CN102124625A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于提供一种功率转换装置。功率转换装置(100)包括：逆变器(4)，该逆变器(4)将直流电转换为交流电来提供给负载；整流器(3)，该整流器(3)将来自交流电源(1)的交流电转换为直流电来提供给逆变器(4)；直流电压转换器(7)，该直流电压转换器(7)在交流电压(1)的供电异常的情况下，转换存储在蓄电池(8)中的功率的电压值，向逆变器(4)提供来自蓄电池(8)的直流电；以及滤波器(5)，该滤波器(5)包含电抗器及电容器，去除由逆变器(4)产生的高次谐波。逆变器(4)包括多电平电路即三电平电路。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及不间断供电电源装置、太阳能发电系统、燃料电池发电系统、或充电电池储能系统等的、从直流电输出交流电的功率转换装置。
背景技术
作为用于向计算机系统等重要负载稳定地提供交流电的电源装置，广泛使用不间断供电电源装置。例如日本专利特开2006-109603号公报(专利文献1)所揭示的那样，不间断供电电源装置一般包括：整流器，该整流器将交流电转换为直流电；逆变器，该逆变器将直流电转换为交流电；及滤波器，该滤波器用于去除因逆变器的动作而产生的高次谐波。整流器始终将来自商用交流电源的交流电转换为直流电，一边对蓄电池等蓄电装置进行充电，一边向逆变器提供直流电。逆变器将直流电转换为交流电来提供给负载。在商用交流电源停电的情况下，将来自蓄电池等蓄电装置的功率提供给逆变器，逆变器继续向负载提供交流电。
专利文献1日本专利特开2006-109603号公报
发明内容
上述滤波器包含电抗器及电容器。在高次谐波较大的情况下，需要使用例如具有较大的电感量的电抗器。为了增大电抗器的电感量，考虑例如增加线圈的匝数，但电抗器的体积及重量也增大。因此，若增大电抗器的电感量，则产生不间断供电电源装置的体积及重量增大的问题。然而，在日本专利特开2006-109603号公报中，未表示对于上述不间断供电电源装置的大型化的问题的具体的解决方法。
本发明的目的在于提供一种具有适用于小型化及轻量化的结构的功率转换装置。
根据本发明的摘要，是一种功率转换装置，包括第一转换器、直流电提供源、及滤波器。第一转换器包括第一多电平电路，该第一多电平电路可以将直流电压和至少在三个电压值之间变化的交流电压进行相互转换，将直流电转换为交流电来提供给负载。直流电提供源将直流电提供给第一转换器。滤波器包含电抗器及电容器，去除由第一转换器产生的高次谐波。
根据本发明的其他方面，是一种功率转换装置，包含第一及第二转换器、直流电提供源、及滤波器。第一转换器包括第一多电平电路，该第一多电平电路可以将直流电压和至少在三个电压值之间变化的交流电压进行相互转换，将直流电转换为交流电来提供给负载。第二转换器将来自交流电源的交流电转换为直流电，来提供给第一转换器。直流电提供源将直流电提供给第一转换器。滤波器包含电抗器及电容器，去除由第一转换器产生的高次谐波。
根据本发明的另外其他方面，是一种功率转换装置，包含第一、第二、第三转换器、及滤波器。第一转换器包括第一多电平电路，该第一多电平电路可以将直流电压和至少在三个电压值之间变化的交流电压进行相互转换，将直流电转换为交流电来提供给负载。第二转换器将来自交流电压的交流电转换为直流电，来提供给第一转换器。第三转换器在交流电压的供电异常的情况下，转换存储在蓄电装置中的功率的电压值，向第一转换器提供来自蓄电装置的直流电。滤波器包含电抗器及电容器，去除由第一转换器产生的高次谐波。
根据本发明，能够实现功率转换装置的小型化及轻量化。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式的不间断供电电源装置100的主电路结构的简要框图。
图2是详细说明图1所示的整流器3、逆变器4的结构的电路图。
图3是详细说明图1所示的直流电压转换器7的结构的图。
