CN102089798B - 显示装置及其驱动方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种显示装置及其驱动方法。将开关用TFT(111、112)控制为导通状态、开关用TFT(113)控制为非导通状态，对驱动用TFT(110)的栅极端子施加与阈值电压相应的电位(VDD+Vth)。接着，使TFT(112)保持为导通状态不变，使数据线(Sj)的电位从基准电位(Vpc)变化为数据电位(Vdata)，使TFT(110)为导通状态。此时，电流(Ia)流动，TFT(110)的栅极端子电位上升。TFT(110)的迁移率越大，栅极端子电位的变化量就越大，发光时流向有机EL元件(130)的电流就越少。由此，使不受TFT(110)的阈值电压的偏差和迁移率的偏差的影响的电流流向有机EL元件(130)，在电流驱动型的显示装置中补偿驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者。

Description

显示装置及其驱动方法
技术领域
本发明涉及显示装置，更特定而言，涉及有机EL显示器、FED等电流驱动型的显示装置及其驱动方法。 
背景技术
近年来，薄型、轻量、能够高速响应的显示装置的需求增加，随之，关于有机EL(Electro Luminescence：电致发光)显示器、FED(FieldEmission Display：场发射显示器)的研究开发正在活跃地进行。 
有机EL显示器所包含的有机EL元件被施加的电压越高、流动的电流越多，就以越高的亮度发光。但是，有机EL元件的亮度与电压的关系受到驱动时间、周边温度等的影响而容易发生变动。因此，如果在有机EL显示器中使用电压控制型的驱动方式，则对有机EL元件的亮度的偏差的抑制会变得非常困难。与此相对，有机EL元件的亮度与电流大致成比例，该比例关系不容易受到周边温度等外在因素的影响。因此，在有机EL显示器中优选使用电流控制型的驱动方式。 
另一方面，显示装置的像素电路、驱动电路使用由非晶硅、低温多晶硅、CG(Continuous Grain：连续晶粒)硅等构成的TFT(Thin FilmTransistor：薄膜晶体管)构成。但是，在TFT的特性(例如阈值电压、迁移率)中，容易产生偏差。于是，在有机EL显示器的像素电路中设置对TFT的特性的偏差进行补偿的电路，通过该电路的作用，能够抑制有机EL元件的亮度的偏差。 
在电流控制型的驱动方式中对TFT的特性的偏差进行补偿的方式大致分为：利用电流信号对流经驱动用TFT的电流的量进行控制的电流程序方式；和利用电压信号对该电流的量进行控制的电压程序方式。使用电流程序方式，能够补偿阈值电压与迁移率的偏差，使用电压程序方式，仅能够补偿阈值电压的偏差。 
但是，在电流程序方式中存在如下问题：第一，因为处理非常微 少的量的电流，所以像素电路、驱动电路的设计很困难，第二，存在因为在设定电流信号的期间内容易受到寄生电容的影响，所以难以实现大面积化的问题。与此相对，在电压程序方式中，寄生电容等的影响轻微，电路设计也比较容易。此外，迁移率的偏差对电流量产生的影响比阈值电压的偏差对电流量产生的影响小，迁移率的偏差能够在TFT制作工序中得到某种程度的抑制。因此，在使用电压程序方式的显示装置中也能够获得充分的显示品质。 
关于使用电流控制型的驱动方式的有机EL显示器，历来已知有各种结构。例如在专利文献1中记载有对图2所示的像素电路100(详细情况后述)按照图13所示的时序图进行驱动的方式。在图13所示的驱动方法中，在时刻t1之前，扫描线Gi和控制配线Wi的电位被控制为高电平，控制配线Ri的电位被控制为低电平，数据线Sj的电位被控制为基准电位Vpc。当在时刻t1扫描线Gi的电位变化为低电平时，开关用TFT111变化为导通状态。接着，当在时刻t2控制配线Wi的电位变化为低电平时，开关用TFT112变化为导通状态。由此，驱动用TFT110的栅极端子和漏极端子短路而成为同电位。 
接着，当在时刻t3控制配线Ri的电位变化为高电平时，开关用TFT113变化为非导通状态。此时，电流从电源配线Vp经由驱动用TFT110和开关用TFT112流入驱动用TFT110的栅极端子，驱动用TFT110的栅极端子电位在驱动用TFT110为导通状态的期间上升。当栅极-源极间电压成为阈值电压Vth(负值)时，驱动用TFT110变化为非导通状态，因此，驱动用TFT110的栅极端子电位上升至(VDD+Vth)。 
接着，当在时刻t4控制配线Wi的电位变化为高电平时，开关用TFT112变化为非导通状态。此时，在电容器121，驱动用TFT110的栅极端子与数据线Sj的电位差(VDD+Vth-Vpc)被保持。 
接着，当在时刻t5数据线Sj的电位从基准电位Vpc变化为数据电位Vdata时，驱动用TFT110的栅极端子电位仅变化相同的量(Vdata-Vpc)，成为(VDD+Vth+Vdata-Vpc)。接着，当在时刻t6扫描线Gi的电位变化为高电平时，开关用TFT111变化为非导通状态。此时，在电容器122，驱动用TFT110的栅极-源极间电压(Vth+Vdata-Vpc)被保持。 
接着，在时刻t7，数据线Sj的电位从数据电位Vdata变化为基准电位Vpc。接着，当在时刻t8控制配线Ri的电位变化为低电平时，开关用TFT113变化为导通状态。由此，电流从电源配线Vp经由驱动用TFT110和开关用TFT113流向有机EL元件130。流经驱动用TFT110的电流的量根据栅极端子电位(VDD+Vth+Vdata-Vpc)增减，但是，即使阈值电压Vth不同，只要电位差(Vdata-Vpc)相同，电流量就相同。因此，不管阈值电压Vth的值如何，与数据电位Vdata相应的量的电流均流向有机EL元件130，有机EL元件130以与数据电位Vdata相应的亮度发光。 
通过这样对图2所示的像素电路100按照图13所示的时序图进行驱动，不管驱动用TFT110的阈值电压Vth如何，均能够使期望的量的电流流向有机EL元件130，使有机EL元件130以期望的亮度发光。 
在专利文献2中，记载有对图14所示的像素电路900按照图15所示的时序图进行驱动的方式(不过，为了容易与本申请的发明进行对比而变更了信号线的名称)。在图15所示的驱动方法中，在时刻t1之前，扫描线G1i、G2i的电位被控制为高电平，控制配线Ei的电位被控制为低电平。当在时刻t1控制配线Ei的电位变化为高电平时，开关用TFT913、914变化为非导通状态。接着，当在时刻t2扫描线G1i、G2i的电位变化为低电平时，开关用TFT911、912、915变化为导通状态。由此，驱动用TFT910的栅极端子和漏极端子短路而成为同电位，驱动用TFT910的栅极端子电位Vg变得与电源配线Vint的电位Vpc相等。此外，对开关用TFT911与电容器921的连接点(以下称为连接点B)施加数据线Sj的电位Vdata。 
接着，当在时刻t3扫描线G2i的电位变化为高电平时，开关用TFT915变化为非导通状态。此时，电流从电源配线Vp经由驱动用TFT910和开关用TFT912流入驱动用TFT910的栅极端子，驱动用TFT910的栅极端子电位Vg在驱动用TFT910为导通状态的期间上升。当栅极-源极间电压成为阈值电压Vth(负值)时，驱动用TFT910变化为非导通状态，因此，驱动用TFT910的栅极端子电位Vg上升至(VDD+Vth)。 
接着，当在时刻t4扫描线G1i的电位变化为高电平，控制配线Ei 的电位变化为低电平时，开关用TFT911、912变化为非导通状态，开关用TFT913、914变化为导通状态。此时，连接点B的电位从Vdata变化为Vpc，驱动用TFT910的栅极端子电位Vg仅变化与连接点B的电位相同的量，成为(VDD+Vth+Vpc-Vdata)。电容器921保持驱动用TFT910的栅极端子和电源配线Vint的电位差(VDD+Vth-Vdata)。 
时刻t4以后，电流从电源配线Vp经由驱动用TFT910和开关用TFT913流向有机EL元件930。流经驱动用TFT910的电流的量根据栅极端子电位(VDD+Vth+Vpc-Vdata)增减，但是，即使阈值电压Vth不同，但是只要电位差(Vpc-Vdata)相同，电流量就相同。因此，不管阈值电压Vth的值如何，与数据电位Vdata相应的量的电流均流向有机EL元件930，有机EL元件930以与数据电位Vdata相应的亮度发光。 
通过这样对图14所示的像素电路900按照图15所示的时序图进行驱动，不管驱动用TFT910的阈值电压Vth如何，均能够使期望的量的电流流向有机EL元件930，使有机EL元件930以期望的亮度发光。 
