CN102055249B

CN102055249B - 无线馈电装置、无线电力传输系统及其用在的桌子和台灯

Info

Publication number: CN102055249B
Application number: CN201010534137.7A
Authority: CN
Inventors: 浦野高志
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2009-10-30
Filing date: 2010-10-29
Publication date: 2014-06-18
Anticipated expiration: 2030-10-29
Also published as: EP2317624B1; CN102055249A; EP2317624A1; US20110101791A1; JP5664018B2; US8581444B2; JP2011120450A

Abstract

无线馈电装置、无线电力传输系统及其用在的桌子和台灯，通过磁共振从馈送线圈(L2)向接收线圈(L3)馈送电力。VCO以驱动频率(fo)交替导通/关闭开关晶体管(Q1)和(Q2)，从而向馈送线圈(L2)馈送交流电流，然后该交流电流从馈送线圈(L2)被馈送给接收线圈(L3)。相位检测电路检测电流相位和电压相位之间的相位差，而VCO调整驱动频率(fo)，以使得相位差变为零。在电流相位检测电路和电压相位检测电路中，可以分别有意地改变电流和电压相位的检测值。

Description

无线馈电装置、无线电力传输系统及其用在的桌子和台灯

技术领域

本发明涉及无线交流馈电，更具体地说，涉及对无线交流馈电进行电力控制。

背景技术

不需要输电线来供电的无线供电技术现在正吸引着人们的注意力。当前的无线供电技术大致可分为三种类型：(A)利用电磁感应的类型(针对短距离)；(B)利用无线电波的类型(针对长距离)；以及(C)利用磁场的共振现象的类型(针对中等距离)。

利用电磁感应的类型(A)通常用于诸如电动剃须刀的常见的家用电器；然而，其仅在几厘米的短距离中有效。利用无线电波的类型(B)可用于长距离，然而，其不能馈送大的电力。利用共振现象的类型(C)是相对较新的技术，由于其即使在大约几米的中等距离也有较高的电力传输效率，因此，其尤为引人关注。例如，正在研究这样一个计划，即，将接收线圈掩埋在EV(电动车)的下面部分，从而以非接触的方式从地面的馈送线圈供电。该无线构造使得能够实现完全绝缘的系统，这对于雨中的供电特别有效。下文中，将类型(C)称为“磁场共振类型”。

该磁场共振类型基于2006年麻省理工大学发表的理论(参照专利文献1)。在专利文献1中，准备了四个线圈。以从馈送侧开始的顺序，这四个线圈被称为“激励线圈”、“馈送线圈”、“接收线圈”和“负载线圈”。激励线圈和馈送线圈彼此靠近并且相互面对，以进行电磁耦合。类似地，接收线圈和负载线圈彼此靠近并且相互面对，以进行电磁耦合。馈送线圈和接收线圈之间的距离(中等距离)大于激励线圈和馈送线圈之间的距离以及接收线圈和负载线圈之间的距离。此系统致力于从馈送线圈向接收线圈供电。

当交流电馈送到激励线圈时，根据电磁感应原理，电流还流入馈送线圈。当馈送线圈产生磁场导致馈送线圈和接收线圈磁共振时，大电流流入接收线圈。此时，根据电磁感应原理，电流还流入负载线圈，并且，从与负载线圈串联的负载R中取出电力。通过利用磁场共振现象，即使馈送线圈和接收线圈彼此之间存在大的间距，也能够实现较高的电力传输效率。

[引用列表]

[专利文献]

[专利文献1]美国专利公开No.2008/0278246

[专利文献2]日本专利公开No.2006-230032

[专利文献3]PCT国际公开No.WO2006/022365

[专利文献4]美国专利公开No.2009/0072629

[专利文献5]美国专利公开No.2009/0015075

[专利文献6]日本专利公开No.2008-172872

本发明人考虑到要扩大无线馈电的应用性就需要一种用来控制传输电力的幅值的机制。然而，在目前的情况下，还没有这样的方法。

在专利文献2所公开的技术中，直流电源V1被用作产生传输电力的输入电压源。尽管专利文献2中没有说明，但是，可以想到，可以通过利用DC/DC转换器控制输入电压来控制传输电力的幅值。然而，一般地说，在DC/DC转换器中约产生10％至20％的电力损耗。此外，就成本而言，不希望使用DC/DC转换器。

发明内容

本发明的主要目的是有效控制磁场共振类型的无线供电中的电力传输。

根据本发明的无线馈电装置是按照无线方式从馈送线圈向接收线圈供电的装置。所述无线馈电装置包括：电力传输控制电路，其向所述馈送线圈馈送交流电；馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和电容器，并且所述馈送线圈电路以所述接收线圈的共振频率共振；以及相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位与电流相位之间的相位差。所述电力传输控制电路调整所述交流电的驱动频率以减小所述相位差，从而使得所述驱动频率跟踪所述共振频率。在所述相位检测电路中，能够针对所述电压相位和所述电流相位中的一方或双方，有意地改变检测到的相位值。

当共振频率和电力传输控制电路的驱动频率彼此一致时，能够提高整个系统的电力传输效率。对交流电的电流相位和电压相位进行比较，以检测电流相位和电压相位之间的相位差，并且调整所述驱动频率，从而减小所检测到的相位差，从而使得所述驱动频率能够跟踪所述共振频率。结果，很方便地将所述电力传输效率保持在高水平。

此外，当有意改变所述电压相位或电流相位的检测值时，所述电力传输控制电路确定即便所述共振状态实际被保持也仍会出现相位差。电力传输控制电路基于所述相位差自动地调整所述驱动频率。相应地，所述驱动频率和共振频率变得彼此不一致，以降低电力传输效率。结果，可以实现在自动寻求最大电力传输效率的同时能够很方便地实现对电力传输效率的手动控制的无线电力馈送。

所述相位检测电路对第一相位值和第二相位值进行比较来检测所述相位差，并且通过改变所述第一基准值和所述第二基准值这两者或其中之一来改变所述第一相位值和第二相位值这两者或其中之一，其中，所述第一相位值指示所述交流电的电压水平变为第一基准值的时刻，该第二相位值指示所述交流电的电流水平变为第二基准值的时刻。