图4是表示由双电平电路(two-level circuit)电路构成的单相逆变器的图。
图5是图4所示的逆变器41的等效电路。
图6是表示逆变器41的线电压的图。
图7是图2所示的逆变器4的U相桥臂4U及V相桥臂4V的等效电路图。
图8是表示图7所示的单相三电平逆变器的线电压的图。
图9是表示在将设置于双电平逆变器的输出侧的滤波电抗器设定为5％、使逆变器以10kHz的频率进行开关的情况下对电抗器电流进行仿真后的结果的图。
图10是表示在将设置于双电平逆变器的输出侧的滤波电抗器设定为10％、使逆变器以10kHz的频率进行开关的情况下对电抗器电流进行仿真后的结果的图。
图11是表示在将设置于三电平逆变器的输出侧的滤波电抗器设定为5％、使逆变器以10kHz的频率进行开关的情况下对电抗器电流进行仿真后的结果的图。
图12是表示由双电平逆变器产生的高次谐波电流(图9)的频谱的图。
图13是表示由三电平逆变器产生的高次谐波电流(图11)的频谱的图。
图14是表示双电平逆变器的对地电位变动及三电平逆变器的对地电位变动的仿真结果的图。
图15是表示双电平逆变器及三电平逆变器的损耗的仿真结果的图。
图16是说明双电平逆变器及三电平逆变器的损耗的细目分类的图。
图17是表示现有的直流电压转换器中所包含的半导体开关的结构的图。
图18是表示图3的IGBT元件Q1D～Q4D的开关模式和施加到电抗器22的电压的图。
图19是表示将本发明的功率转换装置应用到三相四线制的状态的图。
标号说明
1商用交流电源
2输入滤波器
3整流器
3R R相桥臂
3S S相桥臂
3T T相桥臂
4，41逆变器
4U，41U U相桥臂
4V，41V V相桥臂
4W W相桥臂
5输出滤波器
6负载
7直流电压转换器
8蓄电池
10控制装置
11，11R，11S，11T，15，16，19，19U，19V，19W电容器
12，12R，12S，12T，18，18U，18V，18W电抗器
13，42直流正母线
14，43直流负母线
17直流中性点母线
21，O中性点
22，22N，22P，45电抗器
23，44半导体开关
31，36电压传感器
32，37电流传感器
33停电检测电路
100不间断供电电源装置
CA，CB，CC，CD电容器
D1D～D4D，D1R～D6R，D1S～D6S，D1T～D6T，D1U～D6U，D1V～D6V，D1W～D6W，DA，DB，DC，DD二极管
Q1D～Q4D，Q1R～Q4R，Q1S～Q4S，Q1T～Q4T，Q1U～Q4U，Q1V～Q4V，Q1W～Q4W，QA，QB，QC，QD，IGBT元件
RL R相线
SL S相线
TL T相线
UL U相线
VL V相线
WL W相线
具体实施方式
下面，参照附图，详细说明本发明的实施方式。此外，图中对于相同或相当的部分标注相同标号，不再重复其说明。
图1是表示本发明的实施方式的不间断供电电源装置100的主电路结构的简要框图。参照图1，不间断供电电源装置100包括：输入滤波器2、整流器3、逆变器4、输出滤波器5、直流电压转换器(图中表示为“DC/DC”)7、控制装置10、直流正母线13、直流负母线14、电容器15、16、直流中性点母线17、电压传感器31、36、电流传感器32、37、停电检测电路33、R相线RL、S相线SL、及T相线TL。
输入滤波器2防止高次谐波向商用交流电源1流出。商用交流电源1是三相交流电源。输入滤波器2是包括电容器11(电容器11R、11S、11T)及电抗器12(电抗器12R、12S、12T)的三相的LC滤波器电路。
整流器3将由商用交流电源1通过输入滤波器2提供的三相交流电转换为直流电，通过直流正母线13及直流负母线14将该直流电提供给逆变器4。逆变器4将来自整流器3的直流电转换为三相交流电。如下文所述那样，整流器3及逆变器4由三电平电路构成。整流器3及逆变器4通过直流正母线13、直流负母线14、及直流中心点母线17相连接。
电容器15、16串联连接在直流正母线13和直流负母线14之间，对直流正母线13和直流负母线14之间的电压进行滤波。电容器15、16的连接点即中性点21与直流中性点母线17相连接。