另外，使用电流控制型的驱动方式的有机EL显示器的例子，在专利文献3、申请人和发明人与本申请相同的其它的申请(日本特愿2008-131568号，平成20年(2008年)5月20日提出申请)中也有记载。 
现有技术文献 
专利文献 
专利文献1：国际公开98/48403号小册子 
专利文献2：日本特开2007-133369号公报 
专利文献3：日本特开2004-341359号公报 
非专利文献 
非专利文献1：“4.0-in.TFT-OLED Displays and a Novel DigitalDriving Method”，SID’00 Digest，pp.924-927，半導体エネルギ一研究所 
非专利文献2：“Continuous Grain Silicon Technology and ItsApplications for Active Matrix Display”，AM-LCD 2000，pp.25-28，半導体エネルギ一研究所 
非专利文献3：“Polymer Light-Emitting Diodes for Use in Flat PanelDisplay”，AM-LCD’01，pp.211-214，University of Cambridge，CambridgeDisplay Technology 
发明内容
在图2所示的像素电路100中，在使驱动用TFT110在饱和区域动作的情况下，流经驱动用TFT110的漏极-源极间的电流Ids能够使用驱动用TFT110的栅极-源极间电压Vgs如下式(1)那样表示。 
Ids＝(1/2)·(W/L)·μ·Cox(Vgs-Vth)2    ……(1) 
其中，在式(1)中，W表示驱动用TFT110的沟道宽度，L表示驱动用TFT110的沟道长度，μ表示驱动用TFT110的迁移率，Cox表示驱动用TFT110的栅极氧化膜电容，Vth表示驱动用TFT110的阈值电压。 
式(1)中包含的值中的阈值电压Vth和迁移率μ容易在TFT制作工序中产生偏差。因此，在对图2所示的像素电路100按照图13所示的时序图进行驱动的情况下，因为流向有机EL元件130的电流的量受到驱动用TFT110的迁移率的偏差的影响而发生变动，所以难以使有机EL元件130以期望的亮度发光。在对图14所示的像素电路900按照图15所示的时序图进行驱动的情况下也发生相同的问题。 
因此，本发明的目的在于提供一种使用电压程序方式对驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者进行补偿的显示装置及其驱动方法。 
本发明的第一方面是一种显示装置，其特征在于： 
其为电流驱动型的显示装置，包括： 
与多个扫描线和多个数据线的各交叉点相对应地配置的多个像素电路；和 
使用上述扫描线对写入对象的像素电路进行选择、并对上述数据线施加与显示数据相应的数据电位的驱动电路，其中， 
上述像素电路包括： 
设置在第一电源配线与第二电源配线之间的电光元件； 
在上述第一电源配线与上述第二电源配线之间与上述电光元件串 联地设置的驱动元件； 
第一电极与上述驱动元件的控制端子连接的补偿用电容器；和 
设置在上述驱动元件的控制端子与一个电流输入输出端子之间的补偿用开关元件， 
上述驱动电路，针对写入对象的像素电路，将上述补偿用开关元件控制为导通状态，对上述驱动元件的控制端子施加与阈值电压相应的电位，然后，使上述补偿用开关元件保持为导通状态不变，切换对上述补偿用电容器的第二电极施加的电位，对上述驱动元件的控制端子施加与上述显示数据和上述阈值电压相应的写入电位。 
本发明的第二方面，在本发明的第一方面的显示装置中，其特征在于： 
上述像素电路还包括： 
设置在上述补偿用电容器的第二电极与上述数据线之间的写入用开关元件； 
设置在上述驱动元件与上述电光元件之间的截断用开关元件；和 
设置在上述驱动元件的控制端子与另一个电流输入输出端子之间的保持用电容器。 
本发明的第三方面，在本发明的第二方面的显示装置中，其特征在于： 
上述驱动电路，针对写入对象的像素电路，对上述数据线施加规定的基准电位，并且将上述写入用开关元件和上述补偿用开关元件控制为导通状态，将上述截断用开关元件控制为非导通状态，然后，保持各开关元件的状态不变，将施加于上述数据线的电位切换为上述数据电位。 
本发明的第四方面，在本发明的第一方面的显示装置中，其特征在于： 
上述像素电路还包括： 
设置在上述驱动元件的一个电流输入输出端子与上述第一电源配线之间的截断用开关元件；和 
设置在上述驱动元件的另一个电流输入输出端子与上述数据线之间的写入用开关元件， 
上述补偿用电容器的第二电极与由上述驱动电路施加电位的控制配线连接。 
本发明的第五方面，在本发明的第四方面的显示装置中，其特征在于： 
上述驱动电路，针对写入对象的像素电路，对上述数据线施加上述数据电位，并且将上述写入用开关元件和上述补偿用开关元件控制为导通状态，将上述截断用开关元件控制为非导通状态，然后，保持各开关元件的状态不变，切换施加于上述控制配线的电位，使得对上述驱动元件的控制端子施加上述写入电位。 
本发明的第六方面，在本发明的第五方面的显示装置中，其特征在于： 
上述驱动电路，在切换施加于上述控制配线的电位以使得对上述驱动元件的控制端子施加上述写入电位之后，将施加于上述数据线的电位切换为基准电位，该基准电位与上述数据电位相比更接近上述驱动元件的控制端子的电位。 
本发明的第七方面，在本发明的第五方面的显示装置中，其特征在于： 
上述驱动电路，针对写入对象的像素电路，在将上述写入用开关元件控制为导通状态的期间，对上述数据线施加由上述显示数据和施加于上述控制配线的电位的变化量决定的电位。 
本发明的第八方面，在本发明的第五方面的显示装置中，其特征在于： 
上述驱动电路，针对写入对象的像素电路，在将上述写入用开关元件控制为导通状态的期间，对上述数据线施加使得向上述电光元件施加的电压成为发光阈值电压以下的电位。 
本发明的第九方面，在本发明的第一方面的显示装置中，其特征在于： 
上述像素电路还包括： 
设置在上述补偿用电容器的第二电极与上述数据线之间的写入用开关元件； 
设置在上述驱动元件与上述电光元件之间的截断用开关元件； 
设置在上述补偿用电容器的第二电极与第三电源配线之间的第一初始化用开关元件；和 
设置在上述驱动元件的一个电流输入输出端子与上述第三电源配线之间的第二初始化用开关元件。 
本发明的第十方面，在本发明的第九方面的显示装置中，其特征在于： 
上述驱动电路，针对写入对象的像素电路，对上述数据线施加上述数据电位，并且将上述写入用开关元件、上述补偿用开关元件和上述第二初始化用开关元件控制为导通状态，将上述截断用开关元件和上述第一初始化用开关元件控制为非导通状态，然后，使上述补偿用开关元件保持为导通状态不变，将上述写入用开关元件控制为非导通状态，将上述第一初始化用开关元件控制为导通状态。 
本发明的第十一方面提供一种显示装置的驱动方法，该显示装置是包括与多个扫描线和多个数据线的各交叉点相对应地配置的多个像素电路的电流驱动型的显示装置，该驱动方法的特征在于： 
在上述像素电路包括：设置在第一电源配线与第二电源配线之间的电光元件；在上述第一电源配线与上述第二电源配线之间与上述电光元件串联地设置的驱动元件；第一电极与上述驱动元件的控制端子连接的补偿用电容器；和设置在上述驱动元件的控制端子与一个电流输入输出端子之间的补偿用开关元件的情况下， 
该驱动方法包括： 
使用上述扫描线对写入对象的像素电路进行选择的选择步骤； 
针对写入对象的像素电路，将上述补偿用开关元件控制为导通状态，对上述驱动元件的控制端子施加与阈值电压相应的电位的阈值状态设定步骤；和 
在上述阈值状态设定步骤之后，针对写入对象的像素电路，使上述补偿用开关元件保持为导通状态不变，切换施加于上述补偿用电容器的第二电极的电位，对上述驱动元件的控制端子施加与显示数据和上述阈值电压相应的写入电位的导通状态设定步骤。 
本发明的第十二方面，在本发明的第十一方面的驱动方法中，其特征在于： 
在上述像素电路还包括：设置在上述补偿用电容器的第二电极与上述数据线之间的写入用开关元件；设置在上述驱动元件与上述电光元件之间的截断用开关元件；和设置在上述驱动元件的控制端子与另一个电流输入输出端子之间的保持用电容器的情况下， 
上述阈值状态设定步骤，针对写入对象的像素电路，对上述数据线施加规定的基准电位，并且将上述写入用开关元件和上述补偿用开关元件控制为导通状态，将上述截断用开关元件控制为非导通状态， 
上述导通状态设定步骤，保持各开关元件的状态不变，将施加于上述数据线的电位切换为与上述显示数据相应的数据电位。 