所述相位检测电路可以将所述交流电的电压分量和电流分量这两者或其中之一转换为用于检测所述相位差的具有锯齿波形的信号。所述无线馈电装置还可包括激励线圈，该激励线圈与所述馈送线圈磁耦合，并且所述激励线圈馈送从所述电力传输控制电路馈送给所述馈送线圈的交流电。所述电力传输控制电路可包括第一电流通路和第二电流通路，并且所述电力传输控制电路使分别与所述第一电流通路和所述第二电流通路串联连接的第一开关和第二开关交替地导通，以向所述激励线圈馈送交流电。

所述无线馈电装置还可包括检测线圈，该检测线圈利用由交流电产生的磁场来产生感应电流。所述相位检测电路可以测量在所述检测线圈中流动的所述感应电流的相位，以实现对所述交流电的电流相位的测量。由于根据在所述检测线圈中流动的所述感应电流来测量所述电流相位，因此没有直接将测量负载施加于所述馈送线圈。所述检测线圈可以利用由在所述馈送线圈中流动的交流电所产生的磁场来产生所述感应电流。

根据本发明的一种无线电力传输系统包括：上述的无线馈电装置，接收线圈；以及负载线圈，其与所述接收线圈磁耦合，并且接收由所述接收线圈从馈送线圈接收到的电力。

具有根据本发明的无线馈电功能的桌子可以包括上述无线馈电装置。馈送线圈被设置在所述桌子的背面上或者嵌入在所述桌子内部。根据这样的实施方式，可以为所述桌子增加无线馈电功能，同时保持常用的桌子的外观。

具有根据本发明的无线电力接收功能的台灯利用接收线圈按照无线方式接收从上述桌子发送的交流电。所述台灯包括：接收线圈电路，其包括所述接收线圈和电容器，并且所述接收线圈电路以馈送线圈的共振频率共振；以及负载电路，其包括负载线圈和灯，所述负载线圈与所述接收线圈磁耦合以从所述接收线圈接收交流电，该灯从所述负载线圈接收电力。当所述灯被放置在桌子上时，所述接收线圈接收从设置在所述桌子中的馈送线圈馈送的交流电，以开启所述灯。此构造消除了配置输电线的需要，从而在外观和安全方面具有优势。

应当注意，在方法、装置和系统等之间变化的上述结构组件和表述的任意组合都是可实施的，并且涵盖在这里所述的实施方式中。

根据本发明，可以对磁场共振类型的无线供电中传输电力方便地执行控制。

附图说明

结合附图，本发明的上述特征和优点将从特定优选实施方式的如下说明中变得更加明显，附图中：

图1是无线电力传输系统的系统构造图；

图2是示出馈送线圈电路的阻抗和驱动频率之间的关系的曲线图；

图3是示出输出电力效率和驱动频率之间的关系的曲线图；

图4是示出了在驱动频率和共振频率彼此一致的情况下观察到的电压相位和电流相位之间的关系的时序图；

图5是示出了在驱动频率低于共振频率的情况下观察到的电压相位和电流相位之间的关系的时序图；

图6是示出了相位差指示电压和驱动频率之间的关系的曲线图；

图7是电流相位检测电路的电路图；

图8是电压相位检测电路的电路图；

图9是在驱动频率和共振频率彼此一致的情况下观察到的S2信号和S3信号之间的关系的时序图；

图10是在图9的状态下使T2信号的电平增加的情况下观察到的时序图；

图11是从图10所示的状态开始经过预定的时间段的情况下观察到的时序图；

图12是示出输出电力和相位差之间的关系的曲线图；

图13是示出驱动频率和输出电力之间的关系的曲线图；

图14是示出在共振频率被改变的状态中输出电力效率和驱动频率之间的关系的曲线图；

图15是使用无线电力传输系统所实现的桌子和台灯的侧视图；

图16是示出桌子和台灯的外观的图；以及

图17是无线电力传输系统的修改例的系统构造图。

具体实施方式

下文将参照附图来详细说明本发明的优选实施方式。

图1是无线电力传输系统100的系统构造图。无线电力传输系统100包括无线馈电装置116和无线电力接收机118。无线馈电装置116包括电力传输控制电路200、激励电路110、馈送线圈电路120和相位检测电路114作为基本组件。无线电力接收机118包括接收线圈电路130和负载电路140。

在馈送线圈电路120的馈送线圈L2和接收线圈电路130的接收线圈L3之间设置长度约为0.2米至1米的距离。无线电力传输系统100主要致力于按照无线方式从馈送线圈L2向接收线圈L3馈送交流电。假设根据本实施方式的无线电力传输系统以100kHz或者更少的共振频率fr进行操作。在本实施方式中，将共振频率fr设置为40kHz。应该提到的是，根据本实施方式的无线电力传输系统100可以在诸如ISM(工业-科学-医学)频带的高频带中进行操作。

在激励电路110中，激励线圈L1和变压器T2的次级线圈Li串联连接。变压器T2的次级线圈Li与变压器T2的初级线圈Lb一起组成耦合变压器T2，并通过电磁感应从电力传输控制电路200接收交流电。激励线圈L1的匝数是1，导线直径是5mm，而激励线圈L1本身的形状是210mm×210mm的正方形。在图1中，为简明起见，用圆来表示激励线圈L1。同理，也可以用圆来表示其它线圈。图1所示的所有线圈都由铜制成。流入激励电路110的电流I1是交流电流。

在馈送线圈电路120中，馈送线圈L2和电容器C2串联连接。激励线圈L1和馈送线圈L2彼此面对。激励线圈L1和馈送线圈L2之间的距离相对较小，其为10mm或者更小。因此，激励线圈L1和馈送线圈L2彼此进行强电磁耦合。馈送线圈L2的匝数是7，导线的直径是5mm，而馈送线圈L2本身的形状是280mm×280mm的正方形。当使得交流电流I1流入激励线圈L1时，根据电磁感应原理，在馈送线圈L2中出现电动势，使得交流电流I2流入馈送线圈电路120。交流电流I2明显大于交流电流I1。设置馈送线圈L2和电容器C2的值使得馈送线圈电路120的共振频率fr是40kHz。