将来自逆变器4的交流电通过输出滤波器5提供给负载6。输出滤波器5去除由逆变器4的动作产生的高次谐波。输出滤波器5是包括电抗器18(电抗器18U、18V、18W)及电容器19(电抗器19U、19V、19W)的三相的LC滤波器电路。
直流电压转换器7将直流正母线13和直流负母线14之间的直流电压和蓄电池8的电压进行相互转换。此外，将直流电压转换器7与可进行充放电的蓄电装置相连接即可，例如也可以将电气二重层电容器与直流电压转换器7相连接。而且，在本实施方式中，蓄电池8设置于不间断供电电源装置100的外部，但是蓄电池8也可以内置于不间断供电电源装置100。
电压传感器31检测出R相线的电压VR、S相线的电压VS、及T相线的电压VT，将表示电压VR、VS、VT的三相电压信号输出到控制装置10及停电检测电路33。电流传感器32检测出R相线的电流IR、S相线的电流IS、及T相线的电流IT，将表示电压IR、IS、IT的三相电流信号输出到控制装置10。
停电检测电路33基于来自电压传感器31的三相电压信号来检测商用交流电源1的停电。停电检测电路33将表示商用交流电源1的停电的停电信号输出到控制装置10。电压传感器36检测出蓄电池8的正负极间的电压VB，将表示电压VB的信号输出到控制装置10。电流传感器37对蓄电池8检测出输入输出的电流IB，将表示电流IB的信号输出到控制装置10。
控制装置10控制整流器3、逆变器4、及直流电压转换器7的动作。下文将进行详细说明，整流器3、逆变器4、及直流电压转换器7由包含半导体开关元件的半导体开关构成。此外，在本实施方式中，使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极性晶体管)作为半导体开关元件。另外，在本实施方式中，应用PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)控制作为半导体开关元件的控制方式。控制装置10接收来自电压传感器31的三相电压信号、来自电流传感器32的三相电流信号、来自停电检测电路33的停电信号、表示电压传感器36检测出的电压VB的信号、表示电流传感器37检测出的电流IB的信号等，来执行PWM控制。
接着，说明本实施方式的不间断供电电源装置100的动作。在商用交流电源1能够正常地提供交流电的情况下，整流器3将来自商用交流电源1的交流电转换为直流电，逆变器4将该直流电转换为交流电来提供给负载6。直流电压转换器7将来自整流器3的直流电压转换为适合向蓄电池8进行充电的电压，来向蓄电池8进行充电。另一方面，在商用交流电源停电的情况下，控制装置10基于来自停电检测电路33的停电信号来停止整流器3。而且，控制装置10使直流电压转换器7工作，使得从蓄电池8向逆变器4提供直流电，使逆变器4继续提供交流电。在这种情况下，直流电压转换器7将蓄电池8的电压转换为适合作为逆变器4的输入电压的电压。由此，能够对交流负载稳定地提供交流电。
图2是详细说明图1所示的整流器3、逆变器4的结构的电路图。参照图2，整流器3包括R相桥臂3R、S相桥臂3S、及T相桥臂3T。逆变器4包括U相桥臂4U、V相桥臂4V、及W相桥臂4W。
整流器3的各相桥臂(3R、3S、3T)及逆变器4的各相桥臂(4U、4V、4W)都构成作为三电平电路，包含四个IGBT元件和六个二极管。更具体而言，R相桥臂3R包括IGBT元件Q1R～Q4R和二极管D1R～D6R。S相桥臂3S包含IGBT元件Q1S～Q4S和二极管D1S～D6S。T相桥臂3T包含IGBT元件Q1T～Q4T和二极管D1T～D6T。U相桥臂4U包含IGBT元件Q1U～Q4U和二极管D1U～D6U。V相桥臂4V包含IGBT元件Q1V～Q4V和二极管D1V～D6V。W相桥臂4W包含IGBT元件Q1W～Q4W和二极管D1W～D6W。
