_comも、簡単のために零とする。
　したがって、電流指令分配器３２１における入出力関係としては、入力が、電流指令、バルブ軸／電気角変換器３２７から出力された電気角、この電気角をフィルタ３２８で擬似微分して得られた電気角速度、および位相補正器３２９から出力された位相補正量Δθeであって、出力が、Ｕ相電流指令ｉu_comおよびＶ相電流指令ｉv_comである。なお、フィルタ３２８および位相補正器３２９については、後述する。
　誘起電圧推定器３２２は、駆動中にブラシレスＤＣモータ２の各相巻線に発生する誘起電圧を推定する。誘起電圧推定器３２２の出力であるＵ相推定誘起電圧ｅu_estおよびＶ相推定誘起電圧ｅv_estは、次式（６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、式（６）の右辺のωeは、電気角速度であり、ｅnormは、例えばブラシレスＤＣモータ２を外部からある一定回転数で駆動させた場合に、ブラシレスＤＣモータ２に発生するＵ相誘起電圧およびＶ相誘起電圧の片振幅を、当該回転数で除した単位角速度あたりの電圧であり、Ｄ（θe、Δθe）は、電気角θeと位相補正量Δθeとの関数として表現される三角関数の要素を持つ２×１のベクトルである。
　続いて、フィルタ３２８および位相補正器３２９について説明する。フィルタ３２８は、バルブ軸／電気角変換器３２７の出力として得られる電気角を時間微分して、電気角速度ωeを生成するものである。例えば、フィルタ３２８を擬似微分器とすれば、次式（７）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（７）において、Ｔおよびαは定数を示している。式（７）のように、右辺分母の特性である一次遅れ要素を加えることで、観測ノイズ等の影響を受けにくくすることができる。また、当然のことながら、フィルタ３２８は、式（７）で表される擬似微分器以外にも、移動平均フィルタや、前進差分、後退差分のような単純な要素としてもよく、位置から速度を求めるための演算であれば、どのような要素あってもよい。
　次に、位相補正器３２９について説明する。一般的に、第２制御部３２のように、モータ制御に電流ループが存在する場合、モータ角速度の増大に伴って、電流ループの制御周期の影響により、実位置の読み込み遅れ（位相遅れ）が増大する。
　このことを図６と照らし合わせると、電流指令分配器３２１の出力である相電流指令および誘起電圧推定器３２２の出力である推定誘起電圧の位相が、モータ実機の実相電流や実誘起電圧の応答に対して遅れる結果、ブラシレスＤＣモータ２の応答性が低下する。そこで、位相補正器３２９は、この応答性低下を解消するために、制御周期に起因する制御演算の位相遅れ分を補正するという観点で導入される。
　位相補正器３２９は、次式（８）を用いて算出される位相補正量Δθeを、電流指令分配器３２１および誘起電圧推定器３２２に出力する。式（８）において、ＴθはブラシレスＤＣモータ２の一定回転数における電気角１周期の時間を示し、Δｔcは第２制御部３２の制御周期を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　すなわち、電流指令分配器３２１の出力である相電流指令および誘起電圧推定器３２２の出力である推定誘起電圧を推定する場合に必要な電気角に対して、位相補正器３２９の出力である位相補正量Δθeを加味することで、電流制御する第２制御部３２の制御周期による各相の電流指令の演算遅れや、誘起電圧の演算遅れを抑制することができる。なお、位相補正量Δθeは、例えばブラシレスＤＣモータ２が発生しうる最大角速度から決定した固定値として設定することができる。
　続いて、電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂは、電流指令分配器３２１の出力であるＵ相電流指令ｉu_comおよびＶ相電流指令ｉv_comと、後述するＵ相推定電流ｉu_estおよびＶ相推定電流ｉv_estとをそれぞれ差分演算した電流偏差であるｉu_com－ｉu_est、ｉv_com－ｉv_estに基づいて、Ｕ相電圧指令およびＶ相電圧指令を生成するものである。最も簡単な例としては、公知技術である電流偏差に比例した電圧指令の出力となるように、比例器のみで電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂを構成する。なお、これ以外にも、電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂを比例器および積分器で構成してもよい。
　次に、電圧補正器３２６について説明する。車載用途で用いられる電子制御式バルブでは、その動力源としてバッテリが用いられることが多い。一般的に、バッテリは、経年変化によるバッテリ電圧の低下や、キーＯＮ時等のバッテリ電圧の変動といった電圧変化を生じる。具体的には、例えばブラシレスＤＣモータ２がインバータ３の定格電圧で駆動されている場合に、電圧レベルが低下すると、制御系から出力される駆動指令が同じであっても、ブラシレスＤＣモータ２の回転数は低下する。