在接收线圈电路130中，接收线圈L3和电容器C3串联连接。馈送线圈L2和接收线圈L3彼此面对。接收线圈L3的匝数是7，导线的直径是5mm，而接收线圈L3本身的形状是280mm×280mm的正方形。设置接收线圈L3和电容器C3的值使得接收线圈电路130的共振频率fr也是40kHz。因此，馈送线圈L2和接收线圈L3不必具有同样的形状。当馈送线圈L2以共振频率fr＝40kHz产生磁场时，馈送线圈L2和接收线圈L3磁共振，导致大电流I3流入接收线圈电路130。

在负载电路140中，负载线圈L4和负载LD串联连接。接收线圈L3和负载线圈L4彼此面对。接收线圈L3和负载线圈L4之间的距离相对较小，约为10mm或者更小。因此，接收线圈L3和负载线圈L4彼此进行强电磁耦合。负载线圈L4的匝数是1，导线的直径是5mm，而负载线圈L4本身的形状是300mm×300mm的正方形。当使得电流I3流入接收线圈L3时，在负载电路140中出现电动势，使得电流I4流入负载电路140。由无线电力接收机118的接收线圈L3来接收从无线馈电装置116的馈送线圈L2馈送的交流电，并从负载LD取出该交流电。

如果负载LD与接收线圈电路130串联连接，则接收线圈电路130的Q值下降。因此，用于电力接收的接收线圈电路130和用于电力提取的负载电路140彼此分开。为了增强电力传输效率，优选的是，使得馈送线圈L2、接收线圈L3和负载线圈L4的中心线相互重合。

将说明电力传输控制电路200的构造。VCO(压控振荡器)202连接到栅极驱动变压器T1的初级端。VCO 202充当以驱动频率fo生成交流电压Vo的“振荡器”。尽管交流电压Vo的波形可以是正弦波，但是，这里假设电压波形是方波。交流电压Vo导致电流在正方向和负方向这两个方向交替地流入变压器T1的初级线圈Lh。变压器T1的初级线圈Lh、变压器T1的次级线圈Lf和变压器T1的次级线圈Lg组成栅极驱动耦合变压器T1。电磁感应导致电流在正方向和负方向这两个方向交替地流入变压器T1的次级线圈Lf和变压器T1的次级线圈Lg。

将摩托罗拉公司制造的内置单元(产品序号MC14046B)用作本实施方式的VCO 202。VCO 202还具有基于从相位比较电路150馈送的相位差指示电压SC来动态改变驱动频率fo的功能。尽管将在下文进行详细说明，但是，VCO 202还用作“驱动频率跟踪电路”。

VCO 202的第11引脚和第12引脚分别通过电阻器R5和电阻器R6连接到接地端。此外，VCO 202的第6引脚和第7引脚通过电容器C5彼此相连。通过适当的设置电阻器R5、R6和电容器C5的数值，可以调整驱动频率fo的可变范围。在本实施方式中，假设可在30至55kHz范围内调整驱动频率fo。相位差指示电压SC的合理范围是1.0至4.0(V)。相位差指示电压SC越高，则驱动频率fo越高。在下文中将利用图6来说明相位差指示电压SC和驱动频率fo之间的关系。

由直流电源Vdd充电的电容器CA和CB各自充当电力传输控制电路200的电源。电容器CA设置在图1的点C和点E之间，而电容器CB设置在点E和点D之间。假设电容器CA的电压(点C和点E之间的电压)是VA，电容器CB的电压(点E和点D之间的电压)是VB，则VA+VB(点C和点D之间的电压)表示输入电压。也就是说，电容器CA和CB分别充当直流电压源。

变压器T1的次级线圈Lf的一端连接到开关晶体管Q1的栅极，而变压器T1的次级线圈Lf的另一端连接到开关晶体管Q1的源极。变压器T1的次级线圈Lg的一端连接到开关晶体管Q2的栅极，而变压器T1的次级线圈Lg的另一端连接到开关晶体管Q2的源极。当VCO 202以驱动频率为fo产生交流电压Vo时，以驱动频率fo向开关晶体管Q1和Q2的栅极交替地施加电压Vx(Vx＞0)。结果，开关晶体管Q1和Q2以驱动频率fo交替地导通/关断。开关晶体管Q1和Q2是具有同样特性的增强型MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，但是也可以是诸如双极型晶体管的其它晶体管。此外，可以使用诸如中继开关的其它开关来取代该晶体管。

开关晶体管Q1的漏极连接到电容器CA的正极。电容器CA的负极经由变压器T2的初级线圈Lb连接到开关晶体管Q1的源极。开关晶体管Q2的源极连接到电容器CB的负极。电容器CB的正极经由变压器T2的初级线圈Lb连接到开关晶体管Q2的漏极。

将开关晶体管Q1的源极和漏极之间的电压称为源极-漏极电压VDS1，将开关晶体管Q2的源极和漏极之间的电压称为源极-漏极电压VDS2。将开关晶体管Q1的源极和漏极之间流动的电流称为源极-漏极电流IDS1，将开关晶体管Q2的源极和漏极之间流动的电流称为源极-漏极电流IDS2。示图中的箭头的方向指示正方向，与箭头方向相反的方向指示负方向。

当开关晶体管Q1导通(ON)时，开关晶体管Q2不导通(OFF)。此时的主要电流通路(下文称为“第一电流通路”)从电容器CA的正极开始，依次经过点C、开关晶体管Q1、变压器T2的初级线圈Lb和点E，然后返回到电容器CA的负极。开关晶体管Q1充当控制第一电流通路的导通/不导通的开关。

当开关晶体管Q2导通(ON)时，开关晶体管Q1不导通(OFF)。此时的主要电流通路(下文称为“第二电流通路”)从电容器CB的正极开始，依次经过点E、变压器T2的初级线圈Lb、开关晶体管Q2和点D，然后返回电容器CB的负极。开关晶体管Q2充当控制第二电流通路的导通/不导通的开关。

将流入电力传输控制电路200中的变压器T2的初级线圈Lb的电流称为“电流IS”。电流IS是交流电流，并且将第一电流通路中的电流流动定义为正方向，将第二电流通路中的电流流动定义为负方向。

当VCO 202以与共振频率fr相同的驱动频率fo馈送交流电压Vo时，第一电流通路和第二电流通路以共振频率fr进行切换。由于共振频率为fr的交流电流IS流入变压器T2的初级线圈Lb，因此交流电流I1以共振频率fr流入激励电路110，并且共振频率为fr的交流电流I2流入馈送线圈电路120。因此，馈送线圈电路120的馈送线圈L2和电容器C2处于共振状态。接收线圈电路130也是共振频率为fr的共振电路，从而馈送线圈L2和接收线圈L3磁共振。此时，可以得到最大传输效率。