以下，为了总括地说明整流器3的各相桥臂及逆变器4的各相桥臂，而将标号R、S、T、U、V、W一并用标号“x”表示。IGBT元件Q1x～Q4x串联连接在直流正母线13和直流负母线14之间。二极管D1x～D4x分别与IGBT元件Q1x～Q4x反向并联连接。二极管D5x与IGBT元件Q1x、Q2x的连接点和中性点21相连接。二极管D6x与IGBT元件Q3x、Q4x的连接点和中性点21相连接。此外，二极管D5x的阴极与IGBT元件Q1x、Q2x的连接点相连接，二极管D5x的阳极与中性点21相连接。二极管D6x的阳极与IGBT元件Q3x、Q4x的连接点相连接，二极管D6x的阴极与中性点21相连接。二极管D1x～D4x起到作为回流二极管的作用，二极管D5x、D6x起到作为箝位二极管的作用。
整流器3的各相桥臂(3R，3S，3T)中，IGBT元件Q2x、Q3x的连接点与交流输入端子相对应，二极管D5x、D6x的连接点与直流输出端子相对应。另一方面，在逆变器4的各相桥臂(4U，4V，4T)中，二极管D5x，D6x的连接点与直流输入端子相对应，IGBT元件Q2x、Q3x的连接点与交流输出端子相对应。整流器3的各相桥臂(3R，3S，3T)的交流输入端子与相对应的线(R相线RL、S相线SL、T相线TL)相连接，逆变器4的各相桥臂(4U、4V、4S)的交流输出端子与相对应的线(U相线UL、V相线VL、W相线WL)相连接。整流器3的各相桥臂的直流输出端子及逆变器4的各相桥臂的直流输入端子与中性点21相连接。
图3是详细说明图1所示的直流电压转换器7的结构的图。参照图3，直流电压转换器7包括电抗器22和半导体开关23。半导体开关23包括：串联连接在直流正母线13和直流负母线14之间的IGBT元件Q1D～G4D、分别与IGBT元件Q1D～Q4D反向并联连接的二极管D1D～D4D。
半导体开关23中，IGBT元件Q1D、Q2D的连接点与电抗器22P的一端相连接，IGBT元件Q3D、Q4D的连接点与电抗器22N的一端相连接。电抗器22P的另一端与蓄电池8的正极相连接，电抗器22N的另一端与蓄电池8的负极相连接。
如上述说明的那样，本实施方式的不间断供电电源装置100中，整流器3、逆变器4由三电平电路构成。现有的功率转换装置中，处于减少半导体开关元件的数量等的目的，一般逆变器由双电平电路构成。由于逆变器由三电平电路构成，因此，相比现有的功率转换装置，能够抑制高次谐波。
图4是表示由双电平电路(two-level circuit)构成的单相逆变器的图。参照图4，逆变器41包括U相桥臂41U、及V相桥臂41V。U相桥臂41U和V相桥臂41V并联连接在直流正母线42和直流负母线43之间，且相互具有相同的结构。U相桥臂41U包含：串联连接在直流正母线42和直流负母线43之间的IGBT元件QA、QB；和分别与IGBT元件QA、QB反向并联连接的二极管DA、DB。IGBT元件QA、QB的连接点与U相线UL相连接。V相桥臂41V具有将上述U相桥臂41U的结构中的U相线UL替换成V相线VL的结构。
直流正母线42和直流负母线43之间串联连接有电容器CA、CB。中性点O是电容器CA、CB的连接点。电容器CA的两端电压及电容器CB的两端电压都为E/2(E为预定值)。
图5是图4所示的逆变器41的等效电路。参照图5，U相桥臂41U等效于在直流正母线42和直流负母线43之间切换U相线UL的连接目标的开关。若考虑将中性点O接地，若开关进行动作，则U相线UL的电压Vu在E/2和-E/2之间切换。V相线VL的电压Vv与电压Vu进行相同的变化。由此，双电平电路将直流电压E转换为具有两个值(E/2、-E/2)的交流电压。
图6是表示逆变器41的线电压的图。参照图6，线电压(电压Vu和电压Vv之差)在E、0、-E之间切换。在由双电平电路构成的逆变器(双电平逆变器)中，线电压的最小变化幅度等于电压E。
图7是图2所示的逆变器4的U相桥臂4U及V相桥臂4V的等效电路图。参照图7，U相桥臂4U等效于在直流正母线13、中性点21、及直流负母线14之间切换U相线UL的连接目标的开关。通过该开关进行动作，则U相线UL的电压Vu在E/2、0、-E/2之间切换。V相线VL的电压Vv与电压Vu进行相同的变化。由此，三电平电路是可将直流电压和具有三个值的交流电源进行相互转换的电路。