　このことを制御系の観点から見ると、制御系のゲインが小さくなっていることと等価である。したがって、このように動力源の変化によっても、応答性を損なうことなく安定した駆動を実現するためには、制御系から出力される駆動指令を補正する必要がある。そこで、電圧補正器３２６は、電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂの出力である相電圧指令を、次式（９）を用いて補正する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、式（９）の左辺Ｖu_comp、Ｖv_compおよびＶw_compは、電圧補正器３２６の出力としての各相の相電圧指令である。また、式（９）の右辺について、Ｖbaseは基準電圧（固定値）を示し、Ｖbusはインバータ３の母線電圧を示し、Ｖu *およびＶv *は電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂの出力であるＵ相およびＶ相の相電圧指令であって、Ｖw *は上記Ｖu *およびＶv *から演算されるＷ相の相電圧指令である。このようにして、ＶbusがＶbaseに対して小さい場合は、相電圧指令を増やし、逆に、ＶbusがＶbaseに対して大きい場合は、相電圧指令を減らす操作を自動的に行うので、電圧変動による応答性劣化を防止することができる。
　次に、飽和器３２５は、インバータ３の電圧レベルに応じて、Ｕ相電圧指令、Ｖ相電圧指令およびＷ相電圧指令の片振幅を制限するものである。
　続いて、電流推定器３２４Ａ、３２４Ｂは、飽和器３２５の出力として得られるＵ相電圧指令Ｖu_comp *およびＶ相電圧指令Ｖv_comp *と、前述した誘起電圧推定器３２２の出力として得られるＵ相推定誘起電圧ｅu_estおよびＶ相推定誘起電圧ｅv_estとに基づいて、Ｕ相およびＶ相に流れる相電流を推定するものである。
　一般的に、３相モータの相電流を個別にフィードバック制御する一般的な電流制御では、第２制御部３２のゲイン（すなわち、電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂのゲイン）を、電流応答が発振しない程度にまでハイゲイン設定し、電流制御の帯域幅を広くして応答性を向上させる。
　一方、電流センサを用いずに、擬似的に電流フィードバック制御を実行する場合においても同様に、誘起電圧の推定精度や電流推定器３２４Ａ、３２４Ｂの電流モデルの精度が高く、第２制御部３２のゲイン（すなわち、電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂのゲイン）を、電流応答が発振しない程度にまでハイゲイン設定すれば、実相電流と推定相電流とはよく一致し、電流応答は向上する。また、このような状態においては、相電圧指令は、３相モータの実相電圧と一致しているものと見なすことができる。
　そこで、Ｕ相推定電流ｉu_estおよびＶ相推定電流ｉv_estを演算するために、電流推定器３２４Ａ、３２４Ｂの電流モデルとして、例えばハーネスを含む１相あたりの巻線抵抗をＲ、１相あたりの巻線インダクタンスをＬとした一次遅れ要素を設定する。ここで、電流推定器３２４Ａ、３２４Ｂの具体的な演算は、第２制御部３２の制御周期をΔｔcとして、次式（１０）および次式（１１）で表される。式（１０）および式（１１）において、ｎはサンプリング数であり、正の整数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　以上が、電流推定器３２４Ａ、３２４Ｂを一次遅れ要素としてモデル化した場合におけるＵ相推定電流ｉu_estおよびＶ相推定電流ｉv_estの演算方法である。
　このように、バルブ機構１を開閉制御する場合に、誘起電圧推定器３２２の出力であるＵ相およびＶ相の推定誘起電圧と、飽和器３２５の出力であるＵ相およびＶ相の相電圧指令とに基づいて、３相モータ１相あたりの電圧と電流との関係を一次遅れ要素でモデル化した、電流推定器３２４Ａ、３２４Ｂで演算される各相の推定電流（式（１０）および式（１１）参照）を、相電流指令に対してフィードバックする構成とすることで、電流センサを不要とした擬似的な電流フィードバック制御系、すなわち電流センサレス制御系を構成することができる。
　また、バルブ機構１をブラシレスＤＣモータ２で開閉制御する用途において、特にフェールセーフ目的のスプリングが設けられているバルブ機構１では、スプリングによるリターントルクがモータ発生トルクに重畳して、速度が出やすい方向に駆動する場合に、速度上昇による誘起電圧上昇によって、ブラシレスＤＣモータ２に流れる電流が減少し、停止位置近辺でブレーキを作用させるための電流を流しにくくなって、バルブが機械端と衝突してバウンドするという状態が起こりうる。しかしながら、上述した擬似的な電流フィードバック制御系を構成した第２制御部３２の作用によって、巻線インダクタンスの影響による電流遅れを補償できるので、機械端と衝突することなく、高速な応答を実現することができる。
　次に、図７を参照しながら、故障検出処理部４０の演算処理について説明する。図７は、図１の故障検出処理部４０を詳細に示すブロック構成図である。図７において、故障検出処理部４０は、電気角の時系列テーブル４１、電気角／バルブ軸変換器４２および条件判定部４３を有し、補正処理部２０の出力であるバルブ軸回転角および第１位置検出器５のパルス状の出力が入力されて、駆動可否判定フラグをＰＷＭ処理部４に出力する。