本发明的第十三方面，在本发明的第十一方面的驱动方法中，其特征在于： 
在上述像素电路还包括：设置在上述驱动元件的一个电流输入输出端子与上述第一电源配线之间的截断用开关元件；和设置在上述驱动元件的另一个电流输入输出端子与上述数据线之间的写入用开关元件，上述补偿用电容器的第二电极与控制配线连接的情况下， 
上述阈值状态设定步骤，针对写入对象的像素电路，对上述数据线施加与上述显示数据相应的数据电位，并且将上述写入用开关元件和上述补偿用开关元件控制为导通状态，将上述截断用开关元件控制为非导通状态， 
上述导通状态设定步骤，保持各开关元件的状态不变，切换施加于上述控制配线的电位，使得对上述驱动元件的控制端子施加上述写入电位。 
本发明的第十四方面，在本发明的第十一方面的驱动方法中，其特征在于： 
在上述像素电路还包括：设置在上述补偿用电容器的第二电极与上述数据线之间的写入用开关元件；设置在上述驱动元件与上述电光元件之间的截断用开关元件；设置在上述补偿用电容器的第二电极与第三电源配线之间的第一初始化用开关元件；和设置在上述驱动元件的一个电流输入输出端子与上述第三电源配线之间的第二初始化用开关元件的情况下， 
上述阈值状态设定步骤，针对写入对象的像素电路，对上述数据 线施加与上述显示数据相应的数据电位，并且将上述写入用开关元件、上述补偿用开关元件和上述第二初始化用开关元件控制为导通状态，将上述截断用开关元件和上述第一初始化用开关元件控制为非导通状态， 
上述导通状态设定步骤，使上述补偿用开关元件保持为导通状态不变，将上述写入用开关元件控制为非导通状态，将上述第一初始化用开关元件控制为导通状态。 
发明的效果 
根据本发明的第一方面或第十一方面，将补偿用开关元件控制为导通状态，由此，驱动元件成为控制端子被施加阈值电压的状态，然后，使补偿用开关元件保持为导通状态不变，切换施加于补偿用电容器的第二电极的电位，由此，对驱动元件的控制端子施加与显示数据和阈值电压相应的写入电位。除了黑显示的情况以外，驱动元件成为导通状态，与驱动元件的迁移率相应的电流经由补偿用开关元件和驱动元件流动，驱动元件的控制端子的电位与驱动元件的迁移率相应地变化。由此，在电光元件发光时，能够使既不受驱动元件的阈值电压的偏差的影响、也不受驱动元件的迁移率的偏差的影响的电流流向电光元件。因此，能够补偿驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者，能够使电光元件以期望的亮度发光。 
根据本发明的第二方面，对于设置有包括电光元件、驱动元件、三个开关元件(补偿用、写入用和截断用)和两个电容器(补偿用和保持用)的像素电路的显示装置，能够使既不受驱动元件的阈值电压的偏差的影响、也不受驱动元件的迁移率的偏差的影响的电流流向电光元件，能够补偿驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者。 
根据本发明的第三方面或第十二方面，对数据线施加基准电位，并且将写入用开关元件和补偿用开关元件控制为导通状态，将截断用开关元件控制为非导通状态，由此，能够对驱动元件的控制端子施加修正了驱动元件的阈值电压的偏差的量的电位。接着，保持各开关元件的状态不变，切换施加于补偿用电容器的第二电极的电位，由此，能够对驱动元件的控制端子施加与显示数据和阈值电压相应的写入电位。之后，驱动元件的控制端子的电位与驱动元件的迁移率相应地变 化。由此，能够使既不受驱动元件的阈值电压的偏差的影响、也不受驱动元件的迁移率的偏差的影响的电流流向电光元件，能够补偿驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者。 
根据本发明的第四方面，对于设置有包括电光元件、驱动元件、三个开关元件(补偿用、写入用和截断用)和补偿用电容器的像素电路的显示装置，能够使既不受驱动元件的阈值电压的偏差的影响、也不受驱动元件的迁移率的偏差的影响的电流流向电光元件，能够补偿驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者。 
根据本发明的第五方面或第十三方面，对数据线施加数据电位，并且将写入用开关元件和补偿用开关元件控制为导通状态，将截断用开关元件控制为非导通状态，由此，能够对驱动元件的控制端子施加修正了驱动元件的阈值电压的偏差的量的电位。接着，保持各开关元件的状态不变，将施加于与补偿用电容器的第二电极连接的控制配线的电位切换为适当的电平，由此，能够对驱动元件的控制端子施加与显示数据和阈值电压相应的写入电位。之后，驱动元件的控制端子的电位与驱动元件的迁移率相应地变化。由此，能够使既不受驱动元件的阈值电压的偏差的影响、也不受驱动元件的迁移率的偏差的影响的电流流向电光元件，能够补偿驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者。 
根据本发明的第六方面，对数据线施加与数据电位相比更接近驱动元件的控制端子的电位的基准电位，由此，能够使驱动元件的控制端子的电位的变化变小。因此，即使在驱动元件的迁移率大的情况下，也能够使驱动元件的迁移率对驱动元件的控制端子的电位施加的影响变小，能够补偿驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者。 
根据本发明的第七方面，在对数据线施加数据电位时，施加与控制配线的电位的变化量相应的电位，由此，能够使电光元件以与显示数据相应的亮度发光。 
根据本发明的第八方面，在对数据线施加数据电位时，施加向电光元件施加的电压成为发光阈值电压以下的电位，由此，在仅将数据线的电位写入像素电路时，电光元件不再发光。由此，能够使其它的像素电路保持发光地仅将写入对象的像素电路控制为非发光状态，提 高发光占空比。 
根据本发明的第九方面，对于设置有包括电光元件、驱动元件、五个开关元件(补偿用、写入用、截断用和初始化用两个)和补偿用电容器的像素电路的显示装置，能够使既不受驱动元件的阈值电压的偏差的影响、也不受驱动元件的迁移率的偏差的影响的电流流向电光元件，能够补偿驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者。 
根据本发明的第十方面或第十四方面，对数据线施加数据电位，并且将写入用开关元件、补偿用开关元件和第二初始化用开关元件控制为导通状态，将截断用开关元件和第一初始化用开关元件控制为非导通状态，由此，能够对驱动元件的控制端子施加修正了驱动元件的阈值电压的偏差的量的电位。接着，使补偿用开关元件保持为导通状态不变，将写入用开关元件控制为非导通状态，将第一初始化用开关元件控制为导通状态，由此，能够切换施加于补偿用电容器的第二电极的电位，对驱动元件的控制端子施加与显示数据和阈值电压相应的写入电位。之后，驱动元件的控制端子的电位与驱动元件的迁移率相应地变化。由此，能够使既不受驱动元件的阈值电压的偏差的影响、也不受驱动元件的迁移率的偏差的影响的电流交流向电光元件，能够补偿驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者。 
附图说明
图1是表示本发明的第一～第四实施方式的显示装置的结构的框图。 
图2是表示本发明的第一实施方式的显示装置所包括的像素电路的电路图。 
图3是表示本发明的第一实施方式的显示装置的像素电路的驱动方法的时序图。 
图4是表示本发明的第一实施方式的显示装置所包括的像素电路的迁移率补偿期间刚开始后的状态的图。 
图5是本发明的第二和第三实施方式的显示装置所包括的像素电路的电路图。 
图6是表示本发明的第二实施方式的显示装置的像素电路的驱动 方法的时序图。 
图7是表示本发明的第二实施方式的显示装置所包括的像素电路的迁移率补偿期间刚开始后的状态的图。 
图8是逆变器的电路图。 
图9是表示本发明的第三实施方式的显示装置的像素电路的驱动方法的时序图。 
图10是表示本发明的第三实施方式的显示装置所包括的像素电路的迁移率补偿期间刚开始后的状态的图。 
图11是表示本发明的第四实施方式的显示装置所包括的像素电路的电路图。 
图12是表示本发明的第四实施方式的显示装置的像素电路的驱动方法的时序图。 
图13是表示现有的显示装置的像素电路的驱动方法的时序图。 
图14是某文献记载的像素电路的电路图。 
图15是表示图14所示的像素电路的驱动方法的时序图。 
附图标记的说明 
10    显示装置 
11    显示控制电路 
12    栅极驱动器电路 
13    源极驱动器电路 
21    移位寄存器 
22    寄存器 