共振频率fr根据馈送线圈电路120或者接收线圈电路130的使用条件或使用环境而略微改变。此外，在用新电路替换馈送线圈电路120或者接收线圈电路130时，共振频率fr会发生改变。另选的是，可能存在需要通过将电容器C2或电容器C3的静电电容变量设置为可变来积极地改变共振频率的情况。此外，根据本发明人进行的实验，已经发现当馈送线圈L2和接收线圈L3之间的距离小于一定程度时，共振频率开始降低。

本实施方式中的无线电力传输系统100允许驱动频率fo自动跟踪共振频率fr。为此，提供相位检测电路114来产生相位差指示电压SC。相位检测电路114包括电流相位检测电路144、电压相位检测电路146、相位比较电路150和低通滤波器152。与VCO 202的情况那样，将摩托罗拉公司制造的内置单元(相位比较器)(产品序号MC14046B)用作本实施方式中的相位比较电路150。因此，可以在一个芯片中实现相位比较电路150和VCO 202。

电流相位检测单元144测量来自检测线圈LSS(稍后说明)的电流相位，并产生指示该电流相位的相位值的S2信号。电压相位检测电路146测量来自交流电压Vo的电压相位，并产生指示该电压相位的相位值的S3信号。相位比较电路150基于S2和S3信号来检测电流相位和电压相位之间的偏差(相位差)，并产生指示相位差的幅值的相位差指示电压SC。当共振频率fr和驱动频率fo彼此一致时，相位差为零。因此，通过检测该相位差，能够检测共振频率fr和驱动频率fo之间的偏差的大小。稍后将利用图7和图8来详细说明电流相位检测电路144和电压相位检测电路146的电路构造，并且稍后将利用图9至图11来详细说明S2信号和S3信号之间的关系。

电阻器并联连接到变压器T1的初级线圈Lh两端以对输入到电压相位检测电路146的交流电压Vo进行分压。即使在VCO 202产生的交流电压Vo很高的情况下，也能够通过分压来将交流电压Vo降低到可管理的水平。可以根据源极-漏极电压VDS1、源极-漏极电压VDS2、源极-栅极电压VGS1或源极-栅极电压VGS2来测量电压相位。

在馈送线圈L2附近设置检测线圈LSS。检测线圈LSS是围绕具有穿透孔的铁心154(环形铁心)缠绕NS次的线圈。由诸如铁、硅钢或坡莫合金(permalloy)的公知材料制成铁心154。在本实施方式中，检测线圈LSS的匝数NS是100。

馈送线圈电路120的电流通路的一部分穿透铁心154的穿透孔。这意味着馈送线圈电路120相对于铁心154的匝数NP是1。利用上述构造，检测线圈LSS和馈送线圈L2组成耦合变压器。馈送线圈L2的交流电流I2所产生的交流磁场导致与I2具有相同相位的感应电流ISS流入检测线圈。根据等安匝定律，用I2·(NP/NS)来表示感应电流ISS的幅值。

电阻器R4连接到检测线圈LSS的两端。电阻器R4的一端B接地，电阻器R4的另一端A经由比较器142连接到相位检测电路114。

利用比较器142来将电势VSS数字化为S1信号。尽管稍后将参照图4来进行详细说明，比较器142是当电势VSS超过预定阈值(例如，0.1(V))时输出饱和电压3.0(V)的放大器。因此，通过比较器142将电势VSS转换为数字波形的S1信号。

电流相位检测电路144根据稍后说明的方法来调整S1信号的波形(数字波形)，并输出数字波形的S2信号。根据S2信号来测量交流电的电流相位。电流I2和感应电流ISS具有相同的相位，并且感应电流ISS和电势VSS(S1信号、S2信号)具有相同的相位。流入电力传输控制电路200的交流电流IS具有与电流I2相同的相位，从而可以通过观察S2信号的波形来测量交流电流IS的电流波形。

由VCO 202产生的交流电压Vo也输入到电压相位检测电路146作为S0信号。电压相位检测电路146根据稍后说明的方法来调整S0信号的波形，并输出数字波形的S3信号。根据S3信号来测量交流电的电压相位。

相位比较电路150从S3信号获取电压相位，并从S2信号获取电流相位，从而检测电压相位和电流相位之间的相位差td。当驱动频率fo与共振频率fr一致时，相位差td为零。相位比较电路150根据相位差td输出相位差指示电压SC。

低通滤波器152连接到相位比较电路150的输出端。低通滤波器152是电阻器R7和电容器C6串联连接的电路，其切除了相位差指示电压SC的高频成分。

相位差指示电压SC输入到VCO 202的。VCO 202根据输入的相位差指示电压SC来改变驱动频率fo，从而使得驱动频率fo跟踪共振频率fr。更具体地说，VCO 202改变交流电压Vo的脉冲宽度，从而改变驱动频率fo。

图2是示出驱动频率fo和馈送线圈电路120的阻抗Z之间的关系的曲线图。纵轴表示馈送线圈电路120(电容器C2和馈送线圈L2在其中串联连接的电路)的阻抗Z。横轴表示驱动频率fo。阻抗Z是共振状态下的最小值Zmin。尽管理想情况下共振状态时Zmin＝0，但是由于馈送线圈电路120中包含一些电阻元件，所以，Zmin一般不为零。

在图2中，当驱动频率fo为40kHz时，也就是说，当驱动频率fo和共振fr彼此一致时，阻抗Z变为最小，电容器C2和馈送线圈L2处于共振状态。当驱动频率fo和共振频率fr彼此偏离时，容抗和感抗中的一个比另一个占优势，从而阻抗Z也增加。

当由VCO 202产生的驱动频率fo与共振频率fr一致时，交流电流I2以共振频率fr流入馈送线圈L2，而交流电流I3也以共振频率fr流入接收线圈电路130。馈送线圈L2、电容器C2、接收线圈L3和电容器C3以相同的共振频率fr共振，从而从馈送线圈L2到接收线圈L3的电力传输效率变得最大。