　第１位置検出器５のパルス状の入力は、パルスのエッジでカウントアップされ、電気角の時系列テーブル４１が生成される。このとき、第１位置検出器５の出力は、離散的な信号なので、階段状の１ステップが電気角分解能θe0に相当する。電気角／バルブ軸変換器４２は、電気角の時系列テーブル４１から出力される離散的な信号を、次式（１２）を用いて、バルブ軸回転角に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　式（１２）において、θed_vは電気角／バルブ軸変換器４２の出力を示し、θedは電気角／バルブ軸変換器４２の入力を示し、ｐnはモータ極対数を示し、ηは減速比を示している。なお、モータ極対数ｐnおよび減速比ηは、定数である。
　続いて、条件判定部４３は、電気角／バルブ軸変換器４２で演算されたθed_vと、バルブ軸回転角θvとの偏差に基づいて、第２位置検出器６の故障判定を実行する。条件判定部４３の具体的な演算過程を、図８のフローチャートを参照しながら説明する。
　まず、条件判定部４３は、バルブ軸回転角θvと電気角／バルブ軸変換器４２で演算されたθed_vとの偏差の絶対値が、角度閾値θth以下であるか否かを判定する（ステップＳ１）。
　ステップＳ１において、偏差の絶対値が角度閾値θth以下である（すなわち、Ｙｅｓ）と判定された場合には、第２位置検出器６が正常であると判断し、駆動可能であるという駆動可否判定フラグを出力して（ステップＳ２）、図８の処理を終了する。
　一方、ステップＳ１において、偏差の絶対値が角度閾値θth以下でない（すなわち、Ｎｏ）と判定された場合には、第２位置検出器６が異常であると判断し、駆動不可能であるという駆動可否判定フラグを出力して（ステップＳ３）、図８の処理を終了する。
　この駆動可否判定フラグは、ＰＷＭ処理部４に出力され、受けたフラグが駆動不可能なフラグであれば、ＰＷＭ処理部４内で駆動指令を強制的に零として、ブラシレスＤＣモータ２を強制停止させる。すなわち、補正処理部２０の出力であるバルブ軸回転角と、第１位置検出器５の出力から式（１２）を用いて求めた値とを比較することで、第１位置検出器５と第２位置検出器６とが単一構成であっても、簡易的な論理で第２位置検出器６の故障を検出できるとともに、モータを強制停止させることができる。
　このように、バルブ機構１に設けられた第２位置検出器６の出力を高分解能化した量でフィードバック制御が実行され、かつ内部ループに電流センサレスの電流制御系を構成したことから、高速かつ高精度な位置制御を実現することができる。さらに、バルブ機構１およびブラシレスＤＣモータ２にそれぞれ単一構成のセンサを設けてセンサ個数を減らすことで、位置検出器の故障検出を簡易かつ低コストで実現することができる。
　以上のように、実施の形態１によれば、キャリブレーション処理部（ステップ）は、外部から入力される参照指令で駆動される際の、第１位置検出器から出力されるパルス形式の離散的なモータ軸回転角と、第２位置検出器から出力されるアナログ電圧とに基づいて、モータ軸回転角とアナログ電圧との関係を求め、補正処理部（ステップ）は、キャリブレーション処理部で求めたモータ軸回転角とアナログ電圧との関係に基づいて、第２位置検出器から出力されるアナログ電圧をバルブ軸回転角に変換し、制御部（ステップ）は、補正処理部から出力されるバルブ軸回転角と、外部から入力されるバルブ軸の位置指令とに基づいて、ブラシレスＤＣモータへの駆動指令を生成し、故障検出処理部（ステップ）は、第１位置検出器から出力されるモータ軸回転角と、補正処理部から出力されるバルブ軸回転角とに基づいて、第１位置検出器および第２位置検出器の少なくとも一方の故障を検出する。
　そのため、簡易かつ低コストな構成で、故障検出処理を実行するとともに、第２位置検出器の出力ばらつきが抑制されたバルブ軸回転角をフィードバック量とした高速かつ高精度な位置制御を実現することができる。
　実施の形態２．
　この発明の実施の形態２に係る電子制御式バルブの制御装置について、図９～１３を参照しながら説明する。図９は、この発明の実施の形態２に係る電子制御式バルブの制御装置を、バルブ機構とともに示すブロック構成図である。
　この発明の実施の形態２が、上述した実施の形態１と異なる点を図９について示すと、制御部３０Ａに入力される実位置が、補正処理部２０の出力と第１位置検出器５の出力とで選択される点、および図示していないが、制御部３０Ａに入力される位置指令が、実位置の選択に応じて変更される点である。
　図１０は、図９の制御部３０Ａにおける第２制御部３２Ａを詳細に示すブロック構成図である。図１０において、実位置の選択に応じて、バルブ軸／電気角変換器３２７の出力と、第１位置検出器５の出力とが選択される点が、上述した実施の形態１と異なる。
　また、図９において、実位置の選択を考慮したことにより、故障検出処理部４０Ａの構成も上述した実施の形態１と異なっている。以下、故障検出処理部４０Ａの構成および演算処理について、詳細に説明する。
　なお、この発明の実施の形態２の主たる目的は、第２位置検出器６が故障した場合であっても、第１位置検出器５の出力を用いて、バルブ機構１の開閉制御を継続可能とすることにある。
　図１１は、図９の故障検出処理部４０Ａを詳細に示すブロック構成図である。図１１において、故障検出処理部４０Ａは、図７に示した条件判定部４３に代えて、２段階の第１条件判定部４４および第２条件判定部４５を有している。
　第１条件判定部４４の具体的な演算過程を、図１２のフローチャートを参照しながら説明する。
　まず、第１条件判定部４４は、実施の形態１と同様に、バルブ軸回転角θvと電気角／バルブ軸変換器４２で演算されたθed_vとの偏差の絶対値が、角度閾値θth以下であるか否かを判定する（ステップＳ１）。