23    锁存电路 
24    D/A转换器 
100、200、300、Aij    像素电路 
110、210、310    驱动用TFT 
111～113、211～213、311～315    开关用TFT 
121、122、221、321    电容器 
130、230、330    有机EL元件 
Gi、G1i、G2i、G3i    扫描线 
Ri、Ui、Wi、E1i、E2i  控制配线 
Sj    数据线 
Vp  电源配线 
Vcom  共用阴极 
具体实施方式
以下参照图1～图12说明本发明的第一～第四实施方式的显示装置。各实施方式的显示装置设置有包括电光元件、驱动元件、电容器和多个开关元件的像素电路。开关元件能够由低温多晶硅TFT、CG硅TFT、非晶硅TFT等构成。因为这些TFT的结构、制造工艺是已知的，所以此处省略其说明。此外，电光元件使用有机EL元件。有机EL元件的结构也是已知的，因此此处省略其说明。 
图1是表示本发明的第一～第四实施方式的显示装置的结构的框图。图1所示的显示装置10包括多个像素电路Aij(i为1以上n以下的整数，j为1以上m以下的整数)、显示控制电路11、栅极驱动器电路12和源极驱动器电路13。在显示装置10设置有相互平行地配置的多个扫描线Gi和以与扫描线Gi正交的方式相互平行地配置的多个数据线Sj。像素电路Aij与扫描线Gi和数据线Sj的各交叉点相对应地呈矩阵状配置。 
而且，在显示装置10，与扫描线Gi平行地配置有多个控制配线(Ri、Ui、Wi等，未图示)。此外，虽然在图1中省略，但是在像素电路Aij的配置区域配置有电源配线Vp和共用阴极Vcom。扫描线Gi和控制配线与栅极驱动器电路12连接，由栅极驱动器电路12驱动。数据线Sj与源极驱动器电路13连接，由源极驱动器电路13驱动。 
显示控制电路11对栅极驱动器电路12输出定时信号OE、触发脉冲YI和时钟YCK，对源极驱动器电路13输出触发脉冲(start pulse)SP、时钟CLK、显示数据DA和锁存脉冲LP。 
栅极驱动器电路12和源极驱动器电路13是像素电路Aij的驱动电路。栅极驱动器电路12作为使用扫描线Gi对写入对象的像素电路进行选择的扫描信号输出电路发挥作用，源极驱动器上流13作为对数据线Sj施加与显示数据相应的电位(以下称为数据电位)的显示信号输 出电路发挥作用。 
更详细而言，栅极驱动器电路12包括移位寄存器电路、逻辑运算电路和缓冲存储器(buffer)(均未图示)。移位寄存器电路与时钟YCK同步地依次转送触发脉冲YI。逻辑运算电路在从移位寄存器电路的各级输出的脉冲与定时信号OE之间进行逻辑运算。逻辑运算电路的输出经由缓冲存储器施加至对应的扫描线Gi和控制配线。 
源极驱动器电路13包括m比特移位寄存器21、寄存器22、锁存电路23和m个D/A转换器24。移位寄存器21包括级联连接的m个1比特寄存器。移位寄存器21与时钟CLK同步地依次转送触发脉冲SP，从各级寄存器输出定时脉冲DLP。根据定时脉冲DLP的输出定时，向寄存器22供给显示数据DA。寄存器22根据定时脉冲DLP存储显示数据DA。当寄存器22存储一行的量的显示数据DA时，显示控制电路11对锁存电路23输出锁存脉冲LP。锁存电路23如果接收到锁存脉冲LP，则保持被存储在寄存器22的显示数据。D/A转换器24针对各数据线Sj各设置有一个。D/A转换器24将锁存电路23保持的显示数据转换为模拟信号电压，施加至对应的数据线Sj。 
另外，此处源极驱动器电路13进行对与一条扫描线连接的像素电路同时供给一行的量的数据电位的线顺序扫描，但是，也可以代替这种方式，进行对各像素电路依次供给数据电位的点顺序扫描。进行点顺序扫描的源极驱动器电路的结构是已知的，因此在此省略其说明。 
以下说明各实施方式的显示装置所包括的像素电路Aij的详细情况。像素电路Aij包括的驱动用TFT、开关用TFT和有机EL元件分别作为驱动元件、开关元件和电光元件发挥作用。此外，电源配线Vp相当于第一电源配线，共用阴极Vcom相当于第二电源配线，电源配线Vint相当于第三电源配线。 
(第一实施方式) 
图2是本发明的第一实施方式的显示装置所包括的像素电路的电路图。图2所示的像素电路100包括驱动用TFT110、开关用TFT111～113、电容器121、122和有机EL元件130。像素电路100所包括的TFT均为p沟道型。像素电路100在专利文献1(国际公开第98/48403号小册子)中也有记载。 
像素电路100连接有电源配线Vp、共用阴极Vcom、扫描线Gi、控制配线Wi、Ri和数据线Sj。其中，电源配线Vp和共用阴极Vcom分别被施加有固定的电位VDD、VSS(其中，VDD＞VSS)。共用阴极Vcom是显示装置内的所有的有机EL元件130共用的阴极。 
在图2中将记载为G、S和D的TFT的端子分别称为栅极端子、源极端子和漏极端子。一般在p沟道型TFT中，将两个电流输入输出端子之中施加电压较低的一方称为漏极端子，施加电压较高的一方称为源极端子。此外，在n沟道型TFT中，将两个电流输入输出端子之中施加电压较低的一方称为源极端子，施加电压较高的一方称为漏极端子。但是，因为如果根据电压的大小关系变更端子名则说明会变得复杂，所以即使在电压的大小关系相反，应该以相反的名称称呼两个电流输入输出端子的情况下，为了便于说明也以图示的名称称呼两个端子。此外，在本实施方式中所有的TFT使用p沟道型，但是开关用TFT也可以使用n沟道型。关于TFT的端子名称与TFT的类型的上述说明，在第二～第四实施方式中也适用。 
在像素电路100中，在电源配线Vp与共用阴极Vcom之间，从电源配线Vp侧起依次串联地设置有驱动用TFT110、开关用TFT113和有机EL元件130。在驱动用TFT110的栅极端子与数据线Sj之间从栅极端子侧起依次串联地设置有电容器121和开关用TFT111。在驱动用TFT110的栅极端子与漏极端子之间设置有开关用TFT112，在驱动用TFT110的栅极端子与电源配线Vp之间设置有电容器122。开关用TFT111的栅极端子与扫描线Gi连接，开关用TFT112的栅极端子与控制配线Wi连接，开关用TFT113的栅极端子与控制配线Ri连接。 
另外，在像素电路100中，开关用TFT111作为写入用开关元件发挥作用，开关用TFT112作为补偿用开关元件发挥作用，开关用TFT113作为截断用开关元件发挥作用，电容器121作为补偿用电容器发挥作用，电容器122作为保持用电容器发挥作用。 
专利文献1所记载的显示装置按照图13所示的时序图驱动像素电路100，补偿驱动用TFT110的阈值电压的偏差。与此相对，本实施方式的显示装置为了补偿驱动用TFT110的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者，按照与现有的不同的时序图(图3)驱动像素电路100。 
图3是表示本实施方式的显示装置的像素电路100的驱动方法的时序图。在图3中记载有数据线Sj、控制配线Wi、Ri和扫描线Gi的电位的变化，以及驱动用TFT110的栅极端子电位Vg的变化。 
如图3所示，在时刻t1之前，扫描线Gi和控制配线Wi的电位被控制为高电平，控制配线Ri的电位被控制为低电平，数据线Sj的电位被控制为基准电位Vpc。当在时刻t1扫描线Gi的电位变化为低电平时，开关用TFT111变化为导通状态。此时，电容器121的开关用TFT111侧的电极被施加数据线Sj的电位Vpc。 
接着，当在时刻t2控制配线Wi的电位变化为低电平时，开关用TFT112变化为导通状态。由此，驱动用TFT110的栅极端子和漏极端子短路而成为同电位。 
接着，当在时刻t3控制配线Ri的电位变化为高电平时，开关用TFT113变化为非导通状态。时刻t3以后，电流从电源配线Vp经由驱动用TFT110和开关用TFT112流入驱动用TFT110的栅极端子，驱动用TFT110的栅极端子电位在驱动用TFT110为导通状态的期间上升。当栅极-源极间电压成为阈值电压Vth(负值)(即，栅极端子电位成为(VDD+Vth))时，驱动用TFT110变化为非导通状态。因此，驱动用TFT110的栅极端子电位上升至(VDD+Vth)。至此，与现有的驱动方法相同。 
接着，在时刻t4，数据线Sj的电位从基准电位Vpc变化为数据电位Vdata(除了黑显示的情况，Vdata＜Vpc)。本实施方式的显示装置在将开关用TFT112保持为导通状态地对数据线Sj施加数据电位Vdata这方面与现有的显示装置不同，在现有的显示装置中，在使开关用TFT112变化为非导通状态后对数据线Sj施加数据电位Vdata。 