当驱动频率fo和共振频率fr彼此偏离，交流电流I2以非共振频率流入馈送线圈L2。由于馈送线圈L2和接收线圈L3不能磁共振，因此电力传输效率急剧下降。此时，电流相位和电压相位彼此不一致。

图3是示出输出电力效率和驱动频率fo之间的关系的曲线图。输出电力效率是实际从馈送线圈L2馈送的电力相对于最大输出值的比例。当驱动频率fo与共振频率fr一致时，电流相位和电压相位之间的差异变为零，因此，电力传输效率变得最大，结果可以获得100(％)的输出电力效率。可以根据从负载LD获取的电力的幅值来测量输出电力效率。

从图3的曲线图可见，当在共振频率fr为40kHz的条件下将驱动频率fo设置为41kHz时，输出电力效率降低为约75(％)。也就是说，驱动频率fo和共振频率fr彼此偏离1kHz，电力传输效率降低25(％)。

图4是示出在驱动频率fo和共振频率fr彼此一致的情况下观察到的电压/电流变化过程的时序图。从时刻t0到时刻t1的时间段(下文称为“第一时间段”)是开关晶体管Q1导通而开关晶体管Q2关断的时间段。从时刻t1到时刻t2的时间段(下文称为“第二时间段”)是开关晶体管Q1关断而开关晶体管Q2导通的时间段。从时刻t2到时刻t3的时间段(下文称为“第三时间段”)是开关晶体管Q1导通而开关晶体管Q2关断的时间段。从时刻t3到时刻t4的时间段(下文称为“第四时间段”)是开关晶体管Q1关断而开关晶体管Q2导通的时间段。

当开关晶体管Q1的栅极-源极电压VGS1超过预定阈值Vx时，开关晶体管Q1处于饱和状态。因此，当开关晶体管Q1在时刻t0(其为第一时间段的开始时刻)导通时，源极-漏极电流IDS1开始流动。换言之，电流IS开始在正方向(第一电流通路)上流动。与电流IS具有相同相位的电流I2开始流入馈送线圈电路120。

假设交流电压Vo在时刻t0处于高电平，假设S0信号和S3信号也处于高电平。严格地说，假设S3信号在时刻t0略微过后为高电平；然而，为简明起见，假设S3信号在时刻t0为高电平。稍后将利用图9来说明S3信号的细节。

电势VSS与电流I2(电流IS)同步地变化。通过比较器142和电流相位检测电路144将模拟波形的电势VSS转换为数字波形的S1信号。此外，利用电流相位检测电路144来使S1信号成形，并作为S2信号输入相位比较电路150。严格地说，假设S2信号在时刻t0略微过后为高电平；然而，为简明起见，假设S1和S2信号同时为高电平。

当开关晶体管Q1在时刻t1(其为第二时间段的开始时刻)关断(非导通)时，源极-漏极电流IDS1不流动。另一方面，开关晶体管Q2导通(导电)，则源极-漏极电流IDS2开始流动。也就是说，电流IS开始在负方向(第二电流通路)上流动。

通过观察VSS的电压波形，可以测量电流IS(源极-漏极电流IDS1和IDS2)的电流相位。在第三时间段、第四时间段和后续的时间段中，重复与第一时间段和第二时间段相同的波形。

相位比较电路150对S2信号的上升沿时刻和S3信号的上升沿时刻进行比较，以计算相位差td。在图4的情况下，S2信号的上升沿时刻t0和S3信号的上升沿时刻彼此重合，从而相位差td＝0。也就是说，驱动频率fo与共振频率fr一致。此时，相位比较电路150不改变相位差指示电压SC。

利用比较器142等将电势VSS转换(成形)为数字波形，使得相位比较电路150可以方便地检测相位差td。当然，相位比较电路150也可以通过直接比较交流电压Vo(S0信号)和电势VSS来检测相位差。

如果像专利文献2中一样将流入馈送线圈L2的电流I2设置为测量目标，则将新的负载施加于馈送线圈L2，以改变共振电路的阻抗Z，导致Q值下降。直接将相位检测电路114连接到共振馈送线圈L2的电流通路就像在接触音叉的同时测量音叉的振动一样。在无线电力传输系统100中，利用由馈送线圈L2产生的磁场来产生感应电流ISS，从而测量电流相位。测量负载不施加于馈送线圈电路120，从而可以在抑制了对Q值的影响的同时来测量电流相位。

可以不仅使用馈送线圈L2还使用接收线圈L3或者负载线圈L4作为初级线圈来组成耦合变压器，从而导致检测线圈LSS产生感应电流ISS。根据本发明人进行的实验，已经发现在针对馈送线圈电路120设置检测线圈LSS的情况下能够获得最令人满意的操作。

图5是示出了在驱动频率fo低于共振频率fr的情况下观察到的电压/电流变化过程的时序图。在驱动频率fo低于共振频率fr的情况下，在馈送线圈电路120(LC共振电路)的阻抗Z中出现容抗分量，并且电流IS的电流相位超前于电压相位。因此，电流IS在比时刻t0更早的时刻t5开始流动。如上所述，电流IS和电势VSS同相，从而通过对电势Vo的电压波形和电势VSS的电压波形进行比较，能够检测电源中的电流相位和电压相位之间的相位差td。

如图4所示，当驱动频率fo与共振频率fr一致时，电流IS在时刻t0(其为第一时间段的起始时刻)开始流动，并且电势VSS变得高于0。在这种情况下，相位差td为0。当驱动频率fo低于共振频率fr时，电流IS在比时刻t0更早的时刻t5开始流动，并且VSS变得高于0，从而相位差td(＝t0-t5)变得大于0。当驱动频率fo和共振频率fr彼此偏离时，输出电力的效率下降，与共振时的情况相比，电流IS和电势VSS的幅值变小。

在驱动频率fo高于共振频率fr的情况下，在馈送线圈电路120的阻抗Z中出现感抗分量，并且，电流IS的电流相位相对于电压相位滞后。在这种情况下，相位差td小于0。

图6是示出了相位差指示电压SC和驱动频率fo之间的关系的曲线图。在VCO 202中设置图6所示的关系。相位差td的幅值与共振频率fr的变化成正比。因此，相位比较电路150根据相位差td来确定相位差指示电压SC的变化，并且VCO 202根据相位差指示电压SC来确定驱动频率fo。通过连接到VCO 202的电阻器R5、R6和电容器C5的时间常数来确定驱动频率fo的可设置范围。