图8是表示图7所示的单相三电平逆变器的线电压的图。参照图7，线电压(电压Vu和电压Vv之差)在E、E/2、0、-E/2、-E之间切换。在由三电平电路构成的逆变器(三电平逆变器)中，线电压的最小变化幅度等于E/2。
从图6及图8中可知，三电平逆变器比双电平逆变器的线电压的变化幅度要小。线电压的变化幅度越小，则由于逆变器的输出电压的波形越发生细微的变化，因此能够使其波形越接近正弦波。电压波形越接近正弦波，则越能够减小因逆变器的动作而产生的高次谐波。因而，相比于双电平逆变器，三电平逆变器能够降低高次谐波。
图9是表示在将设置于双电平逆变器的输出侧的滤波电抗器设定为5％、使逆变器以10kHz的频率进行开关的情况下对电抗器电流进行仿真后的结果的图。图10是表示在将设置于双电平逆变器的输出侧的滤波电抗器设定为10％、使逆变器以10kHz的频率进行开关的情况下对电抗器电流进行仿真后的结果的图。根据图9及图10的仿真，若比较总谐波失真(Total Harmonic Distortion；THD)，则在电抗器电感量为5％的情况下，THD为6.4％，而通过使电抗器电感量增加到10％，从而THD降低到3.2％。
所谓THD，表示高次谐波分量的有效值之和与基波的有效值之比。THD较小则意味着高次谐波分量较小。图9及图10表示因增大电抗器电感量而THD较小的情况。但若为了减小高次谐波分量而增大电抗器电感量，则需要增加线圈的匝数等，会发生电抗器的体积及重量增加的问题。
图11是表示在将设置于三电平逆变器的输出侧的滤波电抗器设定为5％、使逆变器以10kHz的频率进行开关的情况下对电抗器电流进行仿真后的结果的图。参照图11及图9可知，若滤波电抗器的电感量相同，则三电平逆变器能比双电平逆变器更好地抑制高次谐波分量。在图11所示的仿真结果中THD为3.2％。
图12是表示由双电平逆变器产生的高次谐波电流(图9)的频谱的图。图13是表示由三电平逆变器产生的高次谐波电流(图11)的频谱的图。参照图12及图13可知，与频率无关，三电平逆变器能比双电平逆变器更好地抑制高次谐波分量。此外，图12及图13的频谱是根据仿真获得的。在仿真中，设输入逆变器的直流电压为500V，负载为10kW的三相电阻负载，输出电压(线电压)为208Vrms。
由此，根据本实施方式，通过利用三电平电路构成逆变器，从而能够减小由该逆变器生成的高次谐波。由此，由于能够将具有较小电感量的电抗器用作滤波器，因此能够减小电抗器的体积及重量。因而，根据本实施方式，能够实现功率转换装置的小型化及轻量化。
根据本实施方式，通过利用三电平电路构成逆变器，还能够获得以下效果。在功率转换装置中，将逆变器的输入侧直流电容器与作为直流电源的电容较大的蓄电池等连接。若逆变器进行动作时对地电位变动较大，则因直流电路的较大的寄生电容而噪音产生量增大。若利用双电平逆变器构成逆变器4，则由于输出电压的变化幅度增大，因此对地电位变动也增大。然而，在本实施方式中，通过利用三电平逆变器构成逆变器4，从而能使其输出电压的变化幅度比双电平逆变器的情况要小。由此，由于能够减小对地电位变动，因此能够降低噪音产生量。
图14是表示双电平逆变器的对地电位变动及三电平逆变器的对地电位变动的仿真结果的图。在仿真中，将输入到逆变器的直流电源设定为360V。参照图14，若设双电平逆变器的对地电位变动为1〔p.u〕，则三电平逆变器的对地电位变动为0.5〔p.u(标幺值)〕。如图14所示，三电平逆变器能够减小对地电位变动。
而且，根据本实施方式，能够降低逆变器4的损耗。所谓逆变器4的损耗，具体而言，是指导通损耗(IGBT元件及二极管的各通电时的损耗)及IGBT的开关损耗。
图15是表示双电平逆变器及三电平逆变器的损耗的仿真结果的图。图16是说明双电平逆变器及三电平逆变器的损耗的细目分类的图。在该仿真中，设直流输入电压为600V，开关频率为10kHz，交流输出电压(线电压)为380Vrm，负载的大小为275kW。此外，双电平逆变器中所包含的IGBT元件为1200V-600A等级，三电平逆变器中所包含的IGBT元件为600V-600A等级。