当数据线Sj的电位从Vpc变化为Vdata时，电容器121的开关用TFT111侧的电极的电位也同样发生变化，驱动用TFT110的栅极端子电位变化相同的量(Vdata-Vpc)。其结果是，时刻t4的驱动用TFT110的栅极端子电位Vg和栅极-源极间电压Vgs分别如下式(2)和(3)所示。 
Vg＝VDD+Vth+(Vdata-Vpc)         ……(2) 
Vgs＝Vth+(Vdata-Vpc)            ……(3) 
图4是表示刚过时刻t4的像素电路100的状态的图。时刻t4以后，驱动用TFT110随着栅极-源极间电压Vgs的下降而变化为导通状态(不过，黑显示的情况除外)。此外，开关用TFT112在时刻t4以后也处于导通状态。因此，如图4所示，从刚过时刻t4开始，电流Ia从电源配线Vp经由驱动用TFT110和开关用TFT112流向驱动用TFT110的栅极端子，驱动用TFT110的栅极端子电位Vg上升(在图4中将上升量记载为α)。 
接着，当在时刻t5扫描线Gi的电位变化为高电平时，开关用TFT111变化为非导通状态。像素电路100的选择期间在此时点结束。接着，在时刻t6，数据线Sj的电位从数据电位Vdata变化为基准电位Vpc。因为时刻t5以后开关用TFT111处于非导通状态，所以即使在时刻t6数据线Sj的电位发生变化，像素电路100也不受其影响。 
接着，当在时刻t7控制配线Wi的电位变化为高电平时，开关用TFT112变化为非导通状态。因此，时刻t7以后，从电源配线Vp至驱动用TFT110的栅极端子的电流路径被截断，驱动用TFT110的栅极端子电位在其后不再上升。如果设从时刻t4至时刻t7的期间(以下称为迁移率补偿期间)的驱动用TFT110的栅极端子电位的变化量为ΔV(其中，ΔV＞0)，则时刻t7的驱动用TFT110的栅极端子电位Vg与栅极-源极间电压Vgs分别如下式(4)和(5)所示。 
Vg＝VDD+Vth+(Vdata-Vpc)+ΔV         ……(4) 
Vgs＝Vth+(Vdata-Vpc)+ΔV            ……(5) 
此外，在时刻t7，电容器122的驱动用TFT110侧被保持驱动用TFT110的栅极-源极间电压(Vth+Vdata-Vpc+ΔV)。 
接着，当在时刻t8控制配线Ri的电位变化为低电平时，开关用TFT113变化为导通状态。时刻t8以后，电流从电源配线Vp经由驱动用TFT110和开关用TFT113流向有机EL元件130。流经驱动用TFT110的电流的量与驱动用TFT110的栅极-源极间电压(Vth+Vdata-Vpc+ΔV)相应地变化。有机EL元件130以与流经驱动用TFT110的电流相应的亮度发光。 
此处，首先，如果忽略ΔV地考虑，则即使阈值电压Vth不同，但是只要电位差(Vdata-Vpc)相同，流经驱动用TFT110的电流的量 就变得相同。因此，不管阈值电压Vth的值如何，与数据电位Vdata相应的量的电流均流向有机EL元件130，有机EL元件130以与数据电位Vdata相应的亮度发光。这样，根据本实施方式的显示装置，能够补偿驱动用TFT110的阈值电压Vth的偏差。 
接着，将ΔV包括在内考虑。一般在制作TFT时，在预先决定TFT的特性(阈值电压Vth、迁移率μ等)的目标值的基础上进行各种处理，以使得制作的TFT的特性接近目标值。但是，存在制作的TFT的迁移率μ大于目标值的情况和小于目标值的情况。以下，以驱动用TFT110的迁移率μ等于目标值的情况为基准。 
在迁移率补偿期间流入驱动用TFT110的栅极端子的电流(图4所示的电流Ia)由式(1)和式(3)决定，根据驱动用TFT110的迁移率μ增减。在驱动用TFT110的迁移率μ大于目标值的情况下，迁移率补偿期间的电流Ia大于基准。因此，迁移率补偿期间的驱动用TFT110的栅极端子电位的变化量ΔV大于基准，时刻t7的驱动用TFT110的栅极-源极间电压的绝对值|Vgs|小于基准。因此，与仅补偿了驱动用TFT110的阈值电压Vth的偏差的情况相比，更接近基准的电流流向有机EL元件130。 
另一方面，在驱动用TFT110的迁移率μ小于目标值的情况下，迁移率补偿期间的电流Ia小于基准。因此，迁移率补偿期间的驱动用TFT110的栅极端子电位的变化量ΔV小于基准，时刻t7的驱动用TFT110的栅极-源极间电压的绝对值|Vgs|大于基准。因此，与仅补偿了驱动用TFT110的阈值电压Vth的偏差的情况相比，更接近基准的电流流向有机EL元件130。 
这样，在本实施方式的显示装置中，在驱动用TFT110的迁移率μ较大时，迁移率补偿期间后的驱动用TFT110的栅极-源极间电压的绝对值|Vgs|变小，更接近具有基准的迁移率的驱动用TFT的电流在发光时流向有机EL元件130。此外，在驱动用TFT110的迁移率μ较小时，迁移率补偿期间后的驱动用TFT110的栅极-源极间电压的绝对值|Vgs|变大，更接近具有基准的迁移率的驱动用TFT的电流在发光时流向有机EL元件130。因此，不管迁移率μ的值如何，与数据电位Vdata相应的量的电流均流向有机EL元件130，有机EL元件130 以与数据电位Vdata相应的亮度发光。因此，根据本实施方式的显示装置，能够不仅补偿驱动用TFT110的阈值电压的偏差，而且能够补偿驱动用TFT110的迁移率的偏差。 
另外，在本实施方式的显示装置中，数据线Sj的电位从数据电位Vdata变化为基准电位Vpc的定时，只要是扫描线Gi的电位变化为高电平之后就可以是任何时间。即，时刻t6只要是时刻t5之后就可以是任何时间。此外，控制配线Wi的电位变化为高电平的定时在数据线Sj的电位从基准电位Vpc变化为数据电位Vdata之后且控制配线Ri的电位变化为低电平之前的范围内被决定。即，时刻t7在从时刻t4至时刻t8的范围内被决定。时刻t7根据驱动用TFT110的迁移率μ、阈值电压Vth的偏差和迁移率μ的偏差等被决定。 
如上所述，根据本实施方式的显示装置，对图2所示的像素电路100按照图3所示的时序图进行驱动，由此，能够补偿驱动用TFT110的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者，能够使有机EL元件130以期望的亮度发光。 
(第二实施方式) 
图5是本发明的第二实施方式的显示装置所包括的像素电路的电路图。图5所示的像素电路200包括驱动用TFT210、开关用TFT211～213、电容器221和有机EL元件230。像素电路200所包括的TFT均为n沟道型。像素电路200在申请人和发明人与本申请相同的其它申请(日本特愿2008-131568号)中也有记载。 
像素电路200连接有电源配线Vp、共用阴极Vcom、扫描线Gi、控制配线Ri、Ui和数据线Sj。其中，电源配线Vp和共用阴极Vcom分别被施加固定的电位VDD、VSS(其中，VDD＞VSS)。共用阴极Vcom是显示装置内的所有的有机EL元件230共用的阴极。 
在像素电路200中，在电源配线Vp与共用阴极Vcom之间，从电源配线Vp侧起依次串联地设置有开关用TFT213、驱动用TFT210和有机EL元件230。在驱动用TFT210的源极端子与数据线Sj之间设置有开关用TFT211，在驱动用TFT210的栅极端子与漏极端子之间设置有开关用TFT212，在驱动用TFT210的栅极端子与控制配线Ui之间设置有电容器221。开关用TFT211、212的栅极端子均与扫描线Gi连接， 开关用TFT213的栅极端子与控制配线Ri连接。 
另外，在像素电路200中，开关用TFT211作为写入用开关元件发挥作用，开关用TFT212作为补偿用开关元件发挥作用，开关用TFT213作为截断用开关元件发挥作用，电容器221作为补偿用电容器发挥作用。 
图6是表示本实施方式的显示装置的像素电路200的驱动方法的时序图。在图6中记载有扫描线Gi、控制配线Ri、Ui和数据线Sj的电位的变化，以及驱动用TFT210的栅极端子电位Vg的变化。在图6中，Vg0表示在上次将数据电位写入像素电路200后的驱动用TFT210的栅极端子电位。 
如图6所示，在时刻t1之前，扫描线Gi的电位被控制为低电平，控制配线Ri的电位被控制为高电平，控制配线Ui的电位被控制为相对高的电位V1。因此，开关用TFT211、212为非导通状态，开关用TFT213为导通状态。此时驱动用TFT210为导通状态，因此电流从电源配线Vp经由开关用TFT213和驱动用TFT210流向有机EL元件230，有机EL元件230以规定的亮度发光。 
接着，在时刻t1，扫描线Gi的电位变化为高电平，并且数据线Sj被施加新的数据电位Vdata。因此，开关用TFT211、212成为导通状态，数据电位Vdata从数据线Sj经由开关用TFT211被施加至驱动用TFT210的源极端子。 