　ステップＳ１において、偏差の絶対値が角度閾値θth以下である（すなわち、Ｙｅｓ）と判定された場合には、第２位置検出器６が正常であると判断し、第２位置検出器６が正常であるというフラグを出力して（ステップＳ１１）、図１２の処理を終了する。
　一方、ステップＳ１において、偏差の絶対値が角度閾値θth以下でない（すなわち、Ｎｏ）と判定された場合には、第２位置検出器６が異常であると判断し、第２位置検出器６が異常であるというフラグを出力して（ステップＳ１２）、図１２の処理を終了する。
　続いて、第２条件判定部４５の具体的な演算過程を、図１３のフローチャートを参照しながら説明する。
　まず、第２条件判定部４５は、第１条件判定部４４から出力されるフラグに基づいて、第２位置検出器６が正常であるか否かを判定する（ステップＳ２１）。
　ステップＳ２１において、第２位置検出器６が正常である（すなわち、Ｙｅｓ）と判定された場合には、駆動可能であるという駆動可否判定フラグをＰＷＭ処理部４に出力して（ステップＳ２２）、図１３の処理を終了する。これにより、第２位置検出器６の出力をフィードバック量としたバルブ機構１の開閉制御が実行される。
　一方、ステップＳ２１において、第２位置検出器６が異常である（すなわち、Ｎｏ）と判定された場合には、第２条件判定部４５は、第１位置検出器５の出力をフィードバック量として適用するか否かを判定する（ステップＳ２３）。
　なお、この判定は、単に第１位置検出器５の出力を適用するか否かを決めるだけでもよい。また、これに限定されず、例えば一旦フィードバックループを切って、参照指令でブラシレスＤＣモータ２を一定回転数で駆動した場合に、一定回転数から算出される第１位置検出器５のカウント数の理論的な時間幅と、実際に第１位置検出器５から出力されたパルスをカウントしたときの時間幅との差分の絶対値が所定時間幅以下か否かで、第１位置検出器５の出力を適用するか否かを決めてもよい。
　ステップＳ２３において、第１位置検出器５の出力を適用する（すなわち、Ｙｅｓ）と判定された場合には、第２条件判定部４５は、駆動可能であるという駆動可否判定フラグをＰＷＭ処理部４に出力して（ステップＳ２４）、図１３の処理を終了する。
　これにより、第１位置検出器５の出力をフィードバック量としたバルブ機構１の開閉制御に移行するので、この時点で、制御部３０Ａへの入力である実位置および位置指令は、第１位置検出器５を参照した実位置およびモータ軸回転角換算の位置指令にそれぞれスイッチされる。また、制御部３０Ａ内の第２制御部３２Ａへの入力である実位置も、第１位置検出器５を参照した実位置へとスイッチされる。
　一方、ステップＳ２３において、第１位置検出器５の出力を適用しない（すなわち、Ｎｏ）と判定された場合には、第２条件判定部４５は、駆動不可能であるという駆動可否判定フラグをＰＷＭ処理部４に出力して（ステップＳ２５）、図１３の処理を終了する。これにより、ブラシレスＤＣモータ２が停止される。
　このようにすることで、第２位置検出器６が異常であっても、第１位置検出器５の出力を位置のフィードバック量とした駆動制御を継続することが可能となり、位置検出器を相互に監視する簡易なロジックとともに、電子制御式バルブの故障耐性を向上させることができる。
　なお、上記実施の形態２においては、フィードバック量として第１位置検出器５の出力を適用する状態に移行した時点で、ブラシレスＤＣモータ２のモータ軸回転角として、離散的な電気角の信号を扱うことになるので、式（５）および式（６）で示した行列Ｃ（θe、Δθe）およびベクトルＤ（θe、Δθe）が、電気角分解能毎の離散的な値となる。
　この場合、実施の形態１で用いる三角関数の演算が必要なくなり、電気角分解能毎に零次ホールドしたものとして、行列Ｃ（θe、Δθe）およびベクトルＤ（θe、Δθe）の要素を、三角関数を使うことなく演算することができる。そのため、電子制御式バルブを駆動するための演算を行うＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイコンのような処理装置での演算負荷を軽減することができる。
　実施の形態３．
　この発明の実施の形態３に係る電子制御式バルブの制御装置について、図１４、１５を参照しながら説明する。図１４は、この発明の実施の形態３に係る電子制御式バルブの制御装置における位相補正器３２９Ａの入出力関係を示す説明図である。なお、位相補正器３２９Ａは、上述した実施の形態１、２の第２制御部３２、３２Ａに適用される。
　上記実施の形態１で説明したように、位相補正器３２９は、第２制御部３２、３２Ａの制御周期に起因した位相遅れ分を補正する目的で導入したものであるが、実施の形態１、２では、その位相遅れ分の補正量が固定値であると説明した。しかしながら、ブラシレスＤＣモータ２が停止している状態からの始動直後には、実位置の取り込みに位相遅れが存在しないので、補正量を固定値とすると、ブラシレスＤＣモータ２の始動不能、またはブラシレスＤＣモータ２が意図しない方向に駆動され、場合によっては発振するといった、電子制御式バルブにとっては不適な状態に陥ることがある。
　そこで、これに対して、図１４に示した位相補正器３２９Ａは、フィルタ３２８の出力である角速度（電気角換算）に基づいて、位相補正量を変更可能な構成としている。位相補正器３２９Ａにおける具体的な位相補正量を求める処理を、図１５に示す。
　図１５（ａ）は、全閉状態を０ｄｅｇとしてバルブを駆動制御し、所定角度に整定させた場合の、モータ軸回転角（電気角）のプロファイルを示し、１５（ｂ）は、上記角度プロファイルにおけるモータの角速度プロファイルを示している。