参照图15及图16，三电平逆变器的整体的损耗成为双电平逆变器的整体的损耗的83％。其理由在于降低了开关损耗。如图15所示，对于开关损耗，三电平逆变器比双电平逆变器要小(33％)。其理由在于，相比双电平逆变器，三电平逆变器能够减小施加到一个半导体开关元件的电压。
如图16所示，在双电平逆变器中，开关损耗占据整体损耗的较多的比例(63％)。三电平逆变器能够大幅降低该开关损耗。因而，在三电平逆变器中，尽管相比双电平逆变器其导通损耗增加，但相比双电平逆变器能够减小整体的损耗。通过减小逆变器的损耗，从而能够提高功率转换装置的动作效率。
在本实施方式中，由于整流器3也是由三电平电路构成的，因此利用整流器3也能获得与逆变器4相同的效果。具体而言，能够使输入滤波器中包含的电抗器小型化。由此，能够更进一步实现功率转换装置的小型化及轻量化。另外，由于能够抑制对地电位变动，因此，也能够降低整流器3的噪音产生量。另外，由于能够降低整流器3的损耗，因此，能够提高功率转换装置的动作效率。除此效果之外，由于整流器3和逆变器4能够共用构成元器件，因此能够力图降低功率转换装置的成本。
而且，现有的直流电压转换器7具有如图17的半导体开关44所示那样串联连接两个IGBT元件QC、QD的结构。如图3所示，本实施方式中，通过串联连接四个IGBT元件来构成半导体开关，从而能够降低流过电抗器22的电流的脉动分量。在图17的结构的情况下，在IGBT元件QC导通、IGBT元件QD断开时，向电抗器45施加(E-VB)的电压，在IGBT元件QC断开、IGBT元件QD导通时，向电抗器45施加(-VB)的电压。因而，开关所引起的电抗器电压差成为E。与此不同的是，在图3的结构中，在仅使IGBT元件Q2D、Q3D导通时，向电抗器22施加(-VB)的电压，在仅使IGBT元件Q1D、Q4D导通时，向电抗器22施加(E-VB)的电压，但除此之外，有仅使IGBT元件Q1D、Q3D导通、或仅使IGBT元件Q2D、Q4D导通的情况，此时，向电抗器22施加E/2-VB的电压。
图18是表示IGBT元件Q1D～Q4D的开关模式和施加到电抗器22的电压的图。根据图18可知，直流电压转换器7能够施加到电抗器22的电压也具有三电平。根据图3的结构，能够将因开关引起的电抗器电压差设为E/2，能够减小流过电抗器22的电流的脉动分量。由此，由于能够减小电抗器22的电感量，能够使电抗器22小型化，因此，能够更进一步使功率转换装置小型化及轻量化。
在本实施方式3中表示了三电平电路，但构成逆变器、整流器、直流电压转换器的电路只要是可将直流电压和至少具有三个电压值的交流电压或直流电压进行相互转换的电路(多电平电路)即可。因而，能够对逆变器等应用将直流电压和至少具有五个电压值的交流电压进行相互转换的五电平电路。
另外，在本实施方式中，表示了可应用于三相三线制的交流电源及负载的不间断供电电源装置，但本发明也可应用于三相四线制的交流电源及负载，在三相四线的情况下，如图19所示，只要将电容器11、19的中点和中性点21连接即可。另外，交流电源及交流负载不限定于三相，也可以是单相。在这种情况下，整流器及逆变器只要各包含两个多电平电路即可。
另外，在本实施方式中，是在蓄电池和直流母线间应用直流电压转换器，但能在直流母线的额定运行范围内选定蓄电池的情况下，当然能够省略直流电压转换器。
另外，在本实施方式中，是以使用蓄电池的不间断供电电源装置应用本发明的功率转换装置为例进行了说明，但对于使用多电平电路来实现滤波器的小型化、轻量化、及抑制对地电位变动，可应用到太阳能发电系统、燃料电池发电系统、或充电电池储能系统等的从直流电输出交流电的功率转换装置。
应该认为这里所揭示的实施方式在各个方面是举例表示，而不是限制性的。可认为本发明的范围并不是由上述说明表示，而是由权利要求的范围表示，包含与权利要求的范围同等的意义及范围内的所有变更。

Claims (6)