其中，此时被施加的数据电位Vdata以使得有机EL元件230成为非发光状态的方式被决定。具体而言，在设共用阴极Vcom的电位为VSS、有机EL元件230的发光阈值电压为Vth_oled时，数据电位Vdata以使得与电位VSS的差为发光阈值电压Vth_oled以下的方式被决定。如果以数学式表示，则成为下式(6)。 
Vth_oled≥Vdata-VSS    ……(6) 
此外，因为开关用TFT212处于导通状态，所以驱动用TFT210的栅极-漏极间短路，从电源配线Vp对驱动用TFT210的栅极端子和漏极端子施加电位VDD。因此，驱动用TFT210的栅极-源极间电压Vgs如下式(7)所示。 
Vgs＝VDD-Vdata    ……(7) 
接着，在时刻t2，控制配线Ui的电位变化为相对低的电位V2。接着，在时刻t3，控制配线Ri的电位变化为低电平。因此，开关用TFT213成为非导通状态，电流从驱动用TFT210的栅极端子(和与之短路的漏极端子)流向源极端子，驱动用TFT210的栅极电位逐渐下降。在驱动用TFT210的栅极-源极间电压变成与驱动用TFT210的阈值电压Vth相等时(即，栅极端子电位变为(Vdata+Vth)时)，驱动用TFT210成为非导通状态，驱动用TFT210的栅极端子电位在此之后不再下降。在该时点，驱动用TFT210不依赖于阈值电压Vth地成为在栅极-源极间施加有阈值电压Vth的状态。 
在时刻t3以后流动至驱动用TFT210的源极端子的电流，根据有机EL元件230的电阻成分和开关用TFT211的导通时的电阻成分，流向有机EL元件230和开关用TFT211。一般有机EL元件的寿命为流动的电流越多就变得越短。因此，为了防止电流流向有机EL元件230，优选使用满足式(6)的数据电位Vdata。在使用这样的数据电位Vdata时，构成以下任一种情况：有机EL元件230的阳极与阴极为同电位，或者向有机EL元件230施加反向偏置电压。由此，能够防止在时刻t3以后电流流向有机EL元件230，能够延长有机EL元件230的寿命。 
接着，在时刻t4，控制配线Ui的电位从V2变化为V1。此外，控制配线Ui与驱动用TFT210的栅极端子经电容器221相连接。因此，当控制配线Ui的电位从V2变化为V1时，驱动用TFT210的栅极端子电位仅变化相同的量(V1-V2)，如下式(8)所示。 
Vg＝Vdata+Vth+V1-V2         ……(8) 
图7是表示刚过时刻t4的像素电路200的状态的图。时刻t4以后，驱动用TFT210随着栅极-源极间电压Vgs的上升而变化为导通状态(不过，黑显示的情况除外)。此外，开关用TFT212在时刻t4以后也处于导通状态。因此，如图7所示，从刚过时刻t4开始，电流Ib从驱动用TFT210的栅极端子(和与之短路的漏极端子)经由开关用TFT212、驱动用TFT210和开关用TFT211流向数据线Sj，驱动用TFT210的栅极端子电位Vg下降(在图7中将下降量记载为β)。 
接着，当在时刻t5扫描线Gi的电位变化为低电平时，开关用TFT211、212变化为非导通状态。如果设从时刻t4至时刻t5期间(以 下称为迁移率补偿期间)的驱动用TFT210的栅极端子电位的变化量为-ΔV(其中，ΔV＞0)，则时刻t5时的驱动用TFT210的栅极端子电位Vg为如下式(9)所示。 
Vg＝Vdata+Vth+V1-V2-ΔV    ……(9) 
此外，在时刻t5，电容器221的电极间的电位差为(Vdata+Vth-V2-/ΔV)。时刻t5以后，在电容器221保持该电位差。另外，时刻t5根据驱动用TFT210的迁移率μ、阈值电压Vth的偏差和迁移率μ的偏差等被决定。 
接着，当在时刻t6控制配线Ri的电位变化为高电平时，开关用TFT213变化为导通状态，从电源配线Vp对驱动用TFT210的漏极端子施加电位VDD。由于电容器221的作用，驱动用TFT210的栅极端子电位在时刻t6以后也被保持为(Vdata+Vth+V1-V2-ΔV)。因此，时刻t6以后，与从上述栅极端子电位减去驱动用TFT210的阈值电压Vth所得的电位(Vdata+V1-V2-ΔV)相应的电流从电源配线Vp经由开关用TFT213和有机EL元件230流向有机EL元件230，有机EL元件230以与该电流相应的亮度发光。 
因此，在扫描线Gi的电位为高电平的期间(从时刻t1至时刻t5)对数据线Sj施加的数据电位Vdata被设定为，从为了使有机EL元件230以期望的亮度发光而本来要施加的数据电位Vdata’减去控制配线Ui的电位的振幅的量(V1-V2)所得的电位。如果以数学式来表示的话，则如下式(10)所示。 
Vdata＝Vdata’-(V1-V2)          ……(10) 
此处，首先，如果忽略ΔV地考虑，则即使阈值电压Vth不同，但是只要电位(Vdata+V1-V2)相同，流经驱动用TFT210的电流的量就变得相同。因此，不管阈值电压Vth的值如何，与数据电位Vdata相应的量的电流均流向有机EL元件230，有机EL元件230以与数据电位Vdata相应的亮度发光。这样，根据本实施方式的显示装置，能够补偿驱动用TFT210的阈值电压Vth的偏差。 
接着，将ΔV包括在内考虑。在迁移率保持期间从驱动用TFT210的栅极端子流出的电流(图7所示的电流Ib)如式(1)所示，根据驱动用TFT210的迁移率μ增减。在驱动用TFT210的迁移率μ大于目标 值的情况下，迁移率补偿期间的电流Ib大于基准。因此，迁移率补偿期间的驱动用TFT210的栅极端子电位的变化量ΔV大于基准，时刻t5的驱动用TFT210的栅极-源极间电压的绝对值|Vgs|小于基准。从而，与仅补偿了驱动用TFT210的阈值电压Vth的偏差的情况相比，更接近基准的电流流向有机EL元件230。 
另一方面，在驱动用TFT210的迁移率μ小于目标值的情况下，迁移率补偿期间的电流Ib小于基准。因此，迁移率补偿期间的驱动用TFT210的栅极端子电位的变化量ΔV小于基准，时刻t5时的驱动用TFT210的栅极-源极间电压的绝对值|Vgs|大于基准。从而，与仅补偿了驱动用TFT210的阈值电压Vth的偏差的情况相比，更接近基准的电流流向有机EL元件230。 
这样，在本实施方式的显示装置中，与第一实施方式一样，在驱动用TFT210的迁移率μ较大时，迁移率补偿期间后的驱动用TFT210的栅极-源极间电压的绝对值|Vgs|变小，更接近具有基准的迁移率的驱动用TFT的电流在发光时流向有机EL元件230。另一方面，在驱动用TFT210的迁移率μ较小时，迁移率补偿期间后的驱动用TFT210的栅极-源极间电压的绝对值|Vgs|变大，更接近具有基准的迁移率的驱动用TFT的电流在发光时流向有机EL元件230。因此，不管迁移率μ的值如何，与数据电位Vdata相应的量的电流均流向有机EL元件230，有机EL元件230以与数据电位Vdata相应的亮度发光。从而，根据本实施方式的显示装置，能够不仅补偿驱动用TFT210的阈值电压的偏差，而且能够补偿驱动用TFT210的迁移率的偏差。 
此外，通过对数据线Sj施加满足式(6)的数据电位，仅将数据线Sj的电位写入像素电路200，则有机EL元件230不再发光。由此，能够使其它的像素电路200保持发光地，仅将写入对象的像素电路200控制为非发光状态，提高发光占空比。 
如图6所示，栅极驱动器电流12使控制配线Ui的电位呈两阶段(V1和V2)变化。因此，在栅极驱动器电路12的最终级，作为缓冲存储器设置有图8所示的逆变器电路。图8所示的逆变器电路根据输入信号IN使控制配线Ui的电位呈两阶段变化。 
为了使控制配线Ui的电位呈三阶段以上变化，需要比图8更复杂的电路，驱动器电路的面积增大。因此，在将驱动器电路形成在玻璃基板上的情况下，边框的扩大和成品率的下降成为问题，在将驱动器电路内置于IC的情况下，伴随着芯片面积的增大的成本上升和成品率下降、以及伴随着电路的复杂化的消耗电力增大成为问题。本实施方式的显示装置包括使控制配线Ui的电位呈两阶段变化的栅极驱动器电路12。这样的栅极驱动器电路能够简单地构成。
另外，在本实施方式的显示装置中，控制配线Ui的电位从V1变化为V2的定时也可以是扫描线Gi的电位变化为高电平之前。即，时刻t2可以是时刻t1之前。根据该方法，即使在扫描线Gi的条数多、扫描线Gi的电位为高电平的时间短的情况下，也能够补偿驱动用TFT210的阈值电压的偏差和迁移率的偏差。不过，应用该方法存在如下问题：有机EL元件230被施加正向偏置电压，有机EL元件230不必要地发光，从而画面的对比度下降。因此，如图6所示，更优选在扫描线Gi的电位变化为高电平后，控制配线Ui的电位从V1变化为V2。 