　ここで、位相補正器３２９Ａでは、図１５（ｃ）に示すように、停止状態での位相補正量を０として、図１５（ｂ）の角速度プロファイルを参照しながら、角速度の閾値を境にして一定の位相補正量を出力する。また、別の形態として、図１５（ｄ）に示すように、角速度の関数として曲線近似や直線近似を使用して、位相補正量を可変とした出力とする。
　このようにすることで、ブラシレスＤＣモータ２の始動不能、またはブラシレスＤＣモータ２が意図しない方向に駆動され、場合によっては発振するといった、電子制御式バルブにとっては不適な状態を解消することができる。
　実施の形態４．
　この発明の実施の形態４に係る電子制御式バルブの制御装置について、図１６～１８を参照しながら説明する。図１６は、この発明の実施の形態４に係る電子制御式バルブの制御装置における第２制御部３２Ｂを詳細に示すブロック構成図である。なお、不感帯補正器３３０は、上述した実施の形態１～３の第２制御部３２、３２Ａにも同様に適用できる。
　ブラシレスＤＣモータおよびインバータを含む系では、モータプリドライバの特性やインバータに付随する寄生ダイオード等の影響で、相電圧指令が小さい領域で所定の電流が流せない不感帯領域が生じる場合がある。
　具体的には、電流制御器３２３Ａおよび３２３Ｂの出力である相電圧指令が小さい状態、すなわち相電圧指令のＤｕｔｙ比が小さい状態で、ブラシレスＤＣモータ２の巻線にこのＤｕｔｙ比相当の電圧が印加されず、Ｄｕｔｙ比相当の電圧を巻線抵抗で除した所定の電流が流せない状態が生じる。
　そこで、飽和器３２５の出力をもとに、図１７に示すように、横軸を飽和器３２５の出力である相電圧指令とし、縦軸を補正後相電圧としたテーブルを不感帯補正器３３０に具備する。ここで、電圧の不感帯δは、インバータ３とブラシレスＤＣモータ２とからなる系の挙動を実測して求める。上記系の挙動とは、インバータ３およびブラシレスＤＣモータ２までを系とした挙動であって、例えば、ＰＷＭ処理部４の入力である駆動指令として、相電圧指令０から母線電圧Ｖbus相当までの相電圧指令の直流値を与えたときの巻線電流を計測すればよい。
　そして、図１８に示すように、横軸を相電圧指令、縦軸を巻線電流として計測データを整理すれば、電圧の不感帯δを求めることができる。ここで、電圧の不感帯δは、正の実数である。また、図１８には、電流の流れる方向が正の場合のみを示しているが、電流の流れる方向が負方向、すなわち駆動指令として、電圧指令０から母線電圧－Ｖbus相当までの電圧指令の直流値を与えたときの巻線電流を計測した結果から、負側の電圧の不感帯を求めることができる。
　ただし、電流の流れる方向が負方向の場合には、通常、図１８の原点に対して点対称な計測データとなるので、電流の流れる方向が正方向における電圧の不感帯δに負の符号を付けた－δとして決定できる。よって、電圧の不感帯は、上記計測結果をもとにした固定値として定めることができる。当然のことながら、上記計測結果として電圧の不感帯が無ければ零としてもよい。このようにして、不感帯補正器３３０に設けるテーブルの具体的な関係式は、次式（１３）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　式（１３）において、Ｖ* j_comp_cは、不感帯補正器３３０の出力である補正後相電圧であって、ｇ（Ｖ* j_comp）およびｇ’（Ｖ* j_comp）は、入力Ｖ* j_compの増加に対して出力ｇ（Ｖ* j_comp）およびｇ’（Ｖ* j_comp）が単調に増加する関数である。また、ａは、正の実数であって、計測結果に見合った値として定める。
　ここで、ｇ（Ｖ* j_comp）は、Ｖ* j_compが電圧の不感帯－δよりも小さい領域で定義され、ｇ（－δ）＝－δを満たす関数である。また、ｇ’（Ｖ* j_comp）は、Ｖ* j_compが電圧の不感帯δよりも大きい領域で定義され、ｇ’（δ）＝δを満たす関数である。添え字ｊは、ｕ相ないしｖ相に対応した入出力を意味する。
　すなわち、不感帯補正器３３０は、飽和器３２５の出力Ｖ* j_compが電圧の不感帯－δより小さい領域では、ａδを切片として飽和器３２５の出力Ｖ* j_compを変数とした単調増加な関数ｇ（Ｖ* j_comp）からなる式（１３）の一行目で補正後相電圧Ｖ* j_comp_cを出力する。
　また、不感帯補正器３３０は、飽和器３２５の出力Ｖ* j_compが電圧の不感帯－δ以上＋δ以下の領域では、式（１３）の二行目で補正後相電圧Ｖ* j_comp_cを零として出力し、飽和器３２５の出力Ｖ* j_compが電圧の不感帯δよりも大きい領域では、－ａδを切片として飽和器３２５の出力Ｖ* j_compを変数とした単調増加な関数ｇ’（Ｖ* j_comp）からなる式（１３）の三行目で補正後相電圧Ｖ* j_comp_cを出力する。なお，この単調増加な関数ｇ（Ｖ* j_comp）およびｇ’（Ｖ* j_comp）の最も簡易な一例として、Ｖ* j_compとした次式（１４）で、関係式を与えることもできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　次に、不感帯補正器３３０の効果を説明する。まず、不感帯補正器３３０がない場合について説明する。電流指令と電流推定器３２４Ａ、３２４Ｂが出力する推定電流とは、電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂで決定される電流制御帯域内で一致するので、電流指令と推定電流とが完全に一致した時点の電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂの入力である電流偏差は零となり、電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂの出力である相電圧指令Ｖj *（ｊ＝ｕ～ｖ）が零となる。さらに、相電圧指令Ｖj *（ｊ＝ｕ～ｖ）が、電圧補正器３２６および飽和器３２５を通過した後の駆動指令も零となる。