初始状态中，共振频率fr是40kHz，因此，将驱动频率fo设置为40kHz。假设对应的相位差指示电压SC是3.0(V)。如图6所示，假设共振频率fr＝驱动频率fo＝40kHz，相位差指示电压SC始终为3.0(V)。

假设共振频率fr从40kHz改变为39kHz。由于在这种状态中驱动频率fo(＝40kHz)高于共振频率fr(＝39kHz)，因此相位差td小于0。相位差td与共振频率fr的变化(-1kHz)成正比。相位比较电路150基于相位差td来确定相位差指示电压SC的变化。在此示例中，相位比较电路150将相位差指示电压SC的变化设置为-0.1(V)，并输出新的相位差指示电压SC＝2.9(V)。VCO 202根据图6的曲线图所表示的关系输出与相位差指示电压SC＝2.9(V)相对应的驱动频率fo＝39kHz。通过上述处理，使得驱动频率fo可以自动跟踪共振频率fr的变化。

图7是电流相位检测电路144的电路图。电流相位检测电路144包括比较器156、电流波形成形电路158和电流基准调整电路160。将电流波形成形电路158的输出T1信号(电流相位信号)输入到比较器156的正极，并将电流基准调整电路160的输出T2信号(基准信号)输入到比较器156的负极。

利用比较器142将电势VSS成形为数字波形的S1信号，并输入电流波形成形电路158。电流波形成形电路158将数字波形(矩形波形)的S1信号成形为锯齿波形的T1信号。在电流波形成形电路158中，将电阻器R1插入S1信号的通路，并且二极管D1与电阻器R1并联连接。S1信号的传输通路通过电容器C7接地。在本实施方式中，T1信号在0.0(V)到3.0(V)的范围内变化。

基准信号调整电路160是包括电阻器R2和R3以及可变电阻器Rv1的电路。电源VCC通过包括电阻器R2、可变电阻器RV1和电阻器R3的串联电阻器电路接地。T2信号是表示可变电阻器RV1的中间电势的固定值信号。可以通过调整可变电阻器RV1来改变T2信号的电平。基准信号调整电路160产生固定电压作为T2信号。在本实施方式中，在0.1(V)至3.0(V)的范围内调整T2信号。如果必要，将非零电压值输入比较器156的负端。这是为了防止由于同时向比较器156的正极和负极输入0(V)而导致比较器156出错。

比较器156在T1信号的电平高于T2信号的电平(T1＞T2)时输出高电平S2信号，而在剩余的时间输出低电平S2信号。稍后将利用图9和后续附图来详细说明实际的输出波形。

图8是电压相位检测电路146的电路图。电压相位检测电路146包括比较器166、电压波形成形电路162和电压基准调整电路164。将电压波形成形电路162的输出T3信号(电压相位信号)输入到比较器166的正端，并将电压基准调整电路164的输出T4信号(基准信号)输入到比较器166的负端。

将由VCO 202产生的交流电压Vo(矩形波)作为S0信号输入到电压波形成形电路162。电压波形成形电路162使S0信号的数字波形成形为具有锯齿波形的T3信号。在电压波形成形电路162中，电阻器R8被插入S0信号的通路，并且二极管D2与电阻器R8并联连接。S0信号的传输通路通过电容器C8接地。在本实施方式中，T3信号也在0.0(V)至3.0(V)的范围内变化。

电压基准调整电路164是包括电阻器R9和R10以及可变电阻器RV2的电路。电源VCC通过包括电阻器R9、可变电阻器RV2和电阻器R10的串联电阻器电路接地。T4信号是表示可变电阻器RV2的中间电势的固定值信号。可以通过调整可变电阻器RV2来改变T4信号的电平。电压基准调整电路164产生固定电压作为T4信号。在本实施方式中，在0.1(V)至3.0(V)的范围内调整T4信号。如在比较器156的情况那样，如果必要，将非零电压值输入比较器166的负端。

比较器166在T3信号的电平高于T4信号的电平(T3＞T4)时输出高电平S3信号，而在剩余的时间输出低电平S3信号。

图9是示出在驱动频率fo和共振频率fr彼此一致时S2和S3信号之间的关系的时序图。当交流电压Vo(S0信号)在时刻t0上升时，T3信号的电平开始增加。当交流电压Vo(S0信号)在第一周期结束的时刻t1变为零时，T3信号的电平从最大值3.0(V)急剧下降为0.0(V)。当交流电压Vo(S0信号)在第三周期开始的时刻t2再次上升时，T3信号的电平再次开始增加。

另一方面，只要可变电阻器RV2在电压基准调整电路164中被固定，T4信号的电平就保持不变。在图9的示例中，T4信号的电平固定为0.1(V)。

分别将T3和T4信号输入到比较器166的正端和负端，并且从比较器166输出S3信号。在T3信号的电平高于T4信号的电平(T3＞T4)的时间段期间，S3信号的电平高于0(S3＞0)，而在剩余时间，S3信号的电平为0(S3＝0)。在图9中，在稍晚于时刻t0的时刻t6，T3信号的电平变得高于T4信号的电平(下文中，这样的定时也被称为“电压相位值”)。结果，S3信号稍晚于S0信号上升；然而，S3信号的信号波形本身和S0信号的信号波形相同。

如利用图4所述，如果驱动频率fo和共振频率fr彼此一致，则S1信号也在时刻t0上升。此时，T1信号的电平也开始增加。当S1信号在第一周期结束的时刻t1变为零时，T1信号的电平从最大值3.0(V)急剧下降为0.0(V)。当S1信号在第三周期开始的时刻t2再次上升时，T1信号的电平再次开始增加。

只要可变电阻器RV1在电流基准调整电路160中被固定，T2信号的电平就保持不变。在图9的示例中，T2信号的电平固定为0.1(V)。

分别将T1和T2信号输入到比较器156的正端和负端，并且从比较器156输出S2信号。在T1信号的电平高于T2信号的电平(T1＞T2)的时间段期间，S2信号的电平高于0(S2＞0)，而在剩余时间，S2信号的电平为0(S2＝0)。和在S3信号的情况中一样，S2信号在时刻t6上升(下文中，这样的定时也被称为“电流相位值”)。这是因为T4信号和T2信号的电平相同。