此外，在像素电路200中，使开关用TFT211、212的栅极端子与同一扫描线Gi连接，但是也可以将开关用TFT211、212与在大致相同的定时变化的不同的控制配线连接。 
如以上所示，根据本实施方式的显示装置，对图5所示的像素电路200按照图6所示的时序图进行驱动，由此，能够补偿驱动用TFT210的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者，能够使有机EL元件230以期望的亮度发光。 
(第三实施方式) 
本发明的第三实施方式的显示装置与第二实施方式的显示装置一样具有图5所示的像素电路200。本实施方式的显示装置按照与第二实施方式不同的时序图(图9)驱动像素电路200。 
图9是表示本实施方式的显示装置的像素电路200的驱动方法的时序图。如图9所示，在本实施方式的显示装置中，从时刻t4至时刻t5的期间(迁移率补偿期间)，数据线Sj的电位变为比数据电位Vdata高的基准电位Vpc。除此之外，图9所示的时序图与图6所示的时序图相同。 
这样，在本实施方式的显示装置中，在控制配线Ui的电位从V2变化为V1(驱动用TFT210成为导通状态的电位)后，数据线Sj的电位变化为与数据电位Vdata相比更接近驱动用TFT210的栅极端子的电位。 
为了防止灰度等级反转，基准电位Vpc以数据电位Vdata变得比最小时的驱动用TFT210的栅极端子电位更小的方式被决定。即，在设表示最小灰度等级时的数据电位Vdata为Vm时，基准电位Vpc以满足下式(11)的方式被决定。 
Vpc＜Vm+Vth+V1-V2                ……(11) 
根据本实施方式的显示装置，按照图9所示的时序图驱动像素电路200，由此，与第二实施方式一样，能够使既不受驱动用TFT210的阈值电压的偏差的影响也不受驱动用TFT210的迁移率的偏差的电流流流向驱动用TFT210，能够补偿有机EL元件230的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者。 
以下说明本实施方式的显示装置中特有的效果。图10是表示本实施方式的显示装置的刚过时刻t4的像素电路200的状态的图。在本实施方式的显示装置中也与第二实施方式一样，在时刻t4以后，电流Ic从驱动用TFT210的栅极端子流出至数据线Sj，驱动用TFT210的栅极端子电位Vg下降(在图10中将下降量记载为γ)。 
但是，在TFT中存在迁移率大的TFT。例如，非晶硅TFT的迁移率不足10cm2/Vs，而低温多晶硅TFT、CG硅TFT的迁移率超过100cm2/Vs。因此，在使用迁移率大的TFT构成第二实施方式的显示装置的情况下，存在迁移率补偿期间的驱动用TFT210的栅极端子电位的变化量ΔV变大、不能正确地补偿驱动用TFT210的阈值电压的偏差的问题。 
与此相对，在本实施方式的显示装置中，在时刻t4以后对数据线Sj施加的基准电位Vpc比数据电位Vdata更接近驱动用TFT210的栅极端子电位。因此，在时刻t4以后，从驱动用TFT210的栅极端子流向数据线Sj的电流Ic变得比第二实施方式更少(Ic＜Ib)，驱动用TFT210的栅极端子电位Vg的变化量也变得比第二实施方式更小(γ＜β)。其结果是，迁移率补偿期间的驱动用TFT210的栅极端子电位的 变化量变得比第二实施方式更小。 
因此，根据本实施方式的显示装置，即使在驱动用TFT210的迁移率大的情况下，也能使驱动用TFT210的迁移率对驱动用TFT210的栅极端子电位施加的影响变小，能够补偿驱动用TFT210的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者。 
(第四实施方式) 
图11是本发明的第四实施方式的显示装置所包括的像素电路的电路图。图11所示的像素电路300包括驱动用TFT310、开关用TFT311～315、电容器321和有机EL元件330。像素电路300所包括的TFT均为p沟道型。像素电路300是将专利文献2(日本特开2007-133369号公报)中记载的像素电路(图14)以将所有的开关用TFT的栅极端子与相互不同的信号线连接的方式变形而得的像素电路。 
像素电路300连接有：电源配线Vp、Vint；共用阴极Vcom；扫描线G1i、G2i、G3i；控制配线E1i、E2i；和数据线Sj。其中，电源配线Vp和共用阴极Vcom分别被施加固定的电位VDD、VSS(其中，VDD＞VSS)，电源配线Vint被施加固定的电位Vpc。共用阴极Vcom是显示装置内的所有的有机EL元件330共用的阴极。 
在像素电路300中，在电源配线Vp与共用阴极Vcom之间，从电源配线Vp侧起依次串联地设置有驱动用TFT310、开关用TFT313和有机EL元件330。在驱动用TFT310的栅极端子与数据线Sj之间，从栅极端子侧起依次串联地设置有电容器321和开关用TFT311。在驱动用TFT310的栅极端子与漏极端子之间设置有开关用TFT312。以下，将开关用TFT311与电容器321的连接点称为连接点A。在连接点A与电源配线Vint之间设置有开关用TFT314，在驱动用TFT310的漏极端子与电源配线Vint之间设置有开关用TFT315。 
开关用TFT311的栅极端子与扫描线G1i连接，开关用TFT312的栅极端子与扫描线G3i连接，开关用TFT313的栅极端子与控制配线E2i连接，开关用TFT314的栅极端子与控制配线E1i连接，开关用TFT315的栅极端子与扫描线G2i连接。扫描线G1i、G2i、G3i在图1中相当于扫描线Gi。 
另外，在像素电路300中，开关用TFT311作为写入用开关元件发 挥作用，开关用TFT312作为补偿用开关元件发挥作用，开关用TFT313作为截断用开关元件发挥作用，开关用TFT314作为第一初始化用开关元件发挥作用，开关用TFT315作为第二初始化用开关元件发挥作用，电容器321作为补偿用电容器发挥作用。 
图12是表示本实施方式的显示装置的像素电路300的驱动方法的时序图。在图12中记载有扫描线G1i、G2i、G3i、控制配线E1i、E2i和数据线Sj的电位的变化，以及驱动用TFT310的栅极端子电位Vg的变化。 
如图12所示，在时刻t1之前，扫描线G1i、G2i、G3i的电位被控制为高电平，控制配线E1i、E2i的电位被控制为低电平。接着，当在时刻t1控制配线E1i、E2i的电位变化为高电平时，开关用TFT313、314变化为非导通状态。 
接着，当在时刻t2扫描线G1i、G2i、G3i的电位变化为低电平时，开关用TFT311、312、315变化为导通状态。由此，驱动用TFT310的栅极端子与漏极端子短路而成为同电位，驱动用TFT310的栅极端子电位Vg变得与电源配线Vint的电位Vpc相等。此外，连接点A被施加数据线Sj的电位Vdata。 
接着，当在时刻t3扫描线G2i的电位变化为高电平时，开关用TFT315变化为非导通状态。此时，电流从电源配线Vp经由驱动用TFT310和开关用TFT312流入驱动用TFT310的栅极端子，驱动用TFT310的栅极端子电位Vg在驱动用TFT310为导通状态期间上升。当栅极-源极间电压成为阈值电压Vth(负值)时，驱动用TFT310变化为非导通状态，因此，驱动用TFT310的栅极端子电位Vg上升至(VDD+Vth)。 
接着，当在时刻t4扫描线G1i的电位变化为高电平、控制配线E1i的电位变化为低电平时，开关用TFT311变化为非导通状态，开关用TFT314变化为导通状态。此时，连接点A的电位从Vdata变化为Vpc，驱动用TFT310的栅极端子电位Vg变化与连接点A的电位相同的量。其结果是，时刻t4的驱动用TFT310的栅极端子电位Vg和栅极-源极间电压Vgs分别如下式(12)和(13)所示。 
Vg＝VDD+Vth+(Vpc-Vdata)         ……(12) 
Vgs＝Vth+(Vpc-Vdata)       ……(13) 
此外，在时刻t4，电容器321的驱动用TFT310侧被暂时保持驱动用TFT310的栅极-源极间电压(Vth+Vpc-Vdata)。时刻t4以后，电流从电源配线Vp经由驱动用TFT310和开关用TFT312流入驱动用TFT310的栅极端子，驱动用TFT310的栅极端子电位Vg上升。 