　ここで、電流センサレスで擬似的な電流フィードバック制御系を組んだ場合、インバータ３で駆動されるブラシレスＤＣモータ２の巻線電流が不明であることに注意されたい。つまり、電流センサレスでの擬似的な電流フィードバック制御系は、実質的に電流のフィードフォワード制御となる。よって、電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂと電圧補正器３２６と飽和器３２５と電流推定器３２４Ａ、３２４Ｂとからなる制御ループで、いかにしてインバータ３とブラシレスＤＣモータ２とからなる系の挙動を忠実に再現した上での電圧指令が生成できるかという点が重要である。
　そこで、この発明の実施の形態４では、インバータ３とブラシレスＤＣモータ２とからなる系の挙動をさらに精緻化するモデルとして、不感帯補正器３３０を追加する。これは、電流指令が小さい場合に、電流偏差が零になることで電流指令どおりの巻線電流（以下、実相電流とも呼ぶ）が流せないことを解決するためのものである。
　この不感帯補正器３３０は、先の図１８に示したように、相電圧指令と巻線電流との関係をあらかじめ計測し、その計測結果をもとにしたテーブルを図１７のように構成し、飽和器３２５の出力Ｖ* j_comp（ｊ＝ｕ～ｖ）より補正後相電圧Ｖ* j_comp_c（ｊ＝ｕ～ｖ）を生成して出力する。その結果、飽和器３２５の出力が電圧の不感帯の範囲内だった場合にも、電流指令と電流推定器３２４Ａ、３２４Ｂの出力である推定電流との電流偏差が零ではないので、電流制御器３２３Ａ、３２３Ｂからは、常に所定の相電圧指令が生成されるようになる。
　このようにすることで、電流指令が小さい領域でもブラシレスＤＣモータ２の巻線に電流指令どおりの巻線電流を流すことができるので、電流の推定精度をより向上させることができる。特に、直流の電流指令に対する巻線電流の推定精度が向上し、バルブ機構１の負荷が比較的軽い、例えば全閉近傍における低電流領域での電流制御が緻密にできるので、実位置応答を衝突させることなく、さらに安定に滑らかな応答とすることができる。
　なお、実施の形態１では、アナログ出力形式の第２位置検出器６によるフィードバック制御、実施の形態２では、アナログ出力形式の第２位置検出器６によるフィードバック制御、および第２位置検出器６が故障と判断された場合には、パルス出力形式の第１位置検出器５によるフィードバック制御、という制御の形態について説明した。ここで、これらの複合形態として、第２位置検出器６によるフィードバック制御および第１位置検出器５によるモータ転流タイミングの制御としてもよい。
　この制御形態は、例えばブラシレスＤＣモータ２の通電方法として、１２０度通電矩形波駆動を適用する場合には、第２位置検出器６のようにアナログ信号を使用して転流パターンを決定するよりも、むしろ第１位置検出器５のように離散的な電気角が直接検出できるパルス出力形式で転流パターンを決定したほうが、パルスのエッジ検出だけで転流パターンを決定できるという意味で、転流パターンのロジックを簡易化することができる。
　また、この発明のすべての実施の形態において、参照指令によるモータの強制駆動は、両方向、すなわちバルブの開方向へも閉方向へも当然可能である。モータ軸とバルブ軸との中間に歯車減速機構のような動力伝達機構が介在する構成では、バックラッシのガタに起因して、開方向と閉方向との行き帰りで、第２位置検出器６の出力特性がガタ分だけ異なることがある。
　そこで、上記両方向へのバルブ軸の動作角度全範囲にわたってモータを強制駆動したときの第１位置検出器５および第２位置検出器６を利用して、キャリブレーション処理部１０で開側と閉側との特性をそれぞれ多項式近似し、補正処理部２０にこれを移植する。そして、制御される方向が開方向か閉方向かによって、補正のための上記多項式を使い分ける。
　このようにすることで、動力伝達機構のガタ分に起因した第２位置検出器６の出力誤差も抑制され、補正処理部２０から出力されるバルブ軸回転角の精度をより向上させることができる。
　さらに、この発明のすべての実施の形態について、電子スロットルバルブ、排気ガス再循環バルブ、廃熱回収バルブ、ＶＧ（Ｖａｒｉａｂｌｅ　Ｇｅｏｍｅｔｒｙ）アクチュエータ、電動ポンプに代表される車載用機器への適用はもちろんのこと、ブラシレスＤＣモータで駆動される機器であれば何でもよく、例えばロボットや工作機械のようなＦＡ機器等への適用もまた可能である。

Claims (10)

  1. 　開弁方向または閉弁方向にリターントルクが作用するバルブ機構について、前記リターントルクに抗して駆動トルクを付与する駆動源を制御することで、前記バルブ機構を開閉制御する電子制御式バルブの制御装置であって、
    　前記駆動源であるブラシレスＤＣモータと、
    　前記ブラシレスＤＣモータのモータ軸回転角を検出し、パルス形式の離散的な信号を出力する第１位置検出器と、
    　前記バルブ機構のバルブ軸回転角を検出し、アナログ電圧として連続的な信号を出力する第２位置検出器と、