1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
第一转换器(4)，该第一转换器(4)包含第一多电平电路(4U)，该第一多电平电路(4U)可以将直流电压和至少在三个电压值之间变化的交流电压进行相互转换，将直流电转换为交流电来提供给负载(6)；
直流电提供源(8)，该直流电提供源(8)将直流电提供给所述第一转换器(4)；以及
滤波器(5)，该滤波器(5)包含电抗器(18)及电容器(19)，去除由所述第一转换器(4)产生的高次谐波。
2.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
第一转换器(4)，该第一转换器(4)包含第一多电平电路(4U)，该第一多电平电路(4U)可以将直流电压和至少在三个电压值之间变化的交流电压进行相互转换，将直流电转换为交流电来提供给负载(6)；
第二转换器(3)，该第二转换器(3)将来自交流电源的交流电转换为直流电，来提供给所述第一转换器(4)；
直流电提供源(8)，该直流电提供源(8)将直流电提供给所述第一转换器(4)；以及
滤波器(5)，该滤波器(5)包含电抗器(18)及电容器(19)，去除由所述第一转换器(4)产生的高次谐波。
3.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
第一转换器(4)，该第一转换器(4)包含第一多电平电路(4U)，该第一多电平电路(4U)可以将直流电压和至少在三个电压值之间变化的交流电压进行相互转换，将直流电转换为交流电来提供给负载(6)，
第二转换器(3)，该第二转换器(3)将来自交流电源的交流电转换为直流电，来提供给所述第一转换器(4)；
第三转换器(7)，该第三转换器(7)在所述交流电源的供电异常的情况下，转换存储在蓄电装置(8)中的功率的电压值，向所述第一转换器提供来自所述蓄电装置(8)的直流电；以及
滤波器(5)，该滤波器(5)包含电抗器(18)及电容器(19)，去除由所述第一转换器(4)产生的高次谐波。
4.如权利要求2或3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第二转换器(3)包括具有与所述第一多电平电路(4U)相同结构的第二多电平电路(3R)。
5.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第三转换器(7)包含第三多电平电路(23)，该第三多电平电路(23)可将直流电压和至少可在三个电压值之间变化的直流电压进行相互转换。
6.如权利要求1至3的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置还包括：
直流正母线及直流负母线(13，14)，该直流正母线及直流负母线(13，14)用于将来自所述第二转换器(3)或所述第三转换器(7)的直流电、或来自所述第二转换器(3)及所述第三转换器(7)的直流电传输至所述第一转换器(4)；以及
第一及第二电容器(15，16)，该第一及第二电容器(15，16)串联连接在所述直流正母线(13)及所述直流负母线(14)之间，
所述第一多电平电路(4U)包括：
第一至第四半导体开关元件(Q1U～Q4U)，该第一至第四半导体开关元件(Q1U～Q4U)串联连接在所述直流正母线(13)和所述直流负母线(14)之间；
第一至第四回流二极管(D1U～D4U)，该第一至第四回流二极管(D1U～D4U)分别与所述第一至第四半导体开关元件(Q1U～Q4U)反向并联连接；
第一箝位二极管(D5U)，该第一箝位二极管(D5U)连接在所述第一及第二电容器(15，16)的中性点(21)和所述第一及第二半导体开关元件(Q1U，Q2U)的连接点之间；以及
第二箝位二极管(D6U)，该第二箝位二极管(D6U)连接在所述中性点(21)和所述第三及第四半导体开关元件(Q3U，Q4U)的连接点之间。
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