当驱动频率fo和共振频率fr彼此一致时，S1信号在S0信号上升的时刻t0也上升。此外，如果T4信号和T2信号的电平相同，则S2信号在S3信号上升的时刻t6也上升。相位比较电路150将S2信号和S3信号的上升时间之间的偏差检测作为相位差，从而检测到驱动频率fo和共振频率fr之间的偏差，换言之，从而检测电流相位值和电压相位值之间的偏差。

当T4信号的电平为零时，T3信号和T4信号这两者的电平在第二周期和第四周期期间都变为零(T3＝T4＝0)，结果，比较器166出错。对于T2信号也有同样的情况。因而，T2和T4信号的最低电平被设置为高于0的值。

图10是在图9的状态中使得T2信号的电平上升的情况下观察到的时序图。通过调整电流相位检测电路144的可变电阻器RV1，使得T2信号的电平上升。在这种情况下，T2信号的电平高于T1信号的电平(T2＞T1)的时刻是时刻t6之后的时刻t9。结果，S2信号的上升时刻(时刻t9：电流相位值)和S3信号的上升时刻(时刻t6：电压相位值)彼此不一致，从而相位比较电路150检测相位差td。由于即使驱动频率fo和共振频率fr实际彼此一致时T4信号和T2信号的电平也变得彼此不一致，所以，相位比较电路150检测到相位差td。

例如，假设驱动频率fo＝共振频率fr＝40kHz成立。当T2信号的电平增加时，相位比较电路150检测到相位差td，并改变相位差指示电压SC。VCO 202确定电流相位相比电压相位延迟，并降低驱动频率fo，从而使得驱动频率fo和共振频率fr彼此一致。

图11是在从图10所示的状态经过预定时间段的情况下观察到的时序图。VCO 202降低驱动频率fo，从而使相位差td回归零。这里，假设VCO 202将驱动频率fo从40kHz降低为39kHz。由于共振频率fr是40kHz，电流相位领先于电压相位。结果，S1信号在比时刻t0更早的时刻t12上升。作为S1信号相位领先的结果，S2信号的上升时刻早于S3信号上升的时刻t6。由于这样消除了相位差td，所以，驱动频率fo稳定为39kHz。然而，实际的共振频率fr保持为40kHz，所以馈送线圈电路120和接收线圈电路130不处于最大共振状态。可以说，调整T2信号(基准信号)有意地改变了S2信号的上升时刻(电流相位值)，误导了相位比较电路150和VCO 202。如利用图3所述，当驱动频率fo和共振频率fr彼此变得不一致时，输出电压效率下降。通过调整可变电阻器RV1，可以控制传输电力。

图12是示出输出电力和相位差之间的关系的曲线图。横轴表示从负载LD获取的输出电力(W)，而纵轴表示相位差td(微秒)。这里假设T2和T4信号的电平相同。由图12可以清楚，当相位差td为0时，可以得到最大的输出电力。此曲线图示出当馈送线圈电路120处于共振状态时可以获得最大输出电力效率。

图13是示出驱动频率fo和输出电力之间的关系的曲线图。横轴表示驱动频率fo(Hz)，而纵轴表示输出电力(W)。这里假设T2和T4信号的电平相同。由图13可以清楚，当驱动频率fo为40kHz时，可以得到最大的输出电力。此曲线图还示出了当共振频率fr和驱动频率fo彼此一致时可以获得最大输出电力效率。这表明通过有意地产生相位差并且有意地使驱动频率fo与共振频率fr偏离，可以降低输出电力。

图14是示出在改变共振频率的状态下输出电力效率和驱动频率fo之间的关系的曲线图。这里假设调整T2信号的电平以使得相位差td在共振频率fr为40kHz并且驱动频率fo为39kHz的条件下变为0。换言之，当fr＝fo+1.0成立时，相位差td变为0。

在这种状态下，假设共振频率fr因故从40kHz变为39.5kHz。共振特性曲线向左平移0.5kHz(＝40-39.5)。那么，39.5＜39+1.0，即，fr＜fo+1.0成立，从而检测到相位差td。VCO 202将驱动频率降低0.5kHz为38.5kHz。那么，fr＝fo+1.0再次成立，从而相位差变为0。结果，驱动频率fo稳定为38.5kHz。

也就是说，当共振频率fr降低0.5kHz时，驱动频率fo自动降低0.5kHz。如上所述，即使共振频率fr被外部因素改变，也可以将输出电力效率保持在固定水平。

图5是利用无线电力馈送系统100实现的桌子234和台灯232的侧视图。桌子234充当上述无线馈电装置116。馈送线圈L2缠绕在桌子234的后侧，而激励线圈L1缠绕在馈送线圈L2内部，与馈送线圈L2共中心。馈送线圈L2连接到电容器C2，以组成馈送线圈电路120。馈送线圈电路120被一体地安装在桌面的后侧，或者位于桌板内部。

激励线圈L1连接到馈送电路236。馈送电路236是包括电力传输控制电路200和相位检测电路114的电路，馈送电路236能够通过调整面盘240来改变T2信号的电平。换言之，可以通过调整面盘240来实现电力控制。馈送电路236通过整流电路238连接到商用交流电源。利用整流电路238将商用交流电源的交流电压转换为直流电压，并作为电源Vdd被提供给馈送电路236。

台灯232内部具有无线电力接收机118。接收线圈L3缠绕在台灯232的较低部分中，负载线圈L4缠绕在接收线圈L3内部，与接收线圈L3共中心。电容器C3连接到接收线圈L3，以组成接收线圈电路130。灯作为负载LD连接到负载线圈L4。可以通过接收AC电流来开启该灯。此外，可以通过未例示的整流电路将流入负载线圈L4的交流电流I4转换为直流电流，以向电灯供电。

桌子234按照无线方式向台灯232供电。因此，台灯232不需要输电线。可以利用桌子234侧面的调整面盘240来调整台灯232的亮度。

图16是示出桌子234和台灯232的外观的图。如图16所示，桌子234可以集成线圈、馈送电路236等。此外，调整面盘240可以配置在桌子234的侧表面或顶部。在图16的示例中，三个台灯232a、232b和232c被设置在桌子234的顶部。由于不需要输电线，所以，即使在将多个台灯232设置在桌子234上的情况下，也可以保持桌子234的顶部干净整洁。此外，可以自由摆放多个台灯232。此外，无论就美观还是安全而言，此构造都是优异的。例如，没有被输电线绊倒的风险。此外，可以通过调整面盘240来共同控制多个台灯232，增强了方便性。