    　外部から入力される参照指令により駆動され、そのときの前記第１位置検出器から出力される離散的なモータ軸回転角と、前記第２位置検出器から出力されるアナログ電圧とに基づいて、前記モータ軸回転角と前記アナログ電圧との関係を求めるキャリブレーション処理部と、
    　前記キャリブレーション処理部で求めた前記モータ軸回転角と前記アナログ電圧との関係に基づいて、前記第２位置検出器から出力されるアナログ電圧をバルブ軸回転角に変換する補正処理部と、
    　前記補正処理部から出力されるバルブ軸回転角と、外部から入力されるバルブ軸の位置指令とに基づいて、前記ブラシレスＤＣモータへの駆動指令を生成する制御部と、
    　前記第１位置検出器から出力されるモータ軸回転角と、前記補正処理部から出力されるバルブ軸回転角とに基づいて、前記第１位置検出器および前記第２位置検出器の少なくとも一方の故障を検出する故障検出処理部と、
    　を備えた電子制御式バルブの制御装置。
  2. 　前記第１位置検出器は、分解能が、電気角で６０ｄｅｇ、３０ｄｅｇ、または１５ｄｅｇであって、前記第２位置検出器は、磁気検出の非接触式である
    　請求項１に記載の電子制御式バルブの制御装置。
  3. 　前記キャリブレーション処理部は、外部から入力される参照指令により駆動される際に、前記第１位置検出器から出力されるモータ軸回転角と、前記第２位置検出器から出力されるアナログ電圧とに基づいて、前記モータ軸回転角を電圧の多項式として近似した関係を得るとともに、
    　前記多項式が定期的に取得される
    　請求項１または請求項２に記載の電子制御式バルブの制御装置。
  4. 　前記補正処理部は、前記第２位置検出器からの出力と、モータ軸とバルブ軸との間の伝達機構系の係数と、前記キャリブレーション処理部で求めた前記モータ軸回転角を電圧の多項式として近似した関係とに基づいて、前記第２位置検出器が有する非線形特性を補正して出力する
    　請求項１から請求項３までの何れか１項に記載の電子制御式バルブの制御装置。
  5. 　前記制御部は、
    　前記位置指令および前記バルブ軸回転角を入力として、電流指令を出力する第１制御部と、
    　前記電流指令、前記バルブ軸回転角および前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータの母線電圧を入力として、前記駆動指令を出力する第２制御部と、を有し、
    　前記第１制御部は、
    　前記位置指令と前記バルブ軸回転角との偏差を入力として、修正偏差を出力する不感帯と、
    　前記修正偏差および前記バルブ軸回転角を入力として、比例器、積分器および微分器によりＰＩＤ演算して前記電流指令を出力するＰＩＤ制御器と、
    　前記電流指令を制限処理する第１飽和器と、
    　を有し、位置制御系および速度制御系として機能し、
    　前記第２制御部は、
    　制御周期の影響で遅れる電気角の位相遅れ分を補正する位相補正量を出力する位相補正器と、
    　前記位相補正量、前記電気角および角速度に基づいて、前記電流指令を前記ブラシレスＤＣモータの各相の相電流指令に分配する電流指令分配器と、
    　前記相電流指令と、フィードバックされた前記ブラシレスＤＣモータの各相の推定電流との差分演算で得られる電流偏差を入力として、相電圧指令を出力する電流制御器と、
    　前記電流制御器から出力される相電流指令に対して、基準電圧と前記インバータの母線電圧との比率で前記相電流指令を補正する電圧補正器と、
    　前記電圧補正器からの出力を実使用電圧範囲内で制限処理する第２飽和器と、
    　前記電気角を平滑化して前記ブラシレスＤＣモータの角速度を求めるフィルタと、
    　前記位相補正量、前記電気角、前記角速度およびあらかじめ測定された誘起電圧に基づいて、前記ブラシレスＤＣモータの各相の誘起電圧を推定する誘起電圧推定器と、
    　前記誘起電圧推定器から出力される推定誘起電圧と、前記飽和器から出力される相電圧指令との差分演算で得られる電圧偏差に基づいて、推定電流を求めるための、モータ１相あたりの電圧と電流との関係を一次遅れ要素でモデル化した電流推定器と、
    　を有し、電流制御系として機能する
    　請求項１から請求項４までの何れか１項に記載の電子制御式バルブの制御装置。
  6. 　前記制御部は、
    　前記第２飽和器の出力をもとに、補正後相電圧を演算して出力する不感帯補正器を有し、
    　前記不感帯補正器は、直流の相電圧指令を与えたときのブラシレスＤＣモータの巻線電流を計測して得られる相電圧指令と巻線電流との関係から得られる電圧の不感帯をδ、前記第２飽和器の出力をＶ* j_comp、係数をａ、前記不感帯補正器の出力をＶ* j_comp_cとして、ｇ（Ｖ* j_comp）およびｇ’（Ｖ* j_comp）を、Ｖ* j_compを変数とした単調増加関数とする次式で与えられる
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     　請求項１から請求項５までの何れか１項に記載の電子制御式バルブの制御装置。
  7. 　前記位相補正器から出力される位相補正量が、固定値または可変値である
    　請求項５または請求項６に記載の電子制御式バルブの制御装置。
  8. 　前記故障検出処理部は、