接着，当在时刻t5扫描线G3i的电位变化为高电平时，开关用TFT312变化为非导通状态。因此，时刻t5以后，从电源配线Vp至驱动用TFT310的栅极端子的电流路径被截断，驱动用TFT310的栅极端子电位在其后不再上升。如果设从时刻t4至时刻t5期间(以下称为迁移率补偿期间)的驱动用TFT310的栅极端子电位的变化量为ΔV(其中，ΔV＞0)，则时刻t5时的驱动用TFT310的栅极端子电位Vg和栅极-源极间电压Vgs分别如下式(14)和(15)所示。 
Vg＝VDD+Vth+(Vpc-Vdata)+ΔV    ……(14) 
Vgs＝Vth+(Vpc-Vdata)+ΔV       ……(15) 
接着，当在时刻t6控制配线E2i的电位变化为低电平时，开关用TFT313变化为导通状态。时刻t6以后，电流从电源配线Vp经由驱动用TFT310和开关用TFT313流向有机EL元件330。流经驱动用TFT310的电流的量与驱动用TFT310的栅极-源极间电压(Vth+Vpc-Vdata+ΔV)相应地进行变化。有机EL元件330以与流经驱动用TFT310的电流相应的亮度发光。 
此处，首先，如果忽略ΔV地考虑，则即使阈值电压Vth不同，但是只要电位差(Vpc-Vdata)相同，流经驱动用TFT310的电流的量就变得相同。因此，不管阈值电压Vth的值如何，与数据电位Vdata相应的量的电流均流向有机EL元件330，有机EL元件330以与数据电位Vdata相应的亮度发光。这样，根据本实施方式的显示装置，能够补偿驱动用TFT310的阈值电压Vth的偏差。 
接着，将ΔV包括在内考虑。在迁移率保持期间流入驱动用TFT310的栅极端子的电流由式(1)和(13)决定，并根据驱动用TFT310的迁移率μ增减。在驱动用TFT310的迁移率μ大于目标值的情况下，迁移率补偿期间的电流大于基准。因此，迁移率补偿期间的驱动用TFT310的栅极端子电位的变化量ΔV大于基准，时刻t5时的驱动用 TFT310的栅极-源极间电压的绝对值|Vgs|小于基准。因此，与仅补偿了驱动用TFT310的阈值电压Vth的偏差的情况相比，更接近基准的电流流向有机EL元件330。 
另一方面，在驱动用TFT310的迁移率μ小于目标值的情况下，迁移率补偿期间的电流小于基准。因此，迁移率补偿期间的驱动用TFT310的栅极端子电位的变化量ΔV小于基准，时刻t5时的驱动用TFT310的栅极-源极间电压的绝对值|Vgs|大于基准。因此，与仅补偿了驱动用TFT310的阈值电压Vth的偏差的情况相比，更接近基准的电流流向有机EL元件330。 
因此，不管迁移率μ的值如何，与数据电位Vdata相应的量的电流均流向有机EL元件330，有机EL元件330以与数据电位Vdata相应的亮度发光。因此，根据本实施方式的显示装置，能够不仅补偿驱动用TFT310的阈值电压的偏差，而且能够补偿驱动用TFT310的迁移率的偏差。 
如以上所示，根据本实施方式的显示装置，对图11所示的像素电路300按照图12所示的时序图进行驱动，由此，能够补偿驱动用TFT310的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者，能够使有机EL元件330以期望的亮度发光。 
此外，在以上的说明中，像素电路包括有机EL元件作为电光元件，但是，像素电路也可以包括半导体LED(Light Emitting Diode：发光二极管)、FED的发光部等有机EL以外的电流驱动型电光元件作为电光元件。 
此外，在以上的说明中，像素电路包括作为在玻璃基板等绝缘基板上形成的MOS晶体管(此处，包括硅栅极MOS结构，称为MOS晶体管)的TFT，作为电光元件的驱动元件。不限于此，像素电路也可以包括任意的电压控制型元件作为电光元件的驱动元件，其中，该任意的电压控制型元件具有输出电流与施加于电流控制端子的控制电压相应地变化、输出电流成为零的控制电压(阈值电压)。因此，电光元件的驱动元件能够使用例如也包括在半导体基板上形成的MOS晶体管等的一般的绝缘栅型场效应晶体管。 
此外，本发明并不限于上述的各实施方式，能够进行各种变更。 将在不同的实施方式中分别公开的技术手段进行适当组合而得到的实施方式也包括在本发明的技术范围内。 
产业上的可利用性 
本发明的显示装置能够获得能够补偿驱动元件的阈值电压的偏差和迁移率的偏差这两者的效果，因此能够在具备有机EL显示器、FED等电流驱动型显示元件的各种显示装置中加以利用。 

Claims (6)

1.一种显示装置，其特征在于：
其为电流驱动型的显示装置，包括：
与多个扫描线和多个数据线的各交叉点相对应地配置的多个像素电路；和
使用所述扫描线对写入对象的像素电路进行选择、并对所述数据线施加与显示数据相应的数据电位的驱动电路，其中，
所述像素电路包括：
设置在第一电源配线与第二电源配线之间的电光元件；
在所述第一电源配线与所述第二电源配线之间与所述电光元件串联地设置的驱动元件；
第一电极与所述驱动元件的控制端子连接的补偿用电容器；
设置在所述驱动元件的控制端子与一个电流输入输出端子之间的补偿用开关元件；
设置在所述驱动元件的一个电流输入输出端子与所述第一电源配线之间的截断用开关元件；和
设置在所述驱动元件的另一个电流输入输出端子与所述数据线之间的写入用开关元件，
所述补偿用电容器的第二电极与由所述驱动电路施加电位的控制配线连接，
所述驱动电路，针对写入对象的像素电路，将所述补偿用开关元件控制为导通状态，对所述驱动元件的控制端子施加与阈值电压相应的电位，然后，使所述补偿用开关元件保持为导通状态不变，切换对所述补偿用电容器的第二电极施加的电位，对所述驱动元件的控制端子施加与所述显示数据和所述阈值电压相应的写入电位。
2.如权利要求1所述的显示装置，其特征在于：
所述驱动电路，针对写入对象的像素电路，对所述数据线施加所述数据电位，并且将所述写入用开关元件和所述补偿用开关元件控制为导通状态，将所述截断用开关元件控制为非导通状态，然后，保持各开关元件的状态不变，切换施加于所述控制配线的电位，使得对所述驱动元件的控制端子施加所述写入电位。
3.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于：
所述驱动电路，在切换施加于所述控制配线的电位以使得对所述驱动元件的控制端子施加所述写入电位之后，将施加于所述数据线的电位切换为基准电位，该基准电位与所述数据电位相比更接近所述驱动元件的控制端子的电位。
4.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于：
所述驱动电路，针对写入对象的像素电路，在将所述写入用开关元件控制为导通状态的期间，对所述数据线施加由所述显示数据和施加于所述控制配线的电位的变化量决定的电位。
5.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于：
所述驱动电路，针对写入对象的像素电路，在将所述写入用开关元件控制为导通状态的期间，对所述数据线施加使得向所述电光元件施加的电压成为发光阈值电压以下的电位。
6.一种显示装置的驱动方法，该显示装置是包括与多个扫描线和多个数据线的各交叉点相对应地配置的多个像素电路的电流驱动型的显示装置，该驱动方法的特征在于：
在所述像素电路包括：设置在第一电源配线与第二电源配线之间的电光元件；在所述第一电源配线与所述第二电源配线之间与所述电光元件串联地设置的驱动元件；第一电极与所述驱动元件的控制端子连接的补偿用电容器；设置在所述驱动元件的控制端子与一个电流输入输出端子之间的补偿用开关元件；设置在所述驱动元件的一个电流输入输出端子与所述第一电源配线之间的截断用开关元件；和设置在所述驱动元件的另一个电流输入输出端子与所述数据线之间的写入用开关元件，所述补偿用电容器的第二电极与控制配线连接的情况下，
该驱动方法包括：
使用所述扫描线对写入对象的像素电路进行选择的选择步骤；
针对写入对象的像素电路，将所述补偿用开关元件控制为导通状态，对所述驱动元件的控制端子施加与阈值电压相应的电位的阈值状态设定步骤；和
在所述阈值状态设定步骤之后，针对写入对象的像素电路，使所述补偿用开关元件保持为导通状态不变，切换施加于所述补偿用电容器的第二电极的电位，对所述驱动元件的控制端子施加与显示数据和所述阈值电压相应的写入电位的导通状态设定步骤，
所述阈值状态设定步骤，针对写入对象的像素电路，对所述数据线施加与所述显示数据相应的数据电位，并且将所述写入用开关元件和所述补偿用开关元件控制为导通状态，将所述截断用开关元件控制为非导通状态，
所述导通状态设定步骤，保持各开关元件的状态不变，切换施加于所述控制配线的电位，使得对所述驱动元件的控制端子施加所述写入电位。
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