图17是作为本实施方式的修改例的无线电力传输系统100的系统构造图。在修改例的无线电力传输系统100中，电力传输控制电路200直接驱动馈送线圈电路120，而无需激励电路110的干预。用与图1相同的附图标记标出的组件具有与图1的相应组件相同的或者相对应的功能。

在修改例中的馈送线圈电路120中，变压器T2的次级线圈Li串联连接到馈送线圈L2和电容器C2。变压器T2的次级线圈Li与变压器T2的初级线圈Lb一起组成耦合变压器T2，并通过电磁感应从电力传输控制电路200接收交流电。因此，可以直接从电力传输控制电路200向馈送线圈电路120馈送交流电，而无需激励电路110的干预。

以上基于优选实施方式说明了无线电力传输系统100。如利用图2和图3所述，在磁场共振类型的无线电力馈送中，共振频率fr和驱动频率fo之间的一致程度对电力传输效率具有显著的影响。使用相位检测电路114使得驱动频率fo能够自动跟踪共振频率fr的变化，从而即使使用条件改变也可以很方便地将电力传输效率保持为最大值。此外，通过调整T2信号的电平，可以有意地降低电力传输效率。也就是说，有意产生共振或非共振状态使得可以很方便地控制无线馈电装置116的传输电力。根据本发明人进行的实验，没有发现与T2信号的电平调整相关联的显著的电力损耗。

在传统台灯的情况下，输电线经常会挡路，所以，通常将吊灯用于餐桌。根据本发明的桌子234，可以消除提供台灯的输电线的需要，从而增加了台灯232的可用性。例如，可能出现在台灯的照射下食物变得更诱人的情况。此外，在使用吊灯的情况下，照明位置固定，而台灯232可以自由摆放，使得能够进行各种形式的照明。此外，可以由桌子234侧面来集体控制多个台灯232。

上述实施方式仅是对本发明的例示，本领域技术人员将理解，可以对本发明的组件和处理过程的组合进行各种修改，并且，这些修改包含在本发明的范围之内。

尽管在上述实施方式中将电力传输控制电路200形成为半桥式电路，但是，也可以将电力传输控制电路200形成为推挽式电路。由电流波形成形电路158产生的T1信号或者由电压波形成形电路162产生的T3信号可以不仅是锯齿波形的交流信号，而且可以是电压值在预定时间段内逐渐升高或降低的三角形波形或正弦波形的交流信号。尽管在上述实施方式中将电流相位检测电路144的可变电阻器RV1设置为调整目标，但是，也可以将电压相位检测电路146的可变电阻器RV2或者可变电阻器RV1和RV2这两者设置为调整目标。此外，可以仅提供电流相位检测电路144。在这种情况下，必须执行设置以使得S0信号不变为零。

Claims

1.一种无线馈电装置，该无线馈电装置用于按照无线方式从馈送线圈向接收线圈供电，所述无线馈电装置包括：

电力传输控制电路，其向所述馈送线圈馈送交流电；

馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和电容器，并且所述馈送线圈电路以所述接收线圈的共振频率共振；以及

相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位与电流相位之间的相位差，其中，

所述电力传输控制电路调整所述交流电的驱动频率以减小所述相位差，从而使得所述驱动频率跟踪所述共振频率，并且，

在所述相位检测电路中，能够针对所述电压相位和所述电流相位中的一方或双方，有意地改变检测到的相位值以有意地产生相位差，使得所述驱动频率和所述共振频率变得彼此不一致，以降低电力传输效率，从而有意地产生共振或非共振状态，实现对电力传输效率的手动控制。

2.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其中，

所述相位检测电路对第一相位值和第二相位值进行比较来检测所述相位差，并且通过改变第一基准值和第二基准值这两者或其中之一来改变所述第一相位值和所述第二相位值这两者或其中之一，其中，所述第一相位值指示所述交流电的电压水平变为所述第一基准值的时刻，所述第二相位值指示所述交流电的电流水平变为所述第二基准值的时刻。

3.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其中，

所述相位检测电路将所述交流电的电压分量和电流分量这两者或其中之一转换为具有锯齿波形的信号，以检测所述相位差。

4.根据权利要求1所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括：激励线圈，该激励线圈与所述馈送线圈磁耦合，并且所述激励线圈将从所述电力传输控制电路馈送的交流电馈送给所述馈送线圈，其中，

所述电力传输控制电路包括第一电流通路和第二电流通路，并且所述电力传输控制电路使分别与所述第一电流通路和所述第二电流通路串联连接的第一开关和第二开关交替地导通，以向所述激励线圈馈送所述交流电。

5.根据权利要求1所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括检测线圈，该检测线圈利用由所述交流电产生的磁场来产生感应电流，其中，

所述相位检测电路测量所述检测线圈中流动的所述感应电流的相位，以实现对所述交流电的电流相位的测量。

6.根据权利要求5所述的无线馈电装置，其中，

所述检测线圈是利用由所述馈送线圈中流动的交流电所产生的磁场来产生所述感应电流的线圈。

7.一种无线电力传输系统包括：

根据权利要求1至6中的任一项所述的无线馈电装置；

接收线圈；以及

负载线圈，其与所述接收线圈磁耦合，并且所述负载线圈接收由所述接收线圈从馈送线圈接收到的电力。

8.一种具有无线馈电功能的桌子，该桌子包括根据权利要求1至6中的任一项所述的无线馈电装置，其中，

馈送线圈被设置在所述桌子的背面上或者嵌入在所述桌子内部。

9.一种具有无线电力接收功能的台灯，该台灯利用接收线圈接收按照无线方式从根据权利要求8所述的桌子发送的交流电，所述台灯包括：

接收线圈电路，其包括所述接收线圈和电容器，并且所述接收线圈电路以共振频率共振；以及

负载电路，其包括负载线圈和灯，所述负载线圈与所述接收线圈磁耦合以从所述接收线圈接收交流电，并且所述灯从所述负载线圈接收电力，其中，

当所述灯被放置在所述桌子上时，所述接收线圈接收从设置在所述桌子中的馈送线圈馈送的交流电，以开启所述灯。