    　前記第１位置検出器から出力される電気角をもとに演算したバルブ軸回転角と、前記補正処理部から出力されるバルブ軸回転角との偏差の絶対値と、所定の閾値との大小関係を判別する条件判定部を有し、
    　前記条件判定部での判定結果を駆動可否判定フラグとして出力する
    　請求項１から請求項７までの何れか１項に記載の電子制御式バルブの制御装置。
  9. 　前記故障検出処理部での故障判定により、前記第２位置検出器が故障していると判定された場合、前記第１位置検出器の出力に基づいて駆動制御が継続される
    　請求項１から請求項８までの何れか１項に記載の電子制御式バルブの制御装置。
  10. 　開弁方向または閉弁方向にリターントルクが作用するバルブ機構について、前記リターントルクに抗して駆動トルクを付与する駆動源を制御することで、前記バルブ機構を開閉制御する電子制御式バルブの制御装置によって実行される電子制御式バルブの制御方法であって、
    　前記電子制御式バルブの制御装置は、
    　前記駆動源であるブラシレスＤＣモータと、
    　前記ブラシレスＤＣモータのモータ軸回転角を検出し、パルス形式の離散的な信号を出力する第１位置検出器と、
    　前記バルブ機構のバルブ軸回転角を検出し、アナログ電圧として連続的な信号を出力する第２位置検出器と、を備え、
    　外部から入力される参照指令により駆動され、そのときの前記第１位置検出器から出力される離散的なモータ軸回転角と、前記第２位置検出器から出力されるアナログ電圧とに基づいて、前記モータ軸回転角と前記アナログ電圧との関係を求めるキャリブレーション処理ステップと、
    　前記キャリブレーション処理ステップで求めた前記モータ軸回転角と前記アナログ電圧との関係に基づいて、前記第２位置検出器から出力されるアナログ電圧をバルブ軸回転角に変換する補正処理ステップと、
    　前記補正処理ステップで変換されたバルブ軸回転角と、外部から入力されるバルブ軸の位置指令とに基づいて、前記ブラシレスＤＣモータへの駆動指令を生成する制御ステップと、
    　前記第１位置検出器から出力されるモータ軸回転角と、前記補正処理ステップで変換されたバルブ軸回転角とに基づいて、前記第１位置検出器および前記第２位置検出器の少なくとも一方の故障を検出する故障検出処理ステップと、
    　を備えた電子制御式バルブの制御方法。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110994930A (zh) * 2019-12-09 2020-04-10 西安航天精密机电研究所 一种双传感有限转角无刷直流力矩电机及其控制方法
CN113507254A (zh) * 2020-03-24 2021-10-15 株式会社安川电机 电机控制装置、电梯驱动系统和电机控制方法
CN114035489A (zh) * 2021-09-28 2022-02-11 广州极飞科技股份有限公司 闸阀控制方法及其系统、闸阀及计算机可读存储介质

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001098987A (ja) * 1999-09-30 2001-04-10 Honda Motor Co Ltd 電子スロットル装置の制御装置
JP2004052665A (ja) * 2002-07-19 2004-02-19 Mitsuba Corp スロットル弁の開度検出システム

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6474155B1 (en) * 1999-07-08 2002-11-05 Lockheed Martin Corporation Constant-temperature-difference flow sensor

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001098987A (ja) * 1999-09-30 2001-04-10 Honda Motor Co Ltd 電子スロットル装置の制御装置
JP2004052665A (ja) * 2002-07-19 2004-02-19 Mitsuba Corp スロットル弁の開度検出システム

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110994930A (zh) * 2019-12-09 2020-04-10 西安航天精密机电研究所 一种双传感有限转角无刷直流力矩电机及其控制方法
CN110994930B (zh) * 2019-12-09 2021-03-09 西安航天精密机电研究所 一种双传感有限转角无刷直流力矩电机及其控制方法
CN113507254A (zh) * 2020-03-24 2021-10-15 株式会社安川电机 电机控制装置、电梯驱动系统和电机控制方法
CN113507254B (zh) * 2020-03-24 2024-04-30 株式会社安川电机 电机控制装置、电梯驱动系统和电机控制方法
CN114035489A (zh) * 2021-09-28 2022-02-11 广州极飞科技股份有限公司 闸阀控制方法及其系统、闸阀及计算机可读存储介质
CN114035489B (zh) * 2021-09-28 2023-12-05 广州极飞科技股份有限公司 闸阀控制方法及其系统、闸阀及计算机可读存储介